Elektrisehe Einrichtung mit einer Anordnung zur Steuerung der Frequenz eines Röhrenoszillators. Die Erfindung betrifft eine elektrische Einrichtung mit einer Anordnung zur Steue rung der Frequenz eines Röhrenoszillators, und lässt sieb. besonders vorteilhaft bei Hoch frequenzfernmeldeanlagen verwenden, bei denen die Trägerwelle und möglicherweise auch das eine Seitenband in der Sendestelle unterdrückt wird und in der Empfangsstelle eine örtlich erzeugte Trägerwelle gleicher Frequenz wie die ursprüngliche Trägerwelle geliefert wird.
Erfindungsgemäss ist die Einrichtung da durch gekennzeichnet, dass die Impedanz des Schwin;unsskreises durch Änderung der- Impedanz des Raumentladungsweges einer dem Oszillator beigeordneten Steuerröhre geändert wird.
Bei ihrer Ausbildung als Hochfrequenz fernmeldeanlage mit zwei voneinander ent fernt liegenden Oszillatoren kann .die Ein richtung so beschaffen sein, dass ein Teil der Austrittsenergie eines der genannten Oszilla- Loren nach einem Empfangsstromkreis über tragen wird, welch letzterer den andern Oszil- lator und zwei Stromkreise mit sich überlap penden Resonanzkurven aufweist, wobei diese Stromkreise so eingerichtet sind, dass sie eine Differentialwirkung auf die genannte Steuer röhre ausüben, um die Frequenz des Oszilla- tors im Empfangsstromkreis zu steuern.
Die Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnung anhand einiger Ausführungsbeispiele beschrieben.
In der Zeichnung zeigt die Fig. 1 eine Schaltungsanordnung, in der eine Impedanz entsprechend den Variationen eines Widerstandes variieren kann, Fig. 2 eine Impedanz, welche als Funk tion der Änderung der Gittervorspannung variieren kann, Jie an eine Vakuumröhre an gelegt ist; Fig. 3 zeigt eine andere Anordnung die ser Art;
Fig.4 zeigt als erstes Ausführungsbei spiel der Erfindung eine Frequenzverviel- fachungseinrichtung; Fig.5 zeigt als weiteres Ausführungs beispiel eine Frequenzteilungseinrichtung, Fig. 6 eine Einrichtung zum Synchroni sieren eines örtlichen Oszillators auf die durchschnittliche Frequenz einer Quelle, deren Frequenz variiert, Fig. 7 eine Resonanzkurve,
Fig. 8 eine automatische Verstärkungs- regelungseinrichtung, Fig.9 eine Empfangsausrüstung einer Hochfrequenzfernmeldeanlage.
Fig.l stellt ein Netz dar, das Induk- tanzen L, und L2 und einen Widerstand B, in Reihenschaltung umfasst, und in Parallel schaltung zu .den Klemmen der Induktanz L, einen Widerstand B2, dessen Variation. die Impedanz zwischen den Klemmen A und B modifiziert.
Dies ergibt sich aus der Be trachtung der totalen Impedanz des Strom kreises, die .durch die folgende Gleichung dargestellt ist:
EMI0002.0028
wo co = 2 n X Frequenz ist.
Der Widerstand BZ ändert die gesamte wirksame Impedanz des Stromkreises. Wenn der Widerstand R, durch eine Dreielektro- denvakuumröhre T ersetzt wird, wie in Fig.2 .dargestellt, und wenn die Anoden impedanz .dieser Röhre zum Beispiel durch Änderung der Gittervorspannung variiert wird, wird die Impedanz des gesamten Stromkreises von A bis B geändert.
Wird ein Kondensator <I>T</I> parallel zwischen<I>A</I> und B, wie in Fig. 2 dargestellt, angeordnet, so wird die Resonanzfrequenz des so gebildeten Stromkreises in Übereinstimmung mit der Variation .der Gittervorspannung der Va kuumröhre geändert.
Eine Modifikation der Anordnung der Fig. 2 ist in Fig. 3 dargestellt, und in die sem Fall ist die Induktanz L, statt in Reihenschaltung mit der Hauptinduktanz angeordnet zu sein, mit ihr in einem Mass kleiner als 1 gekuppelt, wird die Gitter spannung V variiert, so wird die totale wirksame Impedanz sich ebenfalls ändern. Die Widerstandskomponente der gesamten Impedanz wird ebenfalls in einem gewissen Masse geändert.
Jedoch ist bei der prak tischen Anwendung dieser Anordnung die Wirkung .der Widerstandsänderung ohne Be deutung.
Es sollte erwähnt werden, -dass die Impe danz L2, die in den Fig. 1 und 2 dargestellt ist, entweder eine positive oder negative Reaktanz sein kann, das heisst die Induktanz kann durch einen Kondensator ersetzt wer den, wobei trotzdem die wesentlichen Prin zipien .der Anlage erhalten bleiben.
Im Fall der Fig. 3 kann die Kupplung zwischen -den beiden Spulen durch die Luft oder mittelst eines Kernes aus magnetischem Material erfolgen.
Fig.4 zeigt als erstes Ausführungsbei spiel der Erfindung einen Frequenzverviel- facher. In dieser Fig. 4 stellt S ein Nieder frequenznormal dar, wie eine Stimmgabel oder einen Präzisionskurbeloszillator. An genommen es sei erwünscht, im Austritts stromkreis des Frequenzvervielfachers eine Frequenz zu erhalten, die eine hohe Har monische der Normalfrequenz ist, zum Bei spiel die Harmonische, .die der mit 8192 multiplizierten Niederfrequenz entspricht.
Zu diesem Zweck wird ein Oszillator A irgend einer wohlbekannten Type auf eine Frequenz innerhalb 2 oder 3 ö der gewünsch ten Harmonischen eingestellt. Seine Aus- trittsfrequenz wird durch die Zahl<B>8192</B> ver- mittelst eines aperiodischen Frequenzteilers, wie desjenigen, der im britischen Patent Nr. 296827 beschrieben ist, dividiert.
So wohl die Austrittsenergie des Frequenz- teilers, als auch die Austrittsenergie der Normalniederfrequenzquelle sind an das Git ter eines Gleichrichters B angeschlossen. Der Spannungsabfall über den Anoden widerstand R von B wird als Gittervorspan- nunb für die Niederimpedanzröhre C ver wendet, die eine Anodenspule D aufweist. welche mit dem Schwingungsstromkreis von .4 gekoppelt ist.
Ein passendes Verfahren, diese Kupplung auszuführen, kann die Verwendung einer dritten Wicklung auf dem Eisenstaubkern der Oszillatorspulen sein.
Die Wirkung des Frequenzvervielfachers ist nun offensichtlich. Der Spannungsabfall über den Widerstand B variiert von einem kleinen zu einem hohen Wert, mit der Schwebungsfrequenz zwischen den Austritts leistungen von F und denjenigen von<B>8</B>. Es seien einige Zyklen von S betrachtet., in denen die Austrittsenergie von F um<B>90'</B> hinter derjenigen von 8 nacheilt. Falls die Frequenz von A aus irgend einem Grund ein wenig grösser wird als die verlangte Har monische von S, so haben die beiden Nieder frequenzspannungen auf dem Gitter von B eine geringere Phasendifferenz als vorher, was veranlasst, dass der Spannungsabfall über R zunimmt.
Die resultierende Zunahme im Anoden widerstand von C veranlasst, dass die Spule D eine geringere Nebenschlusswirkung als vor her auf die wirksame Induktanz hat, was veranlasst, dass die Oszillatorfrequenz redu ziert wird, das heisst die Niederfrequenz austrittsenergien sind bestrebt, wie früher um 90 gegeneinander zu differieren.
Falls aus irgend einem Grunde die Fre quenz des Oszillators A bestrebt ist, unter den Wert reduziert zu werden, der die Schwebung 0 zwischen den Niederfrequenz- austrittsschwingungen ergibt, findet genau die entgegengesetzte Wirkung statt, indem die Niederfrequenzspannungen mehr ausser Phase kommen, wobei die Gitterspannung von C reduziert und die Frequenz von 4 entsprechend erhöht wird.
Das Resultat ist eine automatische Syn- ohronisierungswirkung der Normalnieder frequenzquelle auf den Hochfrequenzoszilla- tor A, so dass die Frequenz des letzteren genau die der benötigten Harmonischen ist, wobei die Ordnung der Harmonischen durch den Frequenzteiler F bestimmt ist. Diese Einrichtung hat den bestimmten Vorteil, dass nur eine Abstimmsteuerung benötigt wird, die den Hauptoszillator-Abstimmkondensator verwendet.
In Fig. 5 ist ein verbesserter Frequenz teiler illustriert. Die zu messende Frequenz bat zum Beispiel die Grössenordnung von 20 Megahertz und wird der Schirmgitterröhre A (Fig. 5) zugeführt. Diese Röhre verstärkt die unbekannte Frequenz und verhindert zu gleicher Zeit Rückkopplung auf die Quelle dieser Frequenz. Der Oszillator B und die Widerstandsröhre C sind von gleichem Auf bau wie in Fig. 4. Die Austrittsenergie des Oszillators wird jedoch nun dem Generator von Harmonischen M zugeführt.
Die Fre quenz des Oszillators B liegt im Bereich von 1 Megahertz, das heisst an der Grenze der Betriebsfrequenz des aperiodischen Teilers. M und B sind so eingestellt, dass eine beson dere Harmonische, zum Beispiel die zwan zigste, bei einer Frequenz zwischen 2 oder 3 % der zu messenden Frequenz liegt. Die Austrittsenergie von M und A werden zu sammen der Gleichrichterröhre D zugeführt, welche die gleiche Konstruktion aufweist, wie in Fig.4 und eine ähnliche Funktion ausübt.
Aus der Erklärung, die im vorherigen Abschnitt gegeben wurde, ist es nun klar, da.ss die Wirkung der Einrichtung darin be steht, automatisch die Frequenz von B zu synchronisieren (welche von der Ordnung ist, die durch den aperiodischen Frequenzteiler gemessen wird), so dass eine besondere be kannte Harmonische von B genau die gleiche Frequenz hat, wie diejenige, die gemessen werden soll, mit andern Worten, so dass die Frequenz von B ein bestimmter Teiler der unbekannten Frequenz ist.
Eine andere Anwendung nicht mecha nischer Reaktanzsteuerung besteht in der Synchronisierung eines örtlichen Oszillators auf die durchschnittliche Frequenz einer an- kommenden Quelle, deren Frequenz schwankt (oder auf einen Wert, der eine bestimmte Anzahl von Hertz von dieser Frequenz ent fernt ist).
Dieses Problem tritt auf in Verbindung mit dem Betrieb von Radiostrecken mit ein zelnem Seitenband und insbesondere, wo kurze Wellenlängen verwendet werden. Das Verfahren, das gewöhnlich bei dem Einzel seitenbandproblem bei grossen Wellenlängen verwendet wird, besteht gewöhnlich darin, einen gewöhnlichen stabilen Oszillator zu ge brauchen, um die Trägerfrequenz zu erhal ten.
Wenn jedoch im Bereich von 20 Mega hertz gearbeitet wird, ist dieses Verfahren sehr schwierig, selbst, wenn die besten Quartzkristalloszillatoren verwendet werden, da der örtliche Trägerstrom nicht um mehr als 20 Hertz vom ursprünglichen unterdrück ten Trägerstrom abweichen muss. Bis heute wurden die Kristalloszillatoren noch nicht genügend entwickelt, um unter Handels bedingungen die benötigte Stabilität zu er geben, das heisst eine maximale Frequenz differenz von 1 auf eine Million (was eine sehr strenge Forderung ist).
Eine andere Lö sung besteht darin, den Oszillator am Emp fänger auf die ursprüngliche Trägerfrequenz mittelst eines SynchronisierLmgssignals, das über den Stromkreis übertragen wird, zu synchronisieren. Die Leistung des letzteren Signals kann, verglichen mit der Seitenband leistung sehr klein sein, und infolgedessen ist der erhöhte Wirkungsgrad, der durch das Verfahren mit einzelnem Seitenband gegeben ist, nicht merklich beeinträchtigt.
Ein Verfahren, das zweckentsprechend bei einem Kurzwelleneinzelseitenbandemp- fänger verwendet werden kann, besteht darin, einen kleinen Betrag gewöhnlicher Träger frequenz, sowie ein umgekehrtes einzelnes Seitenband zu senden. Beim Empfänger wird mittelst der Reaktanzsteuereinrichtung ein Oszillator bei zwischenliegender Frequenz automatisch synchronisiert, zum Beispiel 4000 Hertz vom ursprünglichen Trägerstrom entfernt.
Da in der sendenden Umkehraus rüstung das Sprechseitenband um. 1000 Hertz nach oben verschoben und umgekehrt wird, ergeben die resultierenden Schwebungsfre- quenzen beim Empfänger gewöhnlich reines Gespräch. Mit andern Worten, der gegen wärtige Einzelseitenbandempfänger wirkt beim Empfang einesteils umkehrend, führt aber auch seine gewöhnlichen Funktionen aus.
Eine der Hauptschwierigkeiten, die zu überwinden sind, ist auf die Tatsache zu rückzuführen, dass, wenn kurze Wellen ver wendet werden, die Trägerwelle oder irgend eine besondere Frequenz für kurze Inter valle vollständig abklingt, so dass, falls eine einzelne Frequenz als Synchronisierungs- signal verwendet wird, die resultierende Synchronisierungswirkung aussetzt, und in folgedessen ist es nötig, die durchschnitt liche und nicht die momentane Wirkung des Synchronisierungssignals zu verwenden.
Das Verfahren, gemäss welchem dies ausgeführt wurde, ist durch die in Fig. 6 dargestellte Einrichtung illustriert.
Die Schirmgitterverstärkerröhre A (Fix. 6) bat ihr Steuergitter an die Frequenzquelle angeschlossen, welche als Synchronisierungs- signal verwendet werden muss (das heisst der teilweise unterdrückte Trägerstrom der ent fernten Station, der auf die zwischenliegende Frequenz abwärts transformiert wurde).
Die Austrittsenergie von A und auch des örtlichen Oszillators B sind an das Gitter des Gleichrichters C angeschlossen, in dessen Anodenstromkreis die Schwebungsfrequenz zwischen dem örtlichen Oszillator und dem synchronisierenden Signal erscheint. B wird eingestellt, bis dieser Schwebungston un- Crefähr die benötigte Frequenz hat und die Austrittsspannung bei dieser Frequenz wird dann an die beiden auf Hörfrequenz ab gestimmten Stromkreise 1) und E (welche lose miteinander gekuppelt sind) angelegt.
Diese Stromkreise werden eingestellt, bis ihre Resonanzpunkte den gleichen Abstand auf entgegengesetzten Seiten der gewünscbten Schwebungsfrequenz aufweisen und die Dekremente zum Beispiel so eingestellt sind, dass bei genau der benötigten Frequenz jede Resonanzkurve 6 Dezibel unter ihrem Spitzenwert liegt.
Wenn dieser Zustand vor liegt, ist es offensichtlich, dass die Austritts energien der Gleichrichter<I>H</I> und K gleich sind, und dass infolgedessen keine Span nungsdifferenz zwischen den Punkten F und G auftritt, das heisst die gesamte Gittervor- spannung der absorbierenden Röhre L be steht nur aus dem normalen Wert, der durch die Batterie N gegeben ist und gerade ge nügt, um die Röhre auf die Mitte des un tern Teils ihrer Charakteristik zu bringen.
Der Stromkreis ist so angeordnet, dass, falls aus irgend einem Grunde die Schwe- bung zwischen dem örtlichen Oszillator und dem synchronisierenden Signal vom ge wünschten Wert abweicht, die resultierende Ungleichheit in den Austrittsenergien von H und K eine Spannungsdifferenz zwischen F und G ergibt, in solch einer Richtung, dass die resultierende Änderung in der Impedanz von L die Frequenz von B ändert, um die ursprüngliche Schwebungsfrequenz wieder herzustellen.
Da. es erwünscht ist, nicht die momen tane, sondern die mittlere Wirkung des syn chronisierenden Signals zu verwenden, sind die hoehohmigen Widerstände N und P, wel che durch einen Kondensator Q überbrückt sind, beigefügt, um der Frequenzänderungs- einrichtung die gewünschte Zeitkonstante zu erteilen.
Diese Zeitkonstante ist auf einen solchen Wert eingestellt, dass, wenn das synchroni sierende Signal für seine maximale Zeitlänge verschwindet, sich der örtliche Oszillator B nie um mehr als die erlaubte Anzahl von Zyklen von seiner gewünschten Frequenz entfernen kann. Die Austrittsenergie bei der benötigten Frequenz wird dann am Punkt ,S entnommen.
Fig.8 stellt eine Einrichtung dar, die derjenigen der Fig.6 einigermassen analog ist, jedoch mit automatischem Verstärkungs mittel versehen ist. Die Überweisungszeichen, die in dieser Figur verwendet sind, ent sprechen denjenigen, die in Fig. <B>6</B> verwendet sind, das heisst gleiche Teile sind durch die gleichen Überweisungszeichen bezeichnet.
Die Signale werden auf der Eintrittsseite des Gleichrichters C zugeführt, und es soll nachfolgend untersucht werden, was sich ereignet, wenn sich die Signale in der Ampli tude ändern, wie es unter Fading-Bedingun- gen vorkommen kann.
Betrachtet man zuerst, was stattfindet, wenn eine Amplitudenänderung in den emp fangenen Signalen eintritt, so erkennt man folgendes: 1. Eine Änderung der Amplitude ändert die Austrittsenergie der Detektorröhre C, welche nach Verstärkung im Verstärker LFP durch einen Transformator T an die Gitter eines Ausgleichsdetektors angelegt wird, welcher zwei Röhren H und K umfasst.
An genommen, dass die Amplitude der empfan genen Signale zunimmt, dann werden die Anodenströme der beiden Röhren H und 1'i ebenfalls zunehmen, der Spannungsabfall in den Widerständen R, und R2 wird erhöht, und das Potential des Punktes Q ändert sich. Man erkennt deshalb, dass das Potential des Punktes Q in Abhängigkeit von der Ampli- tudenänderung der empfangenen Signale va riiert, die der Eintrittsseite des Gleichrich ters C zugeführt werden.
Das Potential an der Stelle Q wird durch eine Vorspannungs- batterie und durch eine Drosselspule CK dem Gitter des Gleichrichters C zugeführt, wobei die Einstellung derart ist, dass die Änderung des Potentials des Punktes Q die Austrittsenergie des Gleichrichters C prak tisch auf ihren ursprünglichen Wert zurück bringt.
2. Wenn die Frequenz der empfangenen Signale zunimmt, so erkennt man leicht, dass die Spannung, die an die Gitter der zwei Röhren<I>H</I> und K angelegt ist, nicht gleich ist, und so die Änderung in den Anoden strömen der beiden Röhren nicht gleich ist, und dadurch eine entsprechende Änderung der Spannung am Gitter der Röhre L erzeugt wird, so dass die Austrittsenergie dieser Röhre in Abhängigkeit von der Frequenz ä,nderung modifiziert wird. Infolge des ausgeglichenen Stromkreises im Austrittskreis von Röhren K und<I>H</I> bleibt die Spannung des Punktes Q prak tisch konstant,
trotz einer Änderung inner halb gewisser Grenzen der Frequenz des der Röhre C zugeführten Stromes.
Es ergibt sich, dass die in Fig. 8 dar gestellte Einrichtung die zwei folgenden Funktionen erfüllt: a) Die Amplitude der Austrittsenergie des Gleichrichters C annähernd konstant zu halten; b) Eine Änderung des Anodenstromes einer Röhre L zu bewirken, die von einer Änderung der der Eintrittsseite des Gleich richters C zugeführten Frequenzen abhängig ist.
Diese Änderung des Anodenstromes der Röhre L (das heisst die Änderung der Impe danz des Raumentladungsweges) wird zum Zurückführen der resultierenden Austritts frequenz auf ihren normalen Wert in der oben beschriebenen Weise benützt.
Fig.9 ist eine schematische Darstellung einer Empfangsausrüstung einer Hoch frequenzfernmeldeanlage der Type mit ein zelnem Seitenband und teilweise unterdrück tem Trägerstrom.
In dieser Figur ist B eine Einrichtung, der die zwischenliegende Frequenz von einem Superheterodynempfänger zugeführt wird, welche zum Beispiel innerhalb des Bereiches 500 bis 503 Kilohertz für ein empfangenes Sprechseitenband liegen kann. Die Austritts energie von B wird einem Frequenzwechsler F. G. zugeführt, dessen Austrittsenergie innerhalb des Bereiches 20 bis 23 Kilohertz einem Verstärker ZB, zugeführt wird, gefolgt von einem Filter F eines Durchgangsberei ches von 20 bis 23 Kilohertz.
Die Austritts- energie des Filters F wird einem Ausgleichs- demodulator BDlil zugeführt, der einem ört lichen Trägeroszillator Cosc beigeordnet ist, welcher eine Frequenz von 2-0 Kilohertz lie fern kann. Endlich werden die ursprüng lichen Signale, zum Beispiel Sprechsignale, in der Endaustrittsausrüstung SO erhalten.
Ein synchronisierter Oszillator S. osc. von beispielsweise 520 Kilohertz ist dem Fre- quenzwechsler F. G. beigeordnet, sowie einer Verstärkungssteuereinrichtung <I>G.
B.,</I> welche einem Oszillator OSC von 16 Kilohertz bei geordnet ist, sowie einem Verstärker R" des sen Austrittsenergie durch auf Nieder frequenz abgestimmte Stromkreise geht und von hier nach einem ausgeglichenen Detek tor BD. Der Ausgleichsdetektor BD und die Verstärkungsgradsteuereinrichtung <I>G.</I> B sind durch einen Verstärkungsgradsteuerleiter I verbunden.
Endlich ist die Austrittsenergie des ausgeglichenen Detektors BD einer Re aktanzsteuereinrichtung B. e. c. zugeführt, welche den synchronisierten Oszillator S. osc. durch einen synchronisierenden Leiter I, ein stellt.
Wenn der Übertragungsweg der Signale ein drahtloses Zwischenglied aufweist, das Band-Fadingserscheinungen unterworfen ist, das heisst bei dem in einem gegebenen Augen blick ein Frequenzband vollständig ver schwindet, während ein benachbartes umso kräftiger auftritt, muss in einer Anlage der beschriebenen Art die Amplitude der Schwe- bungsfrequenz (zum Beispiel 4000 Hertz) vor dem Zuführen nach den abgestimmten Stromkreisen D und E der Fig. 6 begrenzt werden.
Ohne eine solche Einrichtung wurde während schweren Fadings gefunden, dass die gesteuerte Frequenz in gewissem Betrag von der Amplitude der ankommenden Signale abhing, sowie von ihrer Frequenz, so dass auf diese Weise die Synchronisation innerhalb der gewünschten Grenzen verhindert wird.
Um diese Nachteile zu verhindern, sind, wie oben auseinandergesetzt, Mittel angeord net, durch die die Gitterspannung des Gleich richters, der die Schwebung ergibt, vom durchschnittlichen Spannungsabfall in zwei Widerständen erhalten wird, die einem aus geglichenen Detektor beigeordnet sind. So lange die Schwebung innerhalb der Arbeits grenzen bleibt, hängt infolgedessen die oben erwähnte Gitterspannung nur von der Ampli tude der empfangenen Signale und nicht von ihrer Frequenz ab.
Die erhöhte Vorspannung erniedrigt die Verstärkung des Detektors, wenn die Signalamplitude zunimmt, so da.ss die resultierende Schwebungsfrequenzspan- nung innerhalb weiter Grenzen von Signal spannungen praktisch konstant bleibt.
Die Frequenz des synchronisierten Oszil- lators kann auch um etwa 20 Kilohertz von der Frequenz der ankommenden, teilweise unterdrückten Trägerfrequenz verschoben werden und als Sehwebungsoszillator wirken. Das resultierende Seitenband (im \?0 Kilo- lrertzbereich) wird dann durch ein Filter ge führt, das scharfe Grenzen auf jeder Seite des empfangenen Seitenbandes aufweist.
Ein gewöhnlieher stabiler Oszillator bei der ge wünschten Frequenz (ungefähr 20 Kilohertz) wird dann verwendet, um die Trägerfrequenz in einen ausgegliehenen Demodulator zurück en Es ergibt sich aus dem obigen, dass die vorliegende Erfindung in sehr verschiedenen Ausführungsformen ausgeführt werden kann und besonders nützlich ist in Hochfrequenz fernmeldeanlagen, insbesondere in denjenigen der Type mit unterdrücktem oder teilweise unterdrücktem Trägerstrom.
Es ist leicht ersichtlich, dass statt Reso nanzstromkreise mit überlappenden Reso nanzkurven zu verwenden, Filterstromkreise verwendet werden können, die überlappende Dämpfungskurven aufweisen. Auf diese Art ist ein grösseres Mass von Steuerung des Fre quenzbereiches, über den die Synchronisie rung erfolgt, möglich.
Zum Beispiel durch Verwendung von Spulenketten, deren Dä.mp- fungskurven sich in entgegengesetzten Rich tungen neigen, erfolgt die Synchronisierung über die Breite des Frequenzbandes, das innerhalb der beiden schrägen Begrenzungen eingeschlossen ist, und im allgemeinen kann dieses Band breiter gemacht werden als das jenige, das in den beiden Püesonanzspitzen, die in Fig. 7 gezeigt sind, eingeschlossen ist.
Electrical device with an arrangement for controlling the frequency of a tube oscillator. The invention relates to an electrical device with an arrangement for Steue tion of the frequency of a tube oscillator, and leaves sieve. Use particularly advantageous in high-frequency telecommunications systems in which the carrier wave and possibly also the one side band is suppressed in the transmitting station and a locally generated carrier wave of the same frequency as the original carrier wave is delivered at the receiving station.
According to the invention, the device is characterized in that the impedance of the oscillation circuit is changed by changing the impedance of the spatial discharge path of a control tube associated with the oscillator.
If it is designed as a high-frequency telecommunications system with two oscillators located at a distance from each other, the device can be designed in such a way that part of the output energy from one of the oscillators mentioned is transmitted to a receiving circuit, the latter being the other oscillator and two circuits with overlapping resonance curves, these circuits being set up so that they exert a differential effect on the said control tube in order to control the frequency of the oscillator in the receiving circuit.
The invention is described below with reference to the drawing using a few exemplary embodiments.
In the drawing, FIG. 1 shows a circuit arrangement in which an impedance can vary in accordance with the variations of a resistance, FIG. 2 shows an impedance which can vary as a function of the change in the grid bias, Jie is applied to a vacuum tube; Fig. 3 shows another arrangement of this type;
FIG. 4 shows a frequency multiplier device as the first embodiment of the invention; 5 shows a frequency dividing device as a further embodiment, FIG. 6 shows a device for synchronizing a local oscillator to the average frequency of a source whose frequency varies, FIG. 7 shows a resonance curve,
FIG. 8 shows an automatic gain control device, FIG. 9 shows receiving equipment in a high-frequency telecommunications system.
Fig.l shows a network, the Induk- dance L, and L2 and a resistor B, in series, and in parallel connection to .den terminals of the inductance L, a resistor B2, its variation. the impedance between terminals A and B modified.
This results from considering the total impedance of the circuit, which is represented by the following equation:
EMI0002.0028
where co = 2 n X frequency.
The resistor BZ changes the total effective impedance of the circuit. If the resistor R, is replaced by a three-electrode vacuum tube T, as shown in FIG. 2, and if the anode impedance of this tube is varied, for example by changing the grid bias, the impedance of the entire circuit is changed from A to B. .
If a capacitor <I> T </I> is arranged in parallel between <I> A </I> and B, as shown in FIG. 2, the resonance frequency of the circuit thus formed becomes in accordance with the variation of the grid bias Vacuum tube changed.
A modification of the arrangement of FIG. 2 is shown in FIG. 3, and in this case the inductance L, instead of being arranged in series with the main inductance, is coupled to it to an extent less than 1, the grid voltage V is varies, the total effective impedance will also change. The resistance component of the entire impedance is also changed to some extent.
However, in the practical application of this arrangement, the effect of the change in resistance is irrelevant.
It should be mentioned that the impedance L2, which is shown in FIGS. 1 and 2, can either be a positive or negative reactance, that is, the inductance can be replaced by a capacitor, the main principles nevertheless . of the system are retained.
In the case of Fig. 3, the coupling between the two coils can take place through the air or by means of a core made of magnetic material.
As the first embodiment of the invention, FIG. 4 shows a frequency multiplier. In this Fig. 4, S represents a low frequency normal, such as a tuning fork or a precision crank oscillator. Assuming it is desirable to obtain a frequency in the outlet circuit of the frequency multiplier that is a high harmonic of the normal frequency, for example the harmonic. Which corresponds to the low frequency multiplied by 8192.
For this purpose an oscillator A of some well known type is set to a frequency within 2 or 3 δ of the desired harmonics. Its exit frequency is divided by the number <B> 8192 </B> using an aperiodic frequency divider such as that described in British Patent No. 296827.
Both the output energy of the frequency divider and the output energy of the normal low frequency source are connected to the grid of a rectifier B. The voltage drop across the anode resistor R from B is used as a grid preload for the low-impedance tube C, which has an anode coil D. which is coupled to the resonant circuit of .4.
A convenient method of performing this coupling may be to use a third winding on the iron dust core of the oscillator coils.
The effect of the frequency multiplier is now evident. The voltage drop across the resistor B varies from a small to a high value, with the beat frequency between the output powers of F and those of <B> 8 </B>. Let us consider some cycles of S, in which the exit energy of F lags behind that of 8 by <B> 90 '</B>. If, for some reason, the frequency of A becomes a little higher than the required harmonic of S, the two low-frequency voltages on the grid of B have a smaller phase difference than before, which causes the voltage drop across R to increase.
The resulting increase in the anode resistance of C causes the coil D to have a smaller shunt effect than before on the effective inductance, which causes the oscillator frequency to be reduced, that is, the low frequency output energies tend towards each other by 90 as before differ.
If, for whatever reason, the frequency of oscillator A tries to be reduced below the value that results in the beat 0 between the low-frequency exit oscillations, exactly the opposite effect takes place, in that the low-frequency voltages come more out of phase, with the grid voltage of C is reduced and the frequency of 4 is increased accordingly.
The result is an automatic synchronization effect of the normal low-frequency source on the high-frequency oscillator A, so that the frequency of the latter is exactly that of the required harmonics, the order of the harmonics being determined by the frequency divider F. This arrangement has the definite advantage of requiring only one tuning controller that uses the main oscillator tuning capacitor.
In Fig. 5, an improved frequency divider is illustrated. The frequency to be measured was, for example, of the order of magnitude of 20 megahertz and is fed to the screen grid tube A (FIG. 5). This tube amplifies the unknown frequency and at the same time prevents feedback to the source of this frequency. The oscillator B and the resistance tube C are of the same construction as in FIG. 4. However, the output energy of the oscillator is now fed to the generator of harmonics M.
The frequency of the oscillator B is in the range of 1 megahertz, that is to say at the limit of the operating frequency of the aperiodic divider. M and B are set so that a special harmonic, for example the twentieth, is at a frequency between 2 or 3% of the frequency to be measured. The exit energy from M and A are fed together to the rectifier tube D, which has the same construction as in FIG. 4 and performs a similar function.
From the explanation given in the previous section it is now clear that the effect of the device is to automatically synchronize the frequency of B (which is of the order measured by the aperiodic frequency divider), so that a particular known harmonic of B has exactly the same frequency as the one to be measured, in other words, so that the frequency of B is a certain divisor of the unknown frequency.
Another application of non-mechanical reactance control is to synchronize a local oscillator to the average frequency of an incoming source that is fluctuating in frequency (or a number of Hertz away from that frequency).
This problem arises in connection with the operation of radio links with a single sideband and especially where short wavelengths are used. The method commonly used with the single sideband problem at long wavelengths is usually to use an ordinary stable oscillator to get the carrier frequency.
However, when operating in the 20 megahertz range, this method is very difficult, even when the best quartz crystal oscillators are used, since the local carrier current does not have to deviate from the original suppressed carrier current by more than 20 Hertz. To date, the crystal oscillators have not yet been sufficiently developed to give the required stability under trading conditions, i.e. a maximum frequency difference of 1 to a million (which is a very strict requirement).
Another solution is to synchronize the oscillator on the receiver to the original carrier frequency by means of a synchronization signal that is transmitted over the circuit. The power of the latter signal can be very small compared to the sideband power and, as a result, the increased efficiency afforded by the single sideband method is not appreciably affected.
One method that can suitably be used with a shortwave single sideband receiver is to send a small amount of ordinary carrier frequency as well as an inverted single sideband. At the receiver, an oscillator is automatically synchronized at the intermediate frequency by means of the reactance control device, for example 4000 Hertz away from the original carrier current.
As in the sending reverse equipment, the speaking sideband is converted. 1000 Hertz is shifted upwards and vice versa, the resulting beat frequencies usually result in pure conversation at the receiver. In other words, the current single sideband receiver has a partly reversing effect on reception, but also performs its usual functions.
One of the main difficulties to be overcome is due to the fact that when short waves are used, the carrier wave or any particular frequency decays completely for short intervals so that if a single frequency is used as a synchronization signal is used, the resulting synchronization effect is suspended, and as a result it is necessary to use the average and not the instantaneous effect of the synchronization signal.
The method according to which this was carried out is illustrated by the device shown in FIG.
The screen grid amplifier tube A (fix. 6) had its control grid connected to the frequency source, which must be used as a synchronization signal (that is, the partially suppressed carrier current of the remote station, which was transformed down to the intermediate frequency).
The exit energy of A and also of the local oscillator B are connected to the grid of the rectifier C, in whose anode circuit the beat frequency between the local oscillator and the synchronizing signal appears. B is adjusted until this beat tone has approximately the required frequency and the exit voltage at this frequency is then applied to the two circuits 1) and E (which are loosely coupled to each other), which are tuned to the audio frequency.
These circuits are adjusted until their resonance points are equally spaced on opposite sides of the desired beat frequency and the decrements are set, for example, so that each resonance curve is 6 decibels below its peak value at exactly the required frequency.
If this is the case, it is obvious that the exit energies of the rectifiers <I> H </I> and K are the same and that as a result there is no voltage difference between points F and G, i.e. the total grid bias the absorbing tube L consists only of the normal value given by the battery N, which is just enough to bring the tube to the middle of the lower part of its characteristic.
The circuit is arranged so that if for any reason the beat between the local oscillator and the synchronizing signal deviates from the desired value, the resulting imbalance in the exit energies of H and K results in a voltage difference between F and G, in such a direction that the resulting change in the impedance of L changes the frequency of B to restore the original beat frequency.
There. If it is desired not to use the momentary but rather the mean effect of the synchronizing signal, the high resistances N and P, which are bridged by a capacitor Q, are added to give the frequency change device the desired time constant.
This time constant is set to such a value that if the synchronizing signal disappears for its maximum length of time, the local oscillator B can never deviate from its desired frequency by more than the permitted number of cycles. The exit energy at the required frequency is then taken at point, S.
FIG. 8 shows a device which is somewhat analogous to that of FIG. 6, but is provided with automatic amplification means. The transfer symbols which are used in this figure correspond to those which are used in FIG. 6, that is to say the same parts are denoted by the same transfer symbols.
The signals are fed to the inlet side of the rectifier C, and the following will investigate what happens when the signals change in amplitude, as can occur under fading conditions.
If you first look at what happens when there is a change in amplitude in the received signals, you can see the following: 1. A change in amplitude changes the exit energy of the detector tube C, which after amplification in the amplifier LFP by a transformer T to the grid of a compensation detector is applied, which includes two tubes H and K.
Assuming that the amplitude of the received signals increases, then the anode currents of the two tubes H and 1'i will also increase, the voltage drop in resistors R and R2 will increase, and the potential of point Q will change. It can therefore be seen that the potential of the point Q varies as a function of the change in amplitude of the received signals that are fed to the input side of the rectifier C.
The potential at point Q is fed through a bias battery and a choke coil CK to the grid of the rectifier C, the setting being such that the change in the potential of point Q returns the output energy of the rectifier C to its original value brings.
2. As the frequency of the received signals increases, it is easy to see that the voltage applied to the grids of the two tubes <I> H </I> and K is not the same, and so is the change in the anodes flow of the two tubes is not the same, and a corresponding change in the voltage at the grid of the tube L is generated, so that the exit energy of this tube is modified as a function of the frequency change. As a result of the balanced circuit in the outlet circuit of tubes K and <I> H </I>, the voltage at point Q remains practically constant,
despite a change within certain limits of the frequency of the current supplied to the tube C.
The result is that the device presented in FIG. 8 fulfills the following two functions: a) to keep the amplitude of the output energy of the rectifier C approximately constant; b) To bring about a change in the anode current of a tube L, which is dependent on a change in the frequencies fed to the inlet side of the rectifier C.
This change in the anode current of the tube L (that is to say the change in the impedance of the spatial discharge path) is used to restore the resulting exit frequency to its normal value in the manner described above.
Fig. 9 is a schematic representation of a receiving equipment of a high frequency telecommunications system of the type with a single sideband and partially suppressed carrier current.
In this figure, B is a device to which the intermediate frequency is fed from a superheterodyne receiver which, for example, may be within the range 500 to 503 kilohertz for a received speech sideband. The exit energy from B is fed to a frequency changer F.G., the exit energy of which is fed to an amplifier ZB within the range of 20 to 23 kilohertz, followed by a filter F of a range of 20 to 23 kilohertz.
The output energy of the filter F is fed to a compensation demodulator BDlil, which is assigned to a local carrier oscillator Cosc, which can deliver a frequency of 2-0 kilohertz. Finally, the original signals, for example speech signals, are obtained in the final exit equipment SO.
A synchronized oscillator S. osc. of 520 kilohertz, for example, is assigned to the frequency changer F. G., as well as a gain control device <I> G.
B., </I> which is an oscillator OSC of 16 kilohertz at, and an amplifier R "whose output energy goes through circuits tuned to low frequency and from here to a balanced detector BD. The balance detector BD and the gain control device < I> G. </I> B are connected by a gain control conductor I.
Finally, the exit energy of the balanced detector BD of a Re aktanzsteuereinrichtung B. e. c. fed, which the synchronized oscillator S. osc. by a synchronizing conductor I, one sets.
If the transmission path of the signals has a wireless link that is subject to band fading, that is, when a frequency band disappears completely at a given moment, while an adjacent one occurs all the more powerfully, the amplitude of the threshold must be in a system of the type described - Exercise frequency (for example 4000 Hertz) before feeding according to the matched circuits D and E of FIG. 6 are limited.
Without such a device, during heavy fading it was found that the controlled frequency depended to some extent on the amplitude of the incoming signals, as well as on their frequency, so that in this way synchronization is prevented within the desired limits.
In order to avoid these disadvantages, as explained above, means are angeord net by means of which the grid voltage of the rectifier, which results in the beat, is obtained from the average voltage drop in two resistors, which are associated with a compensated detector. As long as the beat remains within the working limits, the above-mentioned grid voltage depends only on the amplitude of the received signals and not on their frequency.
The increased bias voltage lowers the gain of the detector when the signal amplitude increases, so that the resulting beat frequency voltage remains practically constant within wide limits of signal voltages.
The frequency of the synchronized oscillator can also be shifted by around 20 kilohertz from the frequency of the incoming, partially suppressed carrier frequency and act as a visual oscillator. The resulting sideband (in the \? 0 kilo kilohertz range) is then passed through a filter that has sharp borders on each side of the received sideband.
A usually stable oscillator at the desired frequency (approximately 20 kilohertz) is then used to feed the carrier frequency back into a smooth demodulator. It will be seen from the above that the present invention can be embodied in very different embodiments and is particularly useful in FIG High-frequency telecommunications systems, especially those of the type with suppressed or partially suppressed carrier current.
It is easy to see that instead of using resonance circuits with overlapping resonance curves, filter circuits can be used which have overlapping attenuation curves. In this way, a greater degree of control of the frequency range over which the synchronization takes place is possible.
For example, by using coil chains, the damping curves of which slope in opposite directions, synchronization takes place over the width of the frequency band enclosed within the two oblique boundaries, and in general this band can be made wider than that one included in the two resonance peaks shown in FIG.