CA2328293A1 - Procede de synchronisation fine sur un signal recu d'un canal de transmission - Google Patents
Procede de synchronisation fine sur un signal recu d'un canal de transmission Download PDFInfo
- Publication number
- CA2328293A1 CA2328293A1 CA002328293A CA2328293A CA2328293A1 CA 2328293 A1 CA2328293 A1 CA 2328293A1 CA 002328293 A CA002328293 A CA 002328293A CA 2328293 A CA2328293 A CA 2328293A CA 2328293 A1 CA2328293 A1 CA 2328293A1
- Authority
- CA
- Canada
- Prior art keywords
- signal
- characterization
- process according
- eigenvalues
- matrix
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Abandoned
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
Abstract
L'invention concerne un procédé de synchronisation fine sur un signal de réception (S) correspondant à un signal de référence (TS) émis dans un canal de transmission. Il comprend les étapes suivantes: sélection d'un signal source produisant un signal de caractérisation (X) suite à son passage dans le canal de transmission, établissement d'une matrice de caractérisation (L) pour estimer la covariance du signal de caractérisation (X), identification des valeurs propres dominantes qui sont les valeurs propres (.lambda.i) les plus élevées de cette matrice de caractérisation (L), calcul de la fonction de corrélation c(t) du signal source avec la somme des vecteurs propres (vi) associés aux valeurs propres dominantes, recherche du premier maximum de cette fonction de corrélation c(t).
Description
WO 99/53b45 PCT/FR99/00835 Procédé de synchronisation fine sur un signal repu d'un canar de transmission La prësente invention concerne un procédê de synchronisation fine sur un signal de réception correspondant â un signal de référence êmis dans un canal de transmission.
Dans un système de transmission, notamment par ondes radios, un émetteur émet un signal de référence dans un canal de transmission â destination d'un récepteur. Une des l0 premiëres opérations que doit rêaliser le récepteur est la synchronisation sur le signal de réception. Ce problëme est bien connu de l'homme du mêtier et il n'est donc pas nêcessaire de rappeler ici les différentes techniques qui sont employées pour obtenir cette synchronisation.
I5 Lorsque les signaux sont numériques, on a coutume d'évaluer l'écart de synchronisation au moyen d'une unité de temps, le temps bit, qui est l'écart temporel séparant deux bits successifs d'un signala Or, il apparait que les solutions disponibles dans l'état de l'art ne permettent pas 20 d'acquérir une synchronisation beaucoup plus précise que le temps bit.
Cette précision peut s'avérer insuffisante dans certains cas. En effet, c'est la synchronisation qui donne le temps de trajet du signal dans le canal de transmission 25 ou, autrement dit, le temps de transmission entre l'ëmetteur et le récepteur. Cette donnée est importante car, dans un système de radiocommunication duplex o~ une station de base est en communication avec un terminal, chaque équipement étant pourvu d'un émetteur-récepteur, le terminal doit 30 fonctionner de sorte que le signal qu'il émet arrive â un instant précis en référence à la base de temps de la station de base. Pour ce faire, il faut naturellement que 1e terminal connaisse le temps que met ce signal pour parvenir à la station de base.
35 D'autre part, ce temps de transmission reflëte directement la distance séparant l'émetteur du récepteur. On COPIE DE CONFIRMAtI~N
WO 99!53645 PCT/FR99100$35
Dans un système de transmission, notamment par ondes radios, un émetteur émet un signal de référence dans un canal de transmission â destination d'un récepteur. Une des l0 premiëres opérations que doit rêaliser le récepteur est la synchronisation sur le signal de réception. Ce problëme est bien connu de l'homme du mêtier et il n'est donc pas nêcessaire de rappeler ici les différentes techniques qui sont employées pour obtenir cette synchronisation.
I5 Lorsque les signaux sont numériques, on a coutume d'évaluer l'écart de synchronisation au moyen d'une unité de temps, le temps bit, qui est l'écart temporel séparant deux bits successifs d'un signala Or, il apparait que les solutions disponibles dans l'état de l'art ne permettent pas 20 d'acquérir une synchronisation beaucoup plus précise que le temps bit.
Cette précision peut s'avérer insuffisante dans certains cas. En effet, c'est la synchronisation qui donne le temps de trajet du signal dans le canal de transmission 25 ou, autrement dit, le temps de transmission entre l'ëmetteur et le récepteur. Cette donnée est importante car, dans un système de radiocommunication duplex o~ une station de base est en communication avec un terminal, chaque équipement étant pourvu d'un émetteur-récepteur, le terminal doit 30 fonctionner de sorte que le signal qu'il émet arrive â un instant précis en référence à la base de temps de la station de base. Pour ce faire, il faut naturellement que 1e terminal connaisse le temps que met ce signal pour parvenir à la station de base.
35 D'autre part, ce temps de transmission reflëte directement la distance séparant l'émetteur du récepteur. On COPIE DE CONFIRMAtI~N
WO 99!53645 PCT/FR99100$35
2 comprend bien que 1a précision de cette distance est fondamentale lorsqu'il s'agit de procëder à Ia localisation du terminal en repérant sa position relative par rapport.â
une ou plusieurs stations de base. Le problème général de la localisation d'un terminal est une préoccupation très actuelle du fait de ses applications au nombre desquelles on citera, par exemple, les stratégies de changements de cellules ("handover") dans, les réseaux cellulaires. On mentionnera également le domaine de 1a sécurité, qu'il faille situer géographiquement la provenance d'un appel d'urgence ou bien la position d'un véhicule volé équipé du terminal.
La présente invention a ainsi pour objet un procêdé de synchronisation dont la précision est bien supérieure au temps bit.
Selon l'invention, le procédê de synchronisation fine sur un signal de réception correspondant à un signal de référence êmis dans un canal de transmission comprend les étapes suivantes - sélection d'un signal source produisantwn signal de caractérisation suite â son passage dans le canal de transmission, - établissement d'une matrice de caractérisation pour estimer la covariance du signal de caractérisation, - identification des valeurs propres dominantes qui sont les valeurs propres les plus élevées de cette matrice de caractérisation, - calcul de la fonction de corrêlation du signal source avec ia somme des vecteurs propres associés aux valeurs propres dominantes, - recherche du premier maximum de cette fonction de corrélation.
Lorsque l'incrément de temps adoptê pour le calcul de la fonction de corrélation est choisi suffisamment petit, en tout cas bien inférieur à un temps bit, ce procédé permet d'obtenir une trës bonne précision.
une ou plusieurs stations de base. Le problème général de la localisation d'un terminal est une préoccupation très actuelle du fait de ses applications au nombre desquelles on citera, par exemple, les stratégies de changements de cellules ("handover") dans, les réseaux cellulaires. On mentionnera également le domaine de 1a sécurité, qu'il faille situer géographiquement la provenance d'un appel d'urgence ou bien la position d'un véhicule volé équipé du terminal.
La présente invention a ainsi pour objet un procêdé de synchronisation dont la précision est bien supérieure au temps bit.
Selon l'invention, le procédê de synchronisation fine sur un signal de réception correspondant à un signal de référence êmis dans un canal de transmission comprend les étapes suivantes - sélection d'un signal source produisantwn signal de caractérisation suite â son passage dans le canal de transmission, - établissement d'une matrice de caractérisation pour estimer la covariance du signal de caractérisation, - identification des valeurs propres dominantes qui sont les valeurs propres les plus élevées de cette matrice de caractérisation, - calcul de la fonction de corrêlation du signal source avec ia somme des vecteurs propres associés aux valeurs propres dominantes, - recherche du premier maximum de cette fonction de corrélation.
Lorsque l'incrément de temps adoptê pour le calcul de la fonction de corrélation est choisi suffisamment petit, en tout cas bien inférieur à un temps bit, ce procédé permet d'obtenir une trës bonne précision.
3 Selon une première option, le nombre de ces valeurs propres dominantes est prédëterminé. Typiquement, ce nombre représente de l'ordre de 20 à 30 % de la dimension de la matrice de caractérisation.
Selon une deuxiëme option, le rapport de la somme des valeurs propres dominantes à la somme de toutes les valeurs propres est supérieur ou égal â un nombre prëdéterminé. Ici, lé nombre retenu sera souvent supérieur â 90 %, 95 %. par exemple.
Selon une troisième option, le procédê comprenant de plus une étape d'estimation. du bruit additif dans le canal de transmission, les valeurs propres dominantes sont telles que leur somme soit inférieure ou égale â la somme de toutes les valeurs propres diminuêe du bruit additif.
De plus, l'estimation du bruit additif est réalisée en normalisant le bruit instantané qui est évalué au moyen du signal de réception, du signal de référence et d'une estimation de la réponse impulsionnelle du canal de transmission.
Avantageusement, en notant A la matrice de transmission associée au signal de référence, l'expression du bruit instantané est la suivante : N0 = S - A.X.
Par ailleurs, quelle que soit l'option ëventuellement retenue, la matrice de caractérisation rësulte d'une opération de lissage.
Selon un mode de réalisation préférentiel, 1e signal de caractérisation est une estimation de la réponse impulsionnelle du canar de transmission.
On peut êgalement prêvoir que le signal de caractêrisation soit le signal de.rëception.
La présente invention apparaîtra maintenant de maniêre plus détaillée dans le cadre de la description qui suit où
sont proposés des exemples de mise en oeuvre â titre illustratif, ceci en réfërence aux figures annexées qui représentent ':
WO 99lS3645 PCT/FR99l00835 - la figure 1, une premiëre variante de réalisation de l'invention, et - la figure 2, une deuxième variante.
Les éléments communs aux deux figures sont affectées d'une seule et même référence.
Le rêcepteur a déjà acquis' une synchronisation grossiëre sur le signal de réception, de l'ordre du temps bit, au moyen de l'une quelconque des solutions disponibles.
Ce signal de réception correspond ~ un signal de référence produit par l'ëmetteur et connu du rëcepteur. Ce signal de référence peut être connu à priori, c'est-à-dire qu'il s'agit d'une séquence d'apprentissage formée de symboles identifiés. Il peut également être connu à
posteriori au moyen de techniques génêriquement refërencées sous le terme de sondage aveugle. Dans ce cas, au cours de la procédure de synchronisation, le récepteur régênère la suite des symboles formant le signal de référence à partir du signal de réception.
I1 convient en premier lieu de caractériser la transmission entre l'êmetteur et le récepteur. A cet effet, on sélectionne un signal source qui, produit par l'émetteur, donne au niveau du rëcepteur, après transmission dans 1e canal, un signal de caractérisation.
Naturellement, si le signal source est le signal de réfêrence, ce signal de caractêrisation est le signal de réception lui-même. Ce n'est pas cependant pas toujours la solution optimale quant â la complexité et aux performances du procédé de l'invention Une autre solution consiste à retenir une impulsion modulée comme signal source, 1e signal de caractérisation devenant alors la réponse impulsionnelle du canal de transmission.
A titre d'exemple, le systême de radiocommunication cellulaire numérique GSM fait appel à une sêquence d'apprentissage de 26 symboles, la réponse impulsionnelle étant généralement estimëe avec 5 coefficients puisqu'on admet que la dispersion du canal vaut 4.
Dans ce cas, le signal de rêception a une dimensïon maximale de 22 qui est sensiblement plus importante que 5 celle de la réponse ïmpulsionnelle.
On examinera donc successivement deux variantes de mise en oeuvre de l'invention en commençant par le cas où le signal source est une impulsion modulêe en rëférence à la figure 1.
lo L'estimation de la rêponse impulsionnelie ne pose pas de difficultës en soi car de nombreuses méthodes permettent d'y parvenir, par exemple la méthode dite du critère des moindres carrés qui est décrite notamment dans les demandes de brevet FR 2696604 et EP 0564849. En matière de rappel, cette technique fait appel à une matrice de mesure A
construite à partir de la sëquence d'apprentissage TS de longueur n. Cette matrice comprend (n-d) lignes ~et (d+1) colonnes, d représentant la dispersion du canal. L'élément figurant à 1a ième ligne et à la jême colonne est le (d+i-j)iême symbole de la séquence d'apprentissage, soit en notant ai le ième symbole d'une sëquence TS de 26 symboles a4 a3 a2 al a0 a5 a4 a3 a2 al a6 a5 a4 a3 a2 A = agi.............
. . v . , w . . . . . . w w w .
w w . . . . . . . . . w . . w .
a25........... a21 La séquence d'apprentissage est choisie telle que la matrice AtA soit inversible où l'opérateur .t représente la transposition.
Dans le signal de réception S, on ne prend pas en compte les quatre premiers symboles s0 à sg car ceux-ci dépendent également de symbole inconnus ëmis avant la sêquence d'apprentissage, êtant donné que la dispersion du WO 99!53645 PCTIFR99/00835 canal vaut 4. Par un abus de langage on définira donc dorénavant le signal de réception comme un vecteur S ayant pour composantes les symboles reçus, s~, s5, s6, ... , s25.
Dès lors, l'estimation de la rêponse impulsionnelle X
prend la forme suivante X = (At A)-1 At . S
L'étape suivante du procédé de l'invention consiste â
établir une statistique de cette réponse impulsionnelle. Par statistique, on entend un ensemble de données reflétant la valeur moyenne de cette réponse sur une përiode d'analyse.
On construit donc une matrice de lissage des différentes estimations X obtenues pendant la période d'analyse pour obtenir une estimation de la covariance associée â cette réponse impulsionnelle. On entend ici lissage dans un sens très général, c'est-â-dire toute opération permettant de lisser ou de moyenner la réponse impulsionnelle sur la période d'analyse.
Un premier exemple de lissage consiste â effectuer la moyenne de la matrice XXh sur la période d'analyse supposée comprendre m séquences d'apprentissage m L( ~h) -m L'opérateur .h représente la transformation hermitienne ou transposition conjugaison complexe.
Un second exemple de lissage consiste à actualiser, après réception de la ième séquence d'apprentissage,, la matrice de lissage Li_1(XXh) obtenue â la (i-1)ième séquence d'apprentissage au moyen d'un coefficient multiplicatif a, ce facteur étant généralement connu sous le nom de facteur d'oubli de lissage et étant compris entre 0 et 1 Li(XXh) = a XiXih + (1-a)Li-1(XXh) L'initialisation peut se faire par tous moyens, notamment au moyen de la première estimation X obtenue ou bien par une moyenne obtenue comme ci-dessus pour un faible nombre de séquences d'apprentissage.
W O 99!53645 PCT/FR99100835 Dans un souci de simplification, la matrice de lissage L(XXh) qui est en fait une matrice de caractérisation statistique, sera désormais notée L.
Le procédé comprend ensuite une étape de recherche des couples {valeur propre, vecteur propre) de la matrice de caractérisation.
Cette étape ne sera pas plus détai7.lëe car bien connue de l'homme de métier.
Les valeurs propres ~,i sont maintenant classées, par IO ordre décroissant. En effet, la somme de ces valeurs correspond â l'énergie du signal de caractérisation X
composée pour partie d'un signal utile qui est l'image du signal source et pour partie du bruit additif N du canal de transmission.
I1 vient que les valeurs propres dominantes, celles qui sont le plus élevées, représentent le signal utile, tandis que les valeurs propres les plus faibles représentent le bruit.
Selon une première option, le procédé consiste à
retenir un nombre prédéterminé de valeurs propres dominantes. Par exemple, pour une réponse impulsionnelle â
5 coefficients, on retient les deux premières valeurs propres ~.x et ~,~ .
Selon une deuxiême option, on considère que le signal utile présente une énergie qui est une fraction prédéterminée f de l'énergie du signal de caractérisation.
Ainsi en notant ~,i les valeurs propres pour i variant de 1 é
p, il y aura d valeurs propres dominantes, d étant obtenu comme suit d d+1 E ~, . E ~, .
1 1 1 <_ f et i=1 1 ~ f P P
,.
j = 1 1 j ~ 1 1 La fraction f peut être fixée a priori, à une valeur de 95 ~ par exemple. Cette fraction peut également dëriver du rapport signal à bruit du signal de rëception obtenu par ailleurs.
Selon une troisième option du procëdé, sans doute la plus performante, le bruit additif N est estimé directement à partir du signal de réception et de 1a matrice de mesure A. En effet, en notant Np, le vecteur bruit affectant le signal de réception, il vient que S = AX + Np Compte tenu du fait que les vecteurs S et Np ont 22 lo composantes, le bruit additif N peut s'exprimer de la manière suivante N = ( 22 ) (5 _ AX}h (S _ AX}
Naturellement, cette estimation du bruit additif peut être moyennée en lissée.
i5 En reprenant les notations précédentes et en normalisant les énergies, il vient que P P
~ ~,i ~ N et E 7~i < N
i=d i=d+1 On obtient donc les valeurs propres dominantes à
20 partir d'une estimation directe du bruit.
Quelle que soit l'option précédemment retenue, l'étape suivante du procédé consiste à calculer la fonction de corrélation du signal source avec la somme des vecteurs propres vi associés aux valeurs propres dominantes ~,i.
25 Le signal source est suréchantilloné par rapport au temps bit et on le notera donc g ( t } oü t qui représente le temps est une variable discrète dont le pas de quantification vaut, à titre d'exemple, 1/32 temps bit. I1 est représenté par un vecteur de même dimension que le 30 signal de caractérisation, soit 5 dans l'exemple adopté: La fonction de corrélation c(t} est calculée par exemple pour t variant de -1 à +1 temps bit au moyen de l'expression suivante d c(t) = E g(t)~ vi i=1 Le point figurant entre le signal source g{t) et le vecteur propre vi représente classiquement 1e produit scalaire.
La dernière étape du procédê consiste â rechercher la valeur t0 de t la plus proche de zëro qui correspond au premier maximum relatif de la fonction corrélation c(t).
C'est cette valeur particulière t0 qui donne l'écart de synchronisation recherchée par rapport au signal de réception.
Par ailleurs, on peut considérer la fonction complémentaire c'{t) suivante p c'(t) _ E g(t)~vi i=d+i I1 faut remarquer que la valeur particuliere z0 mentionnée ci-dessus peut également être obtenue en recherchant 1a valeur de t la plus proche de zéro qui correspond au premier minimum relatif de la formation complémentaire c'{t).
Ces deux méthodes pour obtenir l'écart de synchronisation t0 sont donc équivalentes.
En rêféence à la figure 2, considërons maintenant une deuxième variante de l'invention selon laquelle le signal de caractérisation est le signai de réception S, si bien que le signal source est maintenant le signal de référence, soit dans le cas du GSM, la séquence d'apprentissage TS modulée GMSK {pour "Gaussian Minimum Shift Keying").
La statistique du signal de caractérisation est donc estimée au moyen d'une matrice de caractérisation qui est maintenant obtenue par lissage des différentes occurrences du signal de réception S. Ici encore, on considère le terme lissage dans un sens très général.
La matrice de caractérisation L prend donc la forme suivante WO 99/53b45 PCT/FR99/00835 m L( SSh) = 1 ~ SSh ou bien, m Li(SSh) _ ~isih + (1-a)Li-I(SSh) On recherche ensuite les p' valeurs propres ~,'i de cette matrice et, comme dans la première variante, on 5 identifie les d' valeurs propres dominantes.
On calcule maintenant la fonction de corrélation f(t) de la séquence d'apprentissage modulée et de la somme des vecteurs propres v'i associés aux valeurs propres dominantes ä.' i 10 ~ Là. encore, la sêquence d'apprentissage g'(t) est suréchantillonnée et elle est représentée par un vecteur de 22 composantes. La fonction de corrélation devient donc d' f(t) = E g~(t),vri i~l Comme auparavant, on peut dêfinir une nouvelle fonction complémentaire f'(t) p~
f'~t) _ E g~(t)w~i i=d'+1 Le procédé se termine de la même manière en recherchant le premier maximum de la fonction de corrélation f(t) ou le premier minimum de la fonction complémentaire f' (t) .
L'invention peut ainsi être mise en oeuvre de différentes manières, le point essentiel étant de disposer d'un signal source et du résultat de sa transmission, à
savoir du signal de caractérisation.
Selon une deuxiëme option, le rapport de la somme des valeurs propres dominantes à la somme de toutes les valeurs propres est supérieur ou égal â un nombre prëdéterminé. Ici, lé nombre retenu sera souvent supérieur â 90 %, 95 %. par exemple.
Selon une troisième option, le procédê comprenant de plus une étape d'estimation. du bruit additif dans le canal de transmission, les valeurs propres dominantes sont telles que leur somme soit inférieure ou égale â la somme de toutes les valeurs propres diminuêe du bruit additif.
De plus, l'estimation du bruit additif est réalisée en normalisant le bruit instantané qui est évalué au moyen du signal de réception, du signal de référence et d'une estimation de la réponse impulsionnelle du canal de transmission.
Avantageusement, en notant A la matrice de transmission associée au signal de référence, l'expression du bruit instantané est la suivante : N0 = S - A.X.
Par ailleurs, quelle que soit l'option ëventuellement retenue, la matrice de caractérisation rësulte d'une opération de lissage.
Selon un mode de réalisation préférentiel, 1e signal de caractérisation est une estimation de la réponse impulsionnelle du canar de transmission.
On peut êgalement prêvoir que le signal de caractêrisation soit le signal de.rëception.
La présente invention apparaîtra maintenant de maniêre plus détaillée dans le cadre de la description qui suit où
sont proposés des exemples de mise en oeuvre â titre illustratif, ceci en réfërence aux figures annexées qui représentent ':
WO 99lS3645 PCT/FR99l00835 - la figure 1, une premiëre variante de réalisation de l'invention, et - la figure 2, une deuxième variante.
Les éléments communs aux deux figures sont affectées d'une seule et même référence.
Le rêcepteur a déjà acquis' une synchronisation grossiëre sur le signal de réception, de l'ordre du temps bit, au moyen de l'une quelconque des solutions disponibles.
Ce signal de réception correspond ~ un signal de référence produit par l'ëmetteur et connu du rëcepteur. Ce signal de référence peut être connu à priori, c'est-à-dire qu'il s'agit d'une séquence d'apprentissage formée de symboles identifiés. Il peut également être connu à
posteriori au moyen de techniques génêriquement refërencées sous le terme de sondage aveugle. Dans ce cas, au cours de la procédure de synchronisation, le récepteur régênère la suite des symboles formant le signal de référence à partir du signal de réception.
I1 convient en premier lieu de caractériser la transmission entre l'êmetteur et le récepteur. A cet effet, on sélectionne un signal source qui, produit par l'émetteur, donne au niveau du rëcepteur, après transmission dans 1e canal, un signal de caractérisation.
Naturellement, si le signal source est le signal de réfêrence, ce signal de caractêrisation est le signal de réception lui-même. Ce n'est pas cependant pas toujours la solution optimale quant â la complexité et aux performances du procédé de l'invention Une autre solution consiste à retenir une impulsion modulée comme signal source, 1e signal de caractérisation devenant alors la réponse impulsionnelle du canal de transmission.
A titre d'exemple, le systême de radiocommunication cellulaire numérique GSM fait appel à une sêquence d'apprentissage de 26 symboles, la réponse impulsionnelle étant généralement estimëe avec 5 coefficients puisqu'on admet que la dispersion du canal vaut 4.
Dans ce cas, le signal de rêception a une dimensïon maximale de 22 qui est sensiblement plus importante que 5 celle de la réponse ïmpulsionnelle.
On examinera donc successivement deux variantes de mise en oeuvre de l'invention en commençant par le cas où le signal source est une impulsion modulêe en rëférence à la figure 1.
lo L'estimation de la rêponse impulsionnelie ne pose pas de difficultës en soi car de nombreuses méthodes permettent d'y parvenir, par exemple la méthode dite du critère des moindres carrés qui est décrite notamment dans les demandes de brevet FR 2696604 et EP 0564849. En matière de rappel, cette technique fait appel à une matrice de mesure A
construite à partir de la sëquence d'apprentissage TS de longueur n. Cette matrice comprend (n-d) lignes ~et (d+1) colonnes, d représentant la dispersion du canal. L'élément figurant à 1a ième ligne et à la jême colonne est le (d+i-j)iême symbole de la séquence d'apprentissage, soit en notant ai le ième symbole d'une sëquence TS de 26 symboles a4 a3 a2 al a0 a5 a4 a3 a2 al a6 a5 a4 a3 a2 A = agi.............
. . v . , w . . . . . . w w w .
w w . . . . . . . . . w . . w .
a25........... a21 La séquence d'apprentissage est choisie telle que la matrice AtA soit inversible où l'opérateur .t représente la transposition.
Dans le signal de réception S, on ne prend pas en compte les quatre premiers symboles s0 à sg car ceux-ci dépendent également de symbole inconnus ëmis avant la sêquence d'apprentissage, êtant donné que la dispersion du WO 99!53645 PCTIFR99/00835 canal vaut 4. Par un abus de langage on définira donc dorénavant le signal de réception comme un vecteur S ayant pour composantes les symboles reçus, s~, s5, s6, ... , s25.
Dès lors, l'estimation de la rêponse impulsionnelle X
prend la forme suivante X = (At A)-1 At . S
L'étape suivante du procédé de l'invention consiste â
établir une statistique de cette réponse impulsionnelle. Par statistique, on entend un ensemble de données reflétant la valeur moyenne de cette réponse sur une përiode d'analyse.
On construit donc une matrice de lissage des différentes estimations X obtenues pendant la période d'analyse pour obtenir une estimation de la covariance associée â cette réponse impulsionnelle. On entend ici lissage dans un sens très général, c'est-â-dire toute opération permettant de lisser ou de moyenner la réponse impulsionnelle sur la période d'analyse.
Un premier exemple de lissage consiste â effectuer la moyenne de la matrice XXh sur la période d'analyse supposée comprendre m séquences d'apprentissage m L( ~h) -m L'opérateur .h représente la transformation hermitienne ou transposition conjugaison complexe.
Un second exemple de lissage consiste à actualiser, après réception de la ième séquence d'apprentissage,, la matrice de lissage Li_1(XXh) obtenue â la (i-1)ième séquence d'apprentissage au moyen d'un coefficient multiplicatif a, ce facteur étant généralement connu sous le nom de facteur d'oubli de lissage et étant compris entre 0 et 1 Li(XXh) = a XiXih + (1-a)Li-1(XXh) L'initialisation peut se faire par tous moyens, notamment au moyen de la première estimation X obtenue ou bien par une moyenne obtenue comme ci-dessus pour un faible nombre de séquences d'apprentissage.
W O 99!53645 PCT/FR99100835 Dans un souci de simplification, la matrice de lissage L(XXh) qui est en fait une matrice de caractérisation statistique, sera désormais notée L.
Le procédé comprend ensuite une étape de recherche des couples {valeur propre, vecteur propre) de la matrice de caractérisation.
Cette étape ne sera pas plus détai7.lëe car bien connue de l'homme de métier.
Les valeurs propres ~,i sont maintenant classées, par IO ordre décroissant. En effet, la somme de ces valeurs correspond â l'énergie du signal de caractérisation X
composée pour partie d'un signal utile qui est l'image du signal source et pour partie du bruit additif N du canal de transmission.
I1 vient que les valeurs propres dominantes, celles qui sont le plus élevées, représentent le signal utile, tandis que les valeurs propres les plus faibles représentent le bruit.
Selon une première option, le procédé consiste à
retenir un nombre prédéterminé de valeurs propres dominantes. Par exemple, pour une réponse impulsionnelle â
5 coefficients, on retient les deux premières valeurs propres ~.x et ~,~ .
Selon une deuxiême option, on considère que le signal utile présente une énergie qui est une fraction prédéterminée f de l'énergie du signal de caractérisation.
Ainsi en notant ~,i les valeurs propres pour i variant de 1 é
p, il y aura d valeurs propres dominantes, d étant obtenu comme suit d d+1 E ~, . E ~, .
1 1 1 <_ f et i=1 1 ~ f P P
,.
j = 1 1 j ~ 1 1 La fraction f peut être fixée a priori, à une valeur de 95 ~ par exemple. Cette fraction peut également dëriver du rapport signal à bruit du signal de rëception obtenu par ailleurs.
Selon une troisième option du procëdé, sans doute la plus performante, le bruit additif N est estimé directement à partir du signal de réception et de 1a matrice de mesure A. En effet, en notant Np, le vecteur bruit affectant le signal de réception, il vient que S = AX + Np Compte tenu du fait que les vecteurs S et Np ont 22 lo composantes, le bruit additif N peut s'exprimer de la manière suivante N = ( 22 ) (5 _ AX}h (S _ AX}
Naturellement, cette estimation du bruit additif peut être moyennée en lissée.
i5 En reprenant les notations précédentes et en normalisant les énergies, il vient que P P
~ ~,i ~ N et E 7~i < N
i=d i=d+1 On obtient donc les valeurs propres dominantes à
20 partir d'une estimation directe du bruit.
Quelle que soit l'option précédemment retenue, l'étape suivante du procédé consiste à calculer la fonction de corrélation du signal source avec la somme des vecteurs propres vi associés aux valeurs propres dominantes ~,i.
25 Le signal source est suréchantilloné par rapport au temps bit et on le notera donc g ( t } oü t qui représente le temps est une variable discrète dont le pas de quantification vaut, à titre d'exemple, 1/32 temps bit. I1 est représenté par un vecteur de même dimension que le 30 signal de caractérisation, soit 5 dans l'exemple adopté: La fonction de corrélation c(t} est calculée par exemple pour t variant de -1 à +1 temps bit au moyen de l'expression suivante d c(t) = E g(t)~ vi i=1 Le point figurant entre le signal source g{t) et le vecteur propre vi représente classiquement 1e produit scalaire.
La dernière étape du procédê consiste â rechercher la valeur t0 de t la plus proche de zëro qui correspond au premier maximum relatif de la fonction corrélation c(t).
C'est cette valeur particulière t0 qui donne l'écart de synchronisation recherchée par rapport au signal de réception.
Par ailleurs, on peut considérer la fonction complémentaire c'{t) suivante p c'(t) _ E g(t)~vi i=d+i I1 faut remarquer que la valeur particuliere z0 mentionnée ci-dessus peut également être obtenue en recherchant 1a valeur de t la plus proche de zéro qui correspond au premier minimum relatif de la formation complémentaire c'{t).
Ces deux méthodes pour obtenir l'écart de synchronisation t0 sont donc équivalentes.
En rêféence à la figure 2, considërons maintenant une deuxième variante de l'invention selon laquelle le signal de caractérisation est le signai de réception S, si bien que le signal source est maintenant le signal de référence, soit dans le cas du GSM, la séquence d'apprentissage TS modulée GMSK {pour "Gaussian Minimum Shift Keying").
La statistique du signal de caractérisation est donc estimée au moyen d'une matrice de caractérisation qui est maintenant obtenue par lissage des différentes occurrences du signal de réception S. Ici encore, on considère le terme lissage dans un sens très général.
La matrice de caractérisation L prend donc la forme suivante WO 99/53b45 PCT/FR99/00835 m L( SSh) = 1 ~ SSh ou bien, m Li(SSh) _ ~isih + (1-a)Li-I(SSh) On recherche ensuite les p' valeurs propres ~,'i de cette matrice et, comme dans la première variante, on 5 identifie les d' valeurs propres dominantes.
On calcule maintenant la fonction de corrélation f(t) de la séquence d'apprentissage modulée et de la somme des vecteurs propres v'i associés aux valeurs propres dominantes ä.' i 10 ~ Là. encore, la sêquence d'apprentissage g'(t) est suréchantillonnée et elle est représentée par un vecteur de 22 composantes. La fonction de corrélation devient donc d' f(t) = E g~(t),vri i~l Comme auparavant, on peut dêfinir une nouvelle fonction complémentaire f'(t) p~
f'~t) _ E g~(t)w~i i=d'+1 Le procédé se termine de la même manière en recherchant le premier maximum de la fonction de corrélation f(t) ou le premier minimum de la fonction complémentaire f' (t) .
L'invention peut ainsi être mise en oeuvre de différentes manières, le point essentiel étant de disposer d'un signal source et du résultat de sa transmission, à
savoir du signal de caractérisation.
Claims (10)
1)Procédé de synchronisation fine sur un signal de réception (S) correspondant à un signal de référence (TS) émis dans un canal de transmission, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes:
- sélection d'un signal source produisant un signal de caractérisation (X, S) suite à son passage dans ledit canal de transmission, - établissement d'une matrice de caractérisation (L) pour estimer la covariance dudit signal de caractérisation (X, S), - identification des valeurs propres dominantes qui sont les valeurs propres (.lambda.i, .lambda.'i) les plus élevées de cette matrice de caractérisation (L), - calcul de la fonction de corrélation (c(t), f(t)) dudit signal source avec la somme des vecteurs propres (vi, v'i) associés auxdites valeurs propres dominantes, - recherche du premier maximum de cette fonction de corrélation (c(t), f(t)).
- sélection d'un signal source produisant un signal de caractérisation (X, S) suite à son passage dans ledit canal de transmission, - établissement d'une matrice de caractérisation (L) pour estimer la covariance dudit signal de caractérisation (X, S), - identification des valeurs propres dominantes qui sont les valeurs propres (.lambda.i, .lambda.'i) les plus élevées de cette matrice de caractérisation (L), - calcul de la fonction de corrélation (c(t), f(t)) dudit signal source avec la somme des vecteurs propres (vi, v'i) associés auxdites valeurs propres dominantes, - recherche du premier maximum de cette fonction de corrélation (c(t), f(t)).
2)Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le nombre (d, d') desdites valeurs propres dominantes (.lambda.i, .lambda.'i) est prédéterminé.
3)Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que le rapport de la somme desdites valeurs propres dominantes à la somme de toutes les valeurs propres est supérieur ou égal à
un nombre prédéterminé.
un nombre prédéterminé.
4)Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que, comprenant de plus une étape d'estimation du bruit additif (N) dans le canal de transmission, lesdites valeurs propres dominantes sont telles que leur somme soit inférieure ou égale à la somme de toutes les valeurs propres diminuée dudit bruit additif (N).
5)Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'estimation du bruit additif (N) est réalisée en normalisant le bruit instantané (N0) qui est évalué au moyen dudit signal de réception (S), dudit signal de référence (TS) et d'une estimation de la réponse impulsionnelle (X) du canal de transmission.
6)Procédé selon la revendication 5 caractérisé en ce que, en notant A la matrice de transmission associée audit signal de référence (TS), l'expression du bruit instantané (N0) est la suivante : N0 = S - A.X.
7) Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que ledit bruit additif (N) est de plus moyenné.
8) Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que ladite matrice de caractérisation (L) résulte d'une opération de lissage.
9) Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que ledit signal de caractérisation est une estimation de la réponse impulsionnelle (X) du canal de transmission.
10) Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que ledit signal de caractérisation est ledit signal de réception (S).
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US98/04782 | 1998-04-10 | ||
| FR9804782A FR2777408B1 (fr) | 1998-04-10 | 1998-04-10 | Procede de synchronisation fine sur un signal recu d'un canal de transmission |
| PCT/FR1999/000835 WO1999053645A1 (fr) | 1998-04-10 | 1999-04-09 | Procede de synchronisation fine sur un signal recu d'un canal de transmission |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CA2328293A1 true CA2328293A1 (fr) | 1999-10-21 |
Family
ID=9525334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CA002328293A Abandoned CA2328293A1 (fr) | 1998-04-10 | 1999-04-09 | Procede de synchronisation fine sur un signal recu d'un canal de transmission |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1084547A1 (fr) |
| CN (1) | CN1300488A (fr) |
| CA (1) | CA2328293A1 (fr) |
| FR (1) | FR2777408B1 (fr) |
| WO (1) | WO1999053645A1 (fr) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006510321A (ja) * | 2002-12-22 | 2006-03-23 | フラクタス・ソシエダッド・アノニマ | 移動通信デバイス用のマルチバンド・モノポール・アンテナ |
| FR2857102B1 (fr) | 2003-07-04 | 2007-06-15 | Nortel Networks Ltd | Procede de mesure de l'instant d'arrivee d'un signal radio recu, dispositif de mesure et dispositif de localisation d'une station mobile pour la mise en oeuvre du procede |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5001747A (en) * | 1990-01-22 | 1991-03-19 | Racal Data Communications Inc. | Frequency offset estimator for data modem |
| FR2696604B1 (fr) * | 1992-10-07 | 1994-11-04 | Alcatel Radiotelephone | Dispositif d'estimation d'un canal de transmission. |
| FR2747870B1 (fr) * | 1996-04-19 | 1998-11-06 | Wavecom Sa | Signal numerique a blocs de reference multiples pour l'estimation de canal, procedes d'estimation de canal et recepteurs correspondants |
-
1998
- 1998-04-10 FR FR9804782A patent/FR2777408B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-04-09 EP EP99914586A patent/EP1084547A1/fr not_active Withdrawn
- 1999-04-09 CN CN 99806098 patent/CN1300488A/zh active Pending
- 1999-04-09 WO PCT/FR1999/000835 patent/WO1999053645A1/fr not_active Application Discontinuation
- 1999-04-09 CA CA002328293A patent/CA2328293A1/fr not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2777408A1 (fr) | 1999-10-15 |
| FR2777408B1 (fr) | 2000-06-23 |
| WO1999053645A1 (fr) | 1999-10-21 |
| EP1084547A1 (fr) | 2001-03-21 |
| WO1999053645A8 (fr) | 2001-03-08 |
| CN1300488A (zh) | 2001-06-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0735702B1 (fr) | Procédé et dispositif de réception multicapteur d'une station de base fixe pour un système de communication mobile | |
| EP1026518B1 (fr) | Procédé d'estimation de la vitesse de déplacement relatif d'un émetteur et d'un récepteur en communication l'un avec l'autre d'un système de télécommunications | |
| FR2904168A1 (fr) | Systeme d'estimation de la qualite de reception d'une transmission numerique. | |
| EP0614287A1 (fr) | Egalisation de blocs de données dans un système de communication à AMRT | |
| EP0991952B1 (fr) | Procede et dispositif de radiogoniometrie cooperative en transmission | |
| EP0709959B1 (fr) | Correction d'un décalage de fréquence | |
| WO2001065789A1 (fr) | Procede et dispositif d'estimation d'un canal de propagation | |
| EP1105975B1 (fr) | Recepteur en rateau iteratif et procede de reception correspondant | |
| EP3131229B1 (fr) | Procédé de génération de clé secrète de groupe basée sur la couche physique radio et terminal sans-fil associé | |
| CA2328293A1 (fr) | Procede de synchronisation fine sur un signal recu d'un canal de transmission | |
| EP1288675B1 (fr) | Procédé et dispositif d'estimation de la vitesse de déplacement d'un terminal mobile, en particulier un téléphone mobile cellulaire | |
| FR2821502A1 (fr) | Procede et dispositif d'estimation d'un canal de propagation a partir de ses statistiques | |
| CA2323004A1 (fr) | Procede d'egalisation numerique, et recepteur de radiocommunication mettant en oeuvre un tel procede | |
| EP0741471B1 (fr) | Procédé et dispositif de mesure sans intrusion de la qualité de transmission d'une ligne téléphonique | |
| EP1213884B1 (fr) | Procédé et dispositif d'estimation des valeurs successives de symboles numériques, en particulier pour l'égalisation d'un canal de transmission d'informations en téléphonie mobile | |
| EP1229696B1 (fr) | Estimation des paramètres de canal au moyen d'estimation de maximum de vraisemblance | |
| CA2340018A1 (fr) | Methode d'estimation radio de la vitesse d'un mobile | |
| FR2762164A1 (fr) | Sondage a ponderation temporelle d'un canal de transmission | |
| EP1714511A1 (fr) | Procede d'optimisation de la planification dans un systeme de communications de type cdma | |
| CA2340017A1 (fr) | Sondage dynamique d'un canal de transmission | |
| EP3879773A1 (fr) | Procédé et dispositif de détection de la présence éventuelle d au moins un motif numérique au sein d'un signal | |
| FR3062533A1 (fr) | Procede de reconstruction d'un signal | |
| WO2024084159A1 (fr) | Procede d'estimation d'au moins un parametre parmi une avance temporelle et un decalage de frequence entre des premier et deuxieme dispositifs de communication | |
| FR2745673A1 (fr) | Procede de regulation de puissance dans un reseau de telecommunications par satellite offrant une visibilite d'au moins deux satellites | |
| WO2006131665A1 (fr) | Dispositif et procede de selection d'un recepteur en fonction de l'environnement |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FZDE | Discontinued |