Einrichtung zum Erzeugen von scharfen elektrischen Impulsen. Vorliegende Erfindung betrifft eine Ein richtung zum Erzeugen von scharfen elek trischen Impulsen, in der ein Kondensator periodisch von einer Energiequelle aufgeladen und über eine Belastung entladen wird.
Die Einrichtung ist erfindungsgemäss da durch gekennzeichnet, dass der Entlade- stromkreis des Kondensators eine Anzahl Kondensatoren besitzt, die so angeordnet sind, dass in Aufeinanderfolge jeder Konden sator von einem vorausgehenden über eine mit einem sättigungsfähigen Kern<B>'</B> versehene Induktanz aufgeladen wird, wobei die Induk- tanzen so abgestimmt sind, dass der Reak- tanzwert jeder Induktanz im ungesättigten Zustand des Kernes oberhalb,
im gesättigten Zustand des Kernes dagegen unterhalb des Reaktanzwertes der in Richtung zur Be lastung nächsten Induktanz liegt, wenn deren Kern im ungesättigten Zustand ist<B>'</B> wobei jeder Induktanzkern dann gesättigt wird, wenn die Spannung eines ihr benachbarten Kondensators ihren Höchstwert erreicht.
Die Belastung, in der die scharfen Im pulse benützt werden, kann zum Beispiel vom Magnetron eines Radarsenders oder von einer Steuerwicklung eines Betatrons gebildet werden.
Vier Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Fig. <B>1,</B> 4,<B>5</B> und<B>6</B> der beigefügten Zeichnungen dargestellt, während die Fig. 2, 3a,<B>3b</B> und<B>7</B> zur Erläuterung dienende Dia gramme zeigen. In Fig. <B>1</B> sind mit einem sättigungsfähigen Kern versehene Drosseln<I>L,</I> L2" <I>L,</I> zwischen der einen Klemme eines Kondensators<B>C,</B> und einer Klemme der Last<B>B</B> in Serie geschaltet.
Ein Kondensator<B>C,</B> ist zwischen der Ver bindungsstelle der Drosseln L, und L, und der Rückleitung von der Belastung zum Kondensator<B>C,</B> eingeschaltet. Ein zweiter Kondensator<B>C,</B> ist zwischen der Verbin dungsstelle der Drosseln L, und L, und der Rückleitung angeschlossen.
Der Kondensator<B>C,</B> wird periodisch durch eine Wechselstromquelle <B>S</B> über eine Induk- tivität L aufgeladen und zur Bildung von scharfen Impulsen über einen Entladekreis, der die Drosseln<I>L, L, L,</I> und die Konden satoren C" C, enthält, auf die Belastung R entladen. Die Kerne der Drosseln Ll, L2# L#, sind aus einem Material, das eine starke Krümmung der magnetischen Charakteristik besitzt, so dass die Kerne sich unter den Be dingungen der Entladung, wie nachfolgend noch auseinandergesetzt wird, sättigen.
Ein brauchbares Material für die Kerne ist eine kaltgewalzte Legierung aus 50'/'" Eisen und <B>500/,</B> Nickel. Bei diesem Material kann das Verhältnis
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LU ge#ättigt
<tb> <I>K <SEP> <B>=</B></I><B> <SEP> = <SEP> 100</B> <SEP> oder <SEP> mehr <SEP> sein.
<tb> <I>L</I> <SEP> gesittigt Die Induktivitäten <B>1" 1" 1,</B> der Drossel L, <I>L, L,</I> sind nach folgendem Gesetz geordnet:
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(ungesättigte Werte), wobei für <I>K<B>= 1000,</B></I><B> k</B> mindestens<B>10,</B> aber kleiner als 100 ist. l,..g,##ättigt ist also<B>></B> 1,".g",tt"t, aber llgesättigt <B> < </B> 12ungesättigt.
Der Kondensator<B>C,</B> kann auf verschie dene Weise periodisch geladen werden, Im vorliegenden Falle wird der Kondensator<B>C,</B> von einer Quelle<B>8</B> sinusförmiger Spannung über die Induktivität L geladen, die folgender Beziehung genügt:
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wobei co <B><I>=</I></B> -).Tf, <B>1 =</B> Induktivität der Drosseln<U>L,</U><B><I>e,</I> =</B> Ka pazität des Kondensators<B>C,</B> und J die Speise frequenz in Perioden pro Sekunde ist.
(Ge nauer ist
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wobei die
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Induktivität ist, die sich durch die Parallel schaltung der Drossel L mit der Induktivi- tät L, ergibt, welch letztere angenähert dem rechts von den Klemmen des Kondensators <B>C,</B> befindlichen Netz entspricht.) In Fig. 3a zeigt die Kurve V,1 den Span nungsverlauf am Kondensator<B>Cl,</B> während V" die sinusförmige Spannung der Quelle<B>8</B> zeigt, die eine Frequenz von<B>1500</B> Rz und somit eine Periode von 660,usec haben möge.
Da die Induktanz L, im Vergleich mit den Induktanzen L, und L, zunächst (ungesät tigt) gross ist, erscheint (wenigstens zunächst) annähernd die ganze Spannung des Konden- sators <B>C,</B> an der Induktanz L, Die Induktanz L, ist so berechnet, dass sich ihr Kern dann sättigt, wenn die Span nung am Kondensator<B>C,</B> ihren höchsten Wert erreicht.
Wenn die Spannung diesen Wert er reicht, fällt die Induktanz von L, auf einen niedrigen Wert und der Kondensator<B>C,</B> ent lädt sich über diese Drossel, um die Kapazi tät<B>C,</B> zu laden, wobei die Induktanz L2 ge nügt, um nur wenig Strom während der Lade zeit durchtreten zu lassen. Wenn die Kapazi tät des, Kondensators C,. angenähert gleich derjenigen des Kondensators<B>C2</B> ist, dann wird bei maximaler Spannung am Konden sator<B>C,</B> alle Energie vom Kondensator<B>C,</B> auf den Kondensator<B>C,</B> übertragen und die Spannung am Kondensator<B>C,</B> wird Null.
Diese Änderung benötigt eine Zeit, die vom Sättigungswert der Induktanz L, und von der wirksamen Kapazität des Kondensators<B>C,</B> in Serie mit Kapazität C", abhängig ist. Der Spannungsanstieg am Kondensator<B>C,</B> er zeugt eine genügende Flussänderung im Kern der Drossel L, um diese zu sättigen, und die Induktanz nimmt ähnlich wie die Induktanz L, ab, so dass nun eine Spannung am nächsten Kondensator, also am Kondensator<B>C,</B> auf gebaut wird, wobei während dieser Zeit ein vernachlässigbarer Strom durch die Induk- tanz L, fliesst.
Die für den Spannungsanstieg am Kondensator<B>C,</B> benötigte Zeit ist wesent lich kürzer als diejenige für den Anstieg am Kondensator<B>C,</B> da im Sättigungszustand die Drossel L, eine kleinere Induktanz als die Drossel L, aufweist. Wenn die Kapazität C#, geändert wird, wird die Induktanz L, gesät tigt und die Spannung steigt an der Belastung <B>B</B> mit einer noch grösseren Geschwindigkeit, da die gesättigte Drossel L, eine kleinere In- duktanz besitzt als die gesättigte Drossel L, Die Spannungen sind in Fig. _) dargestellt, in der ein Abschnitt von<B>66</B> ft,
sec der Kurve V", in Fig. 3a gezeigt ist. Die Kurven V12 und V,3 zeigen den Spannungsverlauf an den Konden satoren<B>C,</B> und<B>C,</B> während die Spannung YR an der Belastung R prinzipiell ähnlich ver läuft, aber einen noch schärferen Impuls bildet.
Die Belastung kann der Zündkreis einer Ignitron-Entladtingsrühre sein. In diesem Fall kann der Zündkreis die Belastung selbst dar stellen oder an die Sekundärseite eines Trans formators angeschlossen werden, dessen Pri märkreis die Stelle der Belastung in<B><I>1</I></B> einnimmt.
Im beschriebenen Beispiel erfolgt die Spannungsübertragung dreimal, aber es könn ten zur Erzeugung noch schärferer Impulse beliebig viele Drossel- und Kondensatoren- stufen L", <I>L,<B>.</B></I><B> .<I>.</I></B> L. und C, <I>e<B>C,</B></I><B> ...</B> C" in Form eines Vielfach-T-Netzes verwendet werden, wie in Fig. <B>5</B> gezeigt ist.
Wie in Fig. 4 angegeben ist -. kann die Ka pazität<B>C,</B> falls erwünscht, selbst zu einem weiteren Vielfach-T-Netz K von Drosseln und Kondensatoren gehören, die in bekannter Weise eine Kabelnachbildung darstellen, wenn es erwünscht ist, dem Impuls am Aus gang eine rechteckige Form zu verleihen. In diesem Falle ist die letzte Induktanz so be rechnet, dass ihr Sättigungswert derjenigen einer einzigen Induktanzstufe in der Kabel nachbildung entspricht oder kleiner als bei dieser ist, um die durch die Entladung des impulsbildenden Netzes an der Belastung er zeugte Wellenform der Spannung nicht zu verzerren.
Gemäss Fig. 3a besitzt die Spannung V,1 am Kondensator<B>C,</B> zwei Spitzen von ab wechselnd entgegengesetzter Polarität. Es ergeben sich daher auch in der Belastung ab wechselnd positive und negative scharfe<B>Im-</B> pulse. Eine separate Wicklung kann aber auf den Kern der Drossel L, gewickelt sein (wie in Fig. <B>1</B> gestrichelt gezeichnet) und mit Gleichstrom<B>(D. C.)</B> gespiesen werden, um im Kern eine Vormagnetisierung zu bewirken.
Wenn der magnetische Fluss dieser Vor- magnetisierung genügend gross ist, um die Spannung einer bestimmten Polarität daran zu hindern, einem zum Sättigen genügenden Fluss im Kern züi bewirken, dann werden die Spitzen der Ausgangsspannung an der Belastung immer gleiche Polarität zeigen. Die Spannung am Kondensator<B>C,</B> wird in diesem den Verlauf nach Kurve V,1 von Fig. <B>3b</B> haben.
In Fig. 4 ist eine Einrichtung gezeigt, in der die Drosseln durch Transformatoren T, T,. ersetzt sind, deren Primär- oder Sekuniär- wicklung mit den Kondensatoren auf der Seite der Energiezufuhr bzw. Belastung in Serie liegen.
Die Schaltung entspricht einem Vielfach-T-Netz mit Seriekapazitäten und Nebenschlussinduktivitäten <I>(L,</I> LJ. Der Kondensator<B>C,</B> befindet sich auf der Primär seite des Transformators T, und wird über eine sättigungsfähige Drossel L, und die Pri märwicklung des Transformators T, mit sät tigungsfähigem Kern aufgeladen. Der Sekun därkreis des Transformators T, besitzt als Belastung einen Kondensator<B>C,</B> und die Pri märseite eines zwditen Transformators T, mit sättigungsfähigem Kern.
Der Kondensator<B>C,</B> liegt so an der Seite der Energiezufuhr für den Transformator T.. Der Sekundärkreis des Transformators T, besitzt eine Kapazität<B>C,</B> die zu dem bereits erwähnten, die Impulsform bestimmenden Netz<B>E</B> gehört und eine Be lastung in Form eines Magnetrons <B>X,</B> das über einen normalen Impuls-Transformator T, angeschlossen ist.
Die ungesättigte Primärinduktanz des Transformators T, ist niedrig im Vergleich zur ungesättigten Induktanz der Drossel L, aber hoch im Vergleich zu deren Sättigungs wert. Ebenso ist der ungesättigte Wert der Primärinduktanz des Transformators T, klein im Vergleich mit der ungesättigten Sekundär- induktanz des Transformators T" aber gross im Vergleich mit deren gesättigtem Wert.
Die Transformatoren Tj, T, können für Auf- oder Abwärtstransformierung eingerichtet sein, <B>je</B> nach den Erfordernissen des Ausgangs systems. So kann zum Beispiel bei dem ge zeigten Radarsender die Speisespannung ver hältnismässig niedrig sein, z. B. einige hun dert Volt, und durch fortschreitendes Auf- wärtstransformieren kann der Ausgangs impuls zum Magnetron Zehntausende<B>kV</B> be sitzen.
Im Betrieb wird der Kondensator<B>C,</B> von der Energiequelle<B>S</B> über die Drossel L, ge laden, deren ungesättigter Wert mit der Ka pazität<B>C,</B> auf der Speisefrequenz resonant ist. Während des Ladens ist die Drossel L, un gesättigt und die Spannung an der -Primär wicklung des Transformators T, klein.
Wird am Kondensator<B>C,</B> die maximale Spannung erreicht, so wird die Drossel L, gesättigt und der Kondensator<B>C,</B> entlädt sich über die gesättigte Induktanz Ll, die Streuinduktanz des Transformators T, und die Primärinduk- tanz des Transformators T" um den Konden sator<B>C,</B> aufzuladen.
Die Kapazität des Kondensators<B>C,</B> ist so gewählt, dass sie in bezug auf die Primärseite des Transformators T, wenigstens angenähert gleich derienigen des Kondensators<B>C,</B> ist.
f)er Kern'und die Wicklungen des Transfor mators T, sind so abgeordnet, dass sich der Kern des Transformators Z, sättigt, wenn die Spannung an der Kapazität C2 ein Maximum ist und die Sekundärinduktanz auf einen Wert abfällt, der im Vergleich zur Primärinduk- tanz des Transformators T, niedrig ist, so dass die Kapazität C, von der Entladung der Kapazität<B>C.</B> durch diese Induktanz,
die Streuinduktanz des Transformators T, und die Primärinduktanz des Transforma tors T, geladen wird. Sättigt sich beim Spannungsmaximum an der Kapazität<B>C,</B> die Sekundärwicklung des Transformators T., so ist dessen Sättigungswert gleich oder kleiner als derjenige eines einzelnen Induk- tanzabschnittes des die Impulsform bestim menden Netzteils.
Die Kondensatoren dieses Netzteils entladen sich dann über diese In- duktanz und die Streuinduktanz des Trans formators T, in die Belastung, -die hier als ein Magnetron gezeigt ist.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. <B>6</B> sind vier Induktanzstufen vorgesehen, wobei die Belastung durch die Primärwicklung eines Transformators T gebildet wird, dessen Sekundärwicklung ein Magnetron <B>X</B> erregt, für Radarzwecke. Entsprechende Elemente werden durch die gleichen Überweisungszel- chen wie in Fig. <B>1</B> und 5 gekennzeichnet. Ein Aufwärtstransformator<B>N</B> ist zwischen der Induktanz L und dem Kondensator<B>C,</B> an geschlossen, um die erforderliche hohe Span nung am Ausgang zu liefern.
<I>K</I> ist ein die Impulsform bestimmendes Netz aus Induktanzen und Kapazitäten, mit einer Anfangskapazität<B>C,</B> Die Verteilung der Spannung an den vier Kapazitäten wäh rend einer Periode ist in Fig. <B>7</B> dargestellt. So zeigt die Kurve<B>Y</B> C, die Spannung an der Ka pazität<B>C,</B> usw.
Typische Leistungszahlen für eine Ein richtung dieser Art sind<B>-</B>
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Eingangsseite: <SEP> <B>80</B> <SEP> V, <SEP> <B>1500</B> <SEP> Perioden <SEP> pro <SEP> Se kunde;
<tb> Ausgangsseite <SEP> <B>-</B> <SEP> Spitzenspannung <SEP> <B>=</B> <SEP> 4 <SEP> Kilo Volt,
<tb> Zeitdauer <SEP> eines <SEP> Impulses
<tb> <B>0,25</B> <SEP> Mikrosekunden. Zur Erzeugung von scharfen Impulsen nur einer Polarität ist auch in Fig. 4 und in Fig. <B>6</B> an der Induktivität L, eine Wicklung B vor gesehen, mit welcher der Kern vormagneti siert werden kann.
Device for generating sharp electrical impulses. The present invention relates to a device for generating sharp electrical pulses, in which a capacitor is periodically charged from an energy source and discharged via a load.
According to the invention, the device is characterized in that the discharge circuit of the capacitor has a number of capacitors which are arranged in such a way that, in succession, each capacitor passes from a preceding one via an inductance provided with a saturable core is charged, the inductances being matched so that the reactance value of each inductance in the unsaturated state of the core is above,
in the saturated state of the core, on the other hand, is below the reactance value of the inductance closest to the load when its core is in the unsaturated state <B> '</B> whereby each inductance core is saturated when the voltage of an adjacent capacitor reaches its maximum value reached.
The load in which the sharp pulses are used can be generated, for example, by the magnetron of a radar transmitter or by a control winding of a Betatron.
Four exemplary embodiments of the invention are shown in FIGS. <B> 1, </B> 4, <B> 5 </B> and <B> 6 </B> of the accompanying drawings, while FIGS. 2, 3a, <B> 3b </B> and <B> 7 </B> show explanatory diagrams. In FIG. 1, chokes <I> L, </I> L2 "<I> L, </I> provided with a saturable core are located between one terminal of a capacitor <B> C, < / B> and one terminal of the load <B> B </B> connected in series.
A capacitor <B> C, </B> is connected between the connection point of the chokes L, and L, and the return line from the load to the capacitor <B> C, </B>. A second capacitor <B> C, </B> is connected between the junction of the chokes L, and L, and the return line.
The capacitor <B> C, </B> is periodically charged by an alternating current source <B> S </B> via an inductance L and, for the formation of sharp pulses, via a discharge circuit that connects the chokes <I> L, L , L, </I> and the capacitors C "C, are discharged to the load R. The cores of the chokes Ll, L2 # L #, are made of a material that has a strong curvature of the magnetic characteristic, so that the nuclei saturate under the discharge conditions, as will be discussed below.
A useful material for the cores is a cold rolled alloy of 50 '/' "iron and <B> 500 /, </B> nickel. For this material, the ratio
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LU saturated
<tb> <I> K <SEP> <B>=</B></I> <B> <SEP> = <SEP> 100 </B> <SEP> or <SEP> more <SEP>.
<tb> <I> L </I> <SEP> satured The inductances <B> 1 "1" 1, </B> of the choke L, <I> L, L, </I> are arranged according to the following law :
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(unsaturated values), where <I> K <B> = 1000, </B> </I> <B> k </B> is at least <B> 10, </B> but less than 100. l, .. g, ## saturated is therefore <B>> </B> 1, ". g", tt "t, but llsaturated <B> <</B> 12unsaturated.
The capacitor <B> C, </B> can be charged periodically in various ways. In the present case, the capacitor <B> C, </B> is supplied by a source of <B> 8 </B> sinusoidal voltage across the Inductance L charged, the following relationship is sufficient:
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where co <B><I>=</I> </B> -). Tf, <B> 1 = </B> Inductance of the chokes <U> L, </U> <B> <I> e , </I> = </B> The capacitance of the capacitor <B> C, </B> and J is the feed frequency in periods per second.
(Is more precise
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where the
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Is inductance, which results from the parallel connection of the choke L with the inductance L, which latter corresponds approximately to the network located to the right of the terminals of the capacitor C.) In Fig. 3a shows the curve V, 1 shows the voltage profile on the capacitor <B> Cl, </B> while V "shows the sinusoidal voltage of the source <B> 8 </B>, which has a frequency of <B> 1500 </B> Rz and thus a period of 660, usec may have.
Since the inductance L, in comparison with the inductances L, and L, is initially (unsaturated) large, (at least initially) approximately the entire voltage of the capacitor <B> C, </B> appears at the inductance L, The inductance L i is calculated so that its core saturates when the voltage on the capacitor <B> C, </B> reaches its highest value.
When the voltage reaches this value, the inductance of L, falls to a low value and the capacitor <B> C, </B> discharges through this choke to the capacitance <B> C, </B> to charge, the inductance L2 ge enough to allow only a little current to pass through during the charging time. When the capacity of the capacitor C ,. is approximately the same as that of the capacitor <B> C2 </B>, then at maximum voltage on the capacitor <B> C, </B> all energy is transferred from the capacitor <B> C, </B> to the capacitor <B > C, </B> and the voltage on capacitor <B> C, </B> becomes zero.
This change requires a time which depends on the saturation value of the inductance L and on the effective capacitance of the capacitor <B> C, </B> in series with capacitance C ". The voltage rise across the capacitor <B> C, </ B> it produces a sufficient change in flux in the core of the choke L to saturate it, and the inductance decreases similarly to the inductance L, so that there is now a voltage on the next capacitor, i.e. on the capacitor <B> C, </ B > is built up, with a negligible current flowing through the inductance L i during this time.
The time required for the voltage rise across the capacitor <B> C, </B> is significantly shorter than that required for the rise across the capacitor <B> C, </B> because, in the saturation state, the choke L has a smaller inductance than the choke L, has. If the capacitance C # is changed, the inductance L i is saturated and the voltage increases at the load <B> B </B> at an even greater rate, since the saturated choke L i has a smaller inductance than that saturated choke L, the voltages are shown in Fig. _), in which a section of <B> 66 </B> ft,
sec of the curve V "is shown in Fig. 3a. The curves V12 and V, 3 show the voltage profile on the capacitors <B> C, </B> and <B> C, </B> during the voltage YR at the load R basically proceeds in a similar way, but forms an even sharper impulse.
The load can be the ignition circuit of an Ignitron discharge tube. In this case, the ignition circuit can represent the load itself or it can be connected to the secondary side of a transformer, whose primary circuit takes the place of the load in <B> <I> 1 </I> </B>.
In the example described, the voltage is transmitted three times, but any number of inductor and capacitor stages L ", <I>L,<B>.</B></I> <B>. <Could be used to generate even sharper pulses I>. </I> </B> L. and C, <I>e<B>C,</B></I> <B> ... </B> C "in the form of a multiple T network can be used, as shown in Fig. 5.
As indicated in Fig. 4 -. The capacitance C, if desired, can itself belong to a further multiple T network K of chokes and capacitors, which in a known manner represent a cable simulation, if desired, the impulse at the output to give it a rectangular shape. In this case, the last inductance is calculated in such a way that its saturation value corresponds to that of a single inductance level in the cable simulation or is smaller than that in order not to distort the voltage waveform generated by the discharge of the pulse-generating network at the load.
According to FIG. 3a, the voltage V, 1 across the capacitor C has two peaks of alternately opposite polarity. There are therefore alternating positive and negative sharp <B> impulses </B> in the load. A separate winding can, however, be wound on the core of the choke L (as shown in dashed lines in Fig. 1) and fed with direct current <B> (DC) </B> to create a To cause bias.
If the magnetic flux of this pre-magnetization is sufficiently large to prevent the voltage of a certain polarity from causing a flux in the core that is sufficient to saturate, then the peaks of the output voltage at the load will always show the same polarity. The voltage across the capacitor <B> C, </B> will have the course according to curve V, 1 of FIG. <B> 3b </B>.
In Fig. 4 a device is shown in which the chokes by transformers T, T ,. are replaced whose primary or secondary winding are in series with the capacitors on the side of the energy supply or load.
The circuit corresponds to a multiple T network with series capacitances and shunt inductances <I> (L, </I> LJ. The capacitor <B> C, </B> is located on the primary side of the transformer T, and is connected via a saturable choke L, and the primary winding of the transformer T, charged with a saturable core. The secondary circuit of the transformer T, has a capacitor <B> C, </B> as a load and the primary side of a second transformer T, with a saturable core Core.
The capacitor <B> C, </B> is thus on the side of the energy supply for the transformer T .. The secondary circuit of the transformer T, has a capacitance <B> C, </B> similar to the one already mentioned, the pulse shape determining network <B> E </B> and a load in the form of a magnetron <B> X, </B> which is connected via a normal pulse transformer T.
The unsaturated primary inductance of the transformer T, is low compared to the unsaturated inductance of the inductor L, but high compared to its saturation value. The unsaturated value of the primary inductance of the transformer T ″ is also small in comparison with the unsaturated secondary inductance of the transformer T ″ but large in comparison with its saturated value.
The transformers Tj, T, can be set up for step-up or step-down transformation, <B> depending </B> according to the requirements of the output system. For example, in the case of the radar transmitter shown, the supply voltage can be relatively low, e.g. B. a few hundred volts, and through progressive upward transformation, the output pulse to the magnetron can be tens of thousands <B> kV </B>.
During operation, the capacitor <B> C, </B> is charged by the energy source <B> S </B> via the choke L, whose unsaturated value is charged with the capacitance <B> C, </B> the supply frequency is resonant. During charging, the inductor L, un saturated and the voltage on the primary winding of the transformer T, small.
If the maximum voltage is reached at the capacitor <B> C, </B>, the choke L, is saturated and the capacitor <B> C, </B> discharges through the saturated inductance Ll, the leakage inductance of the transformer T, and the primary inductance of the transformer T "to charge the capacitor <B> C, </B>.
The capacitance of the capacitor C is selected such that it is at least approximately equal to that of the capacitor C with respect to the primary side of the transformer T.
f) he core and the windings of the transformer T are arranged in such a way that the core of the transformer Z saturates when the voltage across the capacitance C2 is a maximum and the secondary inductance drops to a value which is compared to the primary inductance - dance of the transformer T, is low, so that the capacitance C, from the discharge of the capacitance <B> C. </B> through this inductance,
the leakage inductance of the transformer T, and the primary inductance of the transformer T, is loaded. If the secondary winding of the transformer T saturates at the maximum voltage at the capacitance <B> C, </B>, its saturation value is equal to or less than that of an individual inductance section of the power supply unit which determines the pulse shape.
The capacitors of this power supply unit then discharge via this inductance and the leakage inductance of the transformer T into the load, which is shown here as a magnetron.
In the embodiment according to FIG. 6, four inductance stages are provided, the load being formed by the primary winding of a transformer T, the secondary winding of which excites a magnetron X, for radar purposes. Corresponding elements are identified by the same transfer symbols as in FIGS. 1 and 5. A step-up transformer <B> N </B> is connected between the inductance L and the capacitor <B> C, </B> in order to provide the required high voltage at the output.
<I> K </I> is a network of inductances and capacitances that determines the pulse shape, with an initial capacitance <B> C, </B> The distribution of the voltage across the four capacitances during a period is shown in Fig. <B> 7 shown. The curve <B> Y </B> C, the voltage across the capacitance <B> C, </B> etc.
Typical performance figures for a facility of this type are <B> - </B>
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Entry page: <SEP> <B> 80 </B> <SEP> V, <SEP> <B> 1500 </B> <SEP> periods <SEP> per <SEP> second;
<tb> Output page <SEP> <B> - </B> <SEP> peak voltage <SEP> <B> = </B> <SEP> 4 <SEP> kilo volts,
<tb> Duration <SEP> of a <SEP> pulse
<tb> <B> 0.25 </B> <SEP> microseconds. To generate sharp pulses of only one polarity, a winding B is also seen in Fig. 4 and in Fig. 6 on the inductance L, with which the core can be biased.