Einrichtung zur Verminderung der von atmosphärischen Störungen und dergl. herrührenden Unackgeräusche bei Empfängern für modulierte Hochfrequenz. Zur Abschwächung der von atmosphäri- s e 'hen Störungen und dergl. herrührenden Knackgeräusche bei Empfängern für modu lierte Hochfrequenz sind schon eine Reihe von Anordnungen bekannt. So ist es z. B.
bekannt, dass eine Dämpfung der Stör geräusche dadurch erzielt werden kann, dass die Übertragung der den höheren Modula- tionsfrequenzen entsprechenden Frequenzen durch einen Bandbreiteregler im Hochfre quenz- oder Niederfrequenzteil geschwächt wird. Es ist ferner bekannt, diese Regelung in Abhängigkeit von der mittleren Ampli tude der empfangenen Schwingung selbst tätig vor sich gehen zu lassen;
es ist sogar schon vorgeschlagen worden, eine selbsttätige Bandbreiteregelung in Abhängigkeit von dem Verhältnis der mittleren Amplitude der emp fangenen Schwingung zur mittleren Inten sität der Störungen vorzusehen.
Ein Nachteil dieser Anordnung ist der, dass auch die Wiedergabe der gewünschten Schwingungen innerhalb des Bereiches der hohen Tonfrequenzen geschwächt wird und dadurch die übertragene Sprache oder Musik stark an Verständlichkeit und Natürlich keit einbüsst.
Andere bekannte Anordnungen arbeiten mit Vorrichtungen zur Regelung des Über- tragungsmasses, z. B. mit Verstärkungsregel vorrichtungen, die beim Steigen der Emp- fangsschwingungsamplitude über eine vor gegebene Grenzspannung die Übertragung kurzzeitig unterbrechen. Die Grenzspannung wird so hoch gewählt, dass sie nur bei star ken überlagerten Störungen erreicht werden kann.
Der Nachteil dieser Einrichtung besteht darin, dass bei häufig aufeinander folgenden Knackstörungen der Empfang derart durch löchert wird, dass die. Natürlichkeit des Emp- fänges ebenfalls stark leidet, da die plötz- liehe Unterbrechung der Wiedergabe durch aus zum Bewusstsein des Hörers kommt.
Als Vorrichtung zur Regelung des Über tragungsmasses sind ebenfalls die sogenann ten Amplitudenbegrenzer aufzufassen, wel che die Schwingungen oberhalb eines vorbe stimmten Grenzwertes abschneiden. Auch diese haben die Wirkung, dass während der Dauer der gnackstörung die normale Über tragung unterbrochen wird.
Eine wirkungsvolle Beseitigung der Stör- geräusche wird gemäss der Erfindung dadurch erzielt, dass eine nur das Übertra gungsmass derjenigen Frequenzbereiche des übertragenen Frequenzbandes, in denen die hauptsächlichsten Komponenten der Stör geräusche liegen, beeinflussende Regelvor richtung vorgesehen ist, die bei einer Knack störung mit einer derart kleinen Zeitkon stante wirksam wird, dass sie im wesentlichen nur während der Dauer dieser Knackstörung die Übertragung dieser Frequenzbereiche im Verhältnis zur Übertragung der übrigen Fre quenzbereiche schwächt.
Zweckmässig soll die Regelvorrichtung nur das Übertragungsmass der den höheren Modulationsfrequenzen entsprechenden Fre quenzen derart beeinflussen, dass während der Dauer einer Knackstörung die Übertra gung der den höheren Modulationsfrequenzen entsprechenden Frequenzen geschwächt wird, die Übertragung der den tieferen Modula- tionsfrequenzen entsprechenden Frequenzen dagegen im wesentlichen unbeeinflusst bleibt.
Der Vorteil dieser Ausführungsform der Er findung geht aus folgender Erkenntnis her vor: Die störenden Knackgeräusche haben ihre hauptsächlichen Teilfrequenzen inner halb des Bereiches der hohen Tonfrequenzen. Die Amplituden der Nutzschwingungen sind dagegen innerhalb des Bereiches der hohen Tonfrequenzen sehr klein, während sie umgekehrt innerhalb des Bereiches der tiefen Tonfrequenzen sehr gross sind.
Werden nun nur die hohen Tonfrequenzen während der Dauer einer Knackstörung kurzzeitig unter drückt, während die für das Klangbild wich tigsten tiefen Tonfrequenzen mit im wesent- liehen unveränderter Amplitude durchschwin gen, so wird das Störgeräusch stark ge dämpft, ohne dass der Eindruck einer merk lichen Lücke in der übertragenen Sprache oder Musik entsteht. In der Pause zwischen zwei aufeinanderfolgenden Knackstörungen werden die hohen Tonfrequenzen im wesent lichen ungeschwächt wiedergegeben, so dass praktisch die Natürlichkeit der Wiedergabe selbst dann nicht herabgesetzt wird,
wenn die Summe aller gestörten Zeitmomente z. B. 30 Jo der Gesamtzeit beträgt.
Die Schwächung des Übertragungsmasses der die hauptsächlichen Komponenten der Störgeräusche enthaltenden Frequenzbereiche während einer Knackstörung kann zum Bei spiel dadurch erfolgen, dass diese Frequenz bereiche durch Filter ausgesiebt werden und dass die Amplituden der Schwingungen die ser Frequenzbereiche oberhalb eines Wertes abgeschnitten werden, der im wesentlichen gleich der grösstmöglichen Amplitude der ge wünschten Schwingungen ist. Diese Frequenz bereiche werden darauf mit den übrigen wie der vereinigt.
Eine mögliche, schematisch gehaltene Schaltung einer solchen Einrichtung zeigt Abb. 1 im Niederfrequenzverstärker eines Empfängers. Die niederfrequente Wechsel spannung wird durch das Filter F in zwei Anteile zerlegt, von denen der eine etwa die Frequenzen unter 3000 oder 4000 Hertz ent halten möge, während der andere aus den höheren Tonfrequenzen besteht.
Letztere werden über das Amplitudenbegrenzungs- organ A geführt, das alle Spannungsspitzen, die eine gewisse Höhe überschreiten, ab dämpft, wonach die beiden Niederfrequenz- spektren im Organ P - entweder elektrisch oder akustisch - wieder vereinigt werden.
Die Wirkungsweise dieser Einrichtung geht aus Abb. 2a und 2b hervor. Abb. 2a zeigt eine Überlagerung zweier sinusförmi- ger Spannungen, von denen die eine etwa einem Ton von 300 Hertz, die andere einem von 6000 Hertz entsprechen möge, und einer Reihe von aperiodischen Spannungsstössen, wie sie atmosphärischen Störungen und dergl. entsprechen.
Eine Zerlegung des Frequenz spektrums in einen höheren und einen nie drigeren Anteil bedeutet in diesem Fall eine Trennung der ungestörten 300 Hertz-Fre- quenz von der mit den Störungen überlager ten 6000 Hertz-Frequenz; letztere ist in Abb. 2b dargestellt.
Wie man sieht, ist das Verhältnis von Störspannungsamplitude zu Nutzspannungsamplitude ein sehr viel höheres geworden, und es ist durch eine Spannungs begrenzung, die durch die punktierte Linie angedeutet sei, möglich, die Störspannungen weitgehend zu schwächen, obwohl die Ampli tude der natürlichen Tonfrequenz sogar noch auf über den doppelten Wert steigen kann.
In den nachfolgenden Abbildungen ist eine Reihe von Ausführungsbeispielen des Erfindungsgegenstandes angegeben. In Abb.3 liegen am Ausgang der Niederfrequenz-End- röhre E zwei Transformatoren T1 und T=, von denen T,_ zur Übertragung der mittleren und tiefen, TZ zur Übertragung der sehr hohen Töne dient.
Die Primärspule von T2 ist über<B>,</B> einen verhältnismässig kleinen Kon densator C, mit der Anode der Röhre E ver bunden, so dass ein gedämpfter, etwa auf die Frequenz 6000 Hertz abgestimmter Kreis entsteht, der für die hohen Tonfrequenzen einen geringen Widerstand darstellt, während diese durch die Drossel D gehindert werden, in, den obern Übertragungszweig einzutreten. Die Spannung wird durch T. stark herauf transformiert,
damit sie in die Nähe der Zünd- spannung der Glimmlampe G gelangt, die bei starken Spannungsspitzen anspricht und ein Anwachsen der Spannung über eine be stimmte Grenze hinaus verhindert. Die Span nung wird durch den Transformator T3 wieder so heruntertransformiert, dass die rich tige Anpassung an den Lautsprecher L ge währleistet ist, der mit den beiden Sekun därwicklungen von T,. und <I>T 3</I> in Reihe ge schaltet ist.
Der Parallelkondensator C2 soll so bemessen sein, dass er die durch T, noch übertragenen hohen Frequenzen restlos unter drückt, während C3 normalerweise nur die Frequenzen über 8500 Hertz, soweit solche vorhanden sind, reduzieren soll, unter Um- ständen aber auch als Drehkondensator und damit als Klangregler ausgebildet sein kann.
Ferner kann parallel zur Sekundärwicklung von T3 eine (in der Abbildung nicht gezeich nete) Drossel gelegt werden, die für die mitt leren und tiefen Frequenzen einen Kurz- schluss, für die höheren einen hohen Wider stand bedeutet und die verhindert, dass die mittleren und tiefen Frequenzen über den Transformator T3 an die Glimmlampe ge langen.
Eine Möglichkeit, die Amplitudenbegren- zung passend einzustellen, ist dadurch gege ben, dass die Sekundärwicklung von T2 und in entsprechender Weise die Primärwicklung von T3 mit Abgriffen versehen sind, die zu einem Doppelschleifkontakt S führen, durch den die Glimmröhre gleichzeitig an ver schiedene, einander entsprechende Abgriffe der beiden Wicklungen gelegt werden kann.
Dadurch steigt oder fällt die Spannung an der Glimmlampe, während das gesamte Über- setzungsverhältnis von TZ und T3 konstant bleibt. In der gezeichneten Stellung ist das Übersetzungsverhältnis auf die Glimmlampe am höchsten, so dass die Spannungsgrenze am niedrigsten liegt.
Als Transformatoren T, und T, können solche verhältnismässig ge- ringer Selbstinduktion Verwendung finden, deren Streufaktor aber möglichst klein sein soll, um eine einwandfreie Übertragung der höchsten Niederfrequenzen zu gewährleisten.
Abb. 4 zeigt eine ähnliche Anordnung, bei der als Amplitudenregelorgan zwei pa rallele, aber im entgegengesetzten Sinne ge schaltete, negativ vorgespannte Gleichrichter G, und G2 - etwa Dioden oder auch pas sende Trockengleichrichter - verwendet wer den.
Die Höhe der den beiden Batterien B, und B2 entnommenen Vorspannung gibt die Begrenzungsspannung an und kann durch den Schalter S eingestellt werden. In der obersten Stellung ist das Begrenzungsorgan ganz abgeschaltet.
- Die Schaltung unterschei det sich von der in Abb. 3 dargestellten noch dadurch, dass auch in Reihe mit der Sekun- därwicklung des Transformators TZ ein Kon densator C liegt, wodurch etwa noch über- tragene mittlere und tiefe Frequenzen weiter geschwächt werden sollen, ferner dadurch, dass für jeden der beiden Frequenzbereiche ein besonderer Lautsprecher L, bezw. L,; vor gesehen ist.
Dies bedeutet eine bessere Ent- kopplung und ist auch, wie bekannt, aus rein akustischen Gründen vorteilhaft.
Eine noch bessere Entkopplung der beiden für die beiden Frequenzbereiche dienenden, parallel liegenden Zweige und damit eine noch exaktere Trennung der beiden Bereiche lässt sich erhalten, wenn man, wie in Abb. 5 und 6, die Trennung schon vor dem Ausgang, also etwa vor der Endröhre, vornimmt.
In Abb. 5 überträgt der Transformator T die Frequenzen unter 3 bis 4 kHz über die Siebketten R, C und R',<B>C</B> an die Gitter zweier Gegentakt-Endröhren, die über einen Ausgangstransformator auf den Lautsprecher L, arbeiten.
Der Siebkreis C,, D,, der durch den Widerstand R, die nötige Dämpfung er hält, übernimmt die hohen Frequenzen, die er über den Entkopplungswiderstand R_ und den zweiten Siebkreis C2, D. auf die Ampli- tudenbegrenzungseinrichtung und auf das Gitter einer weiteren Röhre gibt, die ihrer seits auf den Lautsprecher L-1 wirkt.
Die Schaltung gemäss Abb. 6 unterschei det sich von der in Abb. 5 dargestellten nur dadurch, dass in dem Zweig, der die hohen Frequenzen führt, eingangs- und ausgangs- seitig Transformatoren vorgesehen sind, und dass der Amplitudenbegrenzer im Anoden kreis liegt. Der in beiden Schaltungen am Ausgang liegende Siebkreis D" C;, soll die noch vorhandenen oder durch die Begrenzung neu entstandenen Frequenzen über 8500 Hertz vom Lautsprecher L, fernhalten. Der Kon densator C3 kann auch als Drehkondensator ausgebildet sein und zur Klangregelung dienen.
Der in sämtlichen dargestellten Schaltungen vorgesehene Schalter S' kann von aussen bedienbar sein. Er kann aber auch mit dem Lautstärkeregelknopf in der Weise gekuppelt sein, dass bei grösserer Lautstärke die Grenzspannung grösser wird.
Die vorgesehenen Vorspannungsbatterien <I>B,</I> und B. lassen sich auch durch Ohmsche Widerstände ersetzen, an denen ein etwa dem Netzanschlussgerät entnommener Gleichstrom Spannungsabfälle hervorruft.
Man kann auch eine zwangsläufige Re gelung der Vorspannung und damit der Grenzspannung in Abhängigkeit von der niederfrequenten Lautstärke vorsehen. Noch zweckmässiger ist aber eine selbsttätige Re gelung der Vorspannung in Abhängigkeit von der hochfrequenten Trägeramplitude. Eine derartige Anordnung ist in Abb. 7 an gegeben.
In die Leitung der durch den Trans formator T übertragenen hohen Niederfre quenz sind die beiden Gleichrichter G, und G.= über die Kondensatoren C, und C., ein- heschaltet. Letztere erhalten eine Torspan nung dadurch, dass sie parallel zu je einem Teil der Widerstände R liegen, durch die ein Gleichstrom fliesst, welcher der Hochfre- quenzträgeramplitude proportional ist und welcher durch Gleichrichtung der Hochfre quenz durch den Gleichrichter G und durch Glättung (über der überlagerten Nieder frequenzschwingung)
durch die aus dem Kondensator C und den Drosseln D beste hende Siebkette entsteht. Die sich einstel lende Vorspannung der Gleichrichter G, und G= und damit die Grenzspannung ist somit proportional der Hochfrequenzträgerampli- tude. Ausserdem ermöglicht die gleichzeitige Verschiebung der beiden Kontakte des Doppel schalters S eine zusätzliche Regelung von Hand.
Eine Anordnung, die eine Amplituden begrenzung der aus dem gesamten Nieder frequenzspektrum herausgefilterten hohen Frequenzen einfacher durchzuführen -gestat tet, ist in Abb. 8 dargestellt. Die Schaltung unterscheidet sich von einer üblichen Wider standskopplung nur dadurch, da.ss parallel zum Widerstand R ein Kondensator C, unfl in Reihe mit ihm eine Drossel D und pa rallel zu dieser eine Reihenschaltung eines Kondensators C. und des Amplitudenbegren- zers A liegt.
Die Grössen der Schaltelemente sind so zu bemessen, dass für die hohen Fre quenzen C, und C2 praktisch Kurzschlüsse, D dagegen einen hohen Widerstand darstellt, während für die mittleren und tiefen Fre quenzen das umgekehrte zu gelten hat. Die Spannungen der mittleren und tiefen Fre quenzen liegen also am Widerstand R, die der hohen an der Drossel D bezw. dem Am- plitudenbegrenzer.A. Die Wiedervereinigung geschieht dadurch, dass die beiden Spannun gen in Reihe zwischen Gitter und Kathode der nächstfolgenden Röhre liegen.
Die Einrichtung nach Abb. 7, bei welcher die Vorspannungen der als Amplituden begrenzer wirkenden Gleichrichter durch Gleichrichten der Hochfrequenz erzeugt wurde, lässt sich noch dadurch erheblich ver einfachen, dass als Vorspannungen für die Begrenzungsgleichrichter von dem Be lastungswiderstand einer Empfangs- oder SchwLmdregeldiode abgegriffene und durch Siebketten von Wechselspannungskomponen- ten befreite Gleichspannungen benutzt wer den.
Dabei dürfen zwischen der Stelle des Übertragungskanals, an welcher dieser Gleichrichter angeordnet ist, und der Stelle, an welcher die Amplitudenbegrenzung vor genommen wird, keine geregelten Verstärker röhren angeordnet sein.
Der Vorteil besteht darin, dass ohne Ver wendung zusätzlicher Schwingungskreise und Gleichrichter erreicht ist, dass die Begren- zungsspannung, bei welcher die Begrenzung der ausgesiebten Frequenzbereiche merklich wirksam wird, sich der mittleren Ilochfre- quenzamplitude des empfangenen Senders zwangläufig anpasst. Steigt z. B. die Hoch frequenzamplitude an dem Gleichrichter, der die Begrenzungsspannung liefert, auf den doppelten Wert, so wird auch die mittlere Amplitude der herausgefilterten und zu be grenzenden Schwingungen doppelt so gross.
Da aber gleichzeitig die durch Gleichrich- tung entstandene Begrenzungsspannung eben falls auf den doppelten Wert steigt, ist eine Begrenzung auf etwa den Wert, welcher der grösstmöglichen Nutzschwingungsamplitude der herausgefilterten Schwingungen ent spricht, möglich.
Diese Einrichtung ist daher mit beson derem Vorteil anzuwenden bei Empfängern ohne Schwundregelung oder mit einer Schwundregelung, die keinen ganz vollstän digen Ausgleich der Feldstärkenunterschiede der einzelnen Sender am Empfangsort er reichen lässt, Aber auch bei solchen Empfängern, bei denen der Schwundausgleich in einem weiten Bereich = etwa durch eine gleichzeitige Vor wärts- und Rückwärtsregelung - ein wirk lich vollständiger ist, ist diese Anordnung noch. vorteilhaft.
In der Abstimmstellung zwischen zwei Stationen, in der im allgemei nen durch die sehr hohe Verstärkung die Störungen stark wiedergegeben werden, wirkt die Begrenzungseinrichtung infolge der dann herrschenden niedrigen Begrenzungs spannung als sehr wirkungsvoller Krach töter.
Ein Ausführungsbeispiel stellt Abb. 9 dar. Die Schaltung zeigt die Empfangsdiode E eines Empfängers und den an diese an geschlossenen, aus zwei -widerstandsgekoppel ten Stufen mit den Röhren V, und V2 be stehenden Niederfrequenzverstärker. Der Gitterableitwiderstand der Röhre VZ ist in die beiden (z. B. etwa gleich grossen) Reihen anteile BG und RG unterteilt.
Der Wider stand Be, ist mit einem Kondensator C, über brückt, der Widerstand RG mit einer Dros sel L. Bei passender Bemessung kann man z. B. erreichen, dass die Frequenzen unter 3000- Hertz im wesentlichen nur an dem obern Zweig Spannungsabfälle hervorrufen, die Frequenzen über 3000 Hertz dagegen im wesentlichen nur an dem untern Zweig. Dies wird z. B. erreicht, wenn die beiden Wider stände BG und Be,' - 100 000 Ohm, Cl - 1000 pF und L - 3 Hy gewählt wer den.
Zwischen dem Punkt P und Erde liegen also die hohen Tonfrequenzspannungen. Diese Wechselspannungen werden durch die beiden Gleichrichter G und G' begrenzt, die ihre Vorspannungen von dem in passender Weise unterteilten Belastungswiderstand R1, R2, R3 der Empfangsdiode E abnehmen. Der Ver- bindungspunkt der beiden gleichen Wider stände E2 und R3 ist geerdet.
Die Filter ketten R,<I>C</I> und R',<B>C</B> dienen zur Ausfilte- rang der Wechselspannungskomponenten. Die Kathode des Gleichrichters G' ist gegen Erde positiv, die Anode des Gleichrichters G gegen Erde negativ vorgespannt, so dass erst beim Überschreiten einer Grenzspannung einer der beiden Gleichrichter leitend wird und einen weiteren Anstieg der Spannung am Punkte P verhindert.
Bei dieser Anordnung darf die Verstär- kerröhre V1 nicht schwundgeregelt werden, sondern muss mit fester Verstärkung arbeiten.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel zeigt Abb. 10. Hier wird die Trennung in hohe und tiefe Tonfrequenzen unmittelbar am Be lastungswiderstand der Empfangsdiode E vorgenommen. Der Belastungswiderstand ist in vier Widerstände aufgeteilt, die z. B. so bemessen sind, dass R2 - R3 - R1/10 und R1 <I>-</I> R4 ist. Der Kondensator Cl, der pa rallel zu der aus R., und R4 bestehenden Rei henschaltung liegt, wird so bemessen, dass an ihm nur die Frequenzen unter $000 Hertz wesentliche Spannungsabfälle hervorrufen.
Von den an R1 und R.2 auftretenden Span nungen werden die hohen Tonfrequenzen über den aus R, und C, bestehenden Parallel zweig derart geführt, dass am Widerstand R, vorzugsweise die Spannungen der Frequenzen über etwa 3000 Hertz auftreten. Diese Span nungen werden durch die beiden Gleichrichter G und G' begrenzt, die durch die an R,; und R3 auftretenden und durch die Filterketten R, <I>C</I> und<I>R',<B>C</B></I> geglätteten Gleichspannun gen vorgespannt werden.
Im vorliegenden Beispiel beträgt die grösstmögliche Ampli tude, welche die hohen Tonfrequenzen er reichen können, 10 % der Amplitude, die eine hundertprozentige Modulation des Trägers be deuten würde. Die am Punkt P gegen die geerdete Kathode der Diode entstehende Ge samtspannung wird über den Widerstand R,z dem Niederfrequenzverstärker <I>NF</I> zugeführt. Eine zusätzliche Schwundregelung der Nie- derf requenzröhren ist in diesem Falle ohne -weiteres möglich.
In Abb. 10 ist noch zusätzlich eine an sich bereits vorgeschlagene Anordnung zur Begrenzung der Gesamtspannung auf den bei grösstmöglicher Modulation auftretenden Wert vorgesehen. Diese Anordnung besteht aus der Filterkette R" und C" und dem Gleichrichter G", der durch die am Gesamt belastungswiderstand auftretende Gleichspan nungskomponente vorgespannt wird.
Die hier gezeigte zusätzliche Anordnung unterscheidet sich von der bereits vorgeschla genen nur durch den zusätzlich vorgesehenen Widerstand RB. Der Wert des Widerstandes soll klein sein gegenüber dem Widerstand des Gleichrichters G" im gesperrten, und gross gegenüber dem Widerstand dieses Gleichrich ters im leitenden Zustand, sowie ferner klein gegenüber dem kapazitiven Widerstand des Gleichrichters. Bei der bereits vorgeschla genen Anordnung ist die Kathode des Gleich richters G" unmittelbar mit dem Punkt des Belastungswiderstandes der Empfangsdiode verbunden, von dem auch die Spannung dem Niederfrequenzverstärker zugeführt wird.
Die Einfügung des Widerstandes R, hat dem gegenüber den Vorteil, dass bei einer länger dauernden, starken Störung der Kondensator C" sich nicht so schnell auflädt und die Wirksamkeit der Begrenzeranordnung in folgedessen nicht so schnell abnimmt, wie es bei fehlendem Widerstand der Fall ist.
Statt mit dem Punkt P kann das nicht an der Kathode von G" liegende Ende des Widerstandes R, auch mit dem Verbindungs punkt von R.? und R3 verbunden werden. Bei dieser Schaltung erfahren die tiefen Modu- lationsfrequenzen für sich eine Begrenzung.
Die geschilderte oder eine ähnliche zu sätzliche Anordnung zur Begrenzung der Schwingungen aller Tonfrequenzen am Be lastungswiderstand der Diode kann natürlich auch bei der in Abb. 9 dargestellten Anord nung vorgesehen werden. Die zusätzliche An ordnung wird dann eine Begrenzung sehr starker Störungen bewirken, während die übrige Anordnung auch schwächere Störun gen weitgehend abschwächt.
Die Aufteilung in tiefe und hohe Ton frequenzen kann auch bei der Anordnung nach Abb. 10 durch Parallelschalten einer Selbstinduktion zu einem 'feil des Bela stungswiderstandes erfolgen.
Als Gleichrichter können vorzugsweise Trockengleichrichter oder Dioden verwendet werden.
Die in Abb. 9 und 10 dargestellten Ein- richtungen lassen sich in entsprechender Weise anwenden, wenn statt eines mehrere Tonfrequenzbereiche ausgefiltert und für sich in der Amplitude begrenzt werden sollen. Wird z.
B. sowohl der Frequenzbereich von 2500 bis 4000 Hertz, als auch der von 4000 bis 9000 Hertz gesondert herausgefiltert, so müssen für die Begrenzungsgleichrichter für den ersten Frequenzbereich grössere Vorspan- nungen am Diodenbelastungswiderstand ab gegriffen werden als für die Begrenzungs gleichrichter des zweiten Bereiches.
Die Schwächung der Übertragung der hohen Tonfrequenzen während einer Knack störung lässt sich auch dadurch erzielen, dass eine durch von den Störungen abgeleiteten Impulse gesteuerte, schnell wirkende Band breiteregelung derart kleiner Zeitkonstante vorgesehen ist, dass während der Dauer einer Knackstörung nur die tieferen Modulations- frequenzen mit im wesentlichen unveränder ter Amplitude übertragen werden, die höheren Modulationsfrequenzen aber im we sentlichen unterdrückt werden.
Grundsätzlich ist jede der bekannten Ein richtungen zur. Bandbreiteregelung für den vorliegenden Zweck verwendbar, vorausge setzt, dass die Zeitkonstante der Regelung hinreichend klein gemacht werden kann (10-i Sekunden und weniger) und dass bei der Regelung das Übertragungsmass und da mit die Intensität der nicht unterbrochenen tieferen Frequenzen nicht wesentlich ge ändert wird. So kann z.
B. der Kopplungs grad eines Bandfilters, der gewöhnlich stark überkritisch ist, durch die von den Schwin gungen abgeleiteten Impulse kurzzeitig her abgesetzt werden. Die Konstanthaltung der Verstärkung für die Trägerfrequenz bei der Regelung kann man im vorliegenden Falle durch passende Wahl des Kopplungsgrades erzielen. Die Kopplungsänderung kann durch eine geregelte Röhre bewirkt werden.
Eine bequemer durchzuführende Möglich keit ergibt sich, wenn man an einer Stelle des Übertragungskanals zwei parallele Zweige verschiedener Bandbreite vorsieht. So kann z. B. der eine Zweig nur die den tieferen Modulationsfrequenzen entsprechen den Frequenzen und gegebenenfalls noch die Trägerfrequenz übertragen, während der an dere .die allen Modulätionsfrequenzen ent sprechenden Frequenzen überträgt;
gleich zeitig ist eine Umschaltvorrichtung vorge sehen, die während einer Störung vorwiegend den ersteren Zweig und während des unge störten Empfanges vorwiegend den letzteren Zweig für die Gesamtübertragung wirksam werden lässt.
Diese Einrichtung eignet sich vorzugs weise für eine Bandbreiteregelung im Hoch frequenz- oder Zwischenfrequenzteil des Empfängers.
Ein schematisches Ausführungsbeispiel einer derartigen Einrichtung zeigt Abb. 11. Die Schaltung stellt einen Zwischenfrequenz empfänger dar, der zwei parallel liegende Zwischenfrequenzverstärkerstufen mit den beiden gleichen Röhren V1 und VZ enthält.
Die Eingangskreise beider Stufen sind mit dem Ausgangskreis der Mischstufe gekoppelt, welche die letzte Stufe des Hochfrequenzver- stärkers HF bildet, während die Ausgangs kreise beider Stufen mit dem Eingangskreis des Empfangsgleichrichters gekoppelt sind, welcher die erste Stufe des Niederfrequenz verstärkers<I>NF</I> darstellt.
Die greise der die Röhre _P, enthaltenden Stufe sind stärker angekoppelt und gleichzeitig stärker ge dämpft, so dass die Übertragungsbandbreite dieser Stufe erheblich grösser ist als diejenige der andern Stufe, wobei die Verstärkungen der Trägerfrequenz aber - gleiche, Gitter vorspannungen vorausgesetzt - angenähert gleich sind.
J bedeutet einen Impulsgeber, der durch von den Störungen abgeleitete Im- piLlse in der Weise gesteuert wird, dass er gewöhnlich (in ungestörten Zeiten) dem Punkt A dasselbe Potential verleiht wie dem Punkt P, dem Punkt B dagegen ein so stark negatives Potential, da.ss die Röhre V2 ge sperrt ist, während umgekehrt im Augen blicke einer Störung das Potential des Punk tes A mit hinreichend kleiner Zeitkonstante ins negative Gebiet verschoben wird, V, also gesperrt wird, und gleichzeitig das negative Potential des Punktes B abnimmt,
V_ also entsperrt wird. Während der Störung ist daher der VZ enthaltende Zweig schmaler Bandbreite wirksam.
Eine weitere Möglichkeit besteht darin; an einer Stelle des Übertragungskanals zwei parallel liegende Zweige vorzusehen, von denen der eine nur die den tieferen blodu- lationsfrequenzen entsprechenden Frequenzen und gegebenenfalls noch die Trägerfrequenz überträgt, während der andere nur die den höheren llodulationsfrequenzen entsprechen den Frequenzen überträgt; gleichzeitig ist eine Umschalteinrichtung vorgesehen, die während einer Störung den letzteren Zweig für die Übertragung weniger wirksam macht.
Eine derartige Einrichtung ist mit Vor teil im Niederfrequenzverstärker anzuwen den. Abb. 12 zeigt ein Ausführungsbeispiel. Die niederfrequente Ausgangsspannung der Röhre V,. wird durch eine Drossel D und den Kondensator C in zwei Frequenzbereiche zer legt, von denen der eine über den Trans formator T,., die Verstärkerröhre V, und den Transformator TZ auf den Lautsprecher L übertragen wird und z. B. im wesentlichen aus den Tonfrequenzen unter etwa 2000 Hertz besteht.
Die Frequenzen über 2000 Hertz werden über den Transformator T,3, die Gegentaktröhren V3 und V4 und den Transformator T4 dem Lautsprecher zuge führt. Der Impulsgeber J führt im Stör augenblick den Steuergittern der Gegentakt röhren V3 und V4 mit hinreichend kleiner Zeitkonstante gleichphasig eine hohe negative Vorspannung zu und sperrt dadurch die Übertragung der über 2000 Hertz liegenden Tonfrequenzen.
Die anhand von Abb. 11 dargestellte Ein richtung lä.sst sich in ähnlicher MTeise auch am Empfangsgleichrichter sehr einfach durchführen, wie Abb. 13 darstellt.
Der Aus gangskreis LC der letzten Zwischenfrequenz stufe überträgt die zwischenfrequente Schwingung durch induktive Kopplung gleichmässig auf die beiden greise L, Cl und L;;, C.4, die mit je einem Zweipolgleichrichter G1 bezw. G,; und einem kapizitiv überbrück ten Belastungswiderstand Bl bezw. R_ in Reihe geschaltet sind.
Beide Kreise sind völlig gleich ausgeführt, mit der Ausnahme, dass die Kapazität KZ ein Mehrfaches von der Kapazität K, beträgt, so dass an Bz im we sentlichen nur die tiefen Tonfrequenzen merkliche Spannungen hervorrufen, au R, dagegen alle Tonfrequenzen einschliesslich der hohen. Die nicht geerdeten Enden der Belastungswiderstände sind durch die Rei henschaltung einer Schaltröhre S und eines ohmschen Widerstandes R miteinander ver bunden.
Die Schaltröhre S wird durch voll den Störungen abgeleitete Impulse derart ge steuert, dass sie im allgemeinen leitend ist und nur bei einer Störung kurzzeitig nicht leitend wird. Der Widerstand R ist gross gegenüber dem Widerstand der Schaltröhre im leitenden Zustand, aber klein gegenüber ihrem Widerstand im gesperrten Zustand.
Die am Verbindungspunkt von Schaltröhre und Widerstand entstehende Spannung, die dem Niederfrequenzverstärker <I>NF</I> zugeführt wird, entspricht daher im allgemeinen im wesentlichen der an R" entstehenden Span nung, umfasst also den gesamten Tonfrequenz bereich, während im Augenblicke einer Stö rung im wesentlichen die Spannungen an R2 übertragen werden, also nur der tiefe Ton frequenzbereich.
Die Schaltröhre besteht hier aus einer Röhre mit zwei Kathoden, die durch ein Steuergitter getrennt sind. Dieses ist über den Widerstand R, geerdet, der im Emp- fangsgleichrichter-kreis eines auf eine nicht mit einem Sender besetzte Welle abgestimm ten, zusätzlichen Empfängers Z liegt. Bei einer merklichen Störung entsteht am nicht geerdeten Ende von R ein stark negativer Spannungsimpuls, der die Schaltröhre sperrt. Der Zusatzempfänger ist vorzugsweise weni- ger trennscharf als -der Hauptempfänger, so dass die erzeugten Sperrimpulse eine zu mindest nicht grössere Laufzeit besitzen als die Störungen im Hauptempfänger.
Es ist möglich, die Schaltung nach Fig. 13 noch weiter zu vereinfachen, indem statt zweier Kreise L1, C,. und L2, C, nur einer verwendet wird, der sowohl parallel zur Reihenschaltung von G, und R, als auch parallel zur Reihenschaltung von G2 und Bz liegt.
Oder man kann an Stelle der beiden Gleichrichter G1 und G2 nur einen einzigen verwenden, der sowohl parallel zur Reihen schaltung von L, C,_ und R, als auch paral lel zur Reihenschaltung von L2, C2 und R2 liegt. Man kann sogar mit einem einzigen Kreis und einem einzigen Gleichrichter aus kommen.
Die Widerstände Bi und R2, die natürlich nicht zu einem einzigen vereinigt werden dürfen, werden nicht unmittelbar par allel geschaltet, sondern müssen mit je einem gleich grossen Entkopplungswiderstand, der nicht oder nur mit einem kleinen Konden sator kapazitiv überbrückt wird, in Reihe ge schaltet werden. Diese Reihenschaltungen liegen dann parallel zueinander in Reihe mit dem Schwingungskreis und - dem Gleich richter.
Die Regelimpulse können statt von einem zusätzlichen Empfänger auch von dem Hauptempfänger selbst abgenommen werden, indem zum Beispiel in an sich bekannter Weise die über die grösstmögliche Amplitude der erwünschten Schwingungen hinausgehen den Spannungsspitzen durch Amplituden begrenzer abgetrennt, gegebenenfalls geson dert verstärkt und dann als Regelimpulse benutzt werden.
Noch zweckmässiger ist es, die den höheren Tonfrequenzen entsprechen den Frequenzbereiche herauszufiltern und bei diesen die über eine gewisse Grenze (die nunmehr erheblich niedriger gelegt werden kann) hinausgehenden Spannungsspitzen zur Regelung zu verwenden.
Bei sehr starken Stossspannungen wird trotz der kurzzeitigen Bandbreitenvermin- derung ein hörbarer Impuls an den Laut sprecher gelangen. Es empfiehlt sich daher, zusätzlich Amplitudenbegrenzer vorzusehen, die alle Spannungsspitzen, die über eine Grenze hinausgehen, welche durch den grösstmöglichen Modulationsgrad (z. B. 100%) gegeben ist, abschneidet.
Device for reducing the background noise caused by atmospheric disturbances and the like in receivers for modulated high frequency. A number of arrangements are already known for attenuating the cracking noises caused by atmospheric disturbances and the like in receivers for modulated high frequency. So it is e.g. B.
It is known that attenuation of interfering noises can be achieved by weakening the transmission of the frequencies corresponding to the higher modulation frequencies by means of a bandwidth regulator in the high-frequency or low-frequency part. It is also known to let this scheme itself go ahead actively as a function of the mean amplitude of the vibration received;
It has even been proposed to provide an automatic bandwidth control as a function of the ratio of the mean amplitude of the received vibration to the mean intensity of the interference.
A disadvantage of this arrangement is that the reproduction of the desired vibrations within the range of the high audio frequencies is weakened and the transmitted speech or music therefore loses a great deal of intelligibility and naturalness.
Other known arrangements work with devices for regulating the transmission rate, e.g. B. with gain control devices that briefly interrupt the transmission when the received oscillation amplitude rises above a given limit voltage. The limit voltage is selected so high that it can only be reached in the event of strong superimposed interference.
The disadvantage of this device is that, in the case of clicks that often follow one another, the reception is punctured in such a way that the. The naturalness of the reception also suffers, as the sudden interruption of the reproduction comes to the listener's consciousness.
The so-called amplitude limiters, which cut off the vibrations above a predetermined limit value, are also to be understood as a device for regulating the transmission rate. These also have the effect that normal transmission is interrupted for the duration of the snacking disorder.
An effective elimination of the interfering noises is achieved according to the invention in that a control device is provided which only influences the transmission rate of those frequency ranges of the transmitted frequency band in which the main components of the interfering noises are located Small time constant becomes effective that it essentially weakens the transmission of these frequency ranges in relation to the transmission of the other frequency ranges only during the duration of this click disturbance.
Appropriately, the control device should only influence the transmission rate of the frequencies corresponding to the higher modulation frequencies in such a way that the transmission of the frequencies corresponding to the higher modulation frequencies is weakened during the duration of a click, while the transmission of the frequencies corresponding to the lower modulation frequencies remains essentially unaffected .
The advantage of this embodiment of the invention is based on the following knowledge: The annoying crackling noises have their main subfrequencies within the range of high tone frequencies. The amplitudes of the useful vibrations, on the other hand, are very small within the range of the high audio frequencies, while conversely they are very large within the range of the low audio frequencies.
If only the high audio frequencies are temporarily suppressed for the duration of a crackling disturbance, while the low audio frequencies that are most important for the sound image oscillate with essentially unchanged amplitude, the background noise is greatly attenuated without the impression of a noticeable gap arises in the transmitted speech or music. In the pause between two successive clicks, the high audio frequencies are reproduced essentially unattenuated, so that the naturalness of the reproduction is practically not reduced even if
if the sum of all disturbed moments in time z. B. 30 Jo of the total time.
The weakening of the transmission rate of the frequency ranges containing the main components of the background noise during a click can, for example, take place in that these frequency ranges are screened out by filters and that the amplitudes of the vibrations of these frequency ranges are cut off above a value that is essentially equal to the the greatest possible amplitude of the desired vibrations. These frequency ranges are then combined with the others like the one.
A possible, schematic circuit of such a device is shown in Fig. 1 in the low frequency amplifier of a receiver. The low-frequency alternating voltage is broken down into two parts by the filter F, one of which may hold frequencies below 3000 or 4000 Hertz, while the other consists of the higher audio frequencies.
The latter are passed through the amplitude-limiting device A, which attenuates all voltage peaks that exceed a certain level, after which the two low-frequency spectra in the device P - either electrically or acoustically - are combined again.
The mode of operation of this device can be seen from Fig. 2a and 2b. Fig. 2a shows a superposition of two sinusoidal voltages, one of which may correspond to a tone of 300 Hertz, the other to a tone of 6000 Hertz, and a series of aperiodic voltage surges, such as those corresponding to atmospheric disturbances and the like.
A breakdown of the frequency spectrum into a higher and a lower part means in this case a separation of the undisturbed 300 Hertz frequency from the 6000 Hertz frequency superimposed with the disturbances; the latter is shown in Fig. 2b.
As you can see, the ratio of the interference voltage amplitude to the useful voltage amplitude has become much higher, and a voltage limitation, which is indicated by the dotted line, makes it possible to largely weaken the interference voltages, although the amplitude of the natural audio frequency is even still can rise to over twice the value.
A number of exemplary embodiments of the subject matter of the invention are given in the following figures. In Fig.3 there are two transformers T1 and T = at the output of the low-frequency output tube E, of which T, _ is used to transmit the middle and low tones, TZ to transmit the very high tones.
The primary coil of T2 is connected to the anode of the tube E via a relatively small capacitor C, so that a dampened circuit, tuned to about 6000 Hertz, is created for the high audio frequencies represents a low resistance, while these are prevented by the throttle D from entering the upper transmission branch. The voltage is transformed up strongly by T.,
so that it comes close to the ignition voltage of the glow lamp G, which responds to strong voltage peaks and prevents the voltage from increasing beyond a certain limit. The voltage is transformed down again by the transformer T3 in such a way that the correct adaptation to the loudspeaker L is ensured, which is connected to the two secondary windings of T ,. and <I> T 3 </I> is connected in series.
The parallel capacitor C2 should be dimensioned in such a way that it completely suppresses the high frequencies still transmitted by T, while C3 should normally only reduce frequencies above 8500 Hertz, if any, but also as a variable capacitor and thus under certain circumstances can be designed as a tone regulator.
In addition, a choke (not shown in the figure) can be placed parallel to the secondary winding of T3, which means a short circuit for the medium and low frequencies and a high resistance for the higher frequencies and which prevents the medium and low frequencies Frequencies to the neon lamp via the transformer T3.
One way of setting the amplitude limitation appropriately is that the secondary winding of T2 and, in a corresponding manner, the primary winding of T3 are provided with taps that lead to a double sliding contact S through which the glow tube is connected to different, one another at the same time corresponding taps of the two windings can be placed.
As a result, the voltage on the glow lamp rises or falls, while the entire transmission ratio of TZ and T3 remains constant. In the position shown, the transmission ratio to the glow lamp is highest, so that the voltage limit is the lowest.
Relatively low self-induction can be used as transformers T 1 and T 1, but their leakage factor should be as small as possible in order to ensure perfect transmission of the highest low frequencies.
Fig. 4 shows a similar arrangement in which two parallel but oppositely connected, negatively biased rectifiers G and G2 - such as diodes or suitable dry-type rectifiers - are used as the amplitude control element.
The level of the bias voltage taken from the two batteries B and B2 indicates the limiting voltage and can be set using switch S. In the uppermost position, the limiting device is completely switched off.
- The circuit differs from the one shown in Fig. 3 in that there is also a capacitor C in series with the secondary winding of the transformer TZ, which is intended to further weaken any medium and low frequencies that are still transmitted in that for each of the two frequency ranges a special loudspeaker L, respectively. L ,; is provided.
This means better decoupling and, as is known, is also advantageous for purely acoustic reasons.
An even better decoupling of the two parallel branches serving for the two frequency ranges and thus an even more precise separation of the two ranges can be obtained if, as in Fig. 5 and 6, the separation is carried out before the exit, i.e. before the End tube, makes.
In Fig. 5, the transformer T transmits the frequencies below 3 to 4 kHz via the filter chains R, C and R ', <B> C </B> to the grids of two push-pull output tubes, which are fed via an output transformer to the loudspeaker L, work.
The filter circuit C ,, D ,, which through the resistor R, the necessary damping he holds, takes over the high frequencies, which it over the decoupling resistor R_ and the second filter circuit C2, D. on the amplitude limiting device and on the grid of another Tube, which in turn acts on the loudspeaker L-1.
The circuit according to Fig. 6 differs from that shown in Fig. 5 only in that transformers are provided on the input and output side in the branch that carries the high frequencies, and that the amplitude limiter is located in the anode circuit. The filter circuit D "C; located in both circuits at the output is intended to keep the frequencies over 8500 Hertz still present or newly created by the limitation away from the loudspeaker L. The capacitor C3 can also be designed as a variable capacitor and serve for tone control.
The switch S 'provided in all of the illustrated circuits can be operated from the outside. However, it can also be coupled to the volume control button in such a way that the limit voltage increases with a higher volume.
The provided bias batteries <I> B, </I> and B. can also be replaced by ohmic resistors at which a direct current drawn from the power supply unit causes voltage drops.
You can also provide an inevitable re gel of the bias and thus the limit voltage depending on the low-frequency volume. However, it is even more useful to automatically regulate the preload as a function of the high-frequency carrier amplitude. Such an arrangement is given in Fig. 7.
In the line of the high low frequency transmitted by the transformer T, the two rectifiers G, and G. = via the capacitors C, and C., are connected. The latter receive a gate voltage in that they are each parallel to a part of the resistors R, through which a direct current flows which is proportional to the high-frequency carrier amplitude and which is generated by rectifying the high frequency by the rectifier G and by smoothing (above the superimposed Low frequency oscillation)
by the existing sieve chain consisting of the capacitor C and the throttles D. The adjusting bias voltage of the rectifiers G, and G = and thus the limit voltage is therefore proportional to the high frequency carrier amplitude. In addition, the simultaneous shifting of the two contacts of the double switch S allows additional control by hand.
An arrangement that makes it easier to limit the amplitude of the high frequencies filtered out of the entire low frequency spectrum is shown in Fig. 8. The circuit differs from a conventional resistor coupling only in that there is a capacitor C in parallel with the resistor R, a choke D in series with it and a series circuit of a capacitor C and the amplitude limiter A in parallel with it.
The sizes of the switching elements are to be dimensioned in such a way that for the high frequencies C, and C2 practically short circuits, D, on the other hand, represents a high resistance, while the reverse applies to the medium and low frequencies. The voltages of the medium and low frequencies are therefore due to the resistor R, the high on the throttle D respectively. the amplitude limiter A. The reunification occurs because the two voltages are in series between the grid and cathode of the next tube.
The device according to Fig. 7, in which the bias voltages of the rectifiers acting as amplitude limiters were generated by rectifying the high frequency, can be considerably simplified in that the bias voltages for the limiting rectifiers are tapped from the load resistor of a receiving or surge control diode and through DC voltages freed from AC components are used.
In this case, no regulated amplifier tubes may be arranged between the point of the transmission channel at which this rectifier is arranged and the point at which the amplitude limitation is made.
The advantage is that without using additional oscillating circuits and rectifiers, the limiting voltage, at which the limitation of the filtered frequency ranges becomes noticeably effective, necessarily adapts to the mean Ilochfre- quenzamplitude of the received transmitter. Increases z. B. the high-frequency amplitude at the rectifier, which supplies the limiting voltage, to twice the value, the mean amplitude of the filtered out and to be bordered vibrations is twice as large.
However, since at the same time the limiting voltage created by rectification also rises to double the value, it can be limited to approximately the value that corresponds to the largest possible useful oscillation amplitude of the filtered out oscillations.
This device can therefore be used with particular advantage in receivers without shrinkage control or with shrinkage control that does not allow the field strength differences of the individual transmitters to be completely compensated at the receiving location, but also with receivers where the shrinkage compensation is within a wide range = for example through simultaneous forward and reverse control - this arrangement is still more complete. advantageous.
In the tuning position between two stations, in which in general the interference is strongly reproduced by the very high gain, the limiting device acts as a very effective crash killer due to the then prevailing low limiting voltage.
An exemplary embodiment is shown in Fig. 9. The circuit shows the receiving diode E of a receiver and the low-frequency amplifier that is connected to it and consists of two stages with the tubes V and V2. The grid leakage resistance of the tube VZ is divided into the two (z. B. approximately equal) series components BG and RG.
The resistance was Be, is bridged with a capacitor C, the resistor RG with a Dros sel L. With a suitable rating you can z. B. achieve that the frequencies below 3000 Hertz cause voltage drops essentially only in the upper branch, whereas the frequencies above 3000 Hertz essentially only in the lower branch. This is z. B. achieved when the two resistors BG and Be, '- 100 000 Ohm, Cl - 1000 pF and L - 3 Hy selected who the.
The high audio frequency voltages therefore lie between point P and earth. These AC voltages are limited by the two rectifiers G and G ', which take their bias voltages from the load resistor R1, R2, R3 of the receiving diode E, which is appropriately subdivided. The connection point of the two identical resistors E2 and R3 is earthed.
The filter chains R, <I> C </I> and R ', <B> C </B> are used to filter out the alternating voltage components. The cathode of the rectifier G 'is positive to earth, the anode of the rectifier G is biased negatively to earth, so that only when a limit voltage is exceeded does one of the two rectifiers become conductive and prevents a further increase in the voltage at point P.
With this arrangement, the amplifier tube V1 must not be shrinkage-controlled, but must work with a fixed gain.
Another embodiment is shown in Fig. 10. Here, the separation into high and low sound frequencies is made directly on the loading resistor of the receiving diode E. The load resistance is divided into four resistances, the z. B. are dimensioned so that R2 - R3 - R1 / 10 and R1 <I> - </I> R4. The capacitor C1, which is parallel to the series circuit consisting of R. and R4, is dimensioned in such a way that only frequencies below $ 000 Hertz cause significant voltage drops.
Of the voltages occurring at R1 and R.2, the high audio frequencies are routed through the parallel branch consisting of R and C in such a way that the voltages of frequencies above about 3000 Hertz preferably occur at resistor R. These voltages are limited by the two rectifiers G and G 'which are connected to R ,; and R3 occurring and by the filter chains R, <I> C </I> and <I> R ', <B> C </B> </I> smoothed DC voltages are biased.
In the present example, the greatest possible amplitude that the high audio frequencies can reach is 10% of the amplitude that would mean 100% modulation of the carrier. The total voltage generated at point P against the grounded cathode of the diode is fed to the low-frequency amplifier <I> NF </I> via the resistor R, z. An additional shrinkage control of the low-frequency tubes is in this case easily possible.
In Fig. 10, an arrangement, already proposed per se, for limiting the total voltage to the value that occurs with the greatest possible modulation is also provided. This arrangement consists of the filter chain R "and C" and the rectifier G ", which is biased by the DC voltage component occurring at the total load resistance.
The additional arrangement shown here differs from the one already proposed only by the additional resistor RB provided. The value of the resistance should be small compared to the resistance of the rectifier G "in the blocked state, and large compared to the resistance of this rectifier in the conductive state, and also small compared to the capacitive resistance of the rectifier. In the arrangement already proposed, the cathode is equal Richter G "is connected directly to the point of the load resistance of the receiving diode, from which the voltage is also fed to the low-frequency amplifier.
The insertion of the resistor R has the advantage that, in the event of a long-lasting, severe disturbance, the capacitor C ″ does not charge as quickly and consequently the effectiveness of the limiter arrangement does not decrease as quickly as is the case when there is no resistance.
Instead of the point P, the end of the resistor R which is not at the cathode of G ″ can also be connected to the connection point of R and R3. With this circuit, the low modulation frequencies are limited.
The described or a similar additional arrangement to limit the vibrations of all audio frequencies on the loading resistor of the diode can of course also be provided in the arrangement shown in Fig. 9. The additional arrangement will then limit very strong disturbances, while the rest of the arrangement largely attenuates weaker disturbances.
The division into low and high tone frequencies can also take place in the arrangement according to Fig. 10 by connecting a self-induction in parallel to a 'feil of the load resistance.
Dry rectifiers or diodes can preferably be used as rectifiers.
The devices shown in Figs. 9 and 10 can be used in a corresponding manner if, instead of one, several audio frequency ranges are to be filtered out and their amplitude limited. Is z.
If, for example, both the frequency range from 2500 to 4000 Hertz and that from 4000 to 9000 Hertz are filtered out separately, higher bias voltages must be tapped on the diode load resistor for the limiting rectifiers for the first frequency range than for the limiting rectifiers in the second range.
The weakening of the transmission of the high audio frequencies during a click can also be achieved by providing a fast-acting band width control controlled by impulses derived from the disturbances with such a small time constant that only the lower modulation frequencies are used for the duration of a click essentially unchanged amplitude are transmitted, but the higher modulation frequencies are essentially suppressed.
Basically, each of the known A directions for. Bandwidth control can be used for the present purpose, provided that the time constant of the control can be made sufficiently small (10-i seconds and less) and that the transmission rate and, therefore, the intensity of the uninterrupted lower frequencies are not significantly changed during the control . So z.
B. the coupling degree of a band filter, which is usually very critical, are briefly discontinued by the pulses derived from the vibrations. Keeping the gain for the carrier frequency constant during the regulation can be achieved in the present case by a suitable choice of the degree of coupling. The coupling change can be brought about by a regulated tube.
A possibility that is more convenient to carry out arises if two parallel branches of different bandwidths are provided at one point in the transmission channel. So z. B. the one branch only the lower modulation frequencies correspond to the frequencies and possibly also the carrier frequency transmitted, while the other .die transmits all modulation frequencies ent speaking frequencies;
At the same time, a switching device is provided, which during a disturbance mainly allows the former branch and during the uninterrupted reception mainly the latter branch to become effective for the overall transmission.
This device is preferably suitable for a bandwidth control in the high frequency or intermediate frequency part of the receiver.
A schematic embodiment of such a device is shown in Fig. 11. The circuit represents an intermediate frequency receiver which contains two parallel intermediate frequency amplifier stages with the same two tubes V1 and VZ.
The input circuits of both stages are coupled to the output circuit of the mixer, which forms the last stage of the high frequency amplifier HF, while the output circuits of both stages are coupled to the input circuit of the receiving rectifier, which forms the first stage of the low frequency amplifier <I> NF </ I> represents.
The old ones of the stage containing the tube _P, are more strongly coupled and at the same time more strongly attenuated, so that the transmission bandwidth of this stage is considerably larger than that of the other stage, whereby the gains of the carrier frequency are approximately the same - assuming the same grid bias voltages.
J means a pulse generator which is controlled by pulses derived from the disturbances in such a way that it usually (in undisturbed times) gives point A the same potential as point P, while point B has such a strongly negative potential that .ss the tube V2 is blocked, while conversely, in the event of a disturbance, the potential of point A is shifted into negative territory with a sufficiently small time constant, V, i.e. blocked, and at the same time the negative potential of point B decreases,
V_ is therefore unlocked. The narrow bandwidth branch containing VZ is therefore active during the disturbance.
Another possibility is; to provide two parallel branches at one point of the transmission channel, one of which transmits only the frequencies corresponding to the lower modulation frequencies and possibly also the carrier frequency, while the other only transmits the frequencies corresponding to the higher modulation frequencies; at the same time, a switching device is provided which makes the latter branch less effective for the transmission during a fault.
Such a device is to be used with some before in the low frequency amplifier. Fig. 12 shows an embodiment. The low frequency output voltage of the tube V ,. is zer sets by a choke D and the capacitor C in two frequency ranges, one of which via the transformer T,., the amplifier tube V, and the transformer TZ is transmitted to the speaker L and z. B. consists essentially of the sound frequencies below about 2000 Hertz.
The frequencies above 2000 Hertz are fed to the loudspeaker via the transformer T, 3, the push-pull tubes V3 and V4 and the transformer T4. The pulse generator J leads the control grids of the push-pull tubes V3 and V4 in phase with a sufficiently small time constant in phase with a high negative bias and thereby blocks the transmission of the audio frequencies above 2000 Hertz.
The setup shown in Fig. 11 can also be carried out very easily in a similar way on the receiving rectifier, as Fig. 13 shows.
The output circuit LC from the last intermediate frequency stage transmits the intermediate frequency oscillation by inductive coupling evenly to the two aged L, Cl and L ;;, C.4, each with a two-pole rectifier G1 or. G,; and a capitively bridged load resistance B1 respectively. R_ are connected in series.
Both circles are designed in exactly the same way, with the exception that the capacitance KZ is a multiple of the capacitance K, so that essentially only the low tone frequencies cause noticeable voltages at Bz, except for R, but all tone frequencies including the high ones. The ungrounded ends of the load resistors are connected to each other by the series connection of a switching tube S and an ohmic resistor R.
The interrupter S is controlled by pulses derived from the interference in such a way that it is generally conductive and only becomes briefly non-conductive in the event of an interference. The resistance R is large compared to the resistance of the switching tube in the conductive state, but small compared to its resistance in the blocked state.
The voltage generated at the connection point between the interrupter and the resistor, which is fed to the low-frequency amplifier <I> NF </I>, therefore generally corresponds essentially to the voltage generated at R ″, i.e. it covers the entire audio frequency range during the moment of a disturbance In essence, the voltages are transferred to R2, i.e. only the low frequency range.
The interrupter here consists of a tube with two cathodes, which are separated by a control grid. This is grounded via the resistor R 1, which is located in the receiving rectifier circuit of an additional receiver Z which is tuned to a wave not occupied by a transmitter. In the event of a noticeable disturbance, a strongly negative voltage pulse occurs at the ungrounded end of R. The additional receiver is preferably less selective than the main receiver, so that the blocking pulses generated have a running time that is at least no longer than the interference in the main receiver.
It is possible to simplify the circuit according to FIG. 13 even further, in that instead of two circles L1, C,. and L2, C, only one is used which is parallel to the series connection of G, and R, as well as parallel to the series connection of G2 and Bz.
Or, instead of the two rectifiers G1 and G2, you can only use a single one that is parallel to the series connection of L, C, _ and R, as well as parallel to the series connection of L2, C2 and R2. You can even get by with a single circuit and a single rectifier.
The resistors Bi and R2, which of course cannot be combined into a single one, are not connected directly in parallel, but must each be connected in series with an equally large decoupling resistor, which is not capacitively bridged or only with a small capacitor . These series connections are then parallel to one another in series with the resonant circuit and - the rectifier.
Instead of an additional receiver, the control pulses can also be picked up by the main receiver itself, for example by using amplitude limiters to separate the voltage peaks exceeding the maximum possible amplitude of the desired oscillations, amplify them separately, if necessary, and then use them as control pulses .
It is even more expedient to filter out the frequency ranges that correspond to the higher audio frequencies and to use the voltage peaks that go beyond a certain limit (which can now be set significantly lower) for regulation.
In the event of very strong surge voltages, an audible impulse will reach the loudspeaker despite the brief bandwidth reduction. It is therefore advisable to provide an additional amplitude limiter that cuts off all voltage peaks that exceed a limit given by the greatest possible degree of modulation (e.g. 100%).