CA3041876A1 - Convertisseur dc/dc isole et bidirectionnel avec controle hybride - Google Patents

Convertisseur dc/dc isole et bidirectionnel avec controle hybride Download PDF

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Kamal Al-Haddad
Innocent Kamwa
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Hydro Quebec
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Abstract

Un convertisseur DC/DC isolé et bidirectionnel avec contrôle hybride pour une batterie de véhicule électrique ou similaire est divulgué. Le convertisseur comprend un transformateur triphasé couplé entre deux ponts convertisseurs à semi-conducteurs entre un bus DC et la batterie, le pont du côté du bus DC ayant des inductances. Le convertisseur est doté d'un contrôleur de modulation adaptative couplé à un contrôleur robuste qui détermine des rapports cycliques et un délai de contrôle pour des signaux de commande des semi-conducteurs ainsi qu'une tension du bus DC selon une référence de puissance circulante et des mesures de tension et de courant à des bornes de la batterie afin d'optimiser un rendement du convertisseur dans une gamme élargie de puissances et de tensions d'entrée et de sortie, et atténuer des variations du courant circulant.

Description

CONVERTISSEUR DC/DC ISOLÉ ET BIDIRECTIONNEL
AVEC CONTROLE HYBRIDE
DOMAINE DE L'INVENTION
L'invention porte en général sur un convertisseur DC/DC, et plus particulièrement sur un convertisseur DC/DC isolé et bidirectionnel avec contrôle hybride et une méthode de contrôle d'un tel convertisseur.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE
Les progrès dans le domaine de l'électronique de puissance permettent de concevoir des convertisseurs bidirectionnels. Ils sont notamment utilisés pour recharger des batteries de véhicules électriques (VÉs). Leur intégration de plus en plus courante dans des VÉs transforme ceux-ci en charges actives qui peuvent échanger de l'énergie vers un réseau ("V2G"), une maison ("V2H"), un édifice ("V2B") ou une autre charge.
L'utilisation de composants bidirectionnels d'électronique de puissance permet ainsi à une batterie d'injecter un courant dans un réseau électrique en cas de besoin, en plus de sa recharge par le réseau.
Grâce aux convertisseurs bidirectionnels, les batteries des VÉs peuvent agir comme des systèmes de stockage d'énergie pour des sources d'énergie renouvelable comme l'éolien, le solaire, résolvant le problème d'imprévisibilité de ces sources et contribuant à installer moins de systèmes de stockage. Les batteries des VÉs peuvent être utilisées pour offrir des services auxiliaires au réseau électrique, tels que réguler la fréquence du réseau local, assurer un lissage de pic ("peak shaving") et un remplissage de vallées ("valley filling") quand un algorithme de charge intelligent est utilisé. Les chargeurs bidirectionnels peuvent être utilisés comme filtres actifs et compensateurs de puissance réactive afin d'améliorer une qualité
globale de l'alimentation et réduire le besoin en convertisseurs supplémentaires.
En référence à la Figure 1, un système typique pour un VÉ comprend la batterie
2 du VÉ, un chargeur bidirectionnel 4 et une chaîne de traction 6 du VÉ. Le chargeur 4 est composé d'une cascade de convertisseurs AC/DC 8 et DC/DC 10 séparés par un bus DC 12, et reliant la batterie 2 du VÉ à un réseau électrique 14. Pour une application de charge rapide bidirectionnelle, le convertisseur DC/DC 10 est un élément important à
concevoir. Le bus DC
12 est utilisé pour stabiliser une tension entre les deux convertisseurs 8, 10. La batterie 2 du VÉ est reliée à la machine électrique 16 de traction par l'intermédiaire d'un convertisseur bidirectionnel DC/AC 18, et doit être capable d'alimenter les auxiliaires 20 (climatisation.
radio, phares, klaxon, essuies glaces, etc.) du VÉ par l'intermédiaire d'un convertisseur DC/DC
22.
L'échange de puissance, que ce soit unidirectionnel ou bidirectionnel, se fait suivant plusieurs niveaux de charge définis selon la norme SAE ("Society of Automotive Engineers") comme illustré dans le Tableau 1 qui suit.
Tableau 1 - Différents niveaux de recharge selon la norme SAE
Niveau de recharge Emplacement du Rercharge AC Recharge DC
chargeur Niveau 1 A bord du véhicule 120 V 200-400 V
-Monophasé 16A 80A
1.9 kW 36 kW
Niveau 2 A bord du véhicule 220 V 200-450 V
-Monophasé ou 80A 200A
triphasé 19.2 kW 90 kW
Niveau 3 A bord du véhicule > 19.2 kW > 200 V
- Triphasé > 400 A
> 240 kW
Le niveau 1 permet aux VÉs de se recharger par l'intermédiaire d'une prise de courant résidentielle pour établir une charge lente de la batterie. Le niveau 2 nécessite une puissance de recharge plus élevée que le niveau 1, ainsi qu'un chargeur dédié. Des systèmes monophasés sont généralement utilisés pour les niveaux 1 et 2, avec une possibilité
d'utiliser des systèmes triphasés pour le niveau 2. Le niveau 3 est destiné aux applications commerciales et publiques nécessitant une infrastructure de charge dédiée et sont considérées des recharges rapides. Un système triphasé est utilisé pour implémenter la recharge rapide permettant à
un VÉ d'avoir une autonomie supérieure à 130 km en moins d'une demi-heure de recharge.
Il est désirable d'intégrer une fonctionnalité de recharge rapide dans les VÉs, avec une puissance supérieure à 100 kW. Actuellement, certains chargeurs bidirectionnels sont conçus pour une puissance de recharge ou de décharge de 200kW. La tension d'entrée du convertisseur DC/DC 10, qui est la tension du bus DC 12 générée par le convertisseur AC/DC
8, augmente en fonction de la puissance de recharge de sorte que le courant circulant respecte les limites fixées pour les semi-conducteurs du convertisseur 10. La tension du bus DC 12 peut donc varier entre 400V et 1000V.
Une batterie de VÉ de type LFP (LiFePO4) possède une tension nominale de 345.6 V. La tension de la batterie varie selon son état de charge (SOC ¨ "State of Charge"), entre 316.8 V
lorsque complètement à vide (SOC de 0%) et 403.2 V lorsque complètement pleine (SOC de 100%). Le convertisseur DC/DC 10 devrait donc être en mesure de fonctionner dans des plages de tensions et de puissances suivantes pour ce type de batterie:
- Tension du bus DC: 400 V < VDc < 1000 V
- Tension de la batterie: 316.8 V < VBat <403.2 V
- Puissance circulante: -200 kW < PCIr < 200 kW
Le convertisseur 10 doit aussi être capable de fournir la puissance maximale (200 kW dans l'exemple ci-dessus) lorsque la batterie 2 est vide (VBat = 316.8 V). Le chargeur 4 offre de préférence à l'utilisateur une option pour choisir un niveau de recharge de la batterie (1, 2 ou
3), tout en conservant une performance qui respecte les protocoles et qui a un rendement acceptable.
La topologie de convertisseur DC/DC à double pont actif (DAB - "Dual Active Bridge") présente des caractéristiques avantageuses pour une intégration dans un VÉ. En référence à la Figure 2, une topologie de DAB 10 est illustrée. Cette topologie est composée de deux convertisseurs à source de tension (VSC - "Voltage Source Converter") 24, 26 séparés par un transformateur à haute fréquence 28. Le fonctionnement des VSCs 24, 26 est contrôlé par des semi-conducteurs Sai, Sa2, Sa3, Se, Sas, Sa6 et Sbi, Sb2, Sb3, Sb4, Sb5, S. La topologie du DAB
peut être monophasée ou triphasée. Un avantage de la topologie du DAB est d'avoir une taille réduite par rapport à d'autres topologies de convertisseurs DC/DC. Un autre avantage réside dans un contrôle de puissance simple, par modulation en déphasage ("Phase Shift Modulation") de manière à contrôler un des convertisseurs 24, 26 avec un retard (délai) par rapport à l'autre par des signaux de contrôle Sai, Saii, Sam et Sb', Sbn, SbIlI générés par un contrôleur 30. La Figure 3 montre un exemple de signaux de contrôle d'un DAB
triphasé pour un rapport cyclique des signaux Sai, Saii, Sain de valeur Da = 0.5, un rapport cyclique des signaux Sbj, SbII et SbIff de valeur Db = 0.5 et un délai de contrôle en rad de cp =7r/3.
La topologie permet un transfert d'énergie bidirectionnel grâce à sa structure symétrique. Les pertes de commutation peuvent être réduites lorsque les semi-conducteurs fonctionnent en mode de commutation douce. La présence du transformateur 28 procure une isolation galvanique entre la batterie 2 et la chaîne de traction 6 (illustrée à la Figure 1), améliorant la sécurité et satisfaisant à une exigence des protocoles de recharge. Cependant, des problèmes surviennent lors d'un fonctionnement dynamique du DAB, comme un courant élevé
au niveau du transformateur 28 notamment quand le DAB est opéré en mode d'élévateur de tension, ainsi qu'une réponse lente en mode transitoire qui résulte en une saturation du transformateur 28 lorsqu'une modulation conventionnelle est utilisée. Une modulation basée sur une optimisation du rendement peut être employée, mais la modulation est alors plus compliquée et requière une puissance de calcul élevée. Aussi, la modulation conventionnelle limite la gamme d'opération en mode de commutation douce, car les semi-conducteurs perdent leur commutation douce quand le courant de charge est faible et quand le rapport entre une tension d'entrée et une tension de sortie est différent du rapport de transformation du transformateur 28. Des filtres d'entré et de sortie peuvent aussi être nécessaires en raison d'un courant de sortie riche en harmoniques d'ordres élevés. Les semi-conducteurs dans le convertisseur 26 du côté secondaire du transformateur 28 peuvent être affectés par des courants parasites causés par une énergie stockée dans une inductance secondaire de fuite du transformateur 28.
Certaines modifications ont été proposées par le passé pour augmenter la zone de commutation douce en reliant par exemple un point milieu de l'enroulement secondaire du transformateur 28 à un point milieu d'un filtre de sortie modifié pour avoir deux
- 4 -condensateurs. Un troisième enroulement peut être ajouté pour compenser la puissance réactive pour contrôler la commutation. Cependant, ces modifications compliquent la conception du DAB, résultent en une détérioration de rendement pour des faibles puissances et réduisent les plages de fonctionnement des tensions et puissances. Un DAB
triphasé augmente le nombre de semi-conducteurs mais permet de diminuer un courant maximal dans ceux-ci, résultant en une somme de puissance des semi-conducteurs inférieure. L'aspect triphasé du convertisseur permet d'atteindre des courants dans le transformateur triphasé
et dans les inductances moins élevées, avec une densité énergétique utile élevée, permettant une augmentation dans la fréquence d'opération pour réduire davantage la taille du convertisseur.
Toutefois, une opération à plus haute fréquence résulte en une augmentation des pertes par commutation des semi-conducteurs ("switching losses"). Ces pertes diminuent le rendement global du convertisseur, ce qui nécessite un fonctionnement à commutation douce durant la totalité de l'opération, pour une plage de tensions et de puissances qui est très grande. La Figure 4 montre un exemple des zones de commutation douce pour un DAB triphasé
avec modulation conventionnelle. Une dégradation de rendement causée par les pertes sera plus prononcée lorsque le ratio entre les tensions d'entrée et de sortie diffère du rapport de transformation et quand la puissance circulante varie d'une manière significative de la puissance nominale. L'utilisation d'une modulation visant à optimiser le rendement est possible mais a été rejetée dans la littérature pour le DAB triphasé en raison de sa complexité, comme mentionné dans la publication H. v. Hoek, M. Neubert, A. Kroeber, and R.
W. D.
Doncker, "Comparison of a single-phase and a three-phase dual active bridge with low-voltage, high-current output," International Conference on Renewable Energy Research and Applications (ICRERA), 2012, pp. 1-6.
SOMMAIRE
Selon une réalisation de l'invention, il est proposé un convertisseur DC/DC
isolé et bidirectionnel avec contrôle hybride pour une batterie de véhicule électrique ou similaire, comprenant:
un bus DC;
des bornes de connexion à la batterie;
- 5 -un transformateur triphasé ayant un côté primaire et un côté secondaire;
un premier pont convertisseur ayant des branches à paires de semi-conducteurs couplées entre le bus DC et le côté primaire du transformateur triphasé via des inductances;
un deuxième pont convertisseur ayant des branches à paires de semi-conducteurs couplées entre le côté secondaire du transformateur triphasé et les bornes de connexion à la batterie;
un capteur de tension pour mesurer une tension aux bornes de connexion à la batterie;
un capteur de courant pour mesurer un courant circulant entre les bornes de connexion à
la batterie;
un générateur de signaux de commande des semi-conducteurs selon des signaux indicateurs de rapports cycliques des signaux de commande et un délai de contrôle des signaux de commandes entre les ponts convertisseurs;
un contrôleur de modulation adaptative configuré pour définir un modèle du transformateur et des ponts convertisseurs et exécuter un algorithme de contrôle générant des signaux indicateurs des rapports cycliques, d'un délai de contrôle préliminaire et d'une tension au bus DC selon un signal de référence de puissance circulante à travers le convertisseur DC/DC, la tension de la batterie mesurée par le capteur de tension et le courant mesuré par le capteur de courant appliqué au modèle de manière que des valeurs RMS de courants des inductances dans le premier pont convertisseur sont minimisés, que les semi-conducteurs sont opérés en commutation à tension nulle, que la puissance circulante à travers le convertisseur correspond à la référence de puissance circulante et que des fonctions de l'algorithme pour un mode d'opération sélectionné sont valables; et un contrôleur robuste configuré pour exécuter un algorithme de contrôle générant le signal indicateur du délai de contrôle transmis au générateur de signaux de commande selon un signal d'erreur entre une valeur de consigne de courant circulant découlant du délai de contrôle préliminaire généré par le contrôleur de modulation adaptative et une valeur de courant circulant découlant du courant mesuré par le capteur de courant de manière que des variations du courant circulant sont atténuées.
Selon une autre réalisation, il est proposé une méthode de contrôle hybride d'un convertisseur DC/DC isolé et bidirectionnel pour une batterie de véhicule électrique ou similaire, le
- 6 -convertisseur ayant un transformateur triphasé couplé entre des premier et deuxième ponts convertisseurs à semi-conducteurs, le premier pont convertisseur se connectant à un bus DC et ayant des inductances, le deuxième pont convertisseur se connectant à la batterie, la méthode comprenant les étapes de:
mesurer une tension à des bornes de la batterie;
mesurer un courant circulant à travers la batterie;
définir un modèle du transformateur et des ponts convertisseurs;
générer des signaux indicateurs de rapports cycliques et d'un délai de contrôle préliminaire pour des signaux de commande des semi-conducteurs et d'une tension au bus DC
selon un signal de référence de puissance circulante à travers le convertisseur DC/DC, la tension de la batterie et le courant circulant dans la batterie appliqué au modèle de manière que des valeurs RMS de courants des inductances dans le premier pont convertisseur sont minimisés, que les semi-conducteurs sont opérés en commutation à tension nulle, qu'une puissance circulante à travers le convertisseur correspond à la référence de puissance circulante et que des fonctions du modèle pour un mode d'opération sélectionné
sont valables;
générer un signal indicateur d'un délai de contrôle pour les signaux de commande selon un signal d'erreur entre une valeur de consigne de courant circulant découlant du délai de contrôle préliminaire et une valeur de courant circulant découlant du courant mesuré de manière que des variations du courant circulant sont atténuées; et générer les signaux de commande des semi-conducteurs selon les signaux indicateurs de rapports cycliques et le délai de contrôle des signaux de commandes entre les ponts convertisseurs.
DESCRIPTION BREVE DES DESSINS
Une description détaillée des réalisations préférées de l'invention sera donnée ci-après en référence avec les dessins suivants:
Figure 1 est un schéma bloc de composantes d'un véhicule électrique.
- 7 -Figure 2 est un diagramme schématique électrique d'un convertisseur DC/DC de type DAB
triphasé selon une réalisation de l'invention.
Figure 3 est un diagramme schématique temporel d'un exemple de signaux de contrôle d'un DAB triphasé selon une modulation conventionnelle.
Figure 4 est un diagramme schématique de zones de commutations douces et dures pour un DAB triphasé avec modulation conventionnelle pour quatre valeurs de tensions de bus DC.
Figure 5 est un schéma bloc d'un convertisseur DC/DC de type DAB avec contrôle hybride selon une réalisation de l'invention.
Figure 6 est un diagramme schématique simplifié d'un circuit de modulation adaptative selon une réalisation de l'invention.
Figure 7 est un organigramme montrant des opérations, éléments et actions possibles d'un algorithme d'acquisition de données pour une modulation adaptative selon une réalisation de l'invention.
Figure 8 un diagramme schématique de zones de commutations douces pour un DAB
triphasé
avec modulation adaptative pour quatre valeurs de tensions de bus DC selon l'algorithme de la Figure 7.
Figures 9A, 9B, 9C et 9D sont des graphiques illustrant un rendement d'un DAB
triphasé pour quatre valeurs de tension de bus DC selon une réalisation de l'invention.
Figure 10 est un graphique illustrant un déséquilibre entre des courants des inductances pour une DAB triphasé avec modulation adaptative selon une réalisation de l'invention.
- 8 -Figure 11 est un graphique illustrant des zones de commutation douce d'un DAB
triphasé avec modulation adaptative pour quatre valeurs de tension de bus DC selon une réalisation de l'invention.
Figure 12 est un diagramme schématique électrique d'un convertisseur DC/DC de type DAB
sélectivement triphasé et monophasé selon une réalisation de l'invention.
Figure 13 est un graphique illustrant un rendement d'un DAB sélectivement triphasé et monophasé selon une réalisation de l'invention.
Figure 14 est un organigramme montrant des opérations, éléments, actions possibles d'un algorithme de modulation adaptative dite partiellement en ligne pour un DAB
sélectivement triphasé et monophasé, avec génération des paramètres de contrôle selon une réalisation de l'invention.
Figure 15 est un organigramme montrant des opérations, éléments, et actions possibles d'un algorithme de génération de signaux de commandes des semi-conducteurs d'un DAB
selon la réalisation de l'invention de la Figure 14.
Figure 16 est un organigramme montrant des opérations, éléments, et actions possibles d'un algorithme de modulation adaptative dite complètement en ligne d'un DAB
sélectivement triphasé et monophasé selon une réalisation de l'invention.
Figure 17 est un organigramme montrant des opérations, éléments, et actions possibles d'un algorithme de modulation adaptative dite complètement hors ligne d'un DAB
sélectivement triphasé et monophasé, avec génération des paramètres de contrôle selon une réalisation de l'invention.
Figure 18 est un organigramme montrant des opérations, éléments, et actions possibles d'un algorithme de modulation adaptative durant une opération selon la réalisation de l'invention de la Figure 17.
- 9 -Figure 19 est un graphique illustrant une évolution d'un courant circulant en fonction du temps, avec et sans contrôle robuste, et avec changement d'une valeur désirée de courant circulant dans le DAB selon une réalisation de l'invention.
Figures 20A, 20B, 20C et 20D sont des graphiques illustrant respectivement une tension, un courant une puissance et un SOC d'une batterie pendant une opération de recharge, selon une réalisation de l'invention.
Figure 21 est un diagramme schématique électrique d'un chargeur bidirectionnel de batterie, sans condensateur de bus DC selon une réalisation de l'invention.
Figure 22 est un graphique illustrant une tension au bus DC pour le chargeur bidirectionnel de la Figure 21.
Figure 23 est un diagramme schématique électrique d'un DAB triphasé avec un circuit d'alimentation d'auxiliaires selon une réalisation de l'invention.
DESCRIPTION DÉTAILLÉE DES RÉALISATIONS PRÉFÉRÉES
En référence à la Figure 1, selon une réalisation de l'invention, le convertisseur DC/DC 10 isolé de type DAB est doté d'un contrôle hybride dans un cadre d'opération pour une gamme étendue de puissances et de tensions d'entrée et de sortie. Le convertisseur
10 peut avantageusement être inclus dans le système de recharge ou chargeur 4 de la batterie 2 d'un VÉ et permet une circulation bidirectionnelle de puissance entre la batterie 2 et le réseau électrique 14. Un convertisseur de type DAB triphasé convient avantageusement pour circuler des puissances élevées dans les deux sens grâce à sa structure triphasée et la symétrie de sa topologie. Sa structure isolée et fonctionnant à haute fréquence permet de respecter les protocoles de charge et résulte en une réduction de la taille globale du chargeur 4. De plus, il offre l'avantage d'un contrôle simple qui utilise un seul paramètre qui est le délai de contrôle entre ses deux ponts convertisseurs 24, 26 pour fixer la puissance circulante.
Un contrôle conventionnel dégrade la performance d'un DAB lorsque les tensions en entrée et en sortie ou la puissance circulante demandée varient largement, du fait que les pertes augmentent considérablement en dehors de la zone d'opération nominale, en plus de la présence d'un risque de saturation du transformateur 28 (illustré e.g. à la Figure 2) qui assure l'isolation galvanique. Le contrôle selon une réalisation de l'invention conserve les avantages d'un DAB
et offre des solutions de mitigation de ses points faibles dans le but d'optimiser sa performance dans la totalité de la zone d'opération déterminée par les exigences automobiles ou autres (e.g.
accumulateur d'énergie éolienne ou solaire), de contrôler une recharge efficace des batteries 2, et de permettre au réseau 14 de bénéficier des avantages que les batteries 2 et les convertisseurs 10 connectés offrent.
En référence à la Figure 2, une topologie de convertisseur DC/DC 10 avec DAB
triphasé selon une réalisation de l'invention est illustrée. Le convertisseur 10 est composé
de deux ponts convertisseurs à source de tension VSCa et VSCb 24, 26 chacun à pont complet triphasé, contenant trois branches à deux semi-conducteurs 32 Sai-So, So-Se, So-Sa6 et Sb1-Sb2, Sbr Sm, Sb5-Sb6, et séparés par un transformateur triphasé à haute fréquence 28.
Le pont convertisseur 24 VSCa se connecte au bus DC 12 e.g. par des bornes d'entrée 34 (qui peuvent servir de sortie selon la direction d'échange d'énergie). Le pont convertisseur VSCb se connecte à la batterie 2 e.g. par des bornes de sortie 36 (qui peuvent servir d'entrée selon la direction d'échange d'énergie). Le transformateur triphasé 28 est adapté pour une fréquence de commutation fs et peut être réalisé par trois transformateurs monophasés Tri Tr2 et Tr3 ayant chacun deux enroulements primaire et secondaire. Des semi-conducteurs 32 en SiC ou GaN, et le nanocristallin comme matériel pour le transformateur 28 peuvent avantageusement être utilisés pour une opération à haute fréquence du DAB. D'autres configurations de transformateur triphasé peuvent être utilisées si voulu.
La tension aux bornes d'entrée 34 est V lx et le courant entrant du côté du bus DC est ipc, .
La batterie 2 possède une tension VBat et le courant qui l'alimente est /Bat .
Les branches de semi-convertisseurs 32 sont commandées par des signaux 38 Sa', 5,11, 5aiII,SbI, SHI , SbIII
qui contiennent deux signaux complémentaires selon que le semi-conducteur a un indice pair
- 11 -ou impair. Les caractéristiques qui suivent peuvent être considérées pour les signaux:
Sal Sali SaIll ont un rapport cyclique de valeur Da (avec 0 Da 5 1); Sbi , SN]
, SNE ont un rapport cyclique de valeur Db (avec 0 5 Db s 1); les signaux de commande d'un même VSC sont décalés de ¨/ l'un par rapport à l'autre; les signaux de commande d'un VSC sont 3 fs décalés de 9 par rapport à l'autre VSC, 9 représentant un délai de contrôle (en rad). Un 2n-fs n-exemple de signaux de commande avec Da = 0.5 , Db = 0.5 et 9= ¨ est illustré à
la Figure 3.
Le DAB triphasé comporte des éléments réactifs composés de trois inducteurs ou inductances .. 40 de valeurs L1 , L2 et L3 de résistances internes RL/ , Ri,2 et Ri,3 respectivement. Les inducteurs 40 sont placés en série avec le transformateur 28 et leurs valeurs sont calculées pour atteindre une puissance maximale de circulation en tenant compte des inductances de fuite du transformateur 28. Des filtres d'entrée et de sortie (non illustrés) peuvent être ajoutés au besoin.
Les paramètres qui suivent peuvent être considérés pour les transformateurs monophasés: des tensions primaires Vina ,V2na et V3õa ; des tensions secondaires Vinb, V2nb et V3,b; des résistances de bobinage aux primaires RTral , RTr Tra3 a2 et R
= des inductances de fuite aux primaires ra LT , LT et LT3 ; des résistances de bobinage aux secondaires RTrb 1 , RT,b2 Ya2 , a et RTrb3 ; des inductances de fuite aux secondaires LTrbl LTr et LTrb3 ; des résistances de b2 pertes Fer RFe1, RFe2 et RFe3 ; des inductances magnétisantes L1 LP2 et LP3 ' = des P
rapports de transformation n1, n2 et n3 avec n1= n2 = n3= n. La conception du convertisseur 10 vise à ce que les paramètres soient de préférence identiques pour les trois phases.
- 12 -La topologie résulte en une diminution du courant maximal dans les semi-conducteurs 32, ce qui résulte en une somme de puissance des semi-conducteurs 32 inférieure à
celle d'un DAB
monophasé, et même de différents types de DAB résonants. L'aspect triphasé du convertisseur permet d'atteindre des courants dans le transformateur triphasé 28 et dans les inductances 5 .. 40 moins élevés que dans d'autres types de DAB, ce qui rend possible la conception d'un convertisseur pour chargeur de VÉ avec une densité énergétique utile élevée, ce qui résulte en une augmentation dans la fréquence d'opération pour diminuer davantage la taille. Des avantages de la topologie sont une capacité d'augmenter considérablement la puissance circulante à cause de ses composantes triphasées qui sont utilisées pour permettre une recharge 10 rapide des VÉs, ainsi que sa symétrie qui implique que son comportement est identique dans les deux sens de circulation de la puissance. Ces avantages rendent le DAB
triphasé un choix avantageux comme convertisseur DC/DC selon une réalisation de l'invention.
Cependant, les techniques conventionnelles de contrôle présentent des lacunes. Une opération en haute fréquence dans le but de diminuer la taille résulte en une augmentation des pertes par commutation au niveau des semi-conducteurs 32. Ces pertes diminuent le rendement global du convertisseur 10, nécessitant ainsi un fonctionnement à commutation douce dans toute la zone d'opération. Une dégradation du rendement causée par les pertes est plus prononcée dans le cas où le ratio entre les deux tensions rapportées au primaire devient différent du rapport de transformation du transformateur triphasé 28, et quand la valeur de la puissance circulante s'éloigne de la puissance nominale. Une modulation conventionnelle, basée sur l'application d'un délai yo entre le contrôle des deux ponts, entraîne non seulement une dégradation de la performance quand les paramètres d'entrée et de sortie changent, mais cause aussi des problèmes de stabilité quand les paramètres de certaines composantes (comme la résistance interne de la batterie 2) changent, ce qui est très probable dans le cas d'une batterie de VÉ. La modulation conventionnelle ne contrôle pas non plus les périodes transitoires (changement de la référence de puissance, de la tension de la batterie 2 ou de la tension du bus DC 12). Une saturation au niveau du transformateur 28 peut être constatée durant ces périodes. La présente invention apporte des solutions à ces problèmes et permet une conception du contrôle qui répond le plus possible aux spécifications fixées.
- 13 -11 est auparavant utile de résumer certains principes de la modulation conventionnelle. Dans un cas où une modulation en déphasage (PSM - "Phase Shift Modulation") est appliquée au DAB
triphasé, le rapport cyclique des deux ponts D, et Db est égal à 0.5:
D, = Db = 0.5 (1) En considérant que toutes les pertes des semi-conducteurs 32 et du transformateur 28 sont nulles et que les tensions d'entrée et de sortie VDC et VBat sont constantes, les équations des différents courants et tensions peuvent être déduites. La simplicité de la modulation conventionnelle vient du fait que la puissance circulante dans le DAB triphasé
est déterminée par une simple équation en fonction de 9 et des paramètres du convertisseur.
Dans le cas où
¨ < 9 ¨, les tensions du primaire et du secondaire du transformateur 28 de la phase 1 peuvent être exprimées par:
'VDC Ts 0 5. t 5 ¨

2VDc Ts # s ___________________________ ¨ t ¨

VDC
¨ t 5 ¨s (t' In k-' ( a 2) - VDC Ts 2T

- 2VDC 2Ts 5Ts ¨VDC 5Ts ¨ 5 t 5 s
- 14 -¨ 2Vgat ti õ 9Ts Ts t ¨ ¨ ¨
3 27r 6 ¨V Bat 9Ts Ts ¨ t 9 3 2r 6 V Bat 9Ts 9T, T, 3 27r 27r 6 Bat 9T, < t < 4__Ts v1n(t ) ¨ <2V (3) b 3 27r 6 27r 3 V Bat 9Ts Ts t< 9Ts +Ts 3 27r 3 27r 2 ¨V Bat 9Ts Ts 9Ts 2T
+ _________________________________ < t < + , 3 2n- 2 27r 3 ¨ 2VBat 9T, 2Ts + t 5 Ts 3 27r 3 où Ts = ¨/ représente la période de commutation (en s). Puisque les signaux sont symétriques fs pour 0 5 t 5 ¨Ts et ¨Ts 5 t 5 Ts , la tension de l'inductance vL pour 0 t 5 ¨Ts peut être considérée pour déduire vL2 et vL3 à partir de vLi :
5 vLi (t)=-vina ¨ nvinb (4) ce qui donne:
VDc 2nVBat 3 3 ¨ 27r 6 V Dc +nV Bat 9Ts Ts < t < Ts 2Vpc +nVBat Ts < t <?k 3 6 ¨ 27r y L1(t) = (5) µv nVR,, 9T, Ts 3-- t 3 27r 3 VDC VBat Ts 9Ts < t < +
3 3 3 27r 6 VDc 2nVgat 9Ts Ts Ts 5 t 5 3 3 2r 6 2 Pour simplifier les calculs, les résistances internes peuvent être négligées des inductances (RUI = RL2 = RL3 = 0). Le courant de l'inductance Li peut donc s'exprimer:
iL (t)¨ ¨/ Odt (6) /
- 15 -L'éq. 6 divisée sur les intervalles de temps mentionnés dans l'éq. 5 donne:
iL (o) Vix, + 2nVBat t 9Ts Ts 0 É t É ---I 3L1 27r 6 (9Ts Ts)+VDc + ni7Bat t 49Ts +Ts eTs _Ts < t < Ts iL1 27r 6 3L1 27r 6 27r 6 6 Ts) 2VDc +nVBat Ts Ts 9Ts iL 1-1+ t ¨ 5 t5. -3 L 1 6 6 2r iL1(t)= 16< (7) (9Ts) 2VDc ¨nV 5 t 5 Bat ( t 9Ts) 9Ts Ts 'L (S

27 r ) -t 5 3 L 1 27r ) 2 7r 3 Ts\ VDC - nVBat (t Ts) Ts 9T+s Ts iL ¨
/ 3 j 3L1 3 3 27r 6 9Ts +Ts)+VDc ¨ 2nVBat ( t 9Ts Ts) 9Ts Ts < t < Ts 1L1 2ir 6) 3L1 27r 6) 27r 6 ¨

L'éq. 8 combinée avec l'éq. 7 permet de trouver l'expression de la condition initiale L1 (o), selon l'éq. 9:
T \
5 iL/ (0)= ¨iLI (-1 (8) 2 i iLI (o)¨ 6L1[ Ts __ VDc ¨271 7r _ 3 nr7Bat (7r ¨ 29)] (9) En supposant les composantes des trois phases 1, 2 et 3 identiques, 1L2 (t) et L3 (t) peuvent être déduits à partir de l'éq. 10:
1L2(1)=1L/ (1.-3-s'T ) (10) i L3 (t) = i L (t 3 2Ts j I
Le courant ipc, du bus DC peut être exprimé en fonction des courants des inductances 40 et des fonctions de commutation à travers l'éq. 11:
ipc (t)= Sa/(t)IL 0+ San (t)iL2 (t)+ Sam (t)iL3 (t) (11) La puissance instantanée du côté du bus DC 12 est:
PDC(1)=VDC1DC(1) (12)
- 16 -En considérant le convertisseur 10 comme idéal et les pertes négligeables, la puissance qui se retrouve sur la batterie 2 est égale à la puissance du côté du bus DC 12:
PDC(t)--= PBat(t) (13) La puissance moyenne en fonction des composantes du convertisseur 10, en considérant que la tension VDc est constante, peut être déterminée par:
Ts VDC = é 1 PDC = "Bat ¨ /DcV/dt (14) s 0 En remplaçant l'éq. 11 dans l'éq 14 et en considérant que L1= L2 = L3 = L, la puissance moyenne peut s'exprimer par:
DC ¨ "Bat V/-goy nVDcVBatTs [mi \ 21 n-P ¨7/* pour ¨ 5. q) 5. ¨
(15) L'éq. 15 s'étend pour 1-7--1- 5 9 :

n V DcVBatTs [3(4w 3191)1(P11 0 5 kpl ¨71-PDC = PBat = r,v v T (16) V
DC &t s 4e ¨191)191¨ ¨jr 191 n-Les valeurs de yo telles que ¨ < Kol r ne sont pas considérées vu qu'elles résultent en un bas rendement en augmentant les pertes et se décalant de la zone de commutation douce. Selon l'éq. 16, la puissance est positive pourço k 0 lorsque la batterie 2 se recharge, et la puissance est négative pour 0 lorsque la batterie 2 injecte de l'énergie dans le réseau 14 (illustré e.g. à
la Figure 1). La puissance maximale peut être calculée quand aP n ¨ (17) a9 ce qui donne l'expression de la puissance maximale Pma, qui peut être utilisée pour calculer la valeur de L:
7nVDcVBatTs n-P ¨
MaX pour ç,=. (18)
-17 -Un avantage du DAB triphasé qui est utilisé est sa capacité à fonctionner à de très hautes fréquences. Bien que ce fonctionnement offre plusieurs avantages au niveau de la réduction de la taille globale du chargeur 4 (illustré e.g. à la Figure 1), les contraintes sur la réduction des pertes augmentent considérablement, notamment les pertes par commutation. En effet, quand les semi-conducteurs 32 fonctionnent avec une fréquence de commutation assez élevée (e.g.
fs = 150 kHz), les pertes par commutation qui sont proportionnelles à 6 fois cette fréquence résultent en une dégradation du rendement si le convertisseur 10 n'opère pas dans la zone de commutation douce.
En référence à la Figure 4, des zones de commutation douce sont illustrées pour un DAB
triphasé avec une modulation conventionnelle et des Vix, égales à 400 V, 600 V, 800 V et 1000 V respectivement. Le DAB triphasé fonctionnant avec la modulation conventionnelle possède des zones de commutation dure quand la puissance circulante est faible. Ces zones augmentent quand la valeur de Vix, s'éloigne de la valeur de nVBat qui est la valeur de la tension de la batterie 2 reportée au primaire du transformateur 28 (illustrés e.g. à la Figure 2).
Les pertes augmentent si le rendement diminue au-dessous de 50% quand Vix, et la puissance circulante diminuent. Le comportement dynamique du convertisseur 10 est aussi influencé par la modulation utilisée. En effet, quand la référence de puissance circulante P:fi.
42 transmise au contrôleur 30 change, le comportement transitoire n'est pas contrôlé. Un grand dépassement lors du phénomène transitoire, qui peut atteindre 190%, résulte en une saturation du transformateur triphasé 28 et une distorsion harmonique du courant1 qui apparaît au niveau de l'augmentation du TDH (Taux de Distorsion Harmonique) de .
Les phénomènes transitoires ainsi que les pertes par commutation, qui peuvent différer d'une phase à l'autre, engendrent un déséquilibre entre les trois courants des inductances L1 , L2 et L3 40. Ce déséquilibre peut atteindre des valeurs qui dépassent 10% dans certains cas, ce qui résulte en une dégradation de la performance du convertisseur 10. La modulation conventionnelle peut paraître convenable pour une application où les paramètres d'entrée varient dans une gamme
- 18 -étroite, mais ne peut assurer une performance acceptable dans une opération avec une large gamme de puissances et de tensions.
En référence à la Figure 5, selon une réalisation de l'invention, le contrôleur 30 (illustré e.g. à
la Figure 2) comporte un contrôleur de modulation adaptative 44 et un contrôleur robuste 46 coopérant ensemble pour fournir un contrôle hybride du DAB triphasé 10. Le contrôle hybride implique une modélisation suffisamment précise du DAB triphasé 10 pour en arriver à un modèle permettant de le représenter d'une façon fidèle et à réduire les besoins en temps et en capacité de calcul. La modélisation permet de construire un algorithme du contrôleur de modulation adaptative 44 qui est couplé au contrôleur robuste 46.
Une particularité des convertisseurs isolés de type DAB est la possibilité de contrôler la puissance circulante Pd, à partir du délai de contrôle v. Cependant, comme mentionné
précédemment, une variation du délai de contrôle 9 pour l'exécution d'une modulation de type conventionnel résulte en une réduction de la zone d'opération où le rendement est optimal. Le contrôle hybride selon une réalisation de l'invention augmente les degrés de liberté et les modes d'opération possible du DAB triphasé 10, et facilite une conception d'un contrôle valable pour une large gamme de paramètres d'opération. Trois degrés de liberté peuvent être considérés pour modéliser le DAB triphasé 10, soit un rapport cyclique Da (compris entre 0 et 1) du VSC, 24 connecté au primaire du transformateur 28, un rapport cyclique Db (compris entre 0 et 1) du VSCb 26 connecté au secondaire du transformateur 28, et un délai yo (en rad) entre des commandes des semi-conducteurs 32 des VSC, 24 et VSCb 26 qui peuvent être générées par un générateur de signaux 45. Le convertisseur 10 se différencie notamment des autres types de convertisseurs par sa capacité d'intégrer plus d'un type de contrôle afin de bénéficier de leurs avantages respectifs. Le contrôle adaptatif offre l'avantage d'opérer dans une plus grande zone, tout en maintenant une validité des paramètres de contrôle. Le contrôle robuste est ajouté sur un degré de liberté pour augmenter une immunité du convertisseur 10 face à des incertitudes de certains paramètres susceptibles de changer dépendamment de conditions internes et externes.
- 19 -Le contrôleur de modulation adaptative 44 modélise le convertisseur 10 et génère les rapports cycliques Da et Db des deux VSC 24, 26 (illustrés e.g. à la Figure 2), le délai de contrôle et la tension VDc du bus DC. Le contrôleur robuste 46 traite le délai de contrôle 9 généré par le contrôleur de modulation adaptative 44 et utilise l'expression du courant circulant icir en fonction de 9 pour contrôler ce courant et générer une valeur robuste Vrob de 9. Le contrôleur de modulation adaptative 44 reçoit une valeur de puissance circulante désirée Pc*ir comme entrée, pouvant par exemple correspondre à un niveau de puissance choisi par un utilisateur ou réglé autrement e.g. par un processus automatisé pour recharger la batterie 2 (illustrée e.g. à la Figure 1) ou pour utiliser la puissance stockée dans la batterie 2 pour aider le réseau électrique 14 (illustré e.g. à la Figure 1). La modélisation du convertisseur 10 permet que seuls deux signaux, i Bat et VBat , soient captés par des capteurs 48, 50 (illustrés à la Figure 2) pour le contrôle, ce qui diminue le coût total du convertisseur 10.
Selon une réalisation de l'invention, le capteur de courant 48 opère à haute fréquence, comme le capteur de courant de modèle HLSR 50-SM de la compagnie LEM USA Inc., dont la fréquence d'opération peut atteindre 400 kHz. Le capteur de tension 50 peut être un capteur de modèle MNS2-9-W2-VM-500 de la compagnie Monnit Corporation. D'autres modèles de capteurs de courant et de tension peuvent être utilisés si voulu. Les signaux i Bat et VBat sont utilisés pour calculer la puissance circulante actuelle du convertisseur 10 qui varie dépendamment du sens de circulation. Dans le cas où la batterie 2 se recharge, P
Bat est considérée positive et la puissance circulante qui est la puissance de sortie est égale à PBat telle que:
Pcir = PBat et icir = 1Bat (19) Dans le cas où la batterie 2 injecte de la puissance dans le réseau 14, la puissance circulante est la puissance du réseau qui peut être calculée à partir d'un rendement estimé par le modèle.
Les signaux sont alors:
P =
P
_ Bat et _ (20) cir ¨ PDC CH' T,
- 20 -Le contrôleur 30 du DAB 10 peut être implémenté dans un DSP ("Digital Signal Processor") qui reçoit les signaux captés par les capteurs 48, 50 et réalise le contrôle selon l'invention pour générer les paramètres de contrôle qui peuvent être transmis à un FPGA ("Field Programmable Gate Array" qui génère les signaux de commande 38 des semi-conducteurs 32 selon les paramètres de contrôle. Le DSP peut être de modèle TMS320F2837xD de la compagnie Texas Instruments et le FPGA peut être de modèle Virtex-4 LX (XC4VLX25-105FG363C) de la compagnie Xilinx inc. qui a une puissance de calcul élevée et permet de générer les 12 signaux de commande des semi-conducteurs 32. D'autres composantes et arrangements de circuits électroniques peuvent être utilisés si voulu.
Un modèle harmonique peut être choisi pour la modélisation du DAB triphasé 10.
Un tel modèle offre notamment un degré de précision élevé tout en demandant une capacité
acceptable de calcul. La flexibilité que ce modèle offre en termes d'ajustement facile du degré
de précision qui dépend du nombre d'harmoniques utilisé pour représenter fidèlement (ou selon un degré de fidélité adapté) le convertisseur 10 lui permet d'être utilisé dans la réalisation de l'algorithme de contrôle. Le tableau 2 qui suit représente des éléments pour modéliser le convertisseur DAB triphasé 10 par le modèle harmonique tout en obtenant des résultats appropriés au contrôle hybride.
Tableau 2 - Processus de modélisation du DAB triphasé
Détermination des paramètres du convertisseur - Valeurs des différentes résistances, inductances, condensateurs - Valeurs des paramètres d'entrée VDc, VBat, Da, Db, 9 Initialisation des paramètres - Définition du temps de modélisation - Durée - Pas de calcul - Définition du nombre d'harmoniques Fonction de commutation Sal, Safi, Sain, SbI, SbJJ, SbIll
- 21 -Valeurs RMS des courants des inductances - Expressions des courants discrets 1L1 (i), 'L2 (i), iL3 - Détermination des conditions initiales (.) (*) L10 i-2-0 i-3-0 - Détermination des valeurs RMS iLiRms (i), iL2Rms ('), iL3Rms (i) Valeur du rendement - Expression des pertes - Expression des courants pc(1), iBatffi - Détermination des puissances moyennes PDC, PBat - Détermination du rendement Détermination des conditions de commutation douce - Détermination des instants d'ouverture des semi-conducteurs ta, tfl - Vérification des inégalités La formulation du modèle harmonique peut commencer avec l'établissement des expressions des fonctions de commutation. Comme ces fonctions de commutation ont une valeur de 1 quand le semi-conducteur 32 (illustré e.g. à la Figure 2) ayant un indice impair est fermé, et 0 quand il est ouvert, elles ont une forme d'un signal carré ayant une période Ts =¨/, un f rapport cyclique Da ou Db dépendamment du VSC 24 ou 26 où le semi-conducteur 32 se trouve, et une phase qui diffère selon la branche de semi-conducteurs 32. En supposant que la fonction de commutation Sa/ a une phase nulle, les phases des 6 fonctions de commutation (en rad) Sa', Sall , Sam , ,Sbii,Sbm- sont respectivement:
- 22 -27r aal 47r aalll aal (21) abi aa/ So 27r abil abl +--4r abjjl abl --3 En s'appuyant sur les séries de Fourier et sur l'éq. 21, les fonctions de commutation peuvent avoir les expressions suivantes:
r Su (t)= + L¨Lsin2n-kDi)cos(k(tost - au))+ (i -cos(2n-kDi))sin(k(cost - a, ))]
(22) k=llar où i = a,b représente le convertisseur VSCa ou VSCb , j= /,//11/ représente la phase, co = ¨27r représente la pulsation (en rad/s) et k représente l'harmonique.
s Ts Les tensions au primaire et au secondaire des trois transformateurs monophasés Tri , Tr2 et Tr3 composant le transformateur triphasé 28 (illustré e.g. à la Figure 2) peuvent être exprimées par:
vina (t)¨ VDC PSai (t)-- (t)-- S auj (1)]

<V2 n a(t)- VDC 3 [ Sal0+ 2S all(t)- S ail' (t)] (23) v3na (t)¨ VDc 3 [ S al (t)- a. (t)+ 2 Sa 1 1 1 (t)]
v (t)- _________ nb VBat [2410- 4110- 41110]

v2n (t)-VBat I. c cN'I V JI (Al "hl V I ' L'HI V -w_VBat (i\ - ç L ç
bl 1 (t) ' L'b111 1.1 ' 3
- 23 -En tenant compte des résistances des bobinages et des inductances de fuite des primaire et secondaire des trois transformateurs, et en rapportant les inductances et résistances du secondaire au primaire, les tensions aux bornes des inductances Li , L2 et L3 40 peuvent être exprimées par:
diL
/

vL (t)¨ Vin (t)¨ nv 1nb Trai (t)¨(R + n2 RTrbiLi(t)¨(LTrai 4- n2 LTr )bi 1 a dt di L2 <V 0= v2na (t)¨ nv 2 nb (RT (t)¨ -- + n2 RT -- i1 (t)¨(Lra +n2LTr --d T (24) 2 r a2 ' b2 ¨2 b2) t v L
diL3 0= v 3n (1)¨ nv 3 (t)¨(RTr ).'1, (1)4T +112 L
3 a nb + n2 RTr a3 b3 1 ra3 __ Tr, ,) Di dt Les courants des inductances 40 peuvent être déduits à partir des tensions dans l'éq. 24 avec les équations différentielles suivantes:
diL
vL (t)--- RL ii, (t)+ Li __ 1 i i' i dt diL, <v1,2(t)=RL2i1,2(t)+ L2 dt` (25) diL3 vL3 (t)--- Ri11L30+ Li di En remplaçant les tensions des inductances obtenues à l'éq. 24 dans l'éq. 25, les courants des inductances 40 peuvent être déduits par le système d'équations différentielles suivant:
(L1+ LTral + n2 LTrb, i (L2+ LT +n2 LT, ra2 (L3 + Li-, + n2 LT, . , i ,)Ciiii, \ 1 i dt D dt , a3 . , , ,)dii, ni dt dii, f (RLI RTrai 2 + n 1?Trbi I, IO= vIna(t)¨ nvinb(t) 2 +V? + R + 2 R )L2 (t) (t) (t) 3 L2 Tr +(RL + RTr 3 a2 a3 n Tr L
b2 2 t ¨ v2n ¨ nv2n a b +n2 RD, )ii (t)= v3n (t)¨ nv (t) , b3 .,3 a 3nb (26) Les trois équations différentielles 26 peuvent être résolues pour aboutir aux courants des inductances 40. Une solution discrète et numérique peut être employée pour réduire le temps de calcul et obtenir des résultats satisfaisants. La dérivée discrète de iLl à
l'instant i se représente par l'équation:
- 24 -diL
dt1 ____ (i) ___________________________________________________________ (27) Tdisc OU Tdisc, est le temps de discrétisation (en s), L1 (i) est la valeur de iL1 à
l'instant i (en A), et iL1(i-1) est la valeur de 1L1 à l'instant i-1 (en A). L'éq. 27 peut être substituée dans l'éq. 26 pour trouver iL1(i), i 2(i) et L3 O):
[vin nv 0)]+ (L1 Tr n2 LT Tdisc lnb L + L ¨
a f al kL1 + LTrai + n2 LTrbi)+TdiscVeL + RTrai + n2 RTrbi) Tdisc[v2na( nb i)¨nv 0)]+ (I' 2 + LTr + n2 LTrb2L2(i\i) 2 a2 < 2(i)¨ ( (28) kL 2 LTra2 + n2 LTrb2)+TdiscRL2 RTr + n2 RTrb2) a2 ¨
Tdisc[v 3 n (i) nv 3 n 0)]+ (L 3+ LTr + n2 LTrb3 L30!) L30) a a3 + LTra3 + 112 LTrb3)+Tdi,,,R1 + RT, +n2 RTrb3) ._,3 a3 Comme les équations 28 pour trouver la valeur du courant à l'instant i contiennent la valeur du même courant à l'instant (i -- 1) , l'algorithme de résolution commence à
l'instant i = 2. La valeur du courant à l'instant i = 1 (ou t =Os) peut alors être définie symboliquement et les valeurs ultérieures du courant sont en fonction de cette valeur:
iL (')=iL
<iL2(1)--= (29) L3(1) = L3 o A la fin du calcul des valeurs discrètes des courants, une équation additionnelle qui s'appuie sur le fait que les courants sont périodiques de période Ts peut être utilisée pour trouver la valeur des courants à l'instant i = 1:
- 25 -iL =IL[
o Tdisc 7 __ <iL ¨/L s (30) 20 2 T .
. ( = s 11.3o .= 1L3 T =
duc Les expressions des courants des inductances établies dans l'éq. 30 sont utilisées pour calculer les valeurs RMS ("Root Mean Square") des courants, valeurs qui sont utilisées dans l'algorithme de modulation adaptative. La valeur RMS en mode continu est:
Ts IL RMS = ¨1 f i2 Odt \Ts 0 Ll Ts < IL2RMS\ ¨1 /L22 Odt (31) Ts 0 Ts L RMS f /1,.µ Odt 3 1lTs 0 3 En mode discret, la formule suivante peut être utilisée:
Ts Tdisc I LiRMS - T i=zL1(i) _______________ s i=1 Tdisc Ts Tdisc D - __ I L2 L. 211MS - I 1 _2 1 0 (32) I Tdisc Ts 1 Tdisc I L3RMS - Ts I (i) _________________ i=1 I Tdisc
- 26 -Le calcul du rendement peut être basé sur des expressions des puissances PDC
du bus DC 12 et "Bat de la batterie 2, ainsi que les différentes pertes du convertisseur 10. Les pertes par conduction des semi-conducteurs 32 apparaissent au niveau de la résistance à
la fermeture des semi-conducteurs 32 quand ils sont fermés. En supposant que les semi-conducteurs possèdent une résistance à la fermeture identique de valeur Rs oN (en SZ), et les semi-conducteurs possèdent une résistance à la fermeture identique de valeur Rsb ,oN
(en 5-2), les pertes par conduction peuvent être exprimées par:
( 2 r 2 12 21 2 I 2 r 2 SON L1 4. 2 I RMS L RMS L3 RMS Sa ON + n L1 RMS L2 RMS L3 RMS RS
ON
' \
(33) Les pertes par commutation des semi-conducteurs 32 aux instants de commutation jouent un rôle significatif dans la dégradation du rendement lorsqu'une opération du convertisseur 10 n'appartient pas aux zones de commutation douce. Ces pertes sont toutefois négligeables avec la modulation adaptative selon une réalisation de l'invention où les semi-conducteurs 32 du DAB triphasé 10 commutent avec une tension nulle et opèrent donc en mode ZVS
("Zero Voltage Switching"), ce qui annule la puissance pendant la commutation. Les pertes Fer du transformateur partagées entre les pertes par Hystérésis PHys et les pertes par courants de Foucault PFou dépendent des dimensions géométriques et du matériel du transformateur 28 et sont de préférence prises en compte:
e2 2 P
, _______________________________________ Vb (34)Fer,Tr PHys PFou = Ksfse + 12 pN1,261`
où Ks est le coefficient de Steinmetz, B est la densité du flux maximale (en Wb/m2), e est l'épaisseur du noyau de Fer (en m), A est l'aire du noyau de Fer (en m2), p est la résistivité du noyau de Fer (en 5-2), Nb est le nombre d'enroulements du secondaire du transformateur, et Vb est la tension appliquée au secondaire du transformateur (en V). Les pertes Fer des inductances 40 peuvent être calculées en utilisant la même démarche. Les pertes Cuivre du transformateur triphasé 28 dues aux résistances des bobinages au primaire et au secondaire
- 27 -RTral , RTra2 , RTra3 ' RTrbl ' RTrb2 , et RT,b3 sont de préférence prises en compte dans l'établissement des expressions des courants des inductances 1L1 (t), 1L2 (t) et 1L3 (t) dans le système d'éq. 28. Les pertes Cuivre dues aux résistances internes RLI , RL2 et RI,3 des inductances L1 , L2 et L3 sont de préférence prises en compte dans l'établissement des expressions des courants des inductances iL1 (t), i L2 (1) et i L 3(1) dans le système d'éq. 28. Les pertes dues aux résistances Rpc se trouvant en série avec le bus DC 12 et RBat en série avec la batterie 2 peuvent être exprimées à travers l'équation suivante:
PSources ¨ RDCIDCRMS RBatILtRMS (35) OU I DCRMS est la valeur RMS du courant du bus DC 12 (en A), et /BaiRms est la valeur RMS du courant de la batterie 2 (en A).
Les courants d'entrée et de sortie peuvent être déterminés en fonction des courants des inductances 40 et des fonctions de commutation comme suit:
'DC (t) Sa141,1 iBat(t)-= nk bi (t)i 1., 1 0+ Sali (t)i L 20+ S al 1 1 (t)i L 3 (t) { (t)-1- Sb110i1.20+ 411141,30] (36) Les expressions de la puissance instantanée du bus DC 12 et de la batterie 2 peuvent être déduites à partir de l'équation:
{Ppc (t) ¨ VDCiDC(t) (37) PBat(t)=-VBatiBat(t) Les puissances moyennes utilisées pour le calcul du rendement peuvent s'exprimer en mode continu:
T's PDC ¨ --1 f P DC Odt T
s 0 (38) Ts PBat = ¨1 :f PDCOdt T
s 0 et en mode discret:
- 28 -Ts v Tdisc PDC DC DC(i) _________________ i=1 Tdisc (39) Ts Tdisc PBat VBat . .\
LlBatll s Tdisc Le calcul du rendement j (en %) peut utiliser les expressions des puissances et les expressions des pertes comme suit:
'Bat x]00 ço 0 'DC + PS,ON PFer,Tr PSources = (40) PDC x/00 ço.< 0 'Bat PS,ON PFer,Tr PSources La puissance circulante Pcir est considérée la puissance de sortie, donc peut être exprimée par:
Pcir =IPBat Çe'-(41) PDC ç' < 0 Une commutation douce basée sur le courant est possible quand le courant d'un semi-conducteur S est positif à l'instant de son ouverture toFF (son passage de l'état fermé à l'état ouvert). Ceci résulte en une commutation à tension nulle (ZVS), ce qui annule la puissance de commutation, et par conséquent les pertes par commutation.
(toFF 0 (42) vi=a,b; j=1,...,6 Les courants des différents semi-conducteurs 32 peuvent être exprimés en fonction des courants des inductances L1, L2 et L3 et des fonctions de commutation comme suit:
- 29 -iSa 1 (t)= Sal 4L1 (t) i S a 20= [S aI (t)¨ lii L 1 (t) iSa3(t)-= Sal1(t)iL2 (t) (43) iSa4(t)=[Sa11(t)¨ 41,2(t) 'a5 t) Sa1114L3(t) iSa6(1)=Palll(t)-1iL3(t) isbi(t)=¨nSbiOiLi(t) iSb2(t)-- n[S bi (t)-- lli 1 , 10 iSb3(1)=¨nSbIl(t)1l,2(t) i s b 40= ¨ n[S bi 1 (1)¨ lii L, 2(1) isb50= ¨nSbmOiL3(t) 1b6 (t)= ¨11[41110¨ 41,3 (t) En défnissant ta comme étant l'instant d'ouverture du semi-conducteur Sai et ta, comme étant l'instant d'ouverture du semi-conducteur Sa2 , comme S'al et Sa2 appartiennent à la même branche, leur contrôle est complémentaire:
isa2 (ta' )= Pat (ta')¨ /k.1 (ta')=¨[Sat (ta')¨ /]L1 (ta) )= Sa/ (ta )i/./
(ta) )= a1 (ta) (44) L'éq. 44 peut être généralisée pour tous les semi-conducteurs 32, ce qui réduit le nombre de conditions de commutation douce de 12 à 6:
' 1sa1(1)= Sa/ (t)1L1 (t) isa3 (t) ¨ Salt (t)IL2 (t) iSa5(t)= Sa11141,3(t) , (45) isbi 0= ¨nSbiOiLl(t) iSb30= ¨n5bIlOiL2(t) 1Sb5(t)= ¨11Sb1110i1,3(t) Comme le système triphasé résulte en ce que les systèmes des trois signaux (S d'OS all(t),S ail (t)), (SbI(t),S NI (t), S bill (t)),iS 611(4 iS a3(1), 'S a5 (t)) et
- 30 -b10,isb30,isb50) sont décalés l'un par rapport au suivant de , et en définissant ty comme étant l'instant d'ouverture du semi-conducteur Sa3 , l'équation suivante est valable:
iSa3(ty)¨ Sall(ty)iL2(ty)= Sall(ta+¨LT3)/L2(ta+T3j= Sal(t ) a Li a (46) L'éq. 46 s'applique sur le semi-conducteur Sa5 et une équation similaire peut se formuler pour les trois semi-conducteurs Sb', Sb2 et Sb3 , ce qui réduit le système d'éq. 45 de 6 à 2:
'Sa] (t).= S a1(t)iL (t) (47) is (t)¨ (t) , bl 1 En définissant ta comme étant l'instant d'ouverture du semi-conducteur Sa/, tfl comme étant l'instant d'ouverture du semi-conducteur Sb] , et les fonctions de commutation comme ayant une valeur de 1, les conditions de commutation douce sont donc:
I a (48) fl) 5 0 Dans le domaine discret, ta et tfl peuvent être exprimés en fonction des paramètres de simulation, selon le système d'équations suivant:
T, ta = Da (49) Tdisc 9 \ _____________ Ts {(Db+ si (9 k 0) OU < 0 et Db 2 ¨9 ) 27r Tdisc 27r (50) T
s si(9 < 0 et Db <-9 Tdisc 27r Les conditions de commutation incluent des condensateurs d'amortissement (non illustrés) qui sont ajoutés en parallèle avec les semi-conducteurs 32. Ces condensateurs identiques pour les 12 semi-conducteurs 32 du convertisseur 10, de capacité Cs , ont pour but d'amortir les phénomènes transitoires pour protéger les différents composants. Les conditions de commutation dans l'éq. 48 peuvent donc être:
-31 -1L1 (µ t a )} 2CsVDC i 0 (51) niL i (t13 ) tb k 2CsVBat < 0 ntb où Cs est la capacité du circuit d'amortissement de chaque semi-conducteur (en F) et tb est la différence de temps entre l'instant d'ouverture du semi-conducteur et l'instant de fermeture du semi-conducteur complémentaire appartenant à la même branche (en s).
La modulation adaptative qui se caractérise par la variation de trois paramètres (Da, Db et 9) se base sur le modèle harmonique des courants et tensions du transformateur 28 et des ponts convertisseurs 24, 26 du DAB triphasé 10 pour rencontrer les caractéristiques de performance. Différents paramètres sont surveillés à chaque instant ou à
chaque pas de simulation selon qu'un mode continu ou discret est implémenté. Le fait que la zone d'opération est assez grande en raison de la large gamme de puissances et de tensions d'entrée et de sortie résulte en une modulation adaptative conçue sur différentes étapes et donne plusieurs options d'implémentation, par exemple une modulation adaptative dite partiellement en ligne partageant les tâches de calcul entre une partie avant l'opération et une partie durant l'opération du convertisseur 10, une modulation adaptative dite complètement en ligne demandant une plus grande puissance de calcul et se déroulant entièrement pendant l'opération du convertisseur 10, et une modulation adaptative dite complètement hors-ligne demandant une puissance inférieure de calcul et une préparation précédant l'opération du convertisseur 10.
Pour une opération du DAB triphasé 10 avec une tension Vix, qui varie entre 400 V et 1000 V. une tension Vgat qui varie entre 310 V et 410 V (approximativement) et une puissance circulante Pet, qui varie entre -200 kW et 200 kW, un nombre d'indicateurs sont surveillés en tout temps selon une réalisation de l'invention pour conserver un meilleur niveau de performance possible. La plupart des pertes mentionnées précédemment sont proportionnelles aux valeurs RMS des courants des inductances 11 , L2 et L3, notamment les pertes par conduction des semi-conducteurs 32, les pertes Cuivre du transformateur
- 32 -triphasé 28 et des inductances 40, et les pertes des sources. Le contrôle adaptatif selon une réalisation de l'invention minimise ces pertes en minimisant IL Rms , I L2Rms et IL3Rms .
Les pertes par commutation des semi-conducteurs 32 sont reliées à la fréquence de commutation L et sont quasiment annulées en opérant les semi-conducteurs 32 en mode ZVS. Le transformateur 28 et les inductances 40 choisis pour construire le DAB
10 présentent de préférence des caractéristiques minimisant les pertes Fer. Le mécanisme de contrôle du DAB 10 calcule de préférence en tout temps des valeurs de D, , Db et 9 qui produisent une puissance circulante Pcir ayant une valeur restant dans une marge d'erreur prédéfinie par rapport à la puissance circulante de référence Par. Comme la tension de la batterie VBat varie en fonction du courant circulant, le contrôle inclut de préférence une option pour choisir une tension VDc qui dépend de Pr. Quand Par a une valeur élevée, Vix, augmente de valeur de sorte que le courant circulant dans le convertisseur 10 reste dans des limites prédéfinies.
Des changements inutiles des rapports cycliques D, et Db dans le cas où Pc*.ir change sont de préférence évités dans le contrôle car ces changements engendrent des phénomènes transitoires non contrôlés. Selon une réalisation de l'invention, un mode d'opération est défini comme une zone d'opération dans laquelle les rapports cycliques D, et Db sont fixés et les équations établies sont valables tant que l'opération du convertisseur 10 reste dans un mode particulier. Le délai de contrôle 9 peut être le seul paramètre qui est varié
pour que la puissance circulante soit égale à Par .
En référence à la Figure 6, quatre indicateurs que le contrôleur de modulation adaptative 44 est en mesure d'observer peuvent être définis par rapport à ses entrées et sorties, soit une minimisation de la valeur RMS des courants des inductances I L Rms , I L2Rms et IL3Rms , un respect des conditions de commutation douce, un suivi de la puissance circulante demandée et un respect des équations relatives au mode d'opération.
- 33 -En référence à la Figure 7, une implémentation d'une acquisition de données pour la modulation adaptative partiellement en ligne est illustrée. L'implémentation peut être décrite par un algorithme qui parcourt la totalité de la zone d'opération tout en variant Da , Db et y).
Le modèle harmonique décrit ci-dessus du convertisseur 10 est utilisé et les quatre indicateurs .. illustrés dans la Figure 6 servent à choisir une combinaison qui donne une meilleure performance. Un avantage de ce type de modulation est qu'un degré de précision désiré peut être choisi en fonction d'un temps de parcours de la zone d'opération alloué.
Une valeur de précision augmente le temps de parcours mais diminue une erreur entre le comportement du convertisseur 10 et son modèle harmonique. En variant Da, Db , , Vix, et VBat pour couvrir toute la zone d'opération, le modèle harmonique implémenté dans le contrôleur 44 est capable de trouver la valeur des indicateurs spécifiés dans la figure 6. Une première étape 52 peut consister à initialiser les valeurs fixes des composantes du convertisseur 10, soit n, RT , RT , RT , RT , RT RT LT
LT , LT, , LTõ , LT, , LT, , ra 1 ra2 ra3 rbl rb2 rb3 ra 1 ra2 , a3 b2 , b3 Rpc , RBat , C s , fs ,L1, L2, L3, RLI , RL2 , RL3 , un nombre d'harmoniques utilisées (nharm ) dans le modèle, une durée de simulation Tm a,,õ un pas de calcul Tdiõ
, une gamme de variation de D, , Db , 9 , Vpc et VBat ainsi qu'un nombre de valeurs à
considérer. Ainsi, cinq vecteurs d'entrée sont créés, soit Da_v. , Db_v , qJ, , Vpc_v et VBat_v avec une première valeur de chaque vecteur correspondant à une limite minimale prédéfinie, une dernière valeur correspondant à une limite maximale prédéfinie et une taille du vecteur correspondant au nombre de valeurs à considérer. Ensuite, comme illustré au bloc 54, l'algorithme parcourt toutes les combinaisons des cinq vecteurs D a_v , Db_v , 9v , V pc_v et VBat_, et crée des matrices de sortie PDC_õ P
Bat¨i'' IL1 RMS¨v IL 2 RMS¨v I L 3 RMS¨v et ZVSv (qui montre si le point d'opération respecte les conditions de commutation douce) dont chacune est à cinq dimensions représentant les cinq valeurs d'entrée. Le temps de déroulement de cette étape dépend du degré de précision fixé au bloc 52. Comme illustré au bloc 56, les éq. 40, 52 et 53 permettent de manipuler les données générées pour calculer le rendement riv , la
- 34 -moyenne des valeurs RMS des courants des inductances IL_moy_v et le déséquilibre entre les courants DES/ .

I L¨moy 1 (52) ( I/L,RMS ¨ I L¨moylk L2RMS ¨ I L¨moy L3RMS ¨ I L¨moyr DES = max ' x100 ___________________________________________________ (53) Le traitement des données au bloc 58 permet d'éliminer les cas qui ne respectent pas les conditions de commutation douce en premier. Les valeurs restantes sont traitées d'un point de vue de la puissance circulante au bloc 60. La gamme de puissance circulante à
produire peut être divisée en intervalles intermédiaires, et l'algorithme choisit la combinaison VDc , Da , Db , 9 dans chaque intervalle et pour toutes les tensions Vgat qui résulte en un rendement maximal et un déséquilibre minimal entre les valeurs RMS des courants des inductances 40 (illustrées e.g. à la Figure 2) comme illustré aux blocs 62 et 64.
En référence à la Figure 8, les zones d'opération du DAB triphasé 10 avec la modulation adaptative partiellement en ligne couvrent presque toute la gamme de puissances et de tensions, comparativement aux zones de commutation par modulation conventionnelle montrées à la Figure 4.
En référence aux Figures 9A, 9B, 9C et 9D, le rendement du convertisseur triphasé 10 selon une réalisation de l'invention est montré pour des valeurs VDc de 400 V, 600 V, 800 V et 1000 V respectivement. Le rendement reste élevé même pour une faible puissance et pour toutes les valeurs considérées de VDc . Les points d'opération montrent la possibilité d'opérer avec une puissance proche de la valeur maximale seulement quand VDc est élevée, ce qui correspond bien au but de l'algorithme de modulation adaptative de conserver les paramètres de conception du convertisseur 10.
- 35 -En référence à la Figure 10, le déséquilibre entre les courants des inductances 40 (illustrées e.g. à la Figure 2) est illustré. Le déséquilibre demeure à une valeur faible dans toute la zone d'opération du convertisseur 10.
En référence à la Figure 11, les zones de commutation douce séparées pour chaque valeur de VDc montrent qu'il subsiste des zones étroites de commutation dure dans laquelle le convertisseur 10 peut tomber si la puissance circulante est faible.
L'algorithme de modulation adaptative évite de préférence ces zones en choisissant une valeur de VDc pour l'opération des semi-conducteurs 32 du convertisseur 10 en mode ZVS en tout temps.
Cependant, certains protocoles de charge peuvent exiger une valeur de VDc spécifique qui ne peut pas être diminuée même si la puissance exigée diminue. Selon une réalisation de l'invention, l'arrangement de contrôle comporte une option pour utiliser le DAB triphasé 10 sous forme de DAB monophasé si la puissance circulante Pcir descend au-dessous d'un seuil prédéfini qui est dépendant de VBat et de la performance du DAB triphasé, permettant de profiter de la performance d'un DAB monophasé pour de faibles puissances.
En référence à la Figure 12, selon une réalisation de l'invention, la topologie du convertisseur DC/DC 10 est modifiée pour inclure un arrangement de commutateurs 66, 68 commandés par un signal S4,14, généré par le contrôleur 44 (illustré e.g. à la Figure 5) et dont une valeur change selon:
1 DAB monophasé
S19/39 = (54) 0 DAB triphasé
Une transformation du DAB en mode triphasé à un mode monophasé implique une ouverture des commutateurs 66, 68 commandés par le signal S39 pour isoler la troisième branche dans les deux VSC 24, 26 ainsi que la phase 3, et connecter la phase 2 au neutre 70 tout en isolant les inductances 40 L2 et L3.
En référence à la Figure 13, le rendement du convertisseur 10 à DAB
sélectivement en mode triphasé / monophasé pour différents points d'opération est illustré, pour une valeur absolue de
- 36 -puissance circulante IPcir I chutant en-dessous d'un seuil prédéfini, e.g. 30 kW dans le cas illustré, entraînant un changement de topologie du DAB en mode triphasé vers le mode monophasé et vice-versa selon la valeur L'étape de l'acquisition des données résulte en des matrices à cinq dimensions pour les différents paramètres nécessaires: VDc , D, ,Db et y) pour les deux topologies, monophasée et triphasée.
En référence à nouveau à la Figure 7, l'algorithme d'acquisition de données comporte alors une branche pour le DAB monophasé 10', ayant des étapes 54' et 56' semblables aux étapes 54 et 56 du DAB triphasé 10 mais adaptées au DAB monophasé 10'.
En référence à la Figure 14, une fois l'acquisition des données pour le DAB
triphasé 10 et le DAB monophasé 10' terminée (étapes 58, 60, 62 et 64 de Figure 7), un algorithme de contrôle peut commencer à les traiter pendant l'opération du convertisseur 10 pour générer les paramètres de contrôle appropriés. L'algorithme de contrôle peut commencer par une étape 74 consistant à vérifier si la valeur absolue de la puissance circulante de référence Pc*r demandée à l'étape 72 est inférieure au seuil minimum du DAB triphasé défini par P/9_õ,õ, . Si c'est le cas, le signal S/9/3ç, est réglé à 1, et le convertisseur fonctionnera en régime monophasé 10'.
.. Comme la puissance demandée du DAB monophasé 10' est faible, la tension VDc est fixée à
une valeur minimale VDc=VDc_19 à l'étape 76'. Les deux matrices correspondant aux rapports cycliques Da_v_/9 et Db_v_45, des deux VSC 24, 26 (illustrés e.g. à
la Figure 12) utilisent Pcir et Vgat à l'étape 78' pour générer les rapports cycliques Da_/9 et Db_/9 .
Pour obtenir une puissance circulante égale à Pcir, l'algorithme utilise une expression numérique déjà générée 92' qui calcule la valeur de ço/9 en fonction de Pr qui est la seule inconnue vu que tous les autres paramètres sont déjà déterminés, réduisant ainsi le temps de
- 37 -résolution / calcul. Dans le cas où IP:ir > P/9¨õ,õ , le DAB 10 fonctionne en mode triphasé et la valeur de Si,/39 est réglée à 0. A l'étape 78, une première vérification consiste à s'assurer L* I
que rcbq ne dépasse pas la valeur maximale pour laquelle le DAB triphasé 10 est conçu (P39¨mõ en mode positif, etP3,_õm, en mode négatif). Selon que Par > P3,_,nõ
ou Pcir < (à l'étape 80), l'algorithme force une saturation sur la valeur de Par à l'étape 82 sinon Pr ne change pas à l'étape 84. P3 et P3,¨min peuvent varier en fonction de VBat comme indiqué dans les étapes 82. Lorsque Pcir est fixé, I,_39 est utilisée à l'étape 86 pour trouver les rendements du DAB triphasé 10 pour toutes les valeurs de VDc contenues dans le vecteur VDc,_39 , avec VBat captée de la batterie 2 (illustrée e.g. à
la Figure 2). Si VDC-v-3v contient p valeurs, le résultat contient p rendements 11,172,r13,...,1p.
L'algorithme choisit VDc_39 qui donne le rendement maximal parmi ces p valeurs comme indiqué à l'étape 88. La connaissance de VDc_39 est utilisée pour trouver les valeurs de Da_39 et Db_39 à partir des matrices D a_v_39 et Db_v_3ço respectivement comme illustré
à l'étape 90. Le délai de contrôle 939 est obtenu en résolvant son équation en fonction des paramètres du système comme indiqué à l'étape 92.
En référence à la Figure 15, les sorties S19/39 déterminées sont ensuite utilisées pour générer les signaux de commande des semi-conducteurs 32 (illustrés e.g. à la Figure 2). Dans le cas où
la version monophasée du DAB 10' est utilisée, les paramètres de contrôle 94' sont:
Da = D a_ 19 Db= Db_iço (55) ça = çaj0 Le choix de l'opération avec le DAB triphasé 10 entraîne la commande avec les paramètres 94 suivants:
- 38 -Da¨ Da-4, {
Db¨ Db_39 gg= V3yo (56) Les trois paramètres sont utilisés à l'étape 96 pour générer les quatre signaux rectangulaires Sa+ , Sa_, Sb+ et Sb_ qui sont utilisés dépendamment du sens de circulation de la puissance. Les signaux possèdent les caractéristiques suivantes: fréquence fs , amplitude de 1, rapport cyclique Da pour Sa+ et Sa_, Db pour Sb+ et Sb_ , et délai de 0 pour Sa+ , 2nfs pour Sa_, ______ pour Sb+ et 0 pour Sb_ . Un choix 98 des signaux qui commandent les six 271f, branches des semi-conducteurs 32 se fait selon:
{Sa = Sa+
9 _.0 Sb = Sb+
(57) 'Sa = Sa_ 9 <0 Sb = Sb_ , Les trois branches de semi-conducteurs 32 de chaque VSC 24, 26 (illustrés e.g.
à la Figure 2) pendant l'opération en DAB monophasé 10' sont donc commandées de sorte que la troisième branche dans les deux VSC 24, 26 soit toujours ouverte, et les commandes des deux autres branches sont décalées de ¨/ dans un même VSC 24, 26, et de 9 entre les deux VSC
2.4 btfs 24, 26, ce qui peut s'exprimer comme représenté au bloc 100 par:
Sa/ (t) = Sa (t) Sbl (0= Sb(t) t 1 \
SbIl(t)= Sb t (58) Sau (t) ¨ Sa t --1 j 2L 2f1 Salli(t)=0 SbM(t)=O
Pendant l'opération en DAB triphasé 10, les trois branches des deux VSC 24, 26 sont / g6' commandées de sorte qu'elles sont décalées de dans un même VSC 24, 26, et de 3fs 27rfs entre les deux VSC 24, 26, ce qui peut s'exprimer comme représenté au bloc 102 par:
- 39 -Sai(t) = sa (I) stil (t) = Sb(t) ( 1 1 j Stil/ (t) = Sa t SN/ (t) = Sb t (59) 3fs Saiii2 (t) Sa[t ¨ __ 2 3 fs Sb111(t)= Sb t ¨ ¨3f La modulation adaptative partiellement en ligne utilise des données générées avant l'opération pour contrôler le convertisseur 10 tout en utilisant un contrôleur 44 (illustré e.g. à la Figure 5) ayant une puissance de calculs modérée pendant l'opération. Ce mode de fonctionnement ou algorithme convient avantageusement lorsqu'une probabilité de changement des paramètres du convertisseur 10, des types de batteries 2 rechargées et de conditions externes est faible.
Lorsqu'un changement fréquent de ces paramètres du convertisseur 10 est prévu, la modulation adaptative complètement en ligne peut avantageusement être utilisée. Aucune acquisition de données préalable au fonctionnement du convertisseur 10 n'est alors implémentée, et la modulation adaptative s'adapte rapidement aux changements bien qu'une puissance de calcule du contrôleur 44 soit plus élevée et qu'un degré de précision pour la modélisation harmonique soit moins élevé que dans la modulation adaptative partiellement en ligne.
En référence à la Figure 16, une réalisation d'un algorithme de modulation adaptative complètement en ligne est illustrée. Une première étape 104 peut consister à
initialiser les paramètres du convertisseur, avant d'exécuter deux séries de calculs parallèles, un pour le DAB monophasé 10' et l'autre pour le DAB triphasé 10. Les séries de calculs utilisent le modèle harmonique du DAB, ainsi que la puissance circulante de référence P:i,õ
et la tension de la batterie Vgat pour générer les expressions de la valeur RMS moyenne des courants des inductances , de la puissance circulante Pd, et des conditions de commutation douce ZVS , en fonction du vecteur d'entrée (VDC, Da, Db 9) = VDC est fixée dans le cas du DAB monophasé 10' et n'est donc pas prise en compte dans le vecteur x.
- 40 -Les expressions générées pour le DAB monophasé 10' et triphasé 10 en fonction de x comme représentées dans les blocs 106' et 106 et les équations ci-dessous sont utilisées pour minimiser la valeur RMS moyenne des courants des inductances.
x/9 = (Da_igg, Db_i , çoiço) 1.,¨moy-19(x19) (60) Pcir¨/9 (x/9 ) ZVS'iço (x4, ) x3 ¨(VDc_3 ,Da_3 ,Db_3 , 93 ) L¨moy-39(x39) (61) Pcir-39(x39) ZVS3v(x39) L'algorithme comporte des étapes d'optimisation 108', 108 pour trouver la valeur des composants de x qui résultent en un minimum de /L__õ2,y(x) tout en assurant que *
Pcir(x I Pcir et que les conditions de commutation douce ZVS'(x) sont respectées. Cette optimisation peut être définie sous forme des équations ci-dessous pour que les composantes du vecteur x appartiennent à un intervalle délimité par xi et xmaõ en tout temps.
Pcir-19(x19)= Pcir ZVS19(x1o) vrai mink L¨moy-19(x19 )1/ (62) x0_/9 = init(ci9) Xmin_ie) É X 4, 5 Xmax_iço Pcir-3ço(x39)¨ Pcir ZVS4(x39) vrai mink L_moy_3ço(x3ço)]I (63) x0_3ço= init(x3ço) xmin_3e, x3v É xmax_3ço xmin et xmax peuvent par exemple avoir les valeurs suivantes:
- 41 -Xmin¨lyce ¨(0.1,0.1,-1 x,nin_39 =400, 0.], 0.1, ¨
(64) 7r (0.9,0.9, ¨1 xmax-3v 2 ¨2) ¨(1000, 0.9,0.9,-71 L'algorithme numérique d'optimisation peut utiliser une méthode de région de confiance en commençant par une valeur initiale x0_4, pour le DAB monophasé 10' et x0_39 pour le DAB triphasé 10. Cet algorithme d'optimisation détermine le point de Cauchy qui fournit une solution x à l'intérieur d'une région de confiance qui produit une réduction suffisante de /L_õ,,), . Un avantage du point de Cauchy est une réduction du temps de calcul puisque l'algorithme ne cherche pas une solution exacte mais une solution acceptable.
Dans cet algorithme, la fonction à minimiser /L_moy(xi +p) est remplacée par son modèle quadratique /L¨moy¨quad (xi 4" p) , avec xi l'itération i du vecteur x, et p la tolérance:
/L¨moy¨quad (xi /4¨ -I L¨moy(xi P)+V I L¨moy(xi+ PY
(65) / i \ i +¨Vi + p )T 1-luci + p)(xi +p) OU y /L_õ,,),(xi + p) est le gradient de I L__õwy(xi +p) qui contient ses dérivées partielles, et I-1(xi +p) est le Hessien de /L_õ,,oy(xi +p). Le problème d'optimisation cherche la solution de l'équation suivante sous la contraintellp li s 3,i où Ai représente le rayon de la région de confiance:
min-1 L¨moy¨quad(xi+ P)= -11.,¨moy(xi+ P)+V 1 L¨moy(xi -1- PY
P
(66) / f \ i + ¨1.)ci + p)T Hvi + Axi +p) Si une solution au problème de l'optimisation est atteinte 110, le rendement pour le DAB
monophasé et le DAB triphasé est calculé 112 et la structure qui résulte en un rendement plus élevé sera utilisée. Si l'algorithme ne converge pas pour trouver une solution, cela signifie que
- 42 -le point d'opération choisi n'appartient pas à la zone utile présentée à la Figure 8 et la puissance circulante de référence est saturée à sa valeur maximale comme représenté au bloc 114.
Un avantage de l'algorithme de modulation partiellement en ligne est d'appliquer une quantité
plus optimale de calculs. 11 peut cependant y avoir des cas de recharge de batteries où les paramètres des composants connectés au convertisseur DC/DC 10 ne varient pas.
Pour ces cas, l'algorithme de modulation adaptative peut être complètement hors-ligne et utiliser une puissance minimale de calculs du contrôleur 44 durant l'opération. La totalité
de la préparation des données peut être faite avant l'opération.
En référence à la Figure 17, une réalisation de l'algorithme de modulation complètement hors-ligne est illustrée. Une première étape 116 peut impliquer l'acquisition de données utilisée par l'algorithme partiellement en ligne comme illustré à la Figure 14, à laquelle s'ajoute une partie de préparation avant l'opération. La préparation de données effectuée avant l'opération utilise les matrices ./i_moy , Par et 118'õ 118 générées durant l'acquisition des données pour le DAB monophasé 10' et le DAB triphasé 10 pour définir des modes d'opération 120 dans la zone globale d'opération. Différentes combinaisons possibles des paramètres d'entrée sont parcourues et les combinaisons qui génèrent un rendement maximal tout en respectant les conditions de commutation douce et un déséquilibre de courants minimal (pour le DAB
triphasé 10) sont retenues. Comme représenté aux blocs 122 et 124, chaque mode in retenu est défini par une combinaison de paramètres xõ,, (Da_m,Db_m,9m) et caractérisé par: une puissance circulante Pcn._,, qui dépend de xm ; des conditions de commutation douce ZVSm qui dépendent de xm ; une valeur moyenne RMS ./L_moy_,n des courants des inductances L1, L2 et L3 pour le DAB triphasé 10 ou de l'inductance L1 pour le DAB monophasé
10'; et des équations qui représentent les limites du mode d'opération limm où les équations ZVS,n et /L_may_m restent valides. La fonction de minimisation du courant /L_moy_m est utilisée pour trouver la combinaison (Da_m, Db_m ) pour chaque mode d'opération m qui satisfait les conditions suivantes comme représenté au bloc 126: les limites du mode
- 43 -d'opération limõ,, toujours respectées; la puissance circulante Pcir_õ, égale à Pr; et les conditions de commutation douce ZVS, respectées. Une valeur d'initialisation , e.g.
xmõ,, de l'éq. 64, pour le vecteur xõõ peut être utilisée et peut varier les composants du vecteur xõ,, dans un intervalle délimité par des valeurs minimales et maximales spécifiées dans l'éq.
64.
En référence à la Figure 18, pendant l'opération, la référence de la puissance circulante les tensions du bus DC VDc et de la batterie VBa, sont utilisées pour déterminer le mode d'opération 128. Si un mode d'opération n'est pas trouvé, la puissance circulante de référence est alors saturée pour que le convertisseur 10 revienne dans la zone d'opération utile comme représenté au bloc 130. Autrement, la spécification du mode d'opération résulte en une spécification des rapports cycliques D, et Db. L'expression de la puissance circulante Pd, en fonction du délai 9 pour chaque mode d'opération permet de trouver la valeur de go dans le but d'avoir Pei,. =Pc*õ,. comme représenté au bloc 132. L'algorithme s'assure en tout temps que le convertisseur opère toujours dans un même mode d'opération. Si certains paramètres changent et les équations associées au mode ne sont plus valides 134, l'algorithme change le mode et utilise différentes équations en retournant au bloc 128.
En référence à nouveau à la Figure 5, un changement d'un des paramètres d'entrée du convertisseur 10, que ce soit la puissance circulante de référence Pc*ir, , la tension du bus DC
VDc ou la tension de la batterie VBat peuvent entraîner des phénomènes transitoires non-contrôlés par la modulation adaptative du contrôleur 44. Le contrôleur robuste 46 vient assurer une bonne performance du convertisseur 10 durant les instants transitoires. Le contrôle robuste fourni par le contrôleur 46 conserve une performance du convertisseur 10 même en présence d'incertitudes au niveau d'estimations de valeurs de certains composants.
Selon une réalisation, le contrôle robuste est un contrôle par mode de glissement non-linéaire consistant en une implémentation d'une transition entre deux états, qui peut être indépendante des paramètres du système. Un contrôle par mode de glissement intégral simple peut présenter une erreur en
- 44 -régime permanent. Un contrôle intégral double peut avantageusement être utilisé pour éviter ce type d'erreur. Les commutations en haute fréquence peuvent poser un certain problème étant donné que le contrôle par mode de glissement est discontinu. Un adoucissement de la discontinuité dans la commande peut être obtenu par une substitution d'une fonction "signe"
présente dans le contrôle par une fonction "tanh ".
Le courant circulant ici, constitue une entrée 136 de la commande robuste du contrôleur 46 en fonction des états du système. 'Bat varie en fonction du signe de la référence de la puissance circulante Pc*ir:
*
icir = 'Bat Pcir ? 0 (67) *
iDC Pcir <
Le contrôle par mode de glissement utilise ensuite l'expression de la puissance circulante Pcir en fonction de 9 pour déduire l'expression de icir en fonction de v :
Pcir(9) {
Bat icir(9)= p -,(õ )) cir r VDC *
P = k 0 Clr *
P =
Clr <0 (68) L'éq. 68 change en fonction du point d'opération du convertisseur DC/DC 10, ce qui change la surface de glissement et rend le contrôle adaptatif en plus de sa robustesse.
L'expression de ici,(9) peut être réarrangée pour avoir la forme suivante:
ici, (v) = f(icir)+ g x I ri +P (69) OU f(icir) représente une fonction non-linéaire dépendante de icir et indépendante de la commande u/ , g représente une fonction non-linéaire qui multiplie la commande u1 , u1 représente une loi de commande qui dépend de 9, et P représente une perturbation. En utilisant le contrôle intégral double et en supposant que l'erreur el entre une valeur désirée ic*i, et la valeur actuelle icir , la surface glissement s1 peut être définie ainsi:
el -- icir ¨ icir (70)
- 45 -si = ei + Ici f eidt + k2ffeidtdt (71) où k1 et k2 représentent deux gains relatifs au mode de glissement.
La loi de commande à employer est:
- / r u/ - ¨ x if (icir)+ P + è1 - &lei - k2 f el dt]+ k3tanh ¨s1 (72) g Pi où el est la dérivée en fonction du temps de e1, k3 et pi représentent deux gains relatifs au ( i s mode de glissement, et tanh -.-- représente une fonction qui remplace signe(si) comme /1/ ) expliqué ci-dessus. Pour déterminer le délai de contrôle 9 rob qui constitue une sortie du contrôleur robuste 46, la loi de commande ui peut être exprimée en fonction de 9:
tri ---- sin(g9rob ) (73) de sorte que 9 rob est alors:
- / r ¨ x Lf(icir )4- P-1-êt - kie i -k2 f el dl sin-I g g g rob = (74) + k3tan4-I-111-1 Le contrôle par mode de glissement est stable si la fonction de Lyapunov W est définie et négative:
W --- si x Si < 0 (75) où .'i représente la dérivée en fonction du temps de la surface de glissement si . Une résolution de l'éq. 75 peut être exprimé par:
w _g x k3 x Osill< 0 (76) où Ils/ Il représente le module de la surface de glissement si . W devant être négative, k3 doit être positive puisque g qui contient les composants du système est positif et si est positive.
En référence à la Figure 19, l'effet d'atténuation du phénomène transitoire résultant par l'addition d'un mode de glissement à intégral double à la modulation adaptative est illustré.
- 46 -En référence à nouveau à la Figure 1, le chargeur bidirectionnel 4 avec contrôle hybride réalisé
par les contrôleurs 44 et 46 (illustrés e.g. à la Figure 5) décrits ci-dessus permet de recharger une batterie 2 d'un VÉ (mode "G2V" ou "Grid to Vehicle") avec des profils de recharge diversifiés adaptés pour une recharge rapide ou lente. Par exemple, une méthode de recharge conventionnelle CC/CV ("Constant Current"/"Constant Voltage") peut être utilisée. Cette méthode se compose de deux étapes. Une première étape utilise un courant constant pour recharger la batterie 2. Pendant cette étape, la tension de la batterie 2 augmente jusqu'à
atteindre sa valeur maximale. A ce moment, une deuxième étape à tension constant commence, pendant laquelle le courant de recharge diminue et la tension de la batterie 2 est maintenue à sa valeur maximale.
Un exemple de recharge CC/CV est illustré aux Figures 20A, 20B, 20C et 20D, où
la tension de la batterie 2 augmente jusqu'à sa valeur maximale (Figure 20A), tandis que le courant (Figure 20B) et la puissance de recharge (Figure 20C) diminuent par la suite, jusqu'à ce que le SOC de la batterie 2 atteigne 100% (Figure 20D).
D'autres techniques de recharge e.g. pour une recharge rapide de batterie peuvent être utilisées, comme une recharge CC/CV multi-étages, une recharge CC/CV avec impulsions de courant négatives, une recharge avec étages positives, ou une recharge à fréquence variable. La référence du courant circulant ici, peut être changée selon la technique de recharge choisie.
Le contrôle hybride selon l'invention peut recevoir des références variables de courant circulant en fonction du temps, en particulier si les références contiennent des impulsions de courte durée, comme dans le cas de la technique de recharge à impulsions négatives.
La batterie 2 et le chargeur 4 selon l'invention peuvent être utilisés pour offrir des services au réseau électrique 14 (mode "V2G" ou "Vehicle to Grid"). Un des services peut être un équilibrage offre/demande. La batterie 2 peut être considérée comme une réserve synchronisée pour le réseau électrique 14, par exemple pendant les heures de pointe. En permettant au chargeur 4 de circuler la puissance de la batterie 2 au réseau électrique 14 tout en fixant la
- 47 -tension VDc comme référence, la batterie 2 sert alors de réserve synchronisée grâce à un temps de réponse réduit. Un autre service peut être une régulation locale de la fréquence du réseau 14. Ce service auxiliaire peut être demandé beaucoup plus fréquemment que les services de réserves synchronisés, avec un temps de réponse très rapide. Des batteries 2 déjà
connectées au réseau 14 peuvent offrir ce service pendant la circulation de la puissance dans les deux sens. Une référence de petite valeur peut être ajoutée à la référence déjà existante. La référence de petite valeur peut être déterminée en détectant une variation de la fréquence du réseau 14, permettant à une batterie 2 d'injecter ou d'absorber de la puissance pour réguler la fréquence. Un autre service peut être un stockage d'énergie pour les ressources énergétiques distribuées (RÉD). Des batteries 2 connectées au réseau 14 peuvent servir à
stocker de l'énergie supplémentaire générée par des sources d'énergie renouvelables, réduisant du coup le besoin d'installer des systèmes de stockage supplémentaires dans le réseau 14 pour mitiger l'apport aléatoire d'énergie de ces sources. Un autre service peut être un filtrage actif joué par le rôle du convertisseur DC/DC 10 pour améliorer une qualité d'onde en réduisant les harmoniques causées par des charges non-linéaires connectées au réseau 14. Un autre service peut être un mode d'alimentation de charges résidentielles ("V2H" ou "Vehicle to Home") ou bâtiments ("V2B" ou "Vehicle to Building"), similaire aux services de réserves synchronisées en utilisant la tension VDc comme référence. La batterie 2 peut alors alimenter des charges par exemple en cas de coupure ou panne d'électricité.
En référence à la Figure 21, un des avantages du contrôle hybride selon l'invention est que le convertisseur 10 peut maintenir un rendement optimal sous une large gamme de puissances et de tensions. Le chargeur 4 peut alors ne pas avoir de condensateur pour le bus DC 12. Le convertisseur bidirectionnel triphasé AC/DC 8 composé d'un arrangement de semi-conducteurs Ss1, Ss2, S6 136 peut ainsi être relié directement au DAB triphasé
10 sans condensateur pour maintenir la tension au bus DC 12 constante.
En référence à la Figure 22, une forme que la tension VDc peut avoir dans un cas où le chargeur 4 (illustré e.g. à la Figure 1) selon l'invention est connecté à un réseau 14 moyenne tension de valeur efficace Vs = 1 kV est illustrée. Même si VDc présente un taux de variation
- 48 -de 2.66%, le contrôleur de modulation adaptative 44 et le contrôleur robuste 46 (illustrés e.g. à
la Figure 5) avec contrôle en mode de glissement permettent de varier les paramètres de contrôle du DAB 10 et notamment le délai de contrôle 9 pour obtenir une puissance circulante constante et égale à la puissance circulante désirée.
En référence à la Figure 23, l'alimentation des auxiliaires 20 dans le véhicule électrique peut être réalisée par l'entremise du convertisseur DC/DC 22 connecté à la batterie 2, en plus du convertisseur 10 du chargeur bidirectionnel 4 (illustré e.g. à la Figure 1).
La topologie du DAB
triphasé 10 peut être modifiée pour ajouter un troisième enroulement 138 au transformateur triphasé à haute fréquence 28 afin d'alimenter les auxiliaires 20. Comme la puissance demandée pour les auxiliaires 20 est inférieure à la puissance maximale de recharge de la batterie 2, un convertisseur AC/DC 22 monophasé composé d'un arrangement de semi-conducteurs Sa7, Sag, ..., Salo 140 peut être connecté au troisième enroulement 138. L'ajout d'une inductance en série avec l'enroulement 140 n'est pas nécessaire si l'inductance de fuite du transformateur 28 est suffisante pour circuler la puissance des auxiliaires 20. Le convertisseur 22 peut être bidirectionnel si un ou plusieurs des auxiliaires 20 peut fournir de l'énergie pour recharger la batterie 2. Sinon, le convertisseur 22 peut être unidirectionnel et composé de diodes (non illustrées) au lieu des semi-conducteurs 140.
Le convertisseur 10 avec contrôle hybride selon l'invention est isolé, de taille réduite, bidirectionnel, et a un rendement approprié. Le contrôle hybride peut avantageusement s'appuyer sur un modèle harmonique du convertisseur 10. La partie adaptative du contrôle sert à choisir les paramètres de contrôle appropriés, incluant les rapports cycliques des deux convertisseurs 24, 26, et le délai entre le contrôle des deux convertisseurs 24, 26. Le type de modulation adaptative implémenté permet d'adapter la puissance de calcul et la flexibilité du convertisseur 10 selon un degré de variabilité des composants du système ou la plage possible de puissance de recharge ou de transfert d'énergie. La modulation adaptative permet aussi un fonctionnement en mode monophasé si la puissance circulante est faible. La partie robuste du contrôle permet d'amortir les effets transitoires qui peuvent se produire lors d'un changement de la puissance circulante de référence, de la tension du bus DC ou de la tension de la batterie.
- 49 -Bien que des réalisations de l'invention aient été illustrées dans les dessins ci-joints et décrites ci-dessus, il apparaîtra évident pour les personnes versées dans l'art que des modifications peuvent être apportées à ces réalisations sans s'écarter de l'invention.
- 50 -

Claims (12)

REVENDICATIONS:
1. Un convertisseur DC/DC isolé et bidirectionnel avec contrôle hybride pour une batterie de véhicule électrique ou similaire, comprenant:
un bus DC;
des bornes de connexion à la batterie;
un transformateur triphasé ayant un côté primaire et un côté secondaire;
un premier pont convertisseur ayant des branches à paires de semi-conducteurs couplées entre le bus DC et le côté primaire du transformateur triphasé via des inductances;
un deuxième pont convertisseur ayant des branches à paires de semi-conducteurs couplées entre le côté secondaire du transformateur triphasé et les bornes de connexion à la batterie;
un capteur de tension pour mesurer une tension aux bornes de connexion à la batterie;
un capteur de courant pour mesurer un courant circulant entre les bornes de connexion à
la batterie;
un générateur de signaux de commande des semi-conducteurs selon des signaux indicateurs de rapports cycliques des signaux de commande et un délai de contrôle des signaux de commandes entre les ponts convertisseurs;
un contrôleur de modulation adaptative configuré pour définir un modèle du transformateur et des ponts convertisseurs et exécuter un algorithme de contrôle générant des signaux indicateurs des rapports cycliques, d'un délai de contrôle préliminaire et d'une tension au bus DC selon un signal de référence de puissance circulante à travers le convertisseur DC/DC, la tension de la batterie mesurée par le capteur de tension et le courant mesuré par le capteur de courant appliqué au modèle de manière que des valeurs RMS de courants des inductances dans le premier pont convertisseur sont minimisés, que les semi-conducteurs sont opérés en commutation à tension nulle, que la puissance circulante à travers le convertisseur correspond à la référence de puissance circulante et que des fonctions de l'algorithme pour un mode d'opération sélectionné sont valables; et un contrôleur robuste configuré pour exécuter un algorithme de contrôle générant le signal indicateur du délai de contrôle transmis au générateur de signaux de commande selon un signal d'erreur entre une valeur de consigne de courant circulant découlant du délai de contrôle préliminaire généré par le contrôleur de modulation adaptative et une valeur de courant circulant découlant du courant mesuré par le capteur de courant de manière que des variations du courant circulant sont atténuées.
2. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 1, dans lequel le modèle défini dans le contrôleur de modulation adaptative est un modèle harmonique des courants et tensions du transformateur et des ponts convertisseurs.
3. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 1, dans lequel l'algorithme de contrôle du contrôleur de modulation robuste a des fonctions implémentant un contrôle par mode de glissement.
4. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 3, dans lequel les fonctions implémentant le contrôle par mode de glissement comprennent des fonctions de contrôle intégral double.
5. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 1, dans lequel l'algorithme de contrôle du contrôleur de modulation adaptative a des fonctions préparatoires:
parcourant la zone d'opération en variant des vecteurs d'entrée définis par les rapports cycliques, le délai de contrôle, la tension du bus DC et la tension de la batterie dans le modèle selon des gammes de variation prédéfinies;
créant des matrices de paramètres découlant des vecteurs d'entrée pour une gamme prédéfinie de puissances circulantes; et sélectionnant des combinaisons des paramètres des matrices pour des tensions de la batterie qui résultent en un rendement maximal et un déséquilibre minimal entre les valeurs RMS des courants des inductances, les combinaisons définissant des rapports cycliques, des délais de contrôle et des tensions du bus DC pour des valeurs de tension de la batterie et de la puissance circulante.
6. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 5, dans lequel l'algorithme de contrôle du contrôleur de modulation adaptative a des fonctions de contrôle:

saturant une valeur de la référence de puissance circulante selon des valeurs minimale et maximale dépendant de la tension de la batterie et une valeur de puissance maximale prédéterminée pour le convertisseur;
déterminant des rendements pour les paramètres des combinaisons correspondant à des tensions du bus DC selon la tension de la batterie mesurée par le capteur de tension; et sélectionnant les rapports cycliques et délai de contrôle selon les paramètres de la combinaison avec une tension du bus DC ayant un rendement maximal.
7. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 5, dans lequel l'algorithme de contrôle du contrôleur de modulation adaptative a des fonctions de contrôle:
définissant des modes d'opération utilisant les combinaisons de paramètres en fonction de la puissance circulante à travers le convertisseur;
variant les rapports cycliques et le délai de contrôle à l'intérieur d'un intervalle de limites prédéterminées; et sélectionnant le mode de contrôle pour opérer le convertisseur selon la référence de puissance circulante, la tension du bus DC et la tension de la batterie.
8. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 1, dans lequel l'algorithme de contrôle du contrôleur de modulation adaptative a des fonctions:
générant des expressions des valeurs RMS des courants des inductances, de la puissance circulante à travers le convertisseur et des conditions de commutation à
tension nulle des semi-conducteurs en fonction d'un vecteur d'entrée basé sur une tension du bus DC, les rapports cycliques et le délai de contrôle, et sélectionnant une première combinaison des expressions satisfaisant au mode d'opération en saturant la référence de puissance circulante à une valeur maximum lorsqu'une première combinaison est introuvable.
9. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 1, comprenant de plus un arrangement de commutateurs contrôlés par le contrôleur de modulation adaptative et disposés dans les ponts convertisseurs de manière à utiliser les ponts convertisseurs et le transformateur triphasé

sous forme de convertisseur monophasé lorsqu'une valeur absolue de la référence de puissance circulante est inférieure à un seuil prédéfini.
10. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 1, dans lequel le transformateur triphasé
comprend un enroulement supplémentaire du côté primaire couplé à un pont convertisseur AC/DC monophasé se connectant à des auxiliaires du véhicule électrique.
11. Le convertisseur DC/DC selon la revendication 10, dans lequel le pont convertisseur AC/DC comprend des branches à paires de semi-conducteurs opérables selon qu'une puissance circulante dans le pont convertisseur AC/DC va vers ou provient des auxiliaires.
12. Une méthode de contrôle hybride d'un convertisseur DC/DC isolé et bidirectionnel pour une batterie de véhicule électrique ou similaire, le convertisseur ayant un transformateur triphasé couplé entre des premier et deuxième ponts convertisseurs à semi-conducteurs, le premier pont convertisseur se connectant à un bus DC et ayant des inductances, le deuxième pont convertisseur se connectant à la batterie, la méthode comprenant les étapes de:
mesurer une tension à des bornes de la batterie;
mesurer un courant circulant à travers la batterie;
définir un modèle du transformateur et des ponts convertisseurs;
générer des signaux indicateurs de rapports cycliques et d'un délai de contrôle préliminaire pour des signaux de commande des semi-conducteurs et d'une tension au bus DC
selon un signal de référence de puissance circulante à travers le convertisseur DC/DC, la tension de la batterie et le courant circulant dans la batterie appliqué au modèle de manière que des valeurs RMS de courants des inductances dans le premier pont convertisseur sont minimisés, que les semi-conducteurs sont opérés en commutation à tension nulle, qu'une puissance circulante à travers le convertisseur correspond à la référence de puissance circulante et que des fonctions du modèle pour un mode d'opération sélectionné
sont valables;
générer un signal indicateur d'un délai de contrôle pour les signaux de commande selon un signal d'erreur entre une valeur de consigne de courant circulant découlant du délai de contrôle préliminaire et une valeur de courant circulant découlant du courant mesuré de manière que des variations du courant circulant sont atténuées; et générer les signaux de commande des semi-conducteurs selon les signaux indicateurs de rapports cycliques et le délai de contrôle des signaux de commandes entre les ponts convertisseurs.
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