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Mehrstufiger Verstärker mit Spannuugsgegeuliopplung. Die Erfindung betrifft einen mehrstufigen Verstärker mit einer derart ausgebildeten Spannungsgegenkopplung zwischen einer End- röhre hohen innern Widerstandes., zum Beispiel einer Pentode, und einer Vorröhre, dass der die Gegenkopplung erzeugende Span- nungsteilerwiderstand gleichzeitig eine Eigen- gegenkopplung dieser Vorröhre bewirkt.
In Fig. 1 ist eine derartige Verstärkerschaltung unter Fortlassung der für die Erläuterung des Erfindungsgedankens unwesentlichen Elemente dargestellt. Die Endröhre E ist über den Übertrager T mit dem äussern Belastungswiderstand Re belastet. 'Der auf die Primärseite des Übertragers T übersetzte Widerstand Re ist mit Ra, bezeichnet. Der aus den beiden Widerständen R und r gebildete Spannungsteiler dient zur Erzeugung der Gegenkopplungsspannung. Cl und C, bedeuten unvermeidbare Schaltkapazitäten.
Der 0 Widerstand r, von dem die Gegenkopplungs- spannung abgegriffen und dem Gitterkreis der Vorröhre p zugeführt wird, ist im gewählten Beispiel gleichzeitig Kathodenwiderstand dieser Röhre und bewirkt, da er vom Anodenwechselstrom dieser Röhre durchflossen wird, eine Eigenlt"egenkopplung der Vorröhre.
Bei dem voraussetzungsUmäss hohen innern Widerstand der Endröhre wird dar Widerstand R",, der aus Gründen der Reflexionsvermeidung etwa gleich r + R gewählt ist, so gross gemacht, wie es mit Rücksicht auf die Kapazitäten C, und C2 zur Erzielung eines ausreichend frequenzunabhän- gigen Verstärkungsverlaufes möglich ist.
Soll bei einer derartigen Schaltung durch Wahl eines hohen Wertes des Widerstandes r die Spannungsgegenkopplung möglichst gross gemacht werden, so tritt eine entsprechende grosse Eigengegenli:opplung der Vorröhre V auf, die die Gesamtverstärkung in unnötiger Weise herabsetzt, da eine so hohe Eigenlinea.risie- rung der Vorröhre nicht nötig ist mit Rück-
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sieht auf die verhältnismässig geringen nichtlinearen Verzerrungen dieser schwach ausgesteuerten Röhre.
Da der Verstärkungsgrad der Vorröhre als Faktor in die Gesamtverstärkung eingeht, verringert sich diese bei Erhöhen des Widerstandes r mit dem Quadrat des Faktors, um den sich der Gesaml- gegenkopplungsgrad über die erfassten St,ii- fen erhöht. Hierin ist zweifellos ein Nachteil zu erblicken, da bei dieser Schaltung die Gesamtverstärkung in wesentlich stärkerem Masse zurückgeht, als dies der Linearisierung der Endröhre. die den Hauptanteil der nichtlinearen Verzerrungen liefert, ent>z#pi#ieht.
Ein weiterer Nachteil dieser Sehaltuno: besteht darin, dass die unmittelbare Parallelschaltung des Gegenkopplungsspannungs- teilers und des Ausgangsübertragers an den Grenzen und ausserhalb des zii übertragenden Frequenzbereiches zu umerwünschten Phasendrehungen führt, die die Stabilität des Ver- stärhers gefährden.
Bekanntlich geht durch die Gegenkopplung die Verstärkung auf den Wert
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zurück, worin v die Verstärkung der Kaskade ohne Gegenkopplung und 7,- den Gegenkopp- lungsfaktor (in dem vorliegenden Fall
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bedeuten. Die Verstärkung einer Peirtodl. ist bekanntlich Z, - ,S . R', wenn S die Steilheit und R' den Gesaint- belastungswiderstand bedeuten.
Im vorliegenden Fall ergibt sieh für die Verstärkung der Wert
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Mithin wird der für die Linearisierung üben die Kaskade massgebende Fald;or (das heisst der Linearisierungsfaktor)
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Im Anpassungsfall r + R --- R;
, ergibt sieh hieraus
EMI2.47
Die Verstärkung bis zum Ausgangswider- stand Rf. ist unter Berücksichtigung des I"hersetzungsverhältnisses
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izn Anpassungsfall ohne Gegenkopplung
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Der oben angegebene Wert für (k .
v)' stellt ein Mass für die Verstärkungsverminderung durch CTegenkopplung, jedoch nur für den Fall dar, dass der Widerstand r nicht gleichzeitig eine Verstrii-kungsverminderung durch Eigengegenkopplung der Vorröhre bedingt. In Wirkliehl@eii ist infolge dieser Eigen- gegenkopphing. wie schon er\vährit, der Ver- stärkungsverhist höher.
Um eine unnötig grosse Eigengegenkopp- lung der Vorröhre zu vermeiden, ist beim Verstlirker gemäss der Erfindung zwischen den Gegenkopplungsspannungsteiler der End- röhre und den Belastungswiderstand ein Reihenwiderstand eingeschaltet und der die Gegeilkopplung erzeugende Spannungsteiler- widerstand (r) kleiner beinhssen, als dies zur Erzielung desselben Linearisierungsfa,ktors (l,- . v) ohne den Reihenwiderstand erforderlich wäre.
Ein Ausführungsbeispiel für eine derartige Schaltung ist in F'ig. ? dargestellt. Sie unterscheidet, sieh von der Schaltung nach Fig. 1 lediglieb dadurch, dass zwischen dem Spannungsteiler R, r- und der Primärseite des Arisga,ngsiihertragc@rsT ein Reihenwiderstand P, eingeschaltet ist.
Bei dieser Schaltung errechnet sich für den Anpassungsfall für R" = r -!- R + R,. die Verstärkung bis zur llnode der letzten Röhre ohne Berücksichtigung derGegenkopp- liing 'lll -
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Mit
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ist dann der die Eigengegen- kopplung der Vorröhre nicht miteinbezie- hende Linearisierungsfaktor über die Kaskade:
EMI3.8
Die Verstärkung ohne Gegenkopplung, bezogen auf die Sekundärseite des Übertragers, wird bei Anpassung
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Hierin bedeutet
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den reziproken Wert des Übersetzungsverhältnisses Ü des Übertragers T. Daraus ergibt sich
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Die Gleichung für den Linearisierungsfaktor (Ir. .
v)' zeigt, dass dieser Wert im Gegensatz zu der Schaltung nach Fig.l nicht nur von der Steilheit und dem Gegenkopplungswider- stand r abhängt, sondern auch von dem Verhältnis
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Man erhält also durch die Schaltung gemäss Fig. 2 die Möglichkeit, ein und denselben Gegenkopplungsfaktor wie bei der Schaltung nach Fig. 1 zu erhalten, jedoch mit einem kleineren Wert von r, indem der Quotient
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entsprechend gewählt wird.
Da. durch Verkleinern des Spannungsteilerwider- standes r auch der unnötige Verstärkungsverlust durch Eigengegenkopplung der Vorröhre zurückgeht, ist bei gleichem Linearisie- rungsfaktor (lc . v)' über Kaskade der Ge- samtverstärkungsverlust geringer.
Es tritt zwar, wie die Formel für v' zeigt, eine Verringerung des Gesamtverstärkungsfaktors im Verhältnis
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auf, jedoch lässt sich diese Verstärkungsverminderung niedriger halten als die im Falle der Schaltung nach Fig. 1 durch die grössere Eigengegenkopplung der Vorröhre bedingte Verstärkungsverminde- rung. Es besteht auch die Möglichkeit, mit steigendem Wert von Rv den Abschluss R" grösser zu machen, da durch das Einschalten von Rv zwischen den beiden Kapazitäten Cl und C2 auch die Gesamtparallelkapazität zu R,, herabgesetzt wird.
Auch bezüglich der .Stabilität wirkt sich die Einschaltung des Widerstandes R., günstig aus, da es gelingt, den phasendrehenden Einfluss des Ausgangsübertragers mehr und mehr auszuschalten.
Bezeichnet man mit Ra, den Anpassungs- widerstand für den Fall Rv = 0, so ist der Verstärkungsgewinn, der sich bei gleichem Linearisierungsfaktor mit der Schaltung gemäss F'ig. 2 gegenüber der ,Schaltung gemäss Fig. 1 ergibt, durch das Verhältnis der zuvor abgeleiteten Verstärkungen v' auszudrücken, es ist also der Verstärkungsgewinn in logarithmischem Masse
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und damit
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Der Reihenwiderstand R" kann grundsätzlich auch in die kathodenseitige Anschlussleitung der Primärwicklung des tbertragers T eingeschaltet werden.
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Multi-stage amplifier with voltage coupling. The invention relates to a multi-stage amplifier with a voltage negative feedback designed in this way between an end tube of high internal resistance, for example a pentode, and a pre-tube, so that the voltage divider resistance generating the negative feedback simultaneously causes this pre-tube to self-negative feedback.
In Fig. 1, such an amplifier circuit is shown omitting the elements that are not essential for explaining the concept of the invention. The output tube E is loaded via the transformer T with the external load resistance Re. The resistance Re translated to the primary side of the transformer T is denoted by Ra. The voltage divider formed from the two resistors R and r is used to generate the negative feedback voltage. Cl and C, mean unavoidable switching capacities.
The resistance r, from which the negative feedback voltage is tapped and fed to the grid circuit of the pre-tube p, is at the same time the cathode resistance of this tube in the selected example and, since it is flowed through by the anode alternating current of this tube, causes the pre-tube to self-couple.
Given the presupposedly high internal resistance of the end tube, the resistance R ", which is chosen to be approximately equal to r + R for reasons of avoiding reflections, is made as large as it is with regard to the capacitances C and C2 to achieve a sufficiently frequency-independent Reinforcement course is possible.
If the voltage negative feedback is to be made as large as possible in such a circuit by choosing a high value of the resistor r, a correspondingly large intrinsic counter-coupling of the pre-tube V occurs, which unnecessarily reduces the overall gain, since such a high intrinsic linearization the pre-tube is not necessary with return
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looks at the relatively small non-linear distortion of this weakly controlled tube.
Since the gain of the pre-tube is included as a factor in the overall gain, when the resistance r increases, this decreases with the square of the factor by which the overall negative feedback increases over the recorded St, iif. This is undoubtedly a disadvantage, since with this circuit the overall gain is reduced to a much greater extent than the linearization of the output tube. which supplies the main part of the nonlinear distortion, ent> z # pi # ieht.
Another disadvantage of this approach is that the direct parallel connection of the negative feedback voltage divider and the output transformer at the limits and outside the transmitted frequency range leads to undesired phase rotations which endanger the stability of the amplifier.
It is known that the negative feedback increases the gain to the value
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back, where v is the gain of the cascade without negative feedback and 7, - the negative feedback factor (in the present case
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mean. The reinforcement of a Peirtodl. is known to be Z, -, S. R 'if S is the steepness and R' is the total load resistance.
In the present case, see the value for the gain
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Hence the Fald; or (i.e. the linearization factor) that is decisive for the linearization practice the cascade
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In the case of adaptation r + R --- R;
, you can see from this
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The gain up to the output resistance Rf. Is taking into account the conversion ratio
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izn adaptation case without negative feedback
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The value given above for (k.
v) 'represents a measure of the gain reduction due to negative feedback, but only for the case that the resistance r does not simultaneously cause a gain reduction due to intrinsic negative feedback of the pre-tube. In Wirkliehl @ eii there is self-counter-coupling due to this. as before, the reinforcement ratio is higher.
In order to avoid an unnecessarily large negative feedback of the pre-tube, in the amplifier according to the invention a series resistor is connected between the negative feedback voltage divider of the end tube and the load resistor and the voltage divider resistor (r) generating the negative feedback must be smaller than it is to achieve the same Linearisierungsfa, ktors (l, -. V) would be required without the series resistance.
An exemplary embodiment for such a circuit is shown in FIG. ? shown. It differs from the circuit according to FIG. 1 only in that a series resistor P is connected between the voltage divider R, r and the primary side of the Arisga, ngsiihertragc @ rsT.
With this circuit, for the adaptation case for R "= r -! - R + R, the gain is calculated up to the node of the last tube without taking the counter-coupling into account.
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With
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is then the linearization factor over the cascade, which does not include the self-negative feedback of the pre-tube:
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The gain without negative feedback, based on the secondary side of the transformer, is increased with adaptation
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Herein means
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the reciprocal value of the transformation ratio Ü of the transformer T. This results
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The equation for the linearization factor (Ir..
v) 'shows that, in contrast to the circuit according to FIG. 1, this value depends not only on the slope and the negative feedback resistance r, but also on the ratio
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The circuit according to FIG. 2 thus gives the possibility of obtaining one and the same negative feedback factor as in the circuit according to FIG. 1, but with a smaller value of r by adding the quotient
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is chosen accordingly.
There. By reducing the voltage divider resistance r, the unnecessary gain loss due to intrinsic negative feedback of the pre-tube is reduced, the total gain loss is lower for the same linearization factor (lc. v) 'across the cascade.
As the formula for v 'shows, there is a reduction in the overall gain factor in the ratio
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However, this gain reduction can be kept lower than the gain reduction caused in the case of the circuit according to FIG. 1 due to the greater intrinsic negative feedback of the pre-tube. There is also the possibility of making the termination R "larger as the value of Rv rises, since switching on Rv between the two capacitors C1 and C2 also reduces the total parallel capacitance to R".
Switching on the resistor R. also has a favorable effect with regard to stability, since it is possible to switch off the phase-rotating influence of the output transformer more and more.
If Ra is used to denote the adaptation resistance for the case Rv = 0, then the gain is the gain which, with the same linearization factor, is achieved with the circuit according to FIG. 2 compared to the circuit according to FIG. 1, can be expressed by the ratio of the previously derived gains v ', so it is the gain in logarithmic mass
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and thus
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The series resistance R ″ can in principle also be switched into the connection line on the cathode side of the primary winding of the transformer T.