Schaltung zur Verstärkung elektrischer Schwingungen. Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Verstärkung elektrischer Schwingungen, bei welcher eine Einrichtung zur Herabsetzung des Verstärkungsgrades bei Vergrösserungen der Eingangsamplitude vor gesehen ist. Die Erfindung verfolgt den Zweck, vorübergehende elektrische Störun gen, welche die Verstärkung bezw. Übertra gung der Schwingungen beeinträchtigen, durch die Wirkung einer Verstärkungsrege lung auszuschalten.
Beim Gebrauch von Schaltungen zur Ver stärkung elektrischer Schwingungen in der elektrischen Nachrichtentechnik, z. B. beim Gebrauch von Radioempfängern, ergeben sich oft erhebliche Schwierigkeiten durch elektrische Störungen, welche vorübergehende Stromstösse von beträchtlicher Grösse inner halb des Empfängers erzeugen und so die Wiedergabe der zu übertragenden Signale stören. Diese Störungen, welche ausserhalb des Empfängers ihre Entstehungsursache haben, werden zusammen mit den Signal- schwingungen auf den Empfängereingang übertragen; sie können eine natürliche Ur sache haben, wie Blitzentladungen oder der gleichen, sie können aber auch eine tech nische Ursache haben, wie z.
B. Funkenüber- bänge an fehlerhaften Isolationspunkten in elektrischen Kraftleitungen, an Motoren. Schaltern und Kontakten von elektrischen Bahnen, elektrischen Geräten in Haushalten, Werkstätten und dergleichen. Die Quellen für derartige Störungen sind zu zahlreich, als dass -sie alle aufgeführt werden können.
Obwohl diese Störungen, um deren Aus schaltung es sich hier handelt, im Einzelfall von sehr kurzer Dauer sind, so kann doch bei einem ungünstigen Verhältnis der Störungs amplitude zur Amplitude des elektrischen Signals eine brauchbare Übertragung der Nutzschwingungen verhindert werden.
Eine Ausfilterung durch Selektionskreise ist nicht möglich, denn die impulsartige Form der Störungswelle hat anteilige Wellen innerhalb eines sehr grossen Frequenzbereiches, so dass ziemlich unabhängig von der Abstimmung eines Empfängers die Störung durch die ein zelnen Siebkreise des Empfängers hindurch gelangt. Beim Rundfunkempfang wird be kanntlich durch solche Störungen häufig ein genussreicher Empfang unmöglich gemacht.
Bei der Schaltung nach der Erfindung werden solche Störungen von kurzer Zeit dauer und verhältnismässig grosser Amplitude unwirksam gemacht, sodass auch bei schwie rigen Übertragungsverhältnissen, beispiels weise bei einem in der Nähe befindlichen Gewitter oder bei starken technischen Stö rungen am Empfangsort, immer noch ein brauchbarer Empfang möglich ist. Selbst verständlich lässt sich die Erfindung sowohl auf Hochfrequenz, als auch auf reine Nieder- frequenzübertragungsanlagen anwenden.
Zum Zwecke der Ausschaltung der Stö rungen wird erfindungsgemäss die Übertra gung von Schwingungen innerhalb einer Verstärkerschaltung im wesentlichen unter drückt, wenn die Momentanamplitude der Eingangsspannung einen vorgeschriebenen Grenzwert überschreitet, indem eine durch Gleichrichtung aus den Schwingungen ge wonnene Regelspannung den Verstärkungs grad mindestens einer Verstärkerstufe prak tisch auf Null herabsetzt,
wobei diese Verstärkerstufe der Abnahmestelle der zur Erzeugung der Regelspannung gleichzurich tenden Schwingungen innerhalb des Haupt übertragungszuges nachgeschaltet ist. Wenn also bei der Schaltung nach der Erfindung die Eingangsspannung einschliesslich der in duzierten Störspannung den vorgeschriebenen Grenzwert überschreitet, so wird durch die Wirkung der Regelspannung eine nachge- schaltete Verstärkerstufe blockiert, sodass beispielsweise beim Rundfunkempfang kein krachendes Geräusch hörbar wird, sondern sich lediglich in dem Ausmass der Länge der Störung ein Aussetzen des Empfanges zeigt.
Praktische Versuche haben ergeben, dass der artige "Löcher" in der Wiedergabe wegen der ausserordentlich kurzen Zeitdauer einer einzelnen Störung vom Hörer weit weniger -unangenehm empfunden werden, als wenn die Störung als Krachgeräusch innerhalb der nicht unterbrochenen Wiedergabe auftritt.
In der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung wird ein üblicher Rundfunkempfänger zu Grunde gelegt, obwohl natürlich die Erfindung ganz allgemein auf Schaltungen zur Verstärkung elektrischer Schwingungen anwendbar ist. Die gewünschte Unterdrückung der Übertra gung von Schwingungen kann leicht dadurch erreicht werden, dass eine Verstärkerröhre, welche als Geräuschunterdrückerröhre dient, derartige Elektrodenvorspannungen erhält, dass ihr Arbeitspunkt nahe bei dem Knick der Röhrencharakteristik liegt.
Wird dann die Regelspannung, welche durch eine Gleich richtung der Schwingungen erzeugt wird, einer Röhrenelektrode in solchem Sinne zu geführt, dass der Arbeitspunkt bis über den Knick hinaus verschoben wird, so ergibt sich eine sehr grosse Verstärkungsänderung und praktisch eine Unterdrückung der Übertra gung. Wesentlich ist dabei, dass die Regel spannung einer Röhre zugeführt wird, wel che der Abnahmestelle für die gleichzurich tenden Schwingungen zur Erzeugung der Regelspannung nachgeschaltet ist: andern falls ist keine Unterdrückung der Störungen möglich.
Die Zeitkonstante der Regeleinrich tung soll vorzugsweise so klein sein, dass die in der Wiedergabe entstehenden "Löcher" keine unnötige Ausdehnung erfahren über den von den unerwünschten elektrischen Stö rungen tatsächlich eingenommenen Zeitraum hinaus.
In Abb. 1 wird schematisch ein Rund funkempfänger der Superheterodynebauart gezeigt, in dem modulierte Wellen von einer Antenne 10 aufgefangen und einem abge stimmten Hochfrequenzverstärker 14 zuge führt werden, wobei der Antennenkreis durch eine Erdverbindung 12 geschlossen wird.
Die Ausgangsleistung des Hochfrequenzverstär- kers 14 wird dem Eingang eines Oszillator- modulators 16 aufgedrückt, mittels dessen die Hochfrequenzschwingungen in signal modulierte Zwischenfrequenzschwingungen verwandelt werden. Die Zwischenfrequenz- schwingungen werden weiter durch einen Zwischenfrequenzverstärker 18 verstärkt und auf den Eingang eines zweiten Detektors ge geben, der in einer Einheit 20 enthalten ist.
Die Einheit 20 enthält auch eine übliche Vorrichtung zur Ableitung einer einseitig ge richteten Spannung, die gemäss der Durch schnittsamplitude der empfangenen Träger welle veränderlich ist, und kann weiter jede gewünschte Anzahl von Niederfrequenzver- stärkungsstufen enthalten.
Die einseitig ge richtete Spannung, die von der Einheit 20 entwickelt wird, kann, wie angegeben, am Hochfrequenzverstärker 14, am Oszillator- modulator 16 und am Zwischenfrequenzver- stärker 18 angelegt werden, um selbsttätig die Verstärkung dieser Vorrichtungen zu steuern und damit den Signalausgang der Einheit 20 innerhalb vorbestimmter Grenzen zu halten. Wenn auch eine solche selbst tätige Lautstärkesteuerung den Signalaus gang der Einheit 20 unabhängig von den Schwankungen der Intensität der empfange nen Trägerwellen innerhalb vorbestimmter Grenzen hält, so bewirkt eine solche Steue rung doch noch nicht die genaue Nivellie rung des Signals.
Die in der Einheit 20 entwickelten Niederfrequenzströme werden durch einen Umformer 24 auf die Klemmen <I>A</I> und<I>B</I> des Störgeräusch-Verminderungs- kreises 22 übertragen. Der Störgeräusch- Verminderungskreis wird später eingehender beschrieben. Die Ausgangsklemmen<I>A', B'</I> des Störgeräusch-Verminderungskreises 22 werden mit dem Kraftverstärker 26 verbun den, durch den die Niederfrequenzsignale weiterverstärkt und auf den Lautsprecher 28 übertragen werden.
Die verschiedenen Teile des Empfängers in Abb. 1, mit Ausnahme des Störgeräusch- Verminderungskreises 22, können die übliche Bauart aufweisen; ihre Beschreibung ist des halb überflüssig.
Abb. 2 zeigt eine vorzugsweise Ausfüh rung des Störgeräusch-Verminderungskreises, der in Abb. 1 unter 22 angedeutet ist. Die Klemme<I>A, B, X, A'</I> und<I>B'</I> entsprechen gleichartig bezeichneten Klemmen in Abb. 1.
Im wesentlichen besteht dieser greis aus einem zweistufigen Niederfrequenzverstär- ker, der eine erste Vakuumröhre VT, ent hält, deren Eingangselektrode mit dem Ein gangskreis<I>AB</I> durch ein handbetriebenes Lautstärkepotentiometer -P, verbunden ist. Die Röhre YTl ist durch einen Umformer TI mit einem Paar Vakuumröhren VT, und YT3 gekoppelt, die in Gegentakt geschaltet sind.
Der Ausgangskreis des Gegentaktverstärkers ist mit den Ausgangsklemmen<I>A', B'</I> durch einen Umformer TZ und ein zweites hand betätigtes Lautstärkepotentiometer P2 ver bunden.
Die Röhre YTl kann von irgend einer geeigneten Bauart sein, wenn auch eine Pentode gezeigt ist, in welchem Falle die Verstärkungs - Regelvorspannung von der Klemme X auf das Fanggitter durch einen Widerstand R$ und einen Filterkondensator C4 aufgelegt wird, die eine Zeitkonstante von genügender Grösse haben, so dass sie daran verhindert werden, bei der Modulationsfre- quenz den gewöhnlichen Schwankungen der Signalstärke zu folgen,
und doch genügend klein sind, dass sie die Steuerung der Ver stärkung der Röhre VT, ohne übermässige Nacheilung gestatten. Vorspannungswider- stände R, R3 und R4 können in den Katho denkreis der Röhre VT, in Verbindung mit einem Niederfrequenz-Filterkondensator C, eingeschlossen werden. Eine geeignete Vor spannung für die Eingangselektrode lässt sich von diesen. Widerständen wie gezeigt ab nehmen.
Die Röhren VT@ und YT3 können wie derum von irgend einer geeigneten Bauart sein; wenn sie Pentoden sind, wie gezeigt, so kann der Eingangskreis mit Einschluss der Sekundärwicklung des Umformers T1 mit den innern Steuerelektroden verbunden werden.
Diese Wicklung ist in üblicher Weise in der Mitte angezapft und hat Erdschluss durch einen Kreis, der einen Widerstand R und einen Kondensator C in Parallelschaltung hat und, wie später beschrieben, proportioniert ist. Ein Widerstand R7 kann über die Se-, kundärwicklung von T1 gelegt werden, um eine flachere Frequenzcharakteristik des Kreises zu erhalten.
Die Steuerung der Röh ren pT, und VT, zur Verminderung der Stö rungen kann durch die Fanggitter bewirkt werden, die mit der Erde durch den Kreis R-C verbunden werden. Positive Spannun gen für die Röhren ITT" ITT, und YT3 kön nen aus jeder geeigneten Quelle genommen werden, die mit + B bezeichnet ist, und zwar über die Widerstände B1 bezw. R5, die durch die Niederfrequenz-Filterkondensatoren C,
und C3 überbrückt sind. Ein Widerstand R, kann zwischen den Kathoden der Röhren ITT, und VT" und dem Mittelpunkt der Pri- märwicklung des Ausgangsumformers T, vorgesehen werden, um die Speisespannung an den Röhren im wesentlichen unabhängig vom Anodenstrom des Gegentaktverstärkers zu halten.
Lässt man für den Augenblick den Kreis 1-C ausser Betracht und nimmt an, dass ge eignete Vorspannungen den Steuer- und Fanggittern der Röhren ITT, und VT, <I>zu-</I> geführt werden, so arbeitet der vorbeschrie- bene Stromkreis wie ein üblicher zweistufiger Niederfrequenzverstärker, in dem Schwan kungen der Stärke des durch den Verstärker kreis übertragenen Signals infolge Schwan kungen der Empfangsstärke durch die Ver- stärkungs-Regelspannung verkleinert werden.
Es ist jedoch dabei zu bemerken, dass die Kathoden der Röhren I'T, und I'Ts mit der Erde durch den vorspannenden Widerstand R4 so verbunden werden, dass die Eingangs gitter dieser Röhren normal auf negativer Spannung in bezug auf ihre Kathoden ge halten werden, und zwar im Ausmass der Spannung über den Widerstand R4. Die Wi derstandswerte von R,, R3 und R4 sind so gewählt,
dass die Grösse der Vorspannung über Widerstand R4 grösser ist als der Maxi malwert des Signaleinganges in die Röhren VT, und TTT3 unter normalen Arbeitsbedin gungen. Bei dieser Anordnung werden die Eingangselektroden der Röhren -VT, und 1%'T3 dauernd negativ gehalten, so dass keine Gitterströme in. ihren Stromkreisen fliessen.
Tritt nun eine elektrische Störung oder ein Stromstoss von beträchtlicher Grösse im Verhältnis zum gewünschten Signal ein, so wird die Momentanamplitude des Spannungs einganges zu den Steuergittern der Röhren VT, und<I>KT,</I> grösser als die Vorspannung des Widerstandes R4, mit dem Ergebnis, dass ein Gittergleichstrom im Kreis R-C fliesst, wodurch eine Vorspannung am Widerstand R entwickelt wird, die auf die Fanggitter der Röhren VT, und ET3 gegeben wird, die hier auch als Regelelektroden wirken.
Die normalen Vorspannungen der Regel- bezw. Steuerelektroden der Röhren 1'T. und TrT3 sind so gewählt, dass diese Röhren nor mal und ständig die Übermittlung der ein gegangenen Signale besorgen, aber in der Nähe ihres Absebneidewertes für die nor male höchste Signalintensität arbeiten.
Des halb wird jede Erhöhung der Vorspannun- gen, die auf die Elektroden der Röhren VT., und -VT" aufgeprägt werden, sofort dahin wirken, dass diese Röhren abgeschaltet wer den oder ihre Verstärkung wesentlich verrin gert wird, und dass so die Signalübermitt- lungsleis,tung des Stromkreises vermindert und nicht nur der elektrische Stromstoss oder die Störung, sondern auch das Signal unter drückt wird.
Wegen dieser vollständigen Unterdrückung des Signals ist es wünschens wert, dass die Vorspannung an den Steuer elektroden der Röhren V-T, und ITT, nach dem Aufhören des elektrischen Stromstosses oder der Störung schnell aufgezehrt wird. Zu diesem Zweck wird die Zeitkonstante des Stromkreises R-C klein gehalten und kann zum Beispiel bei 0,001 Sek. liegen.
Dass diese Zeitkonstante klein genug ist, ist auch aus dem Grunde erwünscht, dass der Geräusch unterdrückungssteuerung ermöglicht wird. der Modulationsumgrenzung zu folgen. um ein schnelles Ansprechen auf die Niederfre- quenzstörungen zu sichern. In gewissen Fäl len kann der Kondensator C völlig weggelas sen werden, ohne dass das Arbeiten des Strom kreises beeinträchtigt wird.
Es ist wünschenswert, dass eine Vollweg- gleichrichtung der Eingangswelle stattfin det, damit eine Regelspannung zum Aus- sperren von Lärm vorhanden ist, die unab hängig von der Polarität des Wellenkopfes ist. Die Verwendung der Gegentakt-Verstär- kerschaltung verhindert auch die Bildung eines beträchtlichen Spannungsstosses in der Sekundärwicklung des Umformers TZ in folge Abschneidens der Anodenströme durch die Lärmunterdrückungssteuerung.
Die Unterdrückung der vorübergehenden störenden elektrischen Stösse ist am wirksam sten, wenn die Amplitude des normalen maxi malen Signals nur ganz wenig niedriger ge halten wird, als die Grösse der Vorspannung über den Widerstand R4, das heisst die Vor spannung der Eingangsgitter der Röhren YTZ und VT3, wobei dieses Verhältnis einem Maximalverhältnis Signal zu Störungsstoss entspricht.
Daher ist es wichtig, dass Ände rungen in der Amplitude der einlaufenden modulierten Trägerwellen, die auf den Emp fänger aufgelegt sind, keine nennenswerte Änderung in der Amplitude der Sigpale her vorrufen, die auf die Gitter der Lärmunter- drückungsröhren auflaufen.
Durch das An legen der selbsttätigen Verstärkungsregelvor- spannung durch die Klemme X an die Steuer elektrode der Röhre VT, wird die Einebnung der Signalstärke, die normal durch den Hoch frequenzteil des .Empfängers erfolgt, so er gänzt, dass trägerwellenbedingte Schwankun gen in der Stärke der Signale, die auf die Steuerelektroden VT, und VT" auflaufen, vermindert werden.
Wenn die Einebnung des Signaleinganges in die Gegentaktstufe mit den Röhren YT. und VT, sich der idea len nähert, so kann das Potentiometer P1 dauernd so gestellt werden, dass eine mit <B>100%</B> modulierte Trägerwelle den Steuer gittern der Röhren VT. und VT" den kriti schen Eingangsspannungswert erteilt. Da je doch manche Sendestationen nicht dauernd 100 % ixe Modulation halten, ist es erwünscht, dass man P1 auf einen Wert einstellen kann.
der von dem Modulationsgrad der gerade empfangenen Station abhängig ist.
Bei der Anordnung nach Abb. 2 werden die Elektroden, die zur Unterdrückung elek trischer Stromstösse oder Störungen verwen- det werden, normal durch eine feststehende Spannung von solcher Grösse vorgespannt, dass die Röhren in der Gegentaktstufe nahe der Abschneidungsgrenze arbeiten.
Keine zusätzliche Vorspannung wird diesen Regel elektroden zugeführt, bis die Amplitude des Signaleinganges der Röhren YTZ und VT" die Vorspannung am Widerstand R4 über schreitet und Gittergleichrichtung stattfindet.
Bei der Anordnung nach Abb. 3 wird die feste negative Vorspannung der Regelelek troden zur Unterdrückung elektrischer Strom stösse beständig durch eine zusätzliche Vor spannung ergänzt, die mit der Amplitude des Eingangs zu den Klemmen _.B schwankt, und wenn die Summe dieser zwei Vorspan- nungen einen vorherbestimmten Wert über schreitet, arbeiten die Röhren VT, und -VT., nicht mehr und schalten die Übertragung des Signals ab.
Bei der Übertragung nach Abb. 3 er reicht man dieses Ergebnis entweder mittels einer Gleichrichterröhre oder, wie gezeigt, durch Hilfselektroden einer Verstärker- und Gleichrichterröhre VT" die an die Stelle der Röhre YT,. in Abb. 1 tritt.
In diesem Falle wird auch der Umformer T1 nach Abb. 1 er setzt durch den Umformer T3, der eine Ter- tiärwicklung besitzt, die mit den gleichrich tenden Elektroden der Röhre -VT" mit dem Widerstand R und dem Kondensator C in einem Stromkreis verbunden ist. Über R, C wird die zusätzliche Vorspannung entwickelt, die an die Fanggitter der Röhren VT, und VT., angelegt wird.
Bei dieser Anordnung ist die V orspannung der Eingangselektroden der Röhren VT, und YT3 nicht kritisch und diese können an jedem geeigneten Punkte des Spannungsteilers R2, R3, R4 angeschlos sen werden, je nach der gewünschten Arbeits charakteristik des Systems.
Die Arbeitsweise des Gerätes nach Abb. 3 ist ähnlich der nach Abb. 2, mit der Aus nahme, dass die elektrischen Konstanten der Schaltung so gewählt sind, dass unter nor malen Arbeitsbedingungen die feste negative Vorspannung, die an die Fanggitter der Röh- ren YT= und YT3 zuzüglich der gleichgerich teten, über den Widerstand R erscheinenden Vorspannung angelegt wird,
entsprechend dem maximalen Signaleingang die Röhren ITT, und YT3 gerade kurz vor ihren Ab schneidepunkt einstellt. Unter diesen Bedin gungen verursacht das Auftreten vorüber gehender elektrischer Störungen das Auftre ten einer verstärkten gleichgerichteten Vor spannung über den Widerstand R, der mit der vorbeschriebenen festen negativen Vor spannung zusammen die Röhren YTZ und vT' über ihren Abscheidepunkt hinaus drängt, was zur Unterdrückung der vorüber gehenden Stromstösse führt.
Die gleichen Überlegungen bestimmen die Wahl der Konstanten des Widerstandes R und des Kondensators C, wie sie auf den oben beschriebenen Stromkreis nach Abb. 2 anwendbar sind. Mit der Ausnahme, dass die vorspannenden Widerstände R@ und R3 in dem gemeinsamen Kathodenkreis der Röhren FT, und PT3 statt in dem der ersten Röhre liegen, ist der übrige Teil dem nach Abb. 2 gleichartig und die Arbeitsgrundsätze sind dieselben.
Der Stromkreis nach Abb. 4 ist ähnlich dem in Abb. 3 mit der Ausnahme, dass die zweite Stufe so geändert ist, dass man den Vorteil eines Gegentaktverstärkers bei der Unterdrückung von elektrischen Stromstössen durch eine einzige Röhre 1'T, erreicht. Das Schirmgitter und die Anode der Röhre YT5, die als Pentode gezeigt wird, sind in Gegen- taktschaltung mit dem Ausgangsumformer TZ verbunden.
Ein Widerstand R, und ein Kondensator C5 werden vorzugsweise in den Anodenkreis eingefügt, um den Schirmgitter kreis und den Anodenkreis im Gleichgewicht zu halten und Verzerrung in dem Gegentakt kreis zu verhindern. In diesem Falle wird auch die Vorspannung, die die elektrischen Störungen unterdrückt, an das Steuergitter der Röhre VT, angelegt, das normal als Ein gangsgitter benützt wird, während der Ein gangskreis von dem Umformer T3 her mit dem Fanggitter verbunden ist. Die Arbeits- weise ist sonst gleich derjenigen der Anord nung in Abb. 3.
Wie in der Anordnung nach Abb. 2 ist das Potentiometer P1 auch in den Stromkrei sen von Abb. 3 und 4 gewöhnlich dauernd so eingeregelt, dass der höchste Signaleingang die Röhre oder Röhren der Endverstärkungs-- stufe im wesentlichen an dem Abschneide punkt einstellt, während die Lautstärkesteue- rung von Hand in erster Linie durch das Potentiometer P2 bewirkt wird.
Bei jeder der obigen Anordnungen ist. es zur Erreichung der besten Arbeitsweise des Stromstoss-Unterdrückungskreises vorzuzie hen, dass in dem Empfänger vor dem Gegen taktverstärker keine begrenzende Wirkung der Geräuschstösse stattfindet. Es empfiehlt sich, diesen Punkt bei der Wahl der Um formerverhältnisse, der Betriebsspannungen an den verschiedenen Elektroden der Röhren und der Signal-Eingangsamplitude zu be rücksichtigen.
Es muss betont werden, dass die in den Ausführungsbeispielen benutzten besonderen Röhren und Regelelektroden nicht von we sentlicher Bedeutung sind, und dass andere <B>C</B> e ichwertige Röhren, einfache oder doppelte. oder jede gleichwertige Elektrodenverbin- dung verwendet werden können.
Wenn auch die Vorspannungen, die an die Elektroden angelegt werden, um die Betriebscharakte ristiken ihrer Röhren und Stromkreise und den Einsatz der Gittergleichrichtung zu be stimmen, als von den vorspannenden Wider ständen in den Raumstromwegen der Röhren abgeleitet gezeigt wurden, so geht doch ohne weiteres hervor, dass diese Spannungen von Batterien oder irgend andern geeigneten, di rekten Spannungsquellen abgeleitet werden können.
Wenn bei den vorliegenden Ausfüh rungsbeispielen der Übertragungsweg im Nie derfrequenzteil eines Rundfunkempfängers bei Störungen gesperrt wurde, so ist doch ohne weiteres klar, dass die Sperrung auch im Hochfrequenz- oder Zwischenfrequenzteil eines solches Rundfunkgerätes vorgenommen werden könnte, wobei jedoch die zu sper rende Verstärkerstufe stets der Abnahme- stelle der zur Erzeugung der Sperrspannung gleichzurichtenden Schwingungen innerhalb des Hauptübertragungszuges nachgeschaltet sein muss.
Die erfindungsgemässe Geräusch unterdrückung kann in gleicher Weise bei Signalübermittlungssystemen angewandt wer den, die einen Teil eines drahtlichen Nach- richtensy"stem,s bilden, das entweder mit Nie der- oder Trägerfrequenzen für die Auf nahme oder Weiterleitung von Wellensigna len arbeitet.
Circuit for amplifying electrical vibrations. The invention relates to a circuit for amplifying electrical vibrations, in which a device for reducing the degree of amplification is seen before increasing the input amplitude. The invention has the purpose of temporary electrical Störun conditions, which BEZW the gain. The transmission of the vibrations can be switched off by the effect of a gain control.
When using circuits to amplify electrical vibrations in electrical communications engineering, z. B. when using radio receivers, there are often considerable difficulties due to electrical interference, which generate temporary current surges of considerable size within the receiver and thus disrupt the reproduction of the signals to be transmitted. These disturbances, which have their origin outside the receiver, are transmitted to the receiver input together with the signal oscillations; They can have a natural cause, such as lightning discharges or the like, but they can also have a technical cause, such as e.g.
B. sparks at faulty insulation points in electrical power lines, on motors. Switches and contacts of electrical railways, electrical devices in households, workshops and the like. The sources of such interference are too numerous to be listed.
Although these disturbances, which are switched off here, are of very short duration in individual cases, a useful transmission of useful vibrations can be prevented in the event of an unfavorable ratio of the disturbance amplitude to the amplitude of the electrical signal.
Filtering out by selection circles is not possible, because the pulse-like form of the interference wave has proportional waves within a very large frequency range, so that the interference passes through the individual filter circles of the receiver pretty much independently of the tuning of a receiver. In radio reception, it is known that such interference often makes enjoyable reception impossible.
In the circuit according to the invention, such disturbances are made ineffective for a short period of time and with a relatively large amplitude, so that reception is still usable even with difficult transmission conditions, for example in the event of a thunderstorm in the vicinity or strong technical disturbances at the receiving location is possible. Of course, the invention can be applied to both high-frequency and pure low-frequency transmission systems.
For the purpose of eliminating the disturbances, according to the invention, the transmission of vibrations within an amplifier circuit is essentially suppressed when the instantaneous amplitude of the input voltage exceeds a prescribed limit value by a control voltage obtained from the vibrations by rectifying the gain of at least one amplifier stage in practice reduces to zero,
This amplifier stage is connected downstream of the pick-up point for the oscillations rectifying the control voltage for generating the control voltage within the main transmission train. If, in the circuit according to the invention, the input voltage including the induced interference voltage exceeds the prescribed limit value, a downstream amplifier stage is blocked by the effect of the control voltage, so that, for example, no cracking noise is audible during radio reception, but only to the same extent the length of the disturbance shows a suspension of reception.
Practical tests have shown that such "holes" in the reproduction are perceived as far less unpleasant by the listener because of the extremely short duration of a single disturbance than if the disturbance occurs as a crackling noise within the uninterrupted reproduction.
The following description of an exemplary embodiment of the invention is based on a conventional radio receiver, although the invention can of course be applied quite generally to circuits for amplifying electrical oscillations. The desired suppression of the transmission of vibrations can easily be achieved in that an amplifier tube, which serves as a noise suppressor tube, receives such electrode biases that its operating point is close to the bend in the tube characteristic.
If the control voltage, which is generated by rectifying the vibrations, is then fed to a tube electrode in such a way that the working point is shifted beyond the bend, there is a very large change in gain and practically a suppression of the transmission. It is essential that the control voltage is fed to a tube which is connected downstream of the take-off point for the oscillations to be rectified in order to generate the control voltage: otherwise the interference cannot be suppressed.
The time constant of the control device should preferably be so small that the "holes" occurring in the reproduction do not experience any unnecessary expansion beyond the period actually taken up by the undesired electrical disturbances.
In Fig. 1 a broadcast radio receiver of the superheterodyne type is shown schematically, in which modulated waves are captured by an antenna 10 and fed to a coordinated high-frequency amplifier 14, the antenna circuit being closed by a ground connection 12.
The output power of the high-frequency amplifier 14 is applied to the input of an oscillator modulator 16, by means of which the high-frequency oscillations are converted into signal-modulated intermediate-frequency oscillations. The intermediate frequency oscillations are further amplified by an intermediate frequency amplifier 18 and fed to the input of a second detector which is contained in a unit 20.
The unit 20 also contains a conventional device for deriving a unidirectional voltage which is variable according to the average amplitude of the received carrier wave, and can further contain any desired number of low frequency amplification stages.
The unidirectional voltage that is developed by the unit 20 can, as indicated, be applied to the high-frequency amplifier 14, the oscillator modulator 16 and the intermediate frequency amplifier 18 in order to automatically control the amplification of these devices and thus the signal output of the Maintain unit 20 within predetermined limits. Even if such an automatic volume control keeps the signal output of the unit 20 regardless of the fluctuations in the intensity of the carrier waves received within predetermined limits, such a control does not yet cause the exact leveling of the signal.
The low-frequency currents developed in the unit 20 are transmitted through a converter 24 to the terminals <I> A </I> and <I> B </I> of the background noise reduction circuit 22. The noise reduction circuit will be described in more detail later. The output terminals <I> A ', B' </I> of the background noise reduction circuit 22 are connected to the power amplifier 26, through which the low-frequency signals are further amplified and transmitted to the loudspeaker 28.
The various parts of the receiver in Fig. 1, with the exception of the noise reduction circuit 22, may be of the usual type; its description is therefore superfluous.
Fig. 2 shows a preferred Ausfüh tion of the background noise reduction circuit, which is indicated in Fig. 1 under 22. The terminals <I> A, B, X, A '</I> and <I> B' </I> correspond to similarly labeled terminals in Fig. 1.
Essentially, this old man consists of a two-stage low-frequency amplifier that contains a first vacuum tube VT, whose input electrode is connected to the input circuit <I> AB </I> by a hand-operated volume potentiometer -P. The tube YT1 is coupled through a converter TI to a pair of vacuum tubes VT, and YT3, which are connected in push-pull.
The output circuit of the push-pull amplifier is connected to the output terminals <I> A ', B' </I> by a converter TZ and a second hand-operated volume potentiometer P2.
The tube YT1 can be of any suitable design, although a pentode is shown, in which case the gain control bias from terminal X is applied to the catching grid through a resistor R $ and a filter capacitor C4 which has a time constant of sufficient magnitude so that they are prevented from following the usual fluctuations in signal strength at the modulation frequency,
yet small enough to allow control of the gain of tube VT without undue lag. Bias resistors R, R3 and R4 can be included in the cathode circuit of the tube VT in conjunction with a low-frequency filter capacitor C. A suitable bias voltage for the input electrode can be derived from these. Remove resistances as shown.
The tubes VT @ and YT3 can in turn be of any suitable type; if they are pentodes, as shown, the input circuit including the secondary winding of the converter T1 can be connected to the internal control electrodes.
This winding is tapped in the usual way in the middle and has an earth fault through a circuit which has a resistor R and a capacitor C in parallel and, as described later, is proportioned. A resistor R7 can be placed across the secondary winding of T1 in order to obtain a flatter frequency characteristic of the circuit.
The control of the tubes pT, and VT, in order to reduce the disturbance ments can be effected by the safety grids, which are connected to the earth by the circle R-C. Positive voltages for the tubes ITT "ITT, and YT3 can be taken from any suitable source, denoted by + B, via the resistors B1 and R5, respectively, which are passed through the low-frequency filter capacitors C,
and C3 are bridged. A resistor R i can be provided between the cathodes of the tubes ITT and VT ″ and the center point of the primary winding of the output converter T in order to keep the supply voltage at the tubes essentially independent of the anode current of the push-pull amplifier.
If the circuit 1-C is disregarded for the moment and it is assumed that suitable pre-stresses are fed to the control and safety grids of the tubes ITT, and VT, <I>, then the one described above works Circuit like a conventional two-stage low-frequency amplifier, in which fluctuations in the strength of the signal transmitted through the amplifier circuit as a result of fluctuations in the reception strength are reduced by the gain control voltage.
It should be noted, however, that the cathodes of the tubes I'T and I'Ts are connected to earth through the biasing resistor R4 so that the input grids of these tubes are normally kept at negative voltage with respect to their cathodes to the extent of the voltage across resistor R4. The resistance values of R ,, R3 and R4 are chosen so
that the size of the bias voltage across resistor R4 is greater than the maximum value of the signal input in the tubes VT and TTT3 under normal working conditions. With this arrangement, the input electrodes of the tubes -VT and 1% 'T3 are kept negative at all times, so that no grid currents flow in their circuits.
If an electrical disturbance or a current surge of considerable magnitude in relation to the desired signal occurs, the instantaneous amplitude of the voltage input to the control grids of the tubes VT and <I> KT, </I> is greater than the bias voltage of the resistor R4, with the result that a grid direct current flows in the circuit RC, as a result of which a bias voltage is developed at the resistor R, which is applied to the grids of the tubes VT and ET3, which also act as control electrodes.
The normal biases of the rule resp. Control electrodes of the 1'T tubes. and TrT3 are selected in such a way that these tubes are responsible for the normal and constant transmission of the incoming signals, but work in the vicinity of their cutoff value for the normal highest signal intensity.
For this reason, any increase in the bias voltages that are impressed on the electrodes of the tubes VT., And -VT "will immediately have the effect that these tubes are switched off or their amplification is significantly reduced, so that the signal transmission power of the circuit is reduced and not only the electrical surge or the disturbance, but also the signal is suppressed.
Because of this complete suppression of the signal, it is desirable that the bias voltage on the control electrodes of the tubes V-T, and ITT, is quickly consumed after the cessation of the electrical current surge or the disturbance. For this purpose, the time constant of the circuit R-C is kept small and can be, for example, 0.001 sec.
That this time constant is small enough is also desirable for the reason that the noise suppression control is enabled. to follow the modulation boundary. to ensure a quick response to the low frequency interference. In certain cases, the capacitor C can be completely omitted without affecting the operation of the circuit.
It is desirable that full wave rectification of the input shaft takes place so that a control voltage is available for blocking out noise, which is independent of the polarity of the shaft head. The use of the push-pull amplifier circuit also prevents the formation of a considerable voltage surge in the secondary winding of the converter TZ as a result of the anode currents being cut off by the noise suppression control.
The suppression of temporary disruptive electrical surges is most effective when the amplitude of the normal maximum signal is kept just a little lower than the size of the bias voltage across the resistor R4, i.e. the bias voltage of the input grid of the tubes YTZ and VT3 , whereby this ratio corresponds to a maximum ratio of signal to interference surge.
It is therefore important that changes in the amplitude of the incoming modulated carrier waves applied to the receiver do not cause any appreciable change in the amplitude of the signals that hit the noise suppression tube grilles.
By applying the automatic gain control bias through terminal X to the control electrode of the tube VT, the leveling of the signal strength, which normally occurs through the high-frequency part of the receiver, is supplemented so that carrier-wave-related fluctuations in the strength of the Signals that run onto the control electrodes VT and VT ″ are reduced.
If the leveling of the signal input in the push-pull stage with the tubes YT. and VT, approaches the ideal, the potentiometer P1 can be continuously set so that a <B> 100% </B> modulated carrier wave is sent to the control grids of the tubes VT. and VT "gives the critical input voltage value. However, since some transmitting stations do not maintain 100% ixe modulation all the time, it is desirable that P1 can be set to a value.
which depends on the degree of modulation of the station being received.
In the arrangement according to Fig. 2, the electrodes, which are used to suppress electrical current surges or interference, are normally biased by a fixed voltage of such a magnitude that the tubes work in the push-pull stage close to the cut-off limit.
No additional bias is fed to these control electrodes until the amplitude of the signal input of the tubes YTZ and VT "exceeds the bias voltage at resistor R4 and grid rectification takes place.
With the arrangement according to Fig. 3, the fixed negative bias voltage of the control electrodes to suppress electrical current surges is constantly supplemented by an additional bias voltage that fluctuates with the amplitude of the input to the terminals _.B, and if the sum of these two bias voltage If the voltage exceeds a predetermined value, the tubes VT and -VT., no longer work and switch off the transmission of the signal.
In the transmission according to Fig. 3, this result is obtained either by means of a rectifier tube or, as shown, by auxiliary electrodes of an amplifier and rectifier tube VT "which takes the place of the tube YT in Fig. 1.
In this case, the converter T1 according to Fig. 1 is replaced by the converter T3, which has a tertiary winding which is connected to the rectifying electrodes of the tube -VT "with the resistor R and the capacitor C in a circuit The additional bias voltage is developed via R, C, which is applied to the safety grids of the tubes VT and VT.
With this arrangement, the bias of the input electrodes of the tubes VT, and YT3 is not critical and these can be connected to any suitable point of the voltage divider R2, R3, R4, depending on the desired operating characteristics of the system.
The mode of operation of the device according to Fig. 3 is similar to that of Fig. 2, with the exception that the electrical constants of the circuit are selected in such a way that under normal working conditions the fixed negative bias voltage applied to the catching grids of the tubes YT = and YT3 plus the rectified bias voltage appearing across the resistor R is applied,
according to the maximum signal input the tubes ITT, and YT3 just before their cut-off point. Under these conditions, the occurrence of temporary electrical disturbances causes the occurrence of an amplified rectified bias voltage across the resistor R, which, together with the above-described fixed negative bias voltage, forces the tubes YTZ and vT 'beyond their separation point, which suppresses the over outgoing current surges.
The same considerations determine the choice of the constants of the resistor R and the capacitor C, as they are applicable to the circuit according to Fig. 2 described above. With the exception that the biasing resistors R @ and R3 are in the common cathode circuit of the tubes FT and PT3 instead of that of the first tube, the remaining part is similar to that of Fig. 2 and the principles of operation are the same.
The circuit of Fig. 4 is similar to that of Fig. 3 with the exception that the second stage has been modified to take advantage of a push-pull amplifier in suppressing electrical surges through a single tube 1'T. The screen grid and the anode of the tube YT5, which is shown as a pentode, are connected to the output converter TZ in a counter-clock circuit.
A resistor R and a capacitor C5 are preferably inserted in the anode circuit in order to keep the screen grid circuit and the anode circuit in balance and to prevent distortion in the push-pull circuit. In this case, the bias voltage, which suppresses the electrical interference, is applied to the control grid of the tube VT, which is normally used as an input grid, while the input circuit from the transformer T3 is connected to the safety grid. The working method is otherwise the same as that of the arrangement in Fig. 3.
As in the arrangement according to Fig. 2, the potentiometer P1 is usually continuously adjusted in the circuits of Figs. 3 and 4 so that the highest signal input sets the tube or tubes of the final amplification stage essentially at the cut-off point the volume control by hand is primarily effected by the potentiometer P2.
In any of the above arrangements. To achieve the best possible operation of the surge suppression circuit, it is preferable that the noise surge does not have a limiting effect in the receiver in front of the counter-clock amplifier. It is advisable to take this point into account when choosing the transformer ratios, the operating voltages at the various electrodes of the tubes and the signal input amplitude.
It must be emphasized that the particular tubes and control electrodes used in the exemplary embodiments are not of essential importance and that other tubes of equal value, single or double. or any equivalent electrode connection can be used.
Even if the bias voltages that are applied to the electrodes to determine the operating characteristics of their tubes and circuits and the use of grid rectification were shown to be derived from the biasing resistances in the space flow paths of the tubes, it is easy to see that these voltages can be derived from batteries or any other suitable direct voltage source.
If in the present Ausfüh approximately the transmission path in the low frequency part of a radio receiver was blocked in the event of interference, it is clear that the blocking could also be made in the high frequency or intermediate frequency part of such a radio device, but the amplifier stage to be blocked is always the The pick-up point for the oscillations to be rectified to generate the reverse voltage must be connected downstream within the main transmission train.
The noise suppression according to the invention can be applied in the same way to signal transmission systems that form part of a wired message system that works either with low or carrier frequencies for receiving or forwarding wave signals.