Schaltungsanordnung zur Feststellung von in einem Schwingungsgemisch enthaltenen
Signalschwingungen.
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Feststellung von in einem Schwin yungsgemisch enthaltenen'Signalschwingun- gen, deren Frequenz innerhalb der Grenzen eines bestimmten Frequenzuintervalles liegt. Es ist bekannt, hierfür Reaktanz-Bandpassfilter zu verwenden, wobei deren Durchlassbereich mit dem genannten Frequenzintervall zusam menfällt. Wird jedoch ein relativ schmaler Durehlassbereich mit steilen Dämpfungsflan Içen gefordert, so müssen die Daten der Schaltelemente-Induktivitäten und Kapazitäten-- in sehr engen Grenzen gehalten werden.
Demgegenüber ist die erfindungsgemässe Schal- tungsanordnung gekennzeichnet durch eine ifodulatorschaltlmg, der das Schwingungsge- misch auf zwei Wegen zugeführt wird, von denen wenigstens der eine einen Vierpol mit frequenzabhängiger Phasendrehung enthält.
Dieser Phasengang soll bewirken, dass die Differenz zwischen den Phasen der Schwingun- gen an den beiden Modulatoreingänden innerhabl ¯ 3#/2 bleibt und eine solche Frequenz- abhängigkeit aufweist, da# in einem am Mo clulatorausgang angesehlossenen Indikatorstromkreis nur dann eine Gleiehstromkompo- nente von bestimmter Richtung auftritt, wenn im genannten Schwingungsgemiseh Schwin- gungen enthalten sind, deren Frequenz im genannten Frequenzintervall liegt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sollen nachstehend an Hand der Figuren aus führlich erläutert werden.. Es zeigen :
Fig. 1 ein Prinzipschema der Sehaltungs- anordnung,
Fig. 2 das Schaltschema eines Ausfüh- rungsbeispiels der Erfindung, die Fig. 3 bis 5 die Prinzipschemata von drei weiteren Ausführungsbeispielen,
Fig. 6 die Abhängigkeit der Gleichspannung am Modulatorausgang von der Phasen versehiebung der Spannungen an den Modu latoreingängen,
Fig. 7a und b die Phasendrehung als s Funktion der Frequenz bei konstant-K-Band passfiltergliedern,
Fig.
8a bis d den Verlauf der Gleichspan- nung am Modulatorausgang in Funktion der Frequenz bei den verschiedenen gezeigten Ausführungsbeispielen.
'Fig. 1 zeigt die prinzipielle Schaltungsan ordmmg. Die Leitung L enthalte das Schwin- gungsgemiscb, das auf Signalschwingungen untersucht werden soll, deren Frequenz innerhalb der Grenzen. eines bestimmten Frequenzintervalles liegt. Hierzu wird das Sehwingungs gemiseh auf zwei Wegen Wl und W2 dem Modulator M zugeführt. Die Spannung U1 wird so mit einer Spannung U2 moduliert, die dieselbe Kurvenform wie U1 aufweist. Jeder Frequenzkomponente von U1 entspricht eine solche der modulierenden Spannung U2. Es handelt sich also um eine Modulation von Schwingungen derselben Frequenz.
Es wird nun die bekannte Tatsache ausgenützt, dass hierbei im Modulationsprodukt U3. eine-Gleich- Spannungskomponente 83¯ enthalten ist, die dem Kosinus der Phase 12 zwischen den Spannungen U1 und U2 proportional ist. Dieser Verlauf von U3¯ist in Fig. 6 fiir Winkel 9912 zwischen +-dargestellt.
2 2 Insbesondere ist für 9912 = 0 die Gleichspan- nung maximal und für #12 = ¯ #/2 Null. Wenn nun allen Frequenzkomponenten innerhalb des gewiinschten Intervalles eine Phasenverschie- bung 9912 zwischen +-und--und allen 2 2 übrigen Frequenzkomponenten eine solche von > #/2 bzw. < -#/2, höchstens aber er teilt wird, so wird im Modulationsprodukt Z ; i3 eine Gleichspannungskomponente W3¯ von bestimmter Richtung nur bei Vorhandensein von Signalschwingungen innerhalb des genannten Frequenzintervalles enthalten sein.
Diese Richtung von U3¯sei im folgenden immer positiv angenommen. U3¯ist au#erdem vom Modulationsgrad abhängig. Als Indikator, der durch die Impedanz Z dargestellt ist, kann z. B. ein Gleiehstromrelais oder-messinstrument Verwendung finden. Die geeignete Phasendifferenz der Signalspannungen kann sowohl durch einen einzigen Vierpol VP als auch durch zwei auf die beiden Wege verteilte, in bezug auf den Phasengang versehiedene Vierpole erzeugt werden. Letzteres kann gewisse Vorteile bringen, auf die später noch hingewiesen werden soll.
Einen vorteilhaften Verlauf der Phasendrehung in Funktion der Frequenz weist ein Bandpassfilterhalbglied vom konstant-K-Typ auf. Er ist in Fig. 7a durch die Kurve 1 dargestellt. Zwisehen den beiden Grenzfrequenzen ft und fh verläuft er nach einer arcsin-Funk- tion und bleibt im Sperrbereich konstant auf den Werten -.
Wird als phasendrehender
2 Vierpol ein solches Filterglied verwendet, so kann nur von Frequenzen innerhalb des Durchlassbereiches des Filtergliedes, der dann mit dem genannten Frequenzintervall identisch ist, eine Gleichspannung am Modulator- ausgang entstehen, da alle andern Frequenzen um gegeneinander versehoben an den
2 Modulatoreingängen erseheinen und somit, da cos 912 = 0, auch U3#für diese Frequenzen
Null ist.
Fig. 2 zeigt als Beispiel das Schaltschema einer vorteilhaften Ausführung der Erfin dung. Als phasendrehender Vierpol wirkt das Bandpassfilterhalbglied F mit dem Serieresonanzkreis L1, Cl als Längsimpedanz und dem Parallelresonanzkreis L2, C2 als Querimpe- danz. Mit E1 und E2 sind die Eingänge der an sich bekannten Modulatorschaltung M bezeich- net. Damit eindeutig die Spannung an E1 mit der Spannung an E2 moduliert wird und nicht umgekehrt, darf beim vorliegenden Modulator die Spannung an E2 auch im Durchlassbereich des Filters höchstens 1/l derjenigen an El betragen. Hierfür sorgt der Widerstand Rl.
Fig. 8a zeigt ZT3¯ in Funktion der Frequenz f als Folge des Zusammenwirkens des in Fig. 7a gezeigten Phasenganges des Filtergliedes F #und des Verlaufes der Gleichstromkomponente
U3¯am Modulatorausgang in Funktion der
Phase 12 an der Impedanz Z3, die am Modu latorausgang den Indikatorstromkreis schliesst.
Eine Gleichstromkomponente tritt nur bei Vor handensein einer Signalspannung im Fre quenzintervall zwischen ft und fh auf. Auf die Abweichungen der Kurve in Fig. 8a vom punktiert eingezeichneten idealen Verlauf soll später eingegangen werden.
Der Vergleich des Phasenganges (Kurve 1) mit dem Dämpfungsverlauf (Kurve 2) in Fig. 7a lässt die Vorzüge der Schaltungsanord- nung erkennen ; die Bedingimg für U3¯=0, also eine Phasendrehung von -, ist bei den
2 Grenzfrequenzen ft und fh bereits erfüllt, wäh renddem der Anstieg der Dämpfung b hier erst beginnt. Ausserdem besteht die Möglich- keit, den Gleichstromindikator erst von einem bestimmten Schwellenwert Ifs (Fig. 8a) ansprechen zu lassen, wodurch das Frequenzintervall zwischen die Werte/gt und/gh weiter eingeengt wird.
I) as Prinzipschema nach Fig. 3 gibt die Möglichkeit an, die für U3¯ = 0 verlangte Phasendrehung von scion bei näher auf
2 einanderliegenden Frequenzen als den Grenzfrequenzen zu erreichen. Dies geschieht nämlieh durch Zusammenschalten von zwei Halbgliedern I und II zu einem T-oder 3-Glied. F.
Flierdureh wird die Spannung U2 gegenüber U1 um den. doppelten Winkel verdreht, wie bei nur einem Halbglied. Den Verlauf von U3¯ in Funktion der Frequenz zeigt für diesen Fall Fig. 8b. Aus der Phasendrehung # bei den Grenzfrequenzen resultiert eine dem Wert bei der Lochfrequenz f o entgegengesetzte Gleichspannung U3¯. Der Abfall des bei ft und f,, erreichten Gleichspannmgswertes nach niedrigeren bzw.
höheren Frequenzen (Sperrbereich) hin wird durch die zunehmende Dämpfung der Spannung U2 und daher ab nehmendem Modulationsgrad bewirkt und nicht durch eine Phasendrehung, die ja im Sperrbereich konstant auf dem Wert # bleibt. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind im Indikatorstromkreis Ventilmittel erforder lich, die bewirken, dass nur Gleichstromkompo- nenten jener Richtung zur Wirkung kommen, in der innerhalb des Durchlassbereiehes nur ein Maximum auftritt, hier also die positiven Komponenten bei JO.
Wäre der Indikator für Gleiehströme beider Richtungen empfindlieh, das heisst, wären die Ventilmittel, wie sie in der Impedanz Z'angedeutet sind, nicht vorhanden, so würden auch Signalspannungen ausserhalb des genannten Frequenzintervalles den Indikator zum Ansprechen bringen. Die Anordnung ist weniger gut geeignet für Fälle, bei denen gleiehzeitig Signalfrequenzen auftreten, die Gleichspannungen versehiedener Polarität hervorrufen. Diese können sich nämlich im Indikatorkreis teilweise kompensieren, was auch durch die Ventilmittel nicht verhindert werden kann.
Hatte die Differenz der Anzahl der in einem von der Anzahl der im andern der beiden Wege vorhandenen Halbglieder im Beispiel nach Fig. 3 zwei betragen, so ist sie beim folgenden Beispiel (Prinzipschema nach Fig. 4) auf drei erhöht worden. Hier bilden die Halbglieder I, II und III das Bandpassfilter F. Den Verlauf von U3¯mit der Frequenz f zeigt Fig. 8c. Infolge der gegenüber dem einzelnen Halbglied verdreifachten Phasendrehung ist das zwischen den Frequenzen für #12 = ¯ #/2 liegende Frequenzintervall in bezug auf die Durchlassbreite des Filters noch enger.
Bei den Frequenzen für #12 = ¯ # erreicht U3¯ ein dem Wert bei fo entgegengesetztes Maximum und versehwindet infolge des weiteren Ansteigens der Phasendrehung auf -bis
2 zu den Grenzfrequenzen ft und fh. Der Indikatorstromkreis am Modulatorausgang (Fig. 4) enthält Ventilmittel, die bewirken, dass nur Gleichstromkomponenten der positiven Richtung zur Wirkung kommen. Wäre der Indikator für Gleichströme der entgegengesetzten Richtung wirksam, so wäre die Anzeige ein deutig, da innerhalb des Durchlassbereiches des Filters F an zwei Stellen (#12 = ¯ 3) ein negatives Maximum auftritt. Dies wäre aber für die Zwecke der Erfindung nicht erwünscht.
So hingegen ist der Bereich innerhalb des Durchlassbereiches, in dem Gleichstromkomponenten zur Wirlkung kommen, gegenüber den vorher beschriebenen Ausführungsbeispielen noch enger, das heisst die Anzeige ist noch selektiver : Für verschiedene gleichzeitig auf- tretende Signalfrequenzen gilt das beim Beispiel nach Fig. 3 gesagte.
Fig. 7b zeigt die Phasengänge für Filter- glieder, bestehend aus einem (Kurve 1) bzw. zwei Halbgliedern (Kurve 2). Die punktierten Linien geben den idealen, theoretischen Verlauf an. Dieser kann praktisch nicht genau erreicht werden, sondern es treten infolge Fehlanpassung und Verlusten in den Filter- elementen Abweichungen auf, wie sie die aus- gezogenen Linien angeben.
Dies ist die Ursache für den in Fig. 8a mit ausgezogenen Linien eingezeichneten, tatsächlichen Verlauf von Il3¯. Die in der Gegend der Grenzfrequenzen ins negative Gebiet reichenden Teile der Kurve sind aber unerwiinscht. Denn die von Signalspannungen in diesen Frequenzgebieten herrührenden negativen Spannungskomponenten kompensieren teilweise die positiven Spannun- gen, die von gleichzeitig auftretenden, anzu- zeigenden Signalsehwingungen hervorgerufen werden.
Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 schafft dieser Unzulänglichkeit weitgehend Abhilfe, indem beide Wege W1 und W2 einen Vierpol mit frequenzabhängiger Phasendre hung, in diesem Fall eines bzw. zwei Bandpassfilterhalbglieder F1 und F2, enthalten.
Beide weisen die als unerwünscht bezeichnete Abweichung im Phasengang auf (Fig. 7b). Bei der Differenzbildnng der Phasen nach den Kurven 1 und 2 treten nun wegen ihres ähnlichen Verlaufes Winkel
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kaum mehr auf. uamit sind aucii die negativen w erte von U3¯ im (; ebiete der Grenzfrequenzen weit- gehend vermieden, wie in Fig. 8d dargestellt ist. Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 sind Ventilmittel im Indikatorstromkreis überflüssig, da nur Gleichstromkomponenten der einen Richtung amftreten.
Bezüglich der Verwendbarkeit müssen die Beispiele nach Fig. 2 und 5 einerseits und nach Fig. 3 und 4 anderseits unterschieden werden.
Wie bereits erwähnt, sind die letzteren wenig geeignet in fällen, wo gleichzeitig Signalfre quenzen auftreten, die Gleichstromkomponen- ten beider Polaritäten hervorrufen Die Einrichtung kann aber mit Vorteil verwendet wer- den zur Aufnahme von Steuer- (Wahl-) Impulsen, die den Naehriehtenströmen vorangehen. Steuer- und Nachrichtenfrequenzen können dann nahe beieinanderliegen, ohne dass durch die letzteren die Empfangseinrich- tung für die Steuersignale auf unerwünschte Weise beeinflusst werden konnte.
Die Schaltungen nach Fig. 2 und 5 arbeiten auch dann zuverlässig, wenn Signalsehwingungen mit über das ganze Frequenzband verteilten Fre quenzen gleichzeitig auftreten.
Circuit arrangement for determining contained in a vibration mixture
Signal oscillations.
The invention relates to a circuit arrangement for determining signal oscillations contained in a mixture of oscillations, the frequency of which lies within the limits of a specific frequency interval. It is known to use reactance bandpass filters for this purpose, the pass band of which coincides with the mentioned frequency interval. However, if a relatively narrow passage area with steep damping flanges is required, the data for the switching element inductances and capacitances must be kept within very narrow limits.
In contrast, the circuit arrangement according to the invention is characterized by an ifodulator circuit to which the vibration mixture is fed in two ways, at least one of which contains a quadrupole with a frequency-dependent phase rotation.
This phase response is intended to ensure that the difference between the phases of the oscillations at the two modulator inputs remains within ¯ 3 # / 2 and has such a frequency dependency that # in an indicator circuit connected to the modulator output only a traction current component of a certain direction occurs if the mentioned oscillation mixture contains oscillations whose frequency lies in the mentioned frequency interval.
Embodiments of the invention will be explained in detail below with reference to the figures. They show:
1 shows a basic diagram of the posture arrangement,
2 shows the circuit diagram of an embodiment of the invention, FIGS. 3 to 5 show the basic diagrams of three further embodiments,
6 shows the dependence of the direct voltage at the modulator output on the phase shift of the voltages at the modulator inputs,
7a and b show the phase shift as a function of the frequency in the case of constant K-band pass filter elements,
Fig.
8a to d show the course of the direct voltage at the modulator output as a function of the frequency in the various exemplary embodiments shown.
'Fig. 1 shows the basic circuit arrangement. The line L contains the oscillation mixture that is to be examined for signal oscillations, the frequency of which is within the limits. a certain frequency interval. For this purpose, the visual oscillation mixed is fed to the modulator M on two paths W1 and W2. The voltage U1 is modulated with a voltage U2, which has the same curve shape as U1. Each frequency component of U1 corresponds to one of the modulating voltage U2. So it is a modulation of oscillations of the same frequency.
The known fact is now used that here in the modulation product U3. a DC voltage component 83¯ is included which is proportional to the cosine of phase 12 between voltages U1 and U2. This course of U3¯ is shown in FIG. 6 for angle 9912 between + -.
2 2 In particular, the DC voltage is maximum for 9912 = 0 and zero for # 12 = ¯ # / 2. If a phase shift 9912 between + - and - and all 2 2 other frequency components is now divided by> # / 2 or <- # / 2, but at most it is divided into all frequency components within the desired interval, the modulation product becomes Z; i3 a direct voltage component W3¯ of a certain direction can only be contained in the presence of signal oscillations within the mentioned frequency interval.
This direction from U3¯sei is always positively assumed in the following. U3¯ is also dependent on the degree of modulation. As an indicator, which is represented by the impedance Z, z. B. find a traction relay or measuring instrument use. The suitable phase difference of the signal voltages can be generated both by a single quadrupole VP and by two quadrupoles which are distributed over the two paths and which differ with respect to the phase response. The latter can bring certain advantages, which will be pointed out later.
A bandpass filter half-element of the constant-K type has an advantageous curve of the phase rotation as a function of the frequency. It is represented by curve 1 in FIG. 7a. Between the two limit frequencies ft and fh, it runs according to an arcsin function and remains constant at the values - in the blocked range.
Is called phase rotating
2 Quadrupole if such a filter element is used, a DC voltage can only arise at the modulator output from frequencies within the pass band of the filter element, which is then identical to the frequency interval mentioned, since all other frequencies are offset against each other at the
2 modulator inputs appear and therefore, since cos 912 = 0, also U3 # for these frequencies
Is zero.
Fig. 2 shows as an example the circuit diagram of an advantageous embodiment of the inven tion. The bandpass filter half-element F acts as a phase-rotating quadrupole with the series resonance circuit L1, Cl as a series impedance and the parallel resonance circuit L2, C2 as a transverse impedance. The inputs of the modulator circuit M known per se are denoted by E1 and E2. So that the voltage at E1 is clearly modulated with the voltage at E2 and not vice versa, the voltage at E2 in the present modulator must not exceed 1 / l of that at El in the pass band of the filter. This is ensured by the resistor Rl.
FIG. 8a shows ZT3¯ as a function of the frequency f as a result of the interaction of the phase response of the filter element F # shown in FIG. 7a and the profile of the direct current component
U3¯ at the modulator output as a function of
Phase 12 at impedance Z3, which closes the indicator circuit at the modulator output.
A direct current component only occurs when there is a signal voltage in the frequency interval between ft and fh. The deviations of the curve in FIG. 8a from the ideal course drawn in with dotted lines will be discussed later.
The comparison of the phase response (curve 1) with the attenuation curve (curve 2) in FIG. 7a reveals the advantages of the circuit arrangement; the condition for U3¯ = 0, i.e. a phase shift of -, is for the
2 limit frequencies ft and fh have already been met, while the increase in attenuation b only begins here. There is also the possibility of having the direct current indicator only respond to a certain threshold value Ifs (FIG. 8a), whereby the frequency interval between the values / gt and / gh is narrowed further.
I) as the principle diagram according to Fig. 3 indicates the possibility of the phase rotation of scion required for U3¯ = 0 at closer
2 frequencies lying on top of each other than the limit frequencies. This is done by connecting two half links I and II to form a T or 3 link. F.
Flierdureh, the voltage U2 is compared to U1 by the. twisted at a double angle, as with only one half-link. In this case, FIG. 8b shows the course of U3¯ as a function of frequency. The phase rotation # at the limit frequencies results in a DC voltage U3¯ opposite to the value at the hole frequency f o. The drop in the DC voltage value reached at ft and f ,, towards lower resp.
towards higher frequencies (stop band) is caused by the increasing attenuation of the voltage U2 and therefore the decreasing degree of modulation and not by a phase shift, which remains constant at the value # in the stop band. In this embodiment, valve means are required in the indicator circuit which ensure that only direct current components come into effect in the direction in which only a maximum occurs within the passage area, in this case the positive components at JO.
If the indicator were sensitive to DC currents in both directions, that is, if the valve means, as indicated in the impedance Z ', were not present, then signal voltages outside the mentioned frequency interval would also make the indicator respond. The arrangement is less suitable for cases in which signal frequencies occur at the same time, which cause DC voltages of different polarity. This is because these can partially compensate each other in the indicator circuit, which cannot be prevented by the valve means either.
If the difference in the number of half-links in one of the other of the two paths was two in the example according to FIG. 3, it has been increased to three in the following example (principle diagram according to FIG. 4). Here the half-members I, II and III form the bandpass filter F. The course of U3¯ with the frequency f is shown in FIG. 8c. As a result of the phase rotation, which is tripled compared to the individual half-term, the frequency interval between the frequencies for # 12 = ¯ # / 2 is even narrower with regard to the pass width of the filter.
At the frequencies for # 12 = ¯ #, U3¯ reaches a maximum opposite to the value at fo and disappears as a result of the further increase in the phase rotation to -bis
2 to the limit frequencies ft and fh. The indicator circuit at the modulator output (FIG. 4) contains valve means which have the effect that only direct current components in the positive direction come into effect. If the indicator for direct currents in the opposite direction were effective, the display would be clear, since a negative maximum occurs at two points (# 12 = ¯ 3) within the pass band of filter F. However, this would not be desirable for the purposes of the invention.
On the other hand, the range within the pass band in which direct current components take effect is even narrower compared to the previously described exemplary embodiments, that is to say the display is even more selective: what was said in the example according to FIG. 3 applies to different simultaneously occurring signal frequencies.
7b shows the phase responses for filter elements consisting of one (curve 1) or two half-elements (curve 2). The dotted lines indicate the ideal, theoretical course. This cannot be achieved precisely in practice, but deviations occur as a result of mismatching and losses in the filter elements, as indicated by the solid lines.
This is the reason for the actual course of Il3¯ shown in solid lines in FIG. 8a. The parts of the curve that reach into the negative area in the region of the cutoff frequencies are undesirable. This is because the negative voltage components resulting from signal voltages in these frequency ranges partially compensate for the positive voltages that are caused by simultaneously occurring signal oscillations to be displayed.
The embodiment according to FIG. 5 largely remedies this deficiency in that both paths W1 and W2 contain a quadrupole with frequency-dependent Phasendre hung, in this case one or two bandpass filter half-members F1 and F2.
Both have the deviation in the phase response, which is designated as undesirable (FIG. 7b). When differentiating the phases according to curves 1 and 2, angles occur because of their similar course
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hardly open anymore. This also means that the negative values of U3¯ im (; ebiet of the limit frequencies are largely avoided, as shown in FIG. 8d. In the exemplary embodiment according to FIG. 5, valve means in the indicator circuit are superfluous, since only DC components in one direction occur.
With regard to the usability, the examples according to FIGS. 2 and 5 on the one hand and according to FIGS. 3 and 4 on the other hand must be distinguished.
As already mentioned, the latter are not very suitable in cases where signal frequencies occur at the same time, which cause direct current components of both polarities. The device can, however, be used with advantage to receive control (selection) pulses which precede the approximate currents . Control and message frequencies can then be close to one another without the receiving device for the control signals being able to be influenced in an undesired manner by the latter.
The circuits of FIGS. 2 and 5 also work reliably when signal vibrations occur simultaneously with frequencies distributed over the entire frequency band.