Verfahren zum Betrieb -von In Gegentakt geschalteten elektrischen Vorrichtungen, insbesondere Entladungsröhren. Bei elektris-ehen Verstärkern, insbesen- dere bei Endverstärkern, ist man aus wirt- schafflichen Gründen bestrebt, den Wir kungsgrad der Gleichstrom-Wechselstrom- Umformung soweit wie möglich zu steigern und die Belastung der dabei verwendeten Entladungsröhren möglichst zu beschränken.
Bei Ge-entaktverstärkern versuchte man, dieses Ziel durch Einstellung auf den untern Teil der Kennlinie. zu erreichen. Der im Ruhezustand auf enomniene Anodenstrom ond damit auch die Belastung der Röhren, insbesondere der Anoden, wird dadurch her abgedrückt.
Anfänglich hat man dabei an- Crenommen, dass der Teil der Kennlinie, der in ,jeder der Gegentaktröhren M durch die nega- C tiven Halbwellen der Stenerspannung durch laufen wird, praktisch keine Rolle spielt. Versuche haben aberergeben, dass dies durch aus unrichtig ist.
Stellt man über die untere Krümmung ein an der Stelle, an der die Xennlinie eben in eine Gerade äbergeht, geben die Anodenstremsenkungen, die bei den negativen Halbwellen der Steuerspannung auftreten, zu einer vollkommen unzulässigen Verzerrung Anlass. Geht man mit der Ein stellung noch weiter nach unten, also in den gekrümmten Teil der Kennlinie, so werden zwar die Anodenstromsenkungen kleiner,<B>je-</B> <B>doch</B> wird durch die Krümmuno, auch bei den positiven Halbwellen eine Verzerrung entstehen.
Diese Verzerrung hat man durvii Einstellung in einen derartig gekrümmten Teil. in dem die Steilheit durchschnittlieli die Hälfte von der des linearen Teils der Kennlinie ist, aufzuheben oder wenigstens zu vermindern versucht. Auch dieses Ver fahren hebt die Verzerrung nur teilweise auf. Die Verzerrung infolge der Abweichung bei zunehmenden Werten der Gitterspannung kann nämlich durch die Abweichung bei ab nehmenden Werten der Gitterspannung nicht immer vollständig beseitigt werden.
Selbst wenn dies der Fall wäre, entsteht doch da.iin noch eine wesentliche Verzerrung, sobald die negative Halbwelle der Steuerspannung einen Wert erreicht, bei dem der Anc>denetrom Null wird, weil dieser Übergang unstetig erfolgt. Man hat zwar -versucht, diesen un stetigen Übergang soweit wie möglich zu vermeiden, indem man bestrebt war, den Scheitelfaktor der positiven und negativen Halbwellen der Steuerspannung vorher un gleich zu machen, derart, dass die negativen Halbwellen mehr abgerundet, also weniger "scharf" als die positiven werden, wodureh ein etwas grösserer Eifektivwert der Steuer spannung zur Verfügung steht.
In diesem Fall tritt jedoch wieder eine Verzerrung in den positiven Halbperioden auf, weil die Symmetriefürderung, wonach für eine gute Wirkung die positiven und negativen Halb wellen der Steuerspannung einander gleich sein müssen, nicht mehrerfüllt ist.
Der Vollständigkeit wegen soll noch be- C merkt werden, dass aufeinanderfolgende, ent gegengesetzt gerichtete, nichtlineare Verzer- C zn rungen einander nicht aufheben können, wenn zwischen ihnen Phasenverschiebungen der die elektrischen Schwingungen bildenden Komponenten auftreten.
Abgesehen von der Tauglichkeit der an geführten Verfahren spricht gegen sie in praktischer Hinsicht, dass ihre guteWirkung vo,n der sehr schwierigen Einstellung ab hängt und der etwa zu erzielende Gewinn recht gering ist. Denn es handelt sich hier um ein gegeneinander Abwägen verschie dener Abweichungen, die jede für sich auf wenig übersichtliche Weise sich mit der Amplitude, verändert.
Ausserdem ist, was die <U>Krümmung</U> der Kennlinien anbelangt, eine ,grosse Gleichheit der beiden Röhren erferder- 2 lich; besteht diese nicht, dann wird es un möglich sein, bei allen in Frage kommenden Amplituden die gewünschte Ausgleichung zu erhalten. Dies ist um so mehr von Bedeu tung als bekanntlich zum Beispiel bei der Telephonie eine Verzerrung von nur einigen Prozenten bereits als sehr hinderlich emp funden wird. Gerade infolge dieser und noch anderer Bedenken ist die Technik bisher noch nicht zur Anwendung von Gegentaktsyste men übergegangen, bei denen auch Teile der Kennlinie mit wesentlicher Krümmun.1o, durchlaufen werden.
Stellt man die bekannten Schaltungen so auf den untern Teil der Kennlinie ein, dass nur lineare Teile durchlaufen werden, dann ist durch eine kurze theoretische Überlegung einzusehen, dass damit kein wesentlicher Ge winn erzielt werden kann gegenüber dem ge- bräuchli,chen Verfahren, bei dem in der Mitte des rechten Teils der Kennlinie ein gestellt wird. In diesen beiden Fällen bildet nämlich der Verstärker ein lineares System. bei dem weder die Widerstände noch die mittleren Spannungen an Anoden und Git tern sich unter dem Einfluss der Steuerung verändern.
Hieraus folgt, dass der mittlere aufgenommene Strom und damit auch die aufgenommene Energie trotz der Steuerung konstant bleiben und in keinem Fall steigen werden. Durch die Einstellun- auf einen sehr kleinen mittleren Anodenstrom im un tern Teil der Kennlinie wird sowohl im Ruhe-, als auch im Arbeitszustand die auf genommene Energie nur ganz gering sein. Unter den gegebenen Umständen kann der Wirkun--s-rad bei vollständiger Ausskue- rung nicht höher sein als bei Einstellung in der Mitte des rechten Teils; aber selbst.
wenn er sehr hoch wäre, kann die abgegebene Energie doch nur sehr gering sein, so dass das geda-clite Ziel keinesfalls erreicht wird.
Bei zu starker Aussteaerung wird man inzwischen bei einem derartigen System doch noch eine Zunahme des mittleren Ano denstromes wahrnehmen können. Dieser ist dann aber nur die Folge des Durchlaufens nichtlinearer Teile der Kennlinie, was natür lich eine ungewünschte Amplitudenverzer- rung bewirkt.
Bis jetzt ist kein Gegentaktsystem be kannt, mit dem es ohneGefahr einer Ampli- tudenverzerrung möglich ist, ausschliesslich in linearen Teilen der Kennlinie zu arbeiten und dabei mehr Energie in jeder-Röhre, so wie einen besseren Wirkungsgrad zu erhal- ten, als bei der gebräuchlichen Einstellung in der Mitte der Kennlinie.
Die bisherigen Schwierigkeiten werden vermieden, wenn man gemäss der Erfindung bei dem Betrieb von in Gegentakt geschalte ten Entladungsröhren oder andern Appara ten mit ähnlicher Relaiswirkung so verfährt. dass durch Anwendun- von Gleichrichtern we-sentlieh .-Okrümmte Teile der Steuerkenn- linien vermieden werden und die aufgenGm- mene Energie unter dem Einfluss der Steue- lung zunimmt-.
Die Erfindun(y bezieht sich auch auf eine Einrichtunu zur Durchführuna- dieses Ver fahrens.
Sehr wesentlich ist es für das neue Ver fahren, dass die Röhren immer auf linearen Teilen ihrer Kennlinie arbeiten können, und dass trotzdem unter dem Einfluss der Steue rung die durüh den Verstärker aufgenom- inene Energie steigt.
Diese Zunahme ist -um Ao grösser,<B>je</B> stärker die Steuerung wird und um so mehr Energi-e also erfürderlich ist, so dass die von jeder Endröhre abgegebene Euer <B>,</B> gie sehr gross sein kann und der Wirkungs- grad, auch bei schwacher Steuerung, wesent- lieh besser<I>ist-, als</I> bei den bisher bekannten Systemen.
Die Zunahme an Energie kann da-durch erhalten werden, dass sich unter dem Einfluss der Steuerung die mittlere Gitterspannung oder die mittlere Anodenspannung oder beide verändern.
Werden Röhren mit mehr als drei Ele),-- troden braucht, dann kann natürlich auch eine Veränderung der mittleren Spannung n einer dies-er andern Elektroden zum citichen Ziel führen.
Die Erfindung kann auch. bei Röhren Xnwendun- finden. die mit magnetischer Steuerung oder kombiniert elektrischer und magnetischer Steuerung mit Elektronenströ men oder Ionenströmen oder mit beiden ar beiten. im allgemeinen bei allen Arten von evakuierten und gasgefüllten Entladungs röhren oder Vorriehtungen mit einem oder mehreren Steuerorganen und einer oder meh reren Ausgangselektrüden. Es ist nur nötig,
C. dass die charakteristische Beziehung<B>.</B> zwi- "eben den Strömen in den Ausgangskreisen einerseits und den steuernden Spannungen anderseits üb#er ein ),ewisses Gebiet keine Unstetigkeiten aufweist, während zur Ver meidung einer Amplitudenverzerrung, eine möglichst kleine Abweichung von- einer g,-e- raden Kennlinie wünschenswert ist.
Das zu lässige Mass der Abweichung wird durch die zulässige Amplitudenverzerrung bestimmt.
Im folgenden soll die Erfindung für den Fall erläutert werden, dass Entladungsröhren mit Glühkathode und elektrischer Steuerung im Hochvakuum verwendet werden, wie sie in der Technik jetzt allgemein gebräuchlich .sind.
'Die gemäss der Erfindung durch die Steuerung herbeigeführte Veränderung der mittleren Spannung einer oder mehrerer Elektroden der in Gegentakt geschalteten Röhren kann erreicht werden durch Ein schalten asymmetrisch leitender Elemente in die Gitter- oder vorangehenden Kreise (zum Beispiel eines Vorverstärkers), in die Ano' den oder folcenden Kreise (zum Beispiel nach dem AT isolangostransformatur) oder in beide,
Hierin ist auch die sogenannte Gitter- stromgleichrichtung mit Hilfe eines mit dem Gitter in Reihe geschalteten Widerstandes einbegriffen, bei der von der asymmetrischen Leitfähigkeit der Gitter-Kathoden-Strecke 2n selbst Gebrauch gemacht, wird. Ferner um- fasst sie die Anwendung der Anodengleich- richtun--. zum Beispiel in einem Vorverstär- n ker, durch Einstellung auf den untern Teil der Kennlinie.
Als asymmetrisch leitende Schaltelemente, die im folgenden kurz als "Gleichrichter" bezeichnet werden, können unter andern ver wendet werden: Dioden mit Glühl,-athode, Glimmlichtgleichrichter. Hetalldampfgleich- richter mit oder ohne selbständige Ent ladung, Kristalldetektoren, Kupferoxyd- und dergleichen trockene Gleichrichter;
im all gemeinen jedes Zweielektrodensystem, bei dem die Leitfähigkeit in der einen Richtung -wesentlich-grösser ist-als in der andern Rich- tung. Als Ideal kann ein Element gelten, das in der einen Richtung vollkommen iso,- lierend, in der andern Richtung vollkommen stromleitend wirkt, das heisst bei dem der innere Widerstand für die stromleitende Richtung null, für die entgegengesetzte Richtung unendlich ist.
Praktiseh ist dies niemals der Fall, denn der innere Wider stand in der Stromleitrichtung ist selbst richt konstant, -sondern abhängig von der Stromamplitude. Die hierdurch auftretende Verzerrung ist jedoch auf einen willkürlich kleinen Wert zu verringern durch Vergrösse- t3 rung des äussern Widerstandes bezw. der Impedanz, auf die der Gleichrichter wirkt, in bezuo, auf seinen innern Widerstand oder <B>e3</B> die darin auftretenden Veränderungen.
Um eine Verzerrung zum Beispiel infolge ein-es auftretenden Schwellenwertes der Gleichrichterkennlinie zu vermeiden, kann es ht sein, eine besondere Hilfsspannung erwünse <B>C</B> anzulegen. Au-eh im allgemeinen kann eine solche Hilisspannung wünschenswert sein, um den Gleichrichter in einem günstigen Punkt der Kennlinie arbeiten zu lassen.
Bei Einschältung der Gleichrichter in die Gitterkreise der Röhren ist es notwendig, dass die Gleichspannungskomponenten, die durch die Gleichrichtung entstehen, tatsäch lich auch auf die Gitter einwirken.
Auch wenn die Gleichrichtuno- in einer VOTver- stärkerstufe oder einem andern Kreis statt, findet, ist es natürlich ebenfalls von Bedeu tung, dass nicht nur die Wechselspannungs- kompenenten, sondern auch die entstehenden Gleichspannungskumponenten auf die Gitter oder andern Steuerorgane der Endröhren übertragen werden.
Die Kopplung (Verbin dung) mit den Gitterkreisender eigentlichen Gegentaktröhren geschieht daher in diesem Falle galvanisch und nicht induktiv (zum Beispiel mit einem Transformator) oder kapazitiv (zum Beispiel mit einem Gitter- kondensater), da sonst niemals eine Verändc- rung der mittleren Gitterspannung zustande kommen kann.
'Eine beträchtliche Erhöhung der ab- gebenen Leistung kann dadurch erreicht <B>C</B> werden, dass bei Anwendung einer Gegen taktschaltung die *Röhren abwechselnd wir ken, was, wie später erläutert werden soll, ebenfalls durch Anwendung von Gleichrich tung, möglich ist, sei es mit denselben (D'rlei,ehri-cht,ern. die die Veränderung d-er mittleren Spannung zur Folge haben, oder mit andern Gleichrichtern.
Auch bei<U>bestimmten,</U> bereits bekannten Schaltungen wird in mehr oder weniger etar- kein Masse eine derartige abwechselnde Wir kung beabsichtigt, doch war es bisher nieht möglich, die stark gekrümmten Teile der Kennlinie zu vermeiden. Die abwechselnde Wirkung beruhte tatsächlich gerade auf der Gleichrichtung in den Röhren selbst, war also genauer gesagteine asymmetrische Wir- ZD kung, so dass es prinzipiell nicht möglich war, den untern Teil der Kennlinie zu ver meiden.
In den nachstehend beschriebenen Schal tungen üben die verwendeten Gleichrichtpr eine Art kommutierende Wirkung aus, so dass die eigentlichen Verstärkerröhren dauernd auf dem praktisch geraden Teil ihrer Kenn linien wirken können. Sie wirken dabei also abwechselnd (intermitherend). Diese Betriebsweise ermöglicht-, eineVer- zerrung infolge nichtlinearer Teile der Kenn linie zu verhindern. Die Gleichrichtung wird also zur Vermeidung der Verzerrung heraii- gezogen.
Aber dadurch würde, entsprechend der intermittierenden Wirkung, ein wesentlicher Eneraieverlust in den Röhren entstehen, da zwischen den Röhren gleichsam ein Energie- austaus-ch eintritt; wechselweise würde die leine Röhre die andere belasten, was eine be deutende Verringerung, des Wirkungsgrad-es <B>C</B> tD verursachen würde.
Dies eroibt sich noch näher aus einer Betrachtung der auf der Zeichnung dargestellten Schaltungen, zum Beispiel von, Fig. <B>1.</B> Führt die obere, Röhre in einem bestimmten Augenblick mehr Stroni als normalerweise, so nimmt die- Anoden spannung ab. Die Anodenspannung der an dern Röhre (-.deren Gleichrichter "geschlos- sen" ist) ist dann jedoch wegen der induk tiven Kopplung der Transformatorhälften gestiegen, so dass in dieser Röhre eine Strom zunahme, entstehen wird, die den Charakter einer ungewünschten Belastung der ersten Röhrc- hat.
In der entgegengesetzten Halb phase ist der Zustand gerade umgekehrt, und t-s belastet die obere Röhre die untere.
Nimmt man an, dass die Steuerung durch eine rein sinusförmige Wechselspannung er folgt, so werden die Anodenströme jeder der Endröhren infolge der intermittierenden Wirkung nicht sinusförmig sein.
Im Hin blick auf die Phasenverhältuisse ist es klar, dass nur auf die sinusförmigen Komponenten der Anodenströme durch die Belastungs impedanz in dem Sinne ein Einfluss au#s- geübt wird, dass diese Komponenten in der Belastungsimpedanz wirksame Energie ent wickeln und eine die Stromkomponente be- sehränkende Gegenspannung herbeiführen.
Der gegenseitigoEnergieaustausch äussert sich derart, als<B>ob</B> in bezug auf die übrigen Anodenstromko,mpo,nenten die beiden Ano- denkreise der Gegentaktschaltung aufein ander kurzgeschlossen sind. Diese Anoden- stromkchmponenten kommen somit sehr stark zum Ausdruck, wobei sie erhebliehe Röhren verluste, aber keine Nutzenergie entwickeln.
Aus obigem geht hervor, dass die ge wünschte Stromkomponente (die Grund- .#4chwin"lin,) ge"enüber den übri"en Kompo nenten geschwächt ist. Diese SchwIchung ist um so stärker, je grösser die äussere Be- laetungsimpedanz in bezug auf den innern Widerstand der Röhren ist.
Infolgedessen könnte dieser Ener,-ieve.i.#- lust dadurch begrenzt werden, dass man die äussere Belastungsimpedanz (unter Berück- sichtiuung des Übersetzungsverhältnisses des Ausgangstransformators) klein macht in be- zug auf den innern Widerstand jeder der beiden Röhren. Ein derartiges Verfahren würd-e jedoch zum Beispiel bei Trioden stark auf Kosten der Menge der abgegebenen <B>C en</B> Energie und des Wirkungsgrades gehen und also keine Vorteile ergeben.
Die mit der Erfindung angestrebte Wir kung kann noch dadurch wesentlich erhöht werden, dass man durch Umkehrun <B>g.</B> obiger Massnahme den gegenseitigen Euergieaus- tausch beschränkt. Dadurch entsteht die Möglichkeit, die Herabsetzung, des Wir kungsgrades zu verhindern. Zu diesem Zwecke kann der innere Widerstand jeder der Röhren bezw. der Effekt dieses Wider standes gegenüber der Belastungsimpedanz oder dem. Effekt dieser Impedanz sehr gross gemacht werden.
(Wie -erst weiter unten er läutert wird, gibtes noch eine weitere Möo,- lichkeit, den o-ewünschten Effekt zu errei chen, und zwar dadurch, dass der innere Wi derstand verringert wird.) Dies kann auf verschiedene Weise geschehen.
Eine prak tische Ausführungsform ist die Anwendung sogenannter Penthodenendröhren, die einen sehr hohen innern Widerstand besitzen (zum Beispiel, das<B>10-</B> bis 20fache von demjeni gen einer Triode entsprechender Leistung) und bei der trotzdem bei niedriger Anoden- spannuug beträchtliche Werte des Anoden stromes auftreten können, ohne dass dazu die Steuergitterspa,nnung- positiv gemacht zu werden braucht.
Auch bei Anwendun von Trioden kann jedoch der Effekt eines hohen innern Wider standes erreicht werden, und zwar dadurch, .dass die Steuerelemente der Röhren zusätz- lieh mit einer sogenannten Kompensations steuerung versehen werden, die von der pannung oder von dem Strom im Ausgangs kreis abgeleitet werden kann und eine rich tige Amplitude und Phase haben muss.
Wie eine einfache Berechnung zeigt, ist der innere Widerstand eines Triodensystems (hier: eine der Hälften der Gegentaktsehal- tunIg) für von aussen angelegte Wechselspan nungen unendlich gross, wenn an das Gitter eine kompensierende Steuerspannung ange- lz legt wird.
die in Phase entgegengesetzt gi,- richtet und in der Grösse 1/ der obencenann- .9 <B>C</B> ten Anodenspannung ist, wobei<B>g</B> den Span- nungsverstärkungsfaktor (rezipro,1,-er Wert <B>C</B> des Durchgriffes) darstellt.
Wird auf diese Weise die Kompensations- spaD'nung von der Anodenspannung abgelei- tet, <B>so</B> ist eine vollständige Kompensation möglich. Wird sie, jedoch vom Anodenstrom abgeleitet, so ist,die vollständige Kompensa tion ein Grenzzusfand, dem man sich durch Steigerung der Kümpensationsspannung praktisch genügend nähern kann.
Mit beiden Systemen der Kompensation sind praktisch gute Ergebnisse zu erzielen. <I>2n</I> Die - genseiti "e ge Beeinflussung der intermit- tierend wirkenden Gegentaktröhren be schränkt sich dann auf die gegenseitige Er- zeugiing von Anoden- und Gitterspannungen, die sich in Amplitude und Phase zueinander derart- verhalten, dass keine bedeutende ge genseitige Energiebelastung, also kein Ver lust mehr auftritt..
Wenn zum Beispiel in Fig. <B>1</B> die Anodenspannung der untern Röhre durch die Kopplung der Transformatorhälf- ten im Begriff ist zu steigen, entsteht auf dem Gitter eine Kampensationsspannung, die eine Anodenstromzunahme verhindert.
Die Kompensation kann selbstverständ- lieh auch angewendet werden bei Ent ladungsröhren mit magnetischer oder kombi niert magnetischer und elektrischer Steue rung mit einem oder mehreren Steuerelemen ten und einer oder mehreren Ausgangselek# troden. Von #welcher Ausgano'selektrode- die Kompensationsspannung abgeleitet und wel cher Steuerel-ektrodB sie zugeführt wird, ist für die gute Wirkung gleichgültig.
Auch sind viele Ausführungsformen des Verbindungsweges zwischen Ausgangs- und Steuerkreisen der Gegentaktröhren möglich.
i M an kann die Kümpensationsspannung un- mittelbar auf die Gitterkreise der Röhren wirken lassen, jedoch auch mittelbar, zum Beispiel durch Schaltung eines Vorverstär kers in den Gitterkreis.
Es ist keinesfalls nötig, die Kompensa tionssteuerung<U>immer</U> dem Ausgangskreis zu entnehmen. Es ist auch möglich, sie von der S'teuierspannung durch Anwendung unvoll kommener Gleichriclitung abzuleifen, so dass diese auch in den <B>*</B> "Ruhehalbperioden" eini- germassen einwirkt. Es ist klar, dass auch auf diese Weise die Grundschwingung gegen über den übrigen Komponenten der Anoden ströme verstärkt wird.
Ist zum Beispiel die äussere Belastung des Verstärkers ein konstanter Ohmscher Widerstand, so ist es zur Aufhebung der gegenseitigen intermitterenden Belastung nur nötig, während der "Riihehalbperiode" eine Gitterspannungserniedrigung herbeizuführen. die die Grösse llg hat und entgegengesetzt gerichtet ist der #durch die andere Endröhre ,erzeugten Anodenspannungssteigerung in folge der gegenseitigen Beeinflussung.
Dies kann zum Beispiel geschehen durch Über brücken der Gleichrichter mit Ohmschen Wi- d-erständen passender Grösse (siehe Fig. <B>1).</B> Auch wenn dann in dieser Schaltung keine Penthoden, sondern Trioden mit ziemlich niedrigem innern Widerstand gebraucht wer den, wird in der "Ruh-ehalbperiode" keine Anodenstromveränderung entstehen, so dass die gegenseitige Belastung aufgehoben ist.
Wenn die äussere Belastung eine Impedanz ist-, die sich zum Beispiel mit der Frequenz in Grösse und Phasenwinkel ändert, ist -es wünschenswert, dass dies mit der Kompen sationssteuerung in übereinstimmend-er Weise geschieht, was erzielt werden kann durch Anwendung -von passenden Impedanzen als Nebenschluss oder an Stelle der Widerstände <B>6</B> und<B>7</B> in Fig. <B>1</B> und<B>2,</B> deren Grösse und Zusammensetzung durch die Eigense aften t' der äussern Belastungsimpedanz bestimmt sind.
Eine unvollkommene Gleichrichtuiig kann in Fig. 2 beispielsweise auch dadurch erreicht werden, dass man Impedanzen in Reihe mit den Gleichriehtern <B>3</B> und<B>4</B> schaltet-.
Bei Anwendung von Gitterstromgleich- richtung (-ein Beispiel hierzu zeigt, wie spä ter erläutert werden wird, Fig. <B>3)</B> kann eine derartige Kompensatic>li auch erreicht wer den durch Einse,haltung eines Widerstandes oder ein-er Impedanz zwischen Gitter und GlüHaden (Kathode) oder, indem man die Gitterwiderstänae (oder -Iinpedanzen) <B>15, 16</B> ziemlich 'klein wählt. Welche, Art Kompensation, das heisst entweder die, die. von dem Ausgangsstrom oder der Ausgangsspannung abgeleitet ist.
oder die von dem Steuerstrom oder der # euerspannung selbst abgeleitet ist, in einem St, bestimmten Fall den Vorzug verdienen wird, hängt von den Umstände n- ab und muss von Fall zu Fall entschieden werden. Es ist klar. dass züm Beispiel mit, einer konstanten Ohm- sehen äussern Belastung die Kompensation, die von der Ste-nerspannung selbst abgeleitet ist, den Vorzug wegen der Einfachheit ver dienen würde.
Schaltungen nach der Erfindung sind auf der Zeichnung anhand einer Anzahl von Ausführungsheeispielen dargestellt.
Fig. <B>]_</B> zeigt eine Gegentaktsehaltung mit zwei Röhren<B>1</B> und 2, von denen jede über eine der primären Wicklungen<B>8</B> rind <B>9</B> eines AusgangstransformaIors <B>10</B> mit einer Bf-- lastungsimpedanz 12 gekoppelt ist.
Um zu erreichen, dass einerseits bei Za- nahme der Steuerspannun,- selbsttätig die, n aufgenommene Gleiehstromenergie zunimmt und anderseits die beiden Röhren intermit- tierend arbeiten, sind in die Gitterkreise der Röhren<B>1</B> und 2. Gleiehrichter <B>3</B> und 4 aul- genommen, von denen jeder mit einem der äussern Enden der S.el,-iin#därwieklung <I>des</I> Eingangstransformators<B>11</B> verbunden ist.
Die eine Halbperio(IQ der zugeführten Steuer spannung macht den Gleichrichter<B>3</B> leitend und erhöht die Gleiehspannung des Gitters der Röhre<B>1.</B> die andere 1-falbperiode der Steuerspannung bewirkt das Gleiche mit dem Gleiehrichter 4 und dem Gitter der Röhre 2. Mit Hilfe der Gitterbatterie<B>13</B> .sind beide. Gegentaktröhren zum Beispiel auf cla,s unterste Ende des linearen Teils ihrer Kennlinie eingestellt.
Die Widerstände<B>6</B> und<B>7</B> sind cross in lezu,#", auf den innern Widerstand und die Veränderungen desselben in der Durehlass- ri--htung der Gleichrichter<B>3</B> und 4 und klein in bezuc auf den innern Widerstand in der Richtung, in der die Gleichrichter<B>-</B> wenn Hie unvollkommen sind<B>-</B> beinahe keinen Strom durchlassen.
Ausserdem ist mit Hilfe dieser Widerstände die Gitterspannungsbat, ferie mit den Gittern der Röhren<B>1</B> und -2 verbunden, Infolge der Anwesenheit der so geschal teten Gleichrichter<B>3,</B> und 4 werden die Röh- ien <B>1.</B> 2 stets auf linearen Teilen ihr-er Kenn linien wirken und praktisch intermiltierend in Tätigkeit sein.
Die gegenseitige Energiiebelastung, die zwischen beiden Gegentak-trähren auftritt. wird grösstenteils dadurch aufgehoben, dass die Röhren<B>1</B> und 2 als Penthoden mit hohem iunern Widerstand ausgeführt; sind, und durch Wahl der Grösse der Belastungsimpe- flanz 12 oder des Übersetzungsverhältnisses: des Transformators<B>10.</B>
Eine ähnliche Gleichrichterwirkung er gibt sich bei einer Schaltungsanordnung -nach Fig. <B>17.</B> Wenn die Spannungsampli- luden in den Wicklungen<B>5</B> und<B>15,</B> gleich sind und die Hälfte der Spannung in der Wicklung<B>5</B> in Fig. <B>1</B> betragen, so werden die, resultierenden Spannungen an den Git tern der Röhren<B>1</B> und 2 in Fig. <B>17</B> den- Jenigen der Fig. <B>1</B> vollkommen gleich sein.
Überwiegt in Fig. <B>17</B> zum Beispiel die ongleichgerichtete Komponente, so entsteht- dadurch dieselbe Wirkung als bei unvoll kommener Gleichriehtung in Fig, <B>1</B> (wenn dort beispielsweise die Gleichrichter durch Widerstände<B>3,</B> 4 überbrückt werden).
Die Gleichrichtung gemäss Fig. <B>17</B> lässt %ich selbstverständlich auch bei allen nach- A,ehend erläuterten Schaltungen anwenden.
obwohl die in Fig. <B>1</B> gegebene Lösung im all(remeinen wegen ihrer Einfa-chheit vorz-u- ziehen ist, Eine Gleichrichterwirkunc wird auch da- Cturch erreicht, dass man nach Fig. 2 die Gleichriehter parallel zur Gitter-Glühfaden- strecke der Röhren<B>1</B> und<B>92</B> und in Reihe mit den (,'rleichrichtern <B>3</B> und 4 hohe Wider stände<B>6</B> und<B>7</B> schaltet.
Für die eine Halb- p-eriod.e, in der zum Beispiel das obere Ende der Wicklung<B>5</B> positiv ist, wirkt der Gleich- riehter <B>3</B> isolierend, dagegen der Gleiehrich- ter 4 durchlässig.
Ein Senken der Gitter spannung der Röhre 2 kann also -nicht statt.-- finden, weil der innere Widerstand de, Gleiellrichters 4 so klein ist in bezug auf den Widerstand<B>7,</B> dass dadurch praktisch ein Kurzschluss der Gitter-Glühfa.denstrecke der Röhre 2 liervorzerufen wird.
Fig. <B>3</B> zeigt eine Ausführung, bei der ebenfalls von Penthoden-Endröhren Gebrauch gemacht wird, bei der jedoch die Gleichrich- tun-- nicht direkt- in den Gitterkreisen dieser beiden Röhren, sondern in den Gitterkreisen einer vorhergehenden Gegentaktstufe zu stande kommt.
Die Gleichrichter<B>3</B> und 4 bestehen aus Trio,den, deren Gitter über hohe Widerstände <B>15, 16</B> mit den Enden der Sekundärwicklunty des Einga-ngstransformators <B>11</B> verbunden sind. Diese Gitter haben keine neoative Vor- spannung und werden also bei Erregung des Transformators<B>11</B> unter dem Einfluss der Widerstände<B>15</B> und<B>16</B> eine Gitterstrom- gleichrichtung hervorrufen, ähnlich der Wir <B>kung</B> der Dioden<B>3</B> und 4 mit den Wider ständen<B>6</B> und<B>7</B> der Fig. 2.
Dabei treten an den Gittern Spannungs senkungen und infolgedessen an den Anoden der Röhren<B>3</B> und 4 Spannungssteigungen <B>2</B> auf, die mit, Hilfe der Widerstände<B>18</B> und <B>19</B> ganz oder teilweise rein aalvanisch auf die Gitter der Röhren<B>1</B> und 2 übertragen -werden. Diese Gitter erleiden daher prak tisch ausschliesslich Spannungszunahmen. so dass die mittlere Spannung steigt.
Der Spannungsabfall an den Widerstän den<B>18</B> und<B>19</B> dient als negative Vorspan- nunc für die Gitter der Röhren<B>1</B> und 2, so dass man die gewünschte Einstellung erhält, zum Beispiel unten im linearen Teil der Kennlinien. Würde die dadurch erhaltene Spannung züi hoch sein, so kann man auch in Fig. <B>3</B> eine Gitterbatterie 1-3 anwenden, die hier<B>jedoch</B> mit dem negativen Pol an die Glühfäden (Kathoden) der Gegentaktröhren angeschlossen ist.
Der Zweck dieser Batterie ist ferner der, bei starker Steuerung einer Verzerrung ir der vorhergehenden Verstärkerstufe mit den Röhren<B>3</B> und 4 vorzubeugen. Ohne diese Batterie würde es nicht möglich sein, die Gitt#rspannung der Endröhren<B>1</B> und 2 von negativen Werten bis auf den Wert Null zu steigern, ohne die Anodenströme der Röhren <B>3</B> und 4 bis auf Null züi reduzieren. Hier durch würden diese Röhren die untern Krüm mungen ihrer Kennlinien durchlaufen, was 711 Verzerrun- Anlass geben könnte.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform, die im Prinzip mit der nach Fig. <B>3</B> überein stimmt, bei der jedoch die Möglichkeit be steht, alle gewünschten<B>S</B> annungen durch p ZD eine und dieselbe Spannungsquelle, zum Bei spiel ein Netzanschlussgerät (Va <B><I>+,</I></B><I> Va<B>-)</B></I> liefern zu lassen, wovon<B>25</B> ein Beruhigungs kondensator ist.
Das Netzanschlussgerät speist die in Reihen geschalteten Glimm lampen 14 und <B>17,</B> wobei die Klemnienspan- nun- praktisch unabhängig ist vom durch gelassenen Strom. Es können auch andere Röhren oder Apparate mit fla#cher Span- nungsstromkennlinie Anwendung finden.
Von den Lampen<B>17</B> wird die Anodenspan nung für die gleichrichtenden Vorverstärker- röhren <B>3</B> und 4 erhalten (als Ersatz der Bat terie<B>17</B> in Fig. <B>3).</B> Ein Widerstand 24 ist mit diesen Lampen (-es könnte auch nureine einzige Lampe vorgesehen sein) in Neben- schluss geschaltet, um den Strom durch die Lampen zu begrenzen; es kann ausserdem wünschensweft sein, einen Parallelkondensa tor anzubringen, um Ströme von beträchtlich hoher Frequenz durchzulassen, mit Rück sicht auf die Träolleit der Ionen in derarti gen Glimmlampen.
Von den Lampen 14 wird die Anadenspannuno, für die Endröhren <B>1</B> und 2 9,bgenommen, Der Spannungsabfall an den Widerständen 20 und 21 (verursacht durch einen Stromfluss über 22 und 20 bezw. <B>23</B> und 21) dient dazu, die Batterie<B>13</B> in Fig. <B>3</B> zu ersetzen, und sorgt dafür, dass das Potential der Gitter der Endröhren weniger negativ ist als die Abzweigungen an den Widerständen<B>18</B> und<B>19.</B>
Als Endröhren<B>1</B> und<B>2</B> können auch rli Irioden Dienst tun, wenn zum Beispiel bei (11-. und C2 KompensatiGusspannungen ange legt werden, welche von den Ausgangskrei sen der Röhren<B>1</B> und<B>22</B> abgeleitet sind,- wie in # den, folgenden Figuren näher erläutert wird. Mit den Potentiometern <B>18</B> und<B>19</B> kann die Grösse der hempensierenden Gitter spannungen geregelt werden.
Fig. <B>5</B> gibt ein Beispiel der Anwendung von Kompensation. wenn in Fig. <B>1,</B> Trioden als Verstärkerröhren <B>1</B> und 2 verwendet werden.
Zur Erreichung der gewünschten Kein- pensationsspannung sind auf dem Ausgangs transformator<B>10</B> zwei tertiäre Wickluncen <B>16</B> und<B>16</B> angebracht, welehe miteinander verbunden sind und, falls nötig (zum Zweck einer besseren Symmetrie), durch eine Lei- tun- <B>5</B> mit dem Verbindungspunkt der Po- tentiometer <B>17</B> und<B>18</B> verbunden werden können.
Die Spannungen, welche die Wicklungen <B>15</B> und<B>16</B> hervorrufen, stehen in einem festen Verhältnis zu den Anodenwechsel spannungen an den Wicklungen<B>8</B> und<B>9</B> und sind in Verbindung mit den 'Wickli-inersrie-h- tungen in der Phase gerade entgegengeri-ch- e zn <B>n</B> C tet. Mit Hilfe der Potentionieter <B>1.7</B> und <B>18</B> kann die richtige Grösse der Kompensations spannungen auf die Gitter eingestellt wer den.
Die Wirkung der Gleichrieliter <B>3</B> und 4 braucht nach dem vorhergehenden keine nähere Erläuterung. Die Grösse der bereits gleichgeri,chteten Steuerspannungen kann mit ?, ZD Hilfe der Potentionieter <B>6</B> und<B>7</B> eingestellt werden. Gleichgüriehtete Steuerspannungen und Kompensationsspannungen liegen also in Reihe. Es ist natürlieh, dass die Kompen sationsspannungen eventuell auch bei C, und C# angelegt werden können.
Eine Regelung der Kompensatiensspan- nungen ist auch dadurch mö""lich, dass man von den Potentiometern <B>17</B> und<B>18</B> stets die volle Spannung der Wicklungen<B>15</B> bezw. <B>16</B> abnimmt<B>(</B> so dass die Potentionieter <B>17</B> und <B>18</B> nach Wunsch fortfallen könnten) und die Gitter der Röhren<B>1.</B> und 2 mit Hilfe regel barer Widerstände mit dem neoativen Pol .der Batterie<B>13</B> verbindet.
Je' kleiner die regelbaren Widerstände sind, desto grösser ist der -Spannungsverlust in den Widerständen Z und<B>7</B> und-aueh desto-kleiner der äuf die Gitter einwirkende Teil der # Spannungen. welche durch die Wicklungen<B>15</B> un(1 <B>16</B> hervorgerufen werden.
Die Kompensationsspannungen können auch, wie bereits vorher bemerkt wurde, in anderer Weise von den Anodenströmen der Röhren<B>1</B> und<B>2</B> abgeleitet werden, und zwar mit Hilfe von zwei Transformator<B>'</B> en (even tuell mit einem gemeinschaftlichen Kern), wobei die Primärwieklungen bei P, und P2 (Fig. <B>5)</B> einges-chaltet sind und die Sekun- därwiekluno,en die Tätiokeit der Wicklungen <B>15</B> und<B>16</B> übernehmen.
Fig. <B>6</B> zeigt eine Ausführungsform, bei <B>C .</B> 2D der eine Vereinfachuno, dadurch erreicht ist, dass die Potentioineter <B>1.7</B> und<B>18</B> der Fig. <B>5</B> we-fallen und die Reaelun- mit Hilfe eines Widerstandes<B>5</B> stattfindet. Die durch die Wickluncen <B>1.5</B> und<B>16</B> hervorgerufenen Spannungen sind proportional der Spannung an den Klemmen des Widerstandes<B>5</B> und diese ist wieder abhängig vom Anodenstrom.
Es ist nöti-. dass die Selbstinduktion von<B>19</B> und 20 in bezug auf den Widerstand<B>5</B> gross ist. Wie nun zur Genüge erläutert ist, kann die Kompensationsspannung auf verschiedene Weise erhalten und an verschiedenen Stellen angelegt werden. Im nachstehenden soll da her zur Vereinfachung nicht näher angege ben werden, wie die Kompensationsspannung ,erhalten wird.
In den Figuren sind die Stel len, an denen sie angel <B>'</B> egt werden kann, durch kleine Rechtecke mit den Bezugszei- eben C, Q. anged-eutet.
Fig. <B>7</B> zeigt eine Schaltung, bei der die 2n Gleichrichtung, ähnlich wie in Fig. <B>1,</B> da durch erhalten wird, dass Dioden<B>3,</B> 4 in den Gitterkreisen der Vorverstärkerröhren 20, 21 einweschaltet sind.
Die angegebene Schal- b tuno, hat den Vorteil, dass beide Dioden in <B>C</B> ,einem Glasgefäss vereinigt und an derselben Glühspannungsquelle angeschlossen werden 1z6nnen. Die Kompensation kann an einer der Stellen<B>C,</B> und einer der Stellen C#, ein geschaltet werden.
In Fig. <B>8</B> findet die Gleichrichtung eben falls in- dem Giiterkreis. der V6rverstärker- röhren 20 und 21 auf gleiche Weise wie in Fig. 2 statt.
In Fig. <B>9</B> wird von der Gitterstromgleich- richtung auf sinngemässe Weise wie in Fig. <B>3</B> Gebrauch oemacht.
Die Gitterglülifadenstrecke der Vorver- stärkungsröhren <B>3</B> und 4, bei denen keine negative Gitterspannungsbatterie angewen det wird, verrichtet hier die gleiche Tätig keit wie die Gleichrichter<B>3</B> und 4 in Fig. <B>8,</B> während die verstärkende Wirkung. der Röhren 20 und 21 in Fig. <B>8</B> jedoch in Fig. <B>9</B> auch durch die Röhren<B>3</B> und 4 erreicht, wird. Die Anwendung der Gitterstrom- gleichrichtung führt hier also zu ein-er sehr bedeutsamen Vereinfachung.
<B>.</B> Fig. <B>10</B> zeigt eine Ausführungsform, die im Prinzip mit derjenigen nach Fil-. <B>9</B> über einstimmt, bei der jedoch die Möglichkeit besteht, alle gewünschten Spannungen durch ein und dieselbe Spannungsquelle, zum Bei spiel ein Netzanschlussgerät (Va+, <I>Va-)</I> liefern zu lassen. Die Art, in der dies er reicht wird, stimmt in grossen Zügen mit derjenigen nach Fig. 4 überein und bedarf daher keiner näheren Erläuterung.
Die Kompensationsspannung wird hier bei direkt von den Anoclen der Röhren<B>1</B> und 2 mit Hilfeeiner Spannungsteilerschal- tung erhalten, die durch die Widerstände<B>5</B> bezw. <B>6</B> mit den Widerständen<B>18</B> bezw. <B>19</B> und den damit -parallel geschalteten innern Widerständen der gleichrielltenden Verstär- kerröhren <B>3</B> und 4, mit denen eventuell die 'Widerstände<B>29</B> bezw. <B>30</B> in Reihe < y#escha,
1- ZD tüt werden können, gebildet -wird.
Auf diese Weise erreicht man ebenfalls die Anodenspannung zur Speisung der Röh ren<B>3</B> und 4. Die an den Glimmlampen<B>1 1</B> und dem Widerstand<B>7</B> auftretende Span- nun- ist der Spannung an den Widerstän den<B>18</B> und <B>19</B> entgegengesetzt und muss so viel grösser sein, als die negative Gitterspan nung beträgt, die nötig ist, um die Röhren <B>1</B> und 2 zum Beispiel am untern Ende des linearen Teils ihrer Kennlinie einzustellen.
Die Kopplung der Röhren<B>3</B> bezw. 4 mit den Röhren<B>1</B> bezw. 2 geschieht- hauptsäch- lieh durch die Widerstände<B>5</B> bezw. <B>6</B> und <B>-18</B> bezw. <B>19,</B> die in dieser Hinsicht als pa rallel geschaltet angesehen werden können.
Die gewünschte richtige negative Gitter spannung für die Röhren<B>1</B> und 2 kann auch dadurch erreicht werden, dass man die, Spannung an den Lampen<B>17</B> etwas grösser wählt und den Widerstand<B>7</B> durch den Widerstand 24 mit parallel geschaltetem Kondensator ersetzt. Durch Regelung des Widerstandes 9-4 werden die Anodenströme dIer Röhren<B>3</B> und 4 und damit die Span nungen an den Widerständen<B>18</B> und<B>19</B> geregelt.
<B>In</B> den obenerläuterten Schaltungen lie gen die Gleichrichter an der Gitterseite der Gegentaktröhren, zu dem Zweck, zu verhin dern, dass unter dem Einfluss der Steuerspan nung der Anodenstrom. bis unter den untern ,geraden Teil der Kennlinie sinkt. Dies wird dadurch erreicht, dass die negativen Halb wellen der Steuerspannung nicht auf die Gitter einwirken und infolgedessen nicht zu Anodenstromsenkungen Anlass-- geben.
Es können dann unter dem Einfluss der positi- -ven Halbwellen nur abwechselnde Anoden- stromsteigungen entstehen, Wie im naeldol- genden erläutert werden so,11, kann der oben- genannte Zweck auch dadurch erreicht wer- cLen. dass man unter dem,
Einfluss der Steue rung eine mittlere Gitterspaunung entstehen lässt, welche die bestehende, angelegte (nega tive) Gitterspannung noch mehr erniedrigt (Fig. 12 und<B>13).</B> Dies kann zusammen mit <B>n</B> der Gleichrichtung an der Anodenseite (Gleichrichter<B>3</B> und 4) geschehen, um dafür zu sorgen, dass durch die Primärspulen des Ausgangstransformators nur Stromstösse in einer Richtung auftreten, also auch hier eine intermittierende Wirkung erzielt wird.
Anstatt durch Regelung der mittleren Gitterspannung kann auch durch Steigerung der mittleren Anodenspannung untere dem Einfluss der Steuerung die gewünschte Zu nahme des mittleren Anodenstromes erzielt werden. Die Gleichrichter werden dabei nur an der Anodenseite angewendet. Eine Zunahme der mittleren Anoden- spannuno- kann nach Fio-. <B>11</B> dadurch er reicht werden. dass man die Anodenspeisung der Röhren<B>1</B> und 2 aus einer Dynamo<B>13</B> ,erhält. deren Erregung durch eine zusätz liche Erregerwicklung<B>15</B> unterstützt wird, welche von dem mittleren Strom durch die Dioden<B>3</B> und 4 durchflüssen wird.
Eine andere Möglichkeit zum Erreichen einer verstärkten Erregung der Dynamo be steht darin, dass man einen Teil der durch die Verstärker abgegebenen Energie mit <B>t3</B> Hilfe der Gleichrichter<B>17, 18</B> und des Aus- gleichskondensators <B>19</B> gleichrichtet und sie der Erre-erwicklun- <B>16</B> zuführt.
Die. Erniedrigun- der mittleren neaati- t' ZD ven Gitterspannung unter dem Einfluss der Steuerung kann in der Weise durch--eführt werden, dass man einen Teil der Steuerspan-- nung selbst nach Fig. 12 oder einen Teil der durch den Verstärker abgegebenen Ener gie gleiehrichtet, vorzugsweise durch Schal tun- eines Transformators<B>11</B> in Reihe m' <B>d</B> er Belastungsimpeflanz 12.
zum Beispiel nach Fil--. <B>13.</B> Eine Rezelunr der Wirkung kann mit dem Widerstand<B>28</B> erreicht wer den. Die in Fig. 12 mit Hilfe der Gleich- richt-er 21 und 22 an dem Widerstand<B>23</B> er regte gleiehgerichtete Spannung wirkt der Spannung der negativen Gitterspannungs- batterie <B>13</B> entgegen. Das Ergebnis der bei den Spannungen wirkt über die Widerstände ')6 und --17 auf die Gitter der Röhren<B>1</B> und 2 ein.
Hierbei werden also sowohl in dem Git ter-, als auch in Jem Anodenkreis Gleich richter angewendet.
'Dementsprechend dienen in Fig, <B>13</B> die Gleichrichter<B>3</B> und 4 hauptsächlich da-zu, um eine intermittierende Wirkung herbeizu führen, während dureh die Wirkung der Gleichrichter<B>17</B> und<B>18</B> die mittlere Gitter spannung der Röhren<B>1</B> und 2 unter dem Einfluss der Steuerung zunimmt.
Wenn in Fig. <B>13</B> der Kondensator<B>19</B> genügend klein gemacht wird, so werden auch die Gleich richter<B>17</B> und<B>18</B> in erheblichem Masse zu der intermittierenden Wirkung der Röhren beitragen #durch, die am 'Widerstand 20 ent stehenden Wechselspannungskomponenten). Es ist dann son,ar möo,Iich, die Gleichrich ter<B>3</B> und 4, und damit auch die Drossel spulen<B>5</B> und.<B>6</B> fortzulassen, so dass die Schaltung nach Fig. 14 entsteht.
Da eine Kompensationswirkung auch be reits durch den Transformator<B>11</B> verursacht wird, würde es somit möglich sein, von den zum Beispiel in CI und<B>C2</B> zugeführten Kompensatiansspannungen abzusehen. Mit Hilfe dieser Spannungen kann aber der Ver stärker so eingestellt werden, dass der an<B>-</B>die Belastungsimpedanz abgegebene Strom von der Grösse dieser Impedanz praktisch unab- hängigwira.
Entsprechend Fig. 14 ist auch Fig. <B>15</B> ausgeführt. Auch dort handelt es sich um die Gleichriehtung der Kompensationsspan nungen. Der dazu benutzte Transformator ist im Primärkreis des Ausgangstransfür- inators aufgenommen. genau so wie in Fig. 6# mit der die vorliegende Schaltung fast ganz Übereinstimmt.
Die Zunahme der Gitter spannung unter dem Einfluss der Steuerung erfolgt in Fig. <B>6</B> dadurch, dass die Steuer spannung selbst gleichgerichtet wird, in Fig. <B>15</B> ab-er wird ein Teil -der durch den Verstärker abgegebenen Energie gleich gerichtet. Ein ähnlicher Zusammenhang be- 23 steht zwischen den Fig. 12 und<B>13.</B>
Grundsätzlich macht es natürlich keinen Unterschied, ob der Kompensationstransfor mator im Primärkreis (Fig. <B>6</B> und<B>15)</B> oder im Sekundärkreis Tig. <B>13</B> und 14) des Ausgangstransformators eingeschaltet ist.
Weiter ist zu bemerken, dass es natürlich, ebenso wie bei Gleichrichtung<B>.</B> der Steuer spannung (beispielsweise durch Überbrücken der Gleichrichter mit Widerständen), auch im vorliegenden Falle möglich ist, eine un vollkommene Gleichriehtung herbeizuführen.
-luch be-stehtdie Möglichkeit, die Gleich richtung sowohl auf die. Steuerspannung als auf die Kompensationsspannung anzuwen- den. Die da-bei auftretenden mittleren Span nungen können,<B>je</B> nach der Richtung in der ZD ZDI (lie Gleichrichter arbeiten, mitwirkend oder <B>A</B> en'wirkeidd schaltet sein.- Beide- Arten <B>ä</B> Glei6hrichtung können entweder vollkommen sein oder -unvollkommen (z.
B. durch Über- iagerung einer angleichgerichteten K(>M*#0- bente gemäss Fig. <B>1-7).</B> Fig. <B>16</B> stellt ein Ausführungsheispi:e1 der verschiedenen oben- erwäh Üten Möglichkeiten dar. Die am Wi derstand 20 auftretenden Spannungen be schränken die durch die Röhren<B>1.</B> und 2 <U>aufgenommene</U> Energie Lind damit auch die Röhrenverluste.
<B>.</B> & lbstverständlieh ist es auch möglich, die gleichgerichteten ]Kompensatidns#span- üungen nicht unmittelbar einwirken zu las sen, sondern unter Zwischenschaltung einer oder mehrerer Vorverstärkerstufen dadurch zuzuführen, dass sie in die Gitter- oder Ano- dehkreise dieser Verstärkerstufen eingeführt werden. A-Liel:L kann man die Kompensations spannungen vor der Gleichrichtung verstär ken, was zur Vermeidung bestimmter Rück wirkungen vorteilhaft sein kann.
Es sind natürlich noch viele andere Kom- binatianen und daraus hervorgehende Schal tungen möglich. Die Wahl dieser Kombina tionen hängt von den Umständen ab.
In allen Schaltungen muss die Phase und Amplitude -der auf das Gitter einwirkeiiden \Spannungen immer derart sein. dass der Anodenstrom niemals in den stark gekrümm ten Bereich der Röhrenkennlinien kommt. In den d arge stellten Schaltungen ist dies durch Regelung der betreffenden Spannungen mög lich. Die dazu erforderlichen Regelungs organe sind einfachheitshalber nicht alle ge zeichnet.
<B>.</B> Es ist auch möglich, auf den obern linea ren Teil der Kennlinie einzustellen, vorzugs weise 'bei der Gitterspannung Null (so dass noch kein Gitterstrom, auftritt) und bei 'nie driger Anodenspannun--. Es lässt sich ohne weiteres zeigen, dass bei solcher Einstellung di16 aufgenommene Energie in dem Ruhe zustand nicht nennenswert orösser und selbst kleiner sein kann als bei Einstellung in* der Mitte des linearen Teils und mit hoher Ano,- clenspannung, während trotzdem zweimal so ,
grosse Anodenstromveränderungen möglich ZD #i'nd-, <B>-</B>also kn# viermal so -grosse Energieent wicklung. Aber da. die Röhren jedesmal nur eine halbe Periode wirken, ist die mittlere entwickelte Energie nur zweimal so gross. wie bei Einstellun- in der Mitte der Kenn linie. Der Gewinn ist also im allgemeineri nicht- so gross wie bei Einstellung im untern Teil der Kennlinie, wobei die im Ruhe- zulstand aufgenommene Energie wesentlich kleiner sein kann.
Diese letztere Methode verdient dann auch den Vorzug und ist darum im vorhergehenden am ausführlich sten erläutert. Bei, der Einstellun- im obern Teil der Kennlinie ist es nötig, dass trotz der Steuerung der mittlere Anodenstronf so konstant wie möglich bleibt. Das ist nur möglich, wenn die mittlere Anodenspannungy steigt, -wodurch also eine Zunahme der auf genommenen Energie entsteht.
Mit Rück sicht auf die Tatsache, (lass jetzt die andern Halbwellen der Steuerspanniin("# wiA#ain sind (nämlich die negativen), was<B>zum</B> Bei spiel von Einfluss auf die Riehtung- ist, in der die Gleichrichter den Strom durchlajsen müssen, können die vorher genannten Schal- Üuncen für die Einstelluno- im Gbern Teil C tD <B>d .</B> er Kennlinie praktisch unverändert bleiben.
Die Anwenduno- von Gitterstrom-leich- 11 tD richtuno- mit Hilfe von Gitterwiderständen t' kann hier auf die Endröhren selbst angewen det werden, wenn dabei von Penthoden Ge brauch gemacht wird-, welche<B>.</B> keine Kompen sation benötigen.
Im allgemeinen können natürlich in allen vorhergehenden Schaltungen Pentboden als eigentliche Gegentaktröhren, bei denen selbst verständlich die Kompensation fortfällt, vier- wendet werden.
Im vorhergehenden wurde- bereits kurz gesagt dass die gegenseitige Belastung -der intermittierend wirkenden Gegentaktröhren auch noch auf andere Art vermindert wer den kann, nämlich, indem man den innern Widerstand jeder der Röhren oder die sieh ergebende Wirkung ni:,cht sehr gross, sondern s#hr klein macht. Ausser durch besondere Röhrenkonstruktion (worunter -der gegensei tige. Austaugeb, von. Gitter und Anode einer gewöhnlichen Triode<B>fällt)</B> ist dies auch mit.
Hilfe von Kompensation möglich, bei An- tn wendung von Trioden mit, an sich relativ hohem innern Widerstand. Die Schaltuncen können. was die Kompensation betrifft, so bleiben, wie sie im vorhergehenden erläutert sind. Es ist nur nötig, die Richtung, in der die Kompensationsspannung wirkt, umzu drehen, so dass auch die Phase<B>180 '</B> ent- ge <B>-</B> gengesetzt gerichtet ist.
In den gezeichneten Schaltungen, bei denen Röhren mit hohem oder durch Kom- peneatiun erhöhten innern Widerstand an gewendet werden, wurde stets von einem ge- > e meinschaftlichen Ausgangstransformator Gt- brauch o-einaclit. Die Vorteile hiervon sind bekannt. Es ist aber auch möglich, für jede der eigentlichen Gegentaktröhren einen be sonderen Ausgangstransformator zu gebrau chen.
Für den gewünschten Effekt ist es dann notwendig, dass die Sekundä,rwicklun- -en untereinander parallel geschaltet wer den, während an die gemeinschaftlichen Ausgangsklemmen die Belastungsimpedanz el en angeschlossen wird.
Werden dagegen die Sekundärwicklungen der aetrennten Ausgangstransformatoren in Reihe geschaltet, so geschieht die Vermin derung des oe"nseiti",en Energieaustansches der Röhren dadurch, dass auf die oben- beschriebene Weise der innere Widerstand ,sehr klein gemacht wird, was nachstehend erläutert werden soll.
In der Ruhehalbperiode der Röhre<B>1</B> ist deren Ausgangstransformatür durch den nie drigen oder erniedrigten innern Widerstand dieser Röhre praktisch kurzgeschlossen, so dass die Impedanz, gemessen an den Sekun därklemmen, sehr klein ist. An dieser sehr 1-,leinen Impedanz entsteht. also praktisch kein Spannungsverlust infolge des durch dip wirkende Röhre 2 an die Belastungsimpe danz abgegebenen Stromes, der auch die Se- 'kundärwieklung des Ausgangstransichrma- tors der Röhre<B>1</B> durchfliesst.
Die Röhren können also intermittierend wirken, ohne dass bemerkenswerte Verluste auftreten.
Die Anwendung dieser .L#lethode. zum <B>;Z</B> Beispiel in den Schaltungen Fig. <B>6</B> und<B>6.</B> geschieht in der Weise, dass man jede der Röhren<B>1</B> und 2 mit -einem eigenen Aus- Igangstransformator versieht, dessen Sekun därwicklungen in Reihe geschaltet werden, und die Polarität,der Wickluncen <B>15</B> und<B>16</B> umkehrt.
Bei Anwendung der Schaltung nach Fig. <B>10</B> müssen die Widerstände<B>5</B> und <B>6</B> mit den Anoden der Röhren<B>1</B> bezw. 2 ver bunden und wiederum zwei Ausgangstrans formatoren mit in Reihe geschalteten Sekun- etärwichlungen an Stelle des gemeinschaft lichen Transformators <B>10</B> benutzt werden.
Bei Anwendung auf die Schaltungen mit Gleichriehtern an der Anodenseite, zum Bei- s iel nach Fig. <B>11,</B> 12 und<B>13,</B> können die <B>p</B> 21 Gleichrichter<B>3</B> und 4 parallel zu den Pri märwicklungen<B>8</B> -und<B>9</B> der getrennten Aus- gangstransformatoxen geschaltet werden; die Drosselspulen können dann fortfallen.
Da nun diese Gleichrichter wechselweisf, einen Kurzschluss verursachen, wird ebenfalls die g o ewünschte intermittierende Wirkung er- reicht.
Das Anwendungs'gebiet der Erfindunn, liect au-enblic#klich wohl hauptsächlich auf 2M ZD c<B>.</B> Lem Gebiet der Endverstärkung, bei der als Belastungsimpeda,nz zum Beispiel dienen <I>C</I> kann-. ein zu modulierender oder zu speisen der Hcichfrequenzo-szillator, Lautsprecher, oder andere derartige elektroakustische Ein richtungen, direkt oder unter Zwisehenschal- tung von Telephonleitungen usw.
Auch für Zwischenverstärkung, bei der die Belastungsimpedanz zum Beispiel durch den Gritterkreis eines folgenden Verstärken,- gebildet wird, kann die Erfindung angewen det werden, insbesondere, wenn dabei ziem lich grosse Energiemengen benötigt sind# weiter im allgemeinen für alle Zwecke. bei denen Verstärkung angewendet wira.
Obwohl die vorangehenden Auseinander setzungen der Deutlichkeit wegen auf die Anwendung von Verstärkerröhren in der eic,entlichen Gegentaktschaltung beschränkt wurden, kommt das der Erfindung zugrunde- liegende Prinzip nicht nur für Verstärker- röhren in Frage, sondern auch für Gegen- C taktschaltungen.von Oszillatoren, Modulato- ren, Detektoren und andern Einrichtungen,
wobei das Mass der Energieumsetzung# in folge einer Steuerwirkung durch eine Kenn linie beeinflusst wird, die aus einem haupt sächlich geraden, durch gekrümmte Teile beo,renzten Teil besteht, und bei der die An wendung der gekrümmten, Teile aus dem einen. oder andern Grunde unerwünscht ist.
Eine Vereinfachung dadurch, dass die Kompensation wegfallen kann, ist bei Ver wendung ein-es Lautsprechers möglich, der mit zwei untereinander nicht stark, gekop pelten, auf dieselbe Membran einwirkenden Erregerwicklungen versehen ist. Diese Wicklungen können<B>je</B> in den Anodenkreis ein-er der Gegenfaktröhreu aufgenommen werden. In diesem Fall kann kein gegensei tiger Energieaustauseh mehr eintreten, da die Ausgangskreise miteinander nicht ge koppelt sind.
Im allgemeinen lässt sieh noch folgendes sagen: Wie bekannt, kann es bei Gegentakt schaltungen zur Vermeidung von parasitären Erscheinungen erwünscht sein, die Transfür- matorwicklungen mit Hilfe von Widerstän den zu dämpfen.
Bei Anwendung von Gegentaktröhren mit Gleichrichtern können diese und die eioent- lichen Gegentaktröhren (eventuell mit noch einigen Unterteilen, zum Beispiel Wider ständen) in einem Glasgefäss vereinigt wer den, so dass zum Beispiel ein mehr zusam menhängendes Ganzes gewonnen -wird, ohne dass von dem Prinzip der Erfindung auch nur im geringsten abgewichen wird.
Method for the operation of electrical devices connected in push-pull, in particular discharge tubes. With electrical amplifiers, especially power amplifiers, efforts are made for economic reasons to increase the efficiency of direct current-alternating current conversion as far as possible and to limit the load on the discharge tubes used.
With Ge-Entakt amplifiers one tried to achieve this goal by setting on the lower part of the characteristic curve. to reach. The anode current, which is enormous in the idle state, and thus also the load on the tubes, in particular the anodes, is thereby suppressed.
Initially it was assumed that the part of the characteristic curve which is run through in each of the push-pull tubes M by the negative half-waves of the star voltage plays practically no role. However, attempts have shown that this is completely incorrect.
If you set the lower curvature at the point where the curve just crosses into a straight line, the lowering of the anode current that occurs with the negative half-waves of the control voltage give rise to a completely impermissible distortion. If you go further down with the setting, i.e. into the curved part of the characteristic curve, the anode current reductions become smaller, but because of the curvature, also at the positive half waves cause distortion.
This distortion is obtained by setting in such a curved part. in which the slope is, on average, half of that of the linear part of the characteristic curve, or attempts to at least reduce it. This process also only partially eliminates the distortion. The distortion due to the deviation with increasing values of the grid voltage cannot always be completely eliminated by the deviation with decreasing values of the grid voltage.
Even if this were the case, there would still be a significant distortion as soon as the negative half-wave of the control voltage reaches a value at which the angle of denetrom becomes zero because this transition is discontinuous. It is true that attempts have been made to avoid this unsteady transition as much as possible by attempting to make the crest factor of the positive and negative half-waves of the control voltage unequal beforehand, in such a way that the negative half-waves are more rounded, i.e. less "sharp" than the positive ones, which means that a slightly larger effective value of the control voltage is available.
In this case, however, a distortion occurs again in the positive half-periods because the symmetry requirement, according to which the positive and negative half-waves of the control voltage must be equal to one another for a good effect, is no longer fulfilled.
For the sake of completeness, it should be noted that successive, oppositely directed, nonlinear distortions cannot cancel one another if phase shifts occur between them in the components forming the electrical oscillations.
Apart from the suitability of the procedures cited, arguments against them in practical terms are that their good effect depends on the very difficult attitude and the potential profit is quite small. This is because it is a matter of weighing up various deviations against each other, each of which changes with the amplitude in a way that is difficult to understand.
In addition, as far as the <U> curvature </U> of the characteristics is concerned, great equality of the two tubes is essential; if this is not the case, it will be impossible to obtain the desired compensation for all the amplitudes in question. This is all the more important as, as is well known, in telephony, for example, a distortion of only a few percent is already felt to be very cumbersome. It is precisely because of these and other concerns that the technology has not yet switched to the use of push-pull systems in which parts of the characteristic curve with significant curvature are also passed through.
If the known circuits are set to the lower part of the characteristic curve in such a way that only linear parts are run through, then a brief theoretical consideration reveals that no significant gain can be achieved with this compared to the conventional method in which is set in the middle of the right part of the characteristic. In both of these cases the amplifier forms a linear system. in which neither the resistances nor the mean voltages at the anodes and grids change under the influence of the control.
It follows from this that the average current consumed and thus also the energy consumed remain constant despite the control and will in no case increase. Due to the setting of a very low mean anode current in the lower part of the characteristic curve, the energy consumed is only very low in both the idle and working states. Under the given circumstances, the degree of effectiveness cannot be higher with full deflection than with the setting in the middle of the right-hand part; but yourself.
if it were very high, the energy given off can only be very low, so that the geda-clite goal is by no means achieved.
If the steamer is too strong, you will still be able to perceive an increase in the mean ano current in such a system. However, this is then only the result of running through non-linear parts of the characteristic, which of course causes an undesired amplitude distortion.
Up to now, no push-pull system is known with which it is possible without the risk of amplitude distortion to work exclusively in linear parts of the characteristic curve and thereby to obtain more energy in each tube as well as a better degree of efficiency than with the usual one Setting in the middle of the characteristic.
The previous difficulties are avoided if one proceeds according to the invention in the operation of push-pull th discharge tubes or other apparatus with a similar relay effect. that through the use of rectifiers, curved parts of the control characteristics are avoided and the energy consumed increases under the influence of the control.
The invention also relates to a device for carrying out this process.
It is very important for the new method that the tubes can always work on linear parts of their characteristic curve, and that the energy absorbed by the amplifier nevertheless increases under the influence of the control.
This increase is - the greater the <B> the </B> the control becomes and the more energy is required, so that the amount of your <B>, </B> poured out by each output tube is very large can be and the degree of efficiency, even with weak control, is significantly better than <I> than </I> with the systems known to date.
The increase in energy can be obtained by changing the mean grid voltage or the mean anode voltage or both under the influence of the control.
If tubes with more than three electrodes are needed, a change in the mean voltage in one of these other electrodes can of course also lead to the goal.
The invention can also. found in tubes. those with magnetic control or combined electrical and magnetic control with streams of electrons or streams of ions, or both. generally for all types of evacuated and gas-filled discharge tubes or Vorriehtungen with one or more control elements and one or more output electrodes. It is only necessary
C. that the characteristic relationship <B>. </B> between the currents in the output circuits on the one hand and the controlling voltages on the other hand has no discontinuities in a certain area, while to avoid amplitude distortion, one as possible small deviation from a straight characteristic curve is desirable.
The permissible extent of the deviation is determined by the permissible amplitude distortion.
In the following, the invention will be explained for the case that discharge tubes with hot cathode and electrical control are used in a high vacuum, as they are now generally in use in technology.
The change in the mean voltage of one or more electrodes of the push-pull tubes brought about by the control according to the invention can be achieved by switching asymmetrically conductive elements into the grid or preceding circles (for example a preamplifier), into the anodes or following circles (for example after the AT isolangostransformatur) or in both,
This also includes the so-called grid current rectification with the aid of a resistor connected in series with the grid, in which use is made of the asymmetrical conductivity of the grid-cathode path 2n itself. It also includes the use of anode rectification. for example in a preamplifier, by setting it to the lower part of the characteristic.
As asymmetrically conductive switching elements, which are referred to below as "rectifiers" for short, can be used, among others: Diodes with incandescent cathode, glow light rectifier. Metal vapor rectifiers with or without independent discharge, crystal detectors, copper oxide and similar dry rectifiers;
In general, every two-electrode system in which the conductivity in one direction is - significantly - greater - than in the other. An element can be considered an ideal that is completely insulating in one direction and completely conductive in the other, i.e. in which the internal resistance is zero for the conductive direction and infinite for the opposite direction.
In practice this is never the case, because the internal resistance in the direction of current conduction is itself constant, but dependent on the current amplitude. The resulting distortion can, however, be reduced to an arbitrarily small value by increasing or increasing the external resistance. the impedance on which the rectifier acts in relation to its internal resistance or <B> e3 </B> the changes occurring in it.
In order to avoid a distortion, for example as a result of a threshold value in the rectifier characteristic, it may be necessary to apply a special auxiliary voltage. In general, such an auxiliary voltage can be desirable in order to allow the rectifier to operate at a favorable point on the characteristic curve.
When integrating the rectifier into the grid circles of the tubes, it is necessary that the DC voltage components that are created by the rectification actually act on the grid.
Even if the rectification takes place in a VOT amplifier stage or another circuit, it is of course also important that not only the AC voltage components, but also the DC voltage components that arise, are transferred to the grid or other control elements of the output tubes.
The coupling (connection) with the grid circles of the actual push-pull tubes is therefore galvanic and not inductive (for example with a transformer) or capacitive (for example with a grid condenser), since otherwise the average grid voltage will never change can come.
'A considerable increase in the output power can be achieved by the fact that when a counter-clock circuit is used, the * tubes work alternately, which, as will be explained later, also through the use of rectification, is possible, be it with the same (D'rlei, Ehri-cht, ern. which result in the change in the mean voltage, or with different rectifiers.
Even with <U> certain </U> already known circuits, such an alternating effect is not intended to a greater or lesser extent, but it was not previously possible to avoid the strongly curved parts of the characteristic curve. The alternating effect was actually based on the rectification in the tubes themselves, i.e., to be more precise, it was an asymmetrical effect, so that in principle it was not possible to avoid the lower part of the characteristic curve.
In the circuits described below, the rectifiers used exert a kind of commutating effect, so that the actual amplifier tubes can permanently act on the practically straight part of their characteristic lines. So they work alternately (intermittently). This mode of operation makes it possible to prevent distortion as a result of non-linear parts of the characteristic curve. The rectification is therefore used to avoid the distortion.
But this would, in accordance with the intermittent effect, result in a substantial loss of energy in the tubes, since an exchange of energy occurs between the tubes; alternately, the line tube would load the other, which would cause a significant reduction in the efficiency of the es <B> C </B> tD.
This emerges even more closely from a consideration of the circuits shown in the drawing, for example from Fig. 1. If the upper tube carries more Stroni than normal at a certain moment, the anode voltage takes off from. However, the anode voltage of the other tube (whose rectifier is "closed") has risen because of the inductive coupling of the transformer halves, so that an increase in current will arise in this tube, which has the character of an undesired load on the first Röhrc- has.
In the opposite half-phase the situation is exactly the opposite, and t-s loads the upper tube on the lower.
If one assumes that the control is carried out by a purely sinusoidal alternating voltage, then the anode currents of each of the end tubes will not be sinusoidal due to the intermittent effect.
With regard to the phase relationships, it is clear that the load impedance only has an influence on the sinusoidal components of the anode currents in the sense that these components develop effective energy in the load impedance and affect the current component. bring about a very negative counter-tension.
The mutual exchange of energy is expressed as if the two anode circuits of the push-pull circuit are short-circuited to one another with respect to the remaining anode current components. These anode current components are thus very strongly expressed, with considerable tube losses, but developing no useful energy.
It can be seen from the above that the desired current component (the basic. # 4chwin "lin,) is weakened compared to the other components. This weakening is the stronger, the greater the external loading impedance in relation to is the internal resistance of the tubes.
As a result, this energy could be limited by making the external load impedance (taking into account the transformation ratio of the output transformer) small in relation to the internal resistance of each of the two tubes. Such a method would, however, be at the expense of the amount of energy given off and the degree of efficiency, for example in the case of triodes, and would therefore not result in any advantages.
The effect aimed for by the invention can be significantly increased by limiting the mutual exchange of energy by reversing the above measure. This creates the possibility of reducing the efficiency to prevent. For this purpose, the internal resistance of each of the tubes can BEZW. the effect of this counter stand against the load impedance or the. Effect of this impedance can be made very large.
(As will be explained further below, there is another way of achieving the desired effect, namely by reducing the internal resistance.) This can be done in various ways.
A practical embodiment is the use of so-called penthode end tubes, which have a very high internal resistance (for example, 10 to 20 times that of a triode of corresponding power) and which still have a low anode voltage Considerable values of the anode current can occur without the control grid voltage needing to be made positive.
Even with the use of triodes, however, the effect of a high internal resistance can be achieved, namely by providing the control elements of the tubes with a so-called compensation control which is derived from the voltage or the current in the output circuit and must have the correct amplitude and phase.
As a simple calculation shows, the internal resistance of a triode system (here: one of the halves of the push-pull balance) for externally applied alternating voltages is infinitely large if a compensating control voltage is applied to the grid.
which is opposite in phase gi, - and is in the size 1 / the above-mentioned .9 <B> C </B> th anode voltage, where <B> g </B> is the voltage gain factor (reciprocal, 1, - he value <B> C </B> of the penetration) represents.
If the compensation voltage is derived from the anode voltage in this way, complete compensation is possible. If, however, it is derived from the anode current, then the complete compensation is a limit condition which can be approached practically enough by increasing the compensation voltage.
In practice, good results can be achieved with both systems of compensation. <I> 2n </I> The mutual influence of the intermittently acting push-pull tubes is then limited to the mutual generation of anode and grid voltages, which are related to each other in amplitude and phase in such a way that none significant mutual energy load, so no more loss occurs.
If, for example, in FIG. 1 the anode voltage of the lower tube is about to rise due to the coupling of the transformer halves, a camp voltage is created on the grid which prevents an anode current from increasing.
The compensation can of course also be applied to discharge tubes with magnetic or combined magnetic and electrical control with one or more control elements and one or more output electrodes. From which output electrode the compensation voltage is derived and which control electrode it is fed is irrelevant for the good effect.
Many embodiments of the connection path between output and control circuits of the push-pull tubes are also possible.
In addition, the compensation voltage can act directly on the grid circles of the tubes, but also indirectly, for example by connecting a preamplifier to the grid circle.
It is by no means necessary to take the compensation control <U> always </U> from the output circuit. It is also possible to derive it from the control voltage by using imperfect rectification so that this also has an effect to some extent in the "rest half-periods". It is clear that in this way, too, the fundamental oscillation is amplified with respect to the other components of the anode currents.
If, for example, the external load on the amplifier is a constant ohmic resistance, then it is only necessary to reduce the grid voltage during the "half-period" in order to cancel the mutual intermittent load. which has the size llg and is directed in the opposite direction to the anode voltage increase generated by the other end tube as a result of the mutual influence.
This can be done, for example, by bridging the rectifier with ohmic resistances of the appropriate size (see Fig. <B> 1). </B> Even if this circuit does not use penthodes, but triodes with a fairly low internal resistance whoever, there will be no change in the anode current in the "rest period", so that the mutual load is eliminated.
If the external load is an impedance that changes, for example, with frequency in terms of size and phase angle, it is desirable that this be done in accordance with the compensation control, which can be achieved by using suitable impedances as a shunt or instead of the resistors <B> 6 </B> and <B> 7 </B> in FIGS. <B> 1 </B> and <B> 2, </B> their size and composition the proper aften t 'of the external load impedance are determined.
An imperfect rectification can also be achieved in FIG. 2, for example, by connecting impedances in series with the rectifiers <B> 3 </B> and <B> 4 </B>.
When using grid current rectification (- an example of this shows, as will be explained later, Fig. 3) </B>, such a compensatory> li can also be achieved by one, holding a resistor or The impedance between grid and glow (cathode) or, by choosing the grid resistances (or impedances) <B> 15, 16 </B> to be fairly small. What kind of compensation, that is either the, the. is derived from the output current or the output voltage.
or which is derived from the control current or the control voltage itself, will deserve preference in a certain case, depends on the circumstances and must be decided on a case-by-case basis. It's clear. For example, with a constant ohmic external load, the compensation, which is derived from the star voltage itself, would serve the advantage because of the simplicity.
Circuits according to the invention are shown in the drawing using a number of exemplary embodiments.
Fig. <B>] _ </B> shows a push-pull circuit with two tubes <B> 1 </B> and 2, each of which has one of the primary windings <B> 8 </B> and <B> 9 < / B> of an output transformer <B> 10 </B> is coupled to a load impedance 12.
In order to ensure that, on the one hand, when the control voltage is decreased, the n absorbed DC energy increases automatically and, on the other hand, that the two tubes work intermittently, the grid circles of the tubes <B> 1 </B> and 2 B> 3 </B> and 4, each of which is connected to one of the outer ends of the S.el, -iin # därwieklung <I> of </I> the input transformer <B> 11 </B>.
One half period of the supplied control voltage makes the rectifier <B> 3 </B> conductive and increases the equilibrium voltage of the grid of the tube <B> 1. </B> the other 1-phase period of the control voltage has the same effect as the The rectifier 4 and the grid of the tube 2. With the help of the grid battery 13, both push-pull tubes are set, for example, to the lowest end of the linear part of their characteristic curve.
The resistors <B> 6 </B> and <B> 7 </B> are cross in lezu, # ", on the inner resistance and the changes in the same in the straight direction of the rectifier <B> 3 < / B> and 4 and small with respect to the internal resistance in the direction in which the rectifiers <B> - </B> if they are imperfect <B> - </B> allow almost no current to pass.
In addition, with the help of these resistors, the grid voltage battery is connected to the grid of the tubes <B> 1 </B> and -2. Due to the presence of the rectifiers <B> 3, </B> and 4 connected in this way, the tubes become - ien <B> 1. </B> 2 always act on linear parts of their characteristics and be practically intermittent in activity.
The mutual energy load that occurs between the two counter-clock cables. is largely eliminated by the fact that the tubes <B> 1 </B> and 2 are designed as penthodes with a high internal resistance; are, and by choosing the size of the load impedance 12 or the transformation ratio: the transformer <B> 10. </B>
A similar rectifier effect is obtained with a circuit arrangement according to FIG. 17. If the voltage amplitudes in the windings <B> 5 </B> and <B> 15 </B> are the same and half the voltage in the winding <B> 5 </B> in Fig. <B> 1 </B>, the resulting voltages on the grids of the tubes <B> 1 </B> and 2 in Fig. 17 are completely the same as those in Fig. 1.
If, for example, the rectified component predominates in FIG. 17, the result is the same effect as in the case of imperfect alignment in FIG. 1 (if there, for example, the rectifiers are replaced by resistors <B > 3, </B> 4 are bridged).
The rectification according to FIG. 17 can of course also be applied to all of the circuits explained below.
Although the solution given in FIG. 1 is generally preferable because of its simplicity, a rectifier effect is also achieved by the fact that according to FIG Lattice filament line of tubes <B> 1 </B> and <B> 92 </B> and in series with the (, 'rectifiers <B> 3 </B> and 4 high resistances <B> 6 </B> and <B> 7 </B> switches.
For the one half p-eriod.e, in which, for example, the upper end of the winding <B> 5 </B> is positive, the aligned <B> 3 </B> has an isolating effect, while the equidistant ter 4 permeable.
A lowering of the grid voltage of the tube 2 cannot take place because the internal resistance of the rectifier 4 is so small in relation to the resistance 7 that this practically causes a short circuit of the grid -Glow line of tube 2 is called out.
Fig. 3 shows an embodiment in which use is also made of penthode end tubes, but in which the rectification does not occur directly in the grid circles of these two tubes, but in the grid circles of a preceding one Push-pull stage comes into being.
The rectifiers <B> 3 </B> and 4 consist of trio, the grid of which is connected to the ends of the secondary winding of the input transformer <B> 11 </B> via high resistors <B> 15, 16 </B> are connected. These grids have no neoative bias and will therefore cause a grid current rectification when the transformer <B> 11 </B> is excited under the influence of the resistors <B> 15 </B> and <B> 16 </B> , similar to the effect of the diodes <B> 3 </B> and 4 with the resistors <B> 6 </B> and <B> 7 </B> of FIG. 2.
In this case, voltage drops occur on the grids and consequently on the anodes of the tubes <B> 3 </B> and 4 voltage increases <B> 2 </B>, which can be achieved with the help of resistors <B> 18 </B> and <B> 19 </B> can be transferred entirely or partially purely aalvanic to the grids of tubes <B> 1 </B> and 2. These grids therefore suffer almost exclusively from increases in tension. so that the mean voltage increases.
The voltage drop across the resistors <B> 18 </B> and <B> 19 </B> serves as a negative preload nunc for the grids of tubes <B> 1 </B> and 2, so that the desired Setting, for example below in the linear part of the characteristic curves. If the voltage obtained in this way were too high, a grid battery 1-3 can also be used in Fig. 3, but here the negative pole is connected to the filaments (cathodes ) of the push-pull tubes is connected.
The purpose of this battery is also to prevent distortion in the previous amplifier stage with tubes <B> 3 </B> and 4 when heavily controlled. Without this battery it would not be possible to increase the grid voltage of the output tubes <B> 1 </B> and 2 from negative values to the value zero, without the anode currents of tubes <B> 3 </B> and 4 reduce to zero. Through this, these tubes would run through the lower curvatures of their characteristic curves, which could give rise to distortion.
FIG. 4 shows an embodiment which, in principle, corresponds to that according to FIG. 3, but in which there is the possibility of adding all desired <B> S </B> approximations by p ZD one and Have the same voltage source, for example a power supply unit (Va <B><I>+,</I></B> <I> Va <B> -) </B> </I> delivered, of which <B > 25 </B> is a calming capacitor.
The power supply unit feeds the series-connected glow lamps 14 and 17, whereby the terminal voltage is practically independent of the current that is passed through. Other tubes or devices with a flat voltage current characteristic can also be used.
The anode voltage for the rectifying preamplifier tubes <B> 3 </B> and 4 is obtained from lamps <B> 17 </B> (as a replacement for battery <B> 17 </B> in FIG. < B> 3). </B> A resistor 24 is shunted to these lamps (only a single lamp could be provided) in order to limit the current through the lamps; it may also be desirable to attach a parallel capacitor to allow currents of considerably high frequency to pass through, in view of the träolleit of ions in such glow lamps.
The connection voltage for the end tubes <B> 1 </B> and 2 9 is taken from the lamps 14. The voltage drop across the resistors 20 and 21 (caused by a current flow through 22 and 20 or <B> 23 </ B> and 21) serves to replace the battery <B> 13 </B> in FIG. <B> 3 </B> and ensures that the potential of the grids of the end tubes is less negative than the branches on the resistors <B> 18 </B> and <B> 19. </B>
As output tubes <B> 1 </B> and <B> 2 </B>, rli Iriodes can also do their job if, for example, at (11-. And C2 compensation casting voltages are applied, which from the output circuits of the tubes <B > 1 </B> and <B> 22 </B> - as will be explained in more detail in the following figures: With the potentiometers <B> 18 </B> and <B> 19 </B> the size of the hammering grid voltages can be regulated.
Fig. 5 gives an example of the application of compensation. when in Fig. 1, triodes are used as amplifier tubes 1 and 2.
To achieve the desired no-compensation voltage, two tertiary windings <B> 16 </B> and <B> 16 </B> are attached to the output transformer <B> 10 </B>, which are connected to one another and, if necessary (for the purpose of better symmetry), can be connected by a line <B> 5 </B> with the connection point of the potentiometers <B> 17 </B> and <B> 18 </B>.
The voltages which the windings <B> 15 </B> and <B> 16 </B> cause are in a fixed ratio to the anode alternating voltages on windings <B> 8 </B> and <B> 9 </B> and are in connection with the 'Wickli-inersrie-h-ri-gations in the phase just in the opposite direction to <B> n </B> C tet. With the help of potentiometers <B> 1.7 </B> and <B> 18 </B>, the correct size of the compensation voltages can be set on the grid.
The effect of the equal liter <B> 3 </B> and 4 does not need any further explanation after the preceding. The size of the control voltages that are already in the same direction can be set with?, ZD using potentiometers <B> 6 </B> and <B> 7 </B>. Equalized control voltages and compensation voltages are therefore in series. It is natural that the compensation voltages can also be applied to C and C #.
The compensation voltages can also be regulated by always using the full voltage of the windings <B> 15 </B> from the potentiometers <B> 17 </B> and <B> 18 </B> respectively <B> 16 </B> decreases <B> (</B> so that the potentiators <B> 17 </B> and <B> 18 </B> could be omitted if desired) and the grids of the tubes <B > 1. </B> and 2 with the help of adjustable resistors with the neoative pole of the battery <B> 13 </B> connects.
The smaller the controllable resistors, the greater the voltage loss in the resistors Z and 7 and, anyway, the smaller the part of the voltages acting on the grid. which are caused by the windings <B> 15 </B> and (1 <B> 16 </B>.
The compensation voltages can also be derived from the anode currents of the tubes <B> 1 </B> and <B> 2 </B> in another way, as has already been noted, with the help of two transformers <B> ' </B> s (possibly with a common core), whereby the primary movements at P and P2 (Fig. <B> 5) </B> are switched on and the secondary movements are the activity of the windings < B> 15 </B> and <B> 16 </B> take over.
FIG. 6 shows an embodiment in which, in the case of <B> C. </B> 2D, a simplification is achieved in that the potentiometers <B> 1.7 </B> and <B> 18 < / B> of Fig. <B> 5 </B> we-fall and the reaelun takes place with the help of a resistor <B> 5 </B>. The voltages caused by the windings <B> 1.5 </B> and <B> 16 </B> are proportional to the voltage at the terminals of the resistor <B> 5 </B> and this again depends on the anode current.
It is necessary-. that the self-induction of <B> 19 </B> and 20 in relation to the resistance <B> 5 </B> is large. As has now been sufficiently explained, the compensation voltage can be obtained in different ways and applied at different points. In the following, therefore, for the sake of simplicity, no further details will be given of how the compensation voltage is obtained.
In the figures, the points at which it can be attached are indicated by small rectangles with the reference symbols C, Q.
FIG. 7 shows a circuit in which the 2n rectification is obtained, similar to that in FIG. 1, since diodes <B> 3, </B> 4 in the grid circles of the preamplifier tubes 20, 21 are switched on.
The specified circuit has the advantage that both diodes can be combined in a glass vessel and connected to the same glow voltage source. The compensation can be switched on at one of the positions <B> C, </B> and one of the positions C #.
In Fig. 8, the rectification also takes place in the Giiterkreis. of the amplifier tubes 20 and 21 in the same manner as in FIG.
In FIG. 9, the grid current rectification is used in a manner analogous to that in FIG. 3.
The grid glow thread path of the pre-amplification tubes <B> 3 </B> and 4, in which no negative grid voltage battery is used, performs the same activity here as the rectifiers <B> 3 </B> and 4 in FIG. <B> > 8, </B> while the reinforcing effect. of the tubes 20 and 21 in FIG. 8 but also in FIG. 9 by the tubes 3 and 4 is achieved. The use of grid current rectification leads to a very significant simplification here.
<B>. </B> Fig. <B> 10 </B> shows an embodiment which is basically similar to that according to Fil-. <B> 9 </B> agrees, but with the possibility of having all the desired voltages supplied by one and the same voltage source, for example a power supply unit (Va +, <I> Va-) </I>. The way in which this is achieved largely corresponds to that of FIG. 4 and therefore does not require any further explanation.
In this case, the compensation voltage is obtained directly from the anocles of the tubes <B> 1 </B> and 2 with the aid of a voltage divider circuit, which is passed through the resistors <B> 5 </B> respectively. <B> 6 </B> with resistors <B> 18 </B> resp. <B> 19 </B> and the internal resistances connected in parallel with the equalizing amplifier tubes <B> 3 </B> and 4, with which the 'resistors <B> 29 </B> respectively. <B> 30 </B> in series <y # escha,
1- ZD tüt can be formed -will be.
In this way, the anode voltage for supplying the tubes <B> 3 </B> and 4 is also achieved. The chip occurring at the glow lamps <B> 1 1 </B> and the resistor <B> 7 </B> - now- the voltage at the resistors <B> 18 </B> and <B> 19 </B> is opposite and must be so much greater than the negative grid voltage that is necessary to <B> the tubes B> 1 </B> and 2, for example, at the lower end of the linear part of their characteristic curve.
The coupling of the tubes <B> 3 </B> respectively. 4 with the tubes <B> 1 </B> resp. 2 happens - mainly borrowed by the resistors <B> 5 </B> and. <B> 6 </B> and <B> -18 </B> resp. <B> 19 </B> which in this regard can be viewed as connected in parallel.
The desired correct negative grid voltage for tubes <B> 1 </B> and 2 can also be achieved by choosing a slightly higher voltage at lamps <B> 17 </B> and the resistor <B> 7 replaced by the resistor 24 with a capacitor connected in parallel. By regulating the resistor 9-4, the anode currents of the tubes <B> 3 </B> and 4 and thus the voltages at the resistors <B> 18 </B> and <B> 19 </B> are regulated.
<B> In </B> the circuits explained above, the rectifiers are located on the grid side of the push-pull tubes, with the aim of preventing the anode current from being influenced by the control voltage. until it falls below the lower, straight part of the characteristic curve. This is achieved because the negative half-waves of the control voltage do not affect the grid and consequently do not give rise to anode current reductions.
Under the influence of the positive half-waves, only alternating anode current increases can arise. As explained in the following section, 11, the above-mentioned purpose can also be achieved in this way. that under the
The influence of the control creates a mean grid voltage, which lowers the existing, applied (negative) grid voltage even more (Fig. 12 and <B> 13). </B> This can be done together with <B> n </B> the rectification on the anode side (rectifier <B> 3 </B> and 4) to ensure that the primary coils of the output transformer only generate current surges in one direction, so that an intermittent effect is achieved here as well.
Instead of regulating the mean grid voltage, the desired increase in mean anode current can also be achieved by increasing the mean anode voltage under the influence of the control. The rectifiers are only used on the anode side. An increase in the mean anode voltage can, according to Fio-. <B> 11 </B> can thereby be achieved. that the anode feed for tubes <B> 1 </B> and 2 is obtained from a dynamo <B> 13 </B>. the excitation of which is supported by an additional excitation winding <B> 15 </B>, through which the average current flows through diodes <B> 3 </B> and 4.
Another possibility to achieve an increased excitation of the dynamo is that one part of the energy delivered by the amplifier with <B> t3 </B> the help of the rectifier <B> 17, 18 </B> and the output DC capacitor <B> 19 </B> rectifies and feeds it to the Erre-Erwicklun- <B> 16 </B>.
The. The mean negative grid voltage under the influence of the control can be reduced in such a way that part of the control voltage itself according to FIG. 12 or part of the energy output by the amplifier In the same way, preferably by switching a transformer <B> 11 </B> in series m '<B> d </B> er load impeflance 12.
for example after Fil--. <B> 13. </B> A reflection of the effect can be achieved with the resistance <B> 28 </B>. The equidirectional voltage excited in FIG. 12 with the aid of the rectifiers 21 and 22 at the resistor 23 counteracts the voltage of the negative grid voltage battery 13. The result of the voltages acts on the grids of tubes <B> 1 </B> and 2 via resistors') 6 and --17.
In this case, rectifiers are used both in the grid and in the anode circuit.
Accordingly, in FIG. 13, the rectifiers 3 and 4 are mainly used to bring about an intermittent effect, while the rectifiers 17 B> and <B> 18 </B> the mean grid voltage of tubes <B> 1 </B> and 2 increases under the influence of the control.
If the capacitor <B> 19 </B> is made sufficiently small in FIG. 13, the rectifiers <B> 17 </B> and <B> 18 </B> are also made contribute to a considerable extent to the intermittent effect of the tubes (through the AC voltage components arising at the resistor 20). It is then son, ar möo, Iich, the rectifiers <B> 3 </B> and 4, and thus also the choke coils <B> 5 </B> and. <B> 6 </B> to be omitted, so that the circuit according to FIG. 14 is produced.
Since a compensation effect is already caused by the transformer 11, it would be possible to dispense with the compensation voltages supplied in CI and C2, for example. With the help of these voltages, however, the amplifier can be adjusted so that the current delivered to the load impedance is practically independent of the size of this impedance.
According to FIG. 14, FIG. 15 is also implemented. There, too, it is a question of aligning the compensation voltages. The transformer used for this is included in the primary circuit of the output transformer. exactly as in Fig. 6 # with which the present circuit almost entirely agrees.
The increase in the grid voltage under the influence of the control takes place in Fig. 6 because the control voltage itself is rectified, in Fig. 15 it becomes a part - directed in the same direction as the energy emitted by the amplifier. A similar relationship exists between FIGS. 12 and 13
In principle, it naturally makes no difference whether the compensation transformer is in the primary circuit (Fig. 6 and 15) or in the secondary circuit Tig. <B> 13 </B> and 14) of the output transformer is switched on.
It should also be noted that, as with the rectification of the control voltage (for example by bridging the rectifier with resistors), it is of course also possible in the present case to achieve imperfect alignment.
-luch there is the possibility of the rectification on both the. Control voltage than to be applied to the compensation voltage. The mean voltages that occur can be switched depending on the direction in the ZD ZDI (let rectifier work, cooperate or <B> A </B> be active. - Both types <B> ä </B> The sliding direction can either be perfect or imperfect (e.g.
B. by superimposing an aligned K (> M * # 0- bente according to Fig. 1-7). </B> Fig. 16 </B> represents an embodiment of the various above - mentioned possibilities. The voltages occurring at the resistor 20 limit the energy absorbed by the tubes <B> 1. </B> and 2 <U> and thus also the tube losses.
<B>. </B> It is also possible, of course, not to let the rectified compensation voltages act directly, but instead to feed them into the grid or anode circuits with the interposition of one or more preamplifier stages these amplifier stages are introduced. A-Liel: L the compensation voltages can be amplified before rectification, which can be advantageous to avoid certain feedback effects.
Of course, many other combinations and the resulting circuits are also possible. The choice of these combinations depends on the circumstances.
In all circuits the phase and amplitude of the voltages acting on the grid must always be like this. that the anode current never comes into the strongly curved area of the tube characteristics. In the circuits shown this is possible, please include by regulating the relevant voltages. For the sake of simplicity, not all of the regulatory bodies required for this are shown.
<B>. </B> It is also possible to set the upper, linear part of the characteristic curve, preferably with a grid voltage of zero (so that no grid current occurs) and with a low anode voltage. It can easily be shown that with such an adjustment the energy absorbed in the quiescent state cannot be noticeably larger or even smaller than with an adjustment in the middle of the linear part and with a high ano-clen tension, while nevertheless twice
large changes in anode current possible ZD # i'nd-, <B> - </B> so kn # four times as large energy development. But there. the tubes only work for half a period each time, the mean developed energy is only twice as great. as with settings in the middle of the curve. The gain is therefore generally not as great as when it is set in the lower part of the characteristic curve, whereby the energy absorbed at rest can be considerably smaller.
This latter method then also deserves preference and is therefore explained in the most detail above. With the setting in the upper part of the characteristic, it is necessary that the mean anode current remains as constant as possible despite the control. This is only possible if the mean anode voltage y increases, which means that there is an increase in the energy consumed.
With regard to the fact (now let the other half-waves of the tax excuse ("# wiA # ain (namely the negative), which <B> for </B> example has an influence on the direction in which the Rectifiers have to pass the current through, the aforementioned switches for the settings in the Gbern part C tD <B> d. </B> er characteristic curve can remain practically unchanged.
The application of grid current easily 11 tD directional with the help of grid resistors t 'can be applied here to the end tubes themselves if penthodes are used, which <B>. </B> no compensation need.
In general, of course, in all of the previous circuits, Pentboden can be used as actual push-pull tubes, in which, of course, the compensation does not apply.
In the foregoing it has already been briefly stated that the mutual loading of the intermittently acting push-pull tubes can also be reduced in another way, namely by reducing the internal resistance of each of the tubes or the resulting effect, rather than being very large, see p # makes you small. Apart from the special tube construction (including the mutual replacement of the grid and anode of an ordinary triode), this is also included.
The help of compensation is possible when using triodes with a relatively high internal resistance. The Schaltuncen can. as far as the compensation is concerned, remain as explained above. It is only necessary to reverse the direction in which the compensation voltage acts, so that the phase <B> 180 '</B> is also directed opposite <B> - </B> opposite.
In the circuits shown, in which tubes with high internal resistance or increased internal resistance due to compensation, are used, a common output transformer has always been used. The advantages of this are known. But it is also possible to use a special output transformer for each of the actual push-pull tubes.
For the desired effect it is then necessary that the secondary windings are connected in parallel with one another, while the load impedance elements are connected to the common output terminals.
If, on the other hand, the secondary windings of the separate output transformers are connected in series, the open "nseiti" energy exchange of the tubes is reduced by making the internal resistance very small in the manner described above, which will be explained below.
In the rest half-cycle of the tube <B> 1 </B>, its output transformer is practically short-circuited due to the low or low internal resistance of this tube, so that the impedance, measured at the secondary terminals, is very small. This very 1-, low impedance arises. thus practically no voltage loss as a result of the current delivered to the load impedance by the dip acting tube 2, which also flows through the secondary voltage of the output transistor of the tube <B> 1 </B>.
The tubes can therefore work intermittently without causing noticeable losses.
The application of this .L # method. for the example in the circuits Fig. 6 and 6 takes place in such a way that each of the tubes 1 is B> and 2 have their own output transformer, the secondary windings of which are connected in series, and the polarity of the windings <B> 15 </B> and <B> 16 </B> reverses.
When using the circuit according to FIG. 10, the resistors 5 and 6 have to be connected to the anodes of the tubes 1 and B respectively. 2 and two output transformers with secondary windings connected in series can be used instead of the common transformer <B> 10 </B>.
When applied to the circuits with aligners on the anode side, for example according to FIGS. <B> 11, </B> 12 and <B> 13, </B> the <B> p </B> 21 Rectifiers <B> 3 </B> and 4 can be connected in parallel to the primary windings <B> 8 </B> and <B> 9 </B> of the separate output transformer boxes; the choke coils can then be omitted.
Since these rectifiers alternately cause a short circuit, the desired intermittent effect is also achieved.
The field of application of the invention is apparently mainly 2M ZD c <B>. </B> The field of final amplification, in which <I> C </I> can serve as load impedance, for example -. a high-frequency oscillator, loudspeaker, or other such electroacoustic equipment to be modulated or fed, directly or with interconnection of telephone lines, etc.
The invention can also be used for intermediate amplification, in which the load impedance is formed, for example, by the grid circle of a subsequent amplification, in particular when relatively large amounts of energy are required, generally for all purposes. where reinforcement is applied.
Although the preceding discussions have been limited to the use of amplifier tubes in the eic, public push-pull circuit for the sake of clarity, the principle on which the invention is based is not only applicable for amplifier tubes, but also for counter-clock circuits. Of oscillators, Modulators, detectors and other devices,
The degree of energy conversion # is influenced as a result of a control effect by a characteristic which consists of a mainly straight part, bordered by curved parts, and the application of the curved parts from the one. or other reason is undesirable.
A simplification in that the compensation can be omitted is possible when using a loudspeaker which is provided with two exciter windings which are not strongly coupled to one another and which act on the same membrane. These windings can each be included in the anode circle of one of the counter-fact tubes. In this case, no mutual exchange of energy can occur, since the output circuits are not coupled to one another.
In general, the following can be said: As is known, in push-pull circuits it may be desirable to dampen the transformer windings with the aid of resistors to avoid parasitic phenomena.
When using push-pull tubes with rectifiers, these and the individual push-pull tubes (possibly with a few more parts, for example resistors) can be combined in a glass vessel so that, for example, a more coherent whole is obtained without any of the Principle of the invention is deviated even in the slightest.