CA2120344C - Procede de demodulation numerique d'un signal composite - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne les procédés qui permettent de démoduler de manière numérique une modulation complexe permettant de transmettre des paramètres différents. Elle consiste à effectuer un filtrage en bande de base (201) du signal d'entrée, une démodulation complexe (202) d'une première sous-porteuse à la fréquence Fp pour obtenir après élévation au carré (207) un signal de correction. On démodule ensuite le signal d'entrée autour d'une fréquence exactement égale au double de la fréquence de la premiére démodulation pour obtenir des signaux de sortie présentant une erreur de fréquence par rapport à 2Fp. Cette erreur de fréquence est corrigée par multiplication (213) avec le signal de correction de fréquence élaboré précédemment. On filtre ensuite ( 214, 215) à une fréquence inférieure à 1 Hz le signal ainsi corrigé pour obtenir un signal donnant l'erreur de phase à la fréquenee 0, c'est-à-dire celle de la sous-porteuse à 2Fp. Ce signal permet de corrige r en phase les signaux préalablement corrigés en fréquence pour obtenir deux signaux complémentaires l'un de l'autre et transmis par modulation en quadrature autour de la fréquenee 2Fp. Elle permet de démoduler les signaux omnidirectionnels et dipolaires provenant d'une bouée d'écoute sous-marine.
Description
WO 93/07676 212 0 3 4 4 P~'/FR92/00843 Procédé de démodulation aumérique d'un signal composite La présente invention se rapporte aux dispositifs qui permettent de démoduler avec un traitement numérique un ,signal porteur d'une modulation composite . Elle concerne plus particu-lièrement les signaux transmis par radio depuis un véhicule marin transportant plusieurs signaux de mesure sous la forme d'un ensemble de modulations convenablement multiplexées entre elles .
On . utilise couramment pour repérer divers objets situés dans le sein de la mer des bouées larguées d'un héllcoptére et qui procèdent à des sondages songrs. Les résultats de ces sonda ges sont transmis par un poste de radio VHF porté par la bouée vers un récepteur situé dans l'hélicoptére largueur, ou éventuel-lement dans un autre véhicule aérien ou marin . , Les informations ainsi transmises comprennent essentielle ment des signaux de détection omnidirectionnels et directionnels et des indications d'orientation de la bouée permettant de don ner une référence aux signaux directionnels . Ces signaux modu lent la porteuse HF du poste radio de transmission selon un plan de modulation défini et connu . A la réception la démodulation du signal radio restitue les signaux de mesure, qui permettent de connaitre l'emplacement des objets à repérer.
La technique universellement utilisée jusqu'à présent est de démoduler ce signal par des moyens analogiques classiques, comportant par exemple des filtres, des multiplicateurs etc.
On a proposé dans le brevet US 4 356 562 une méthode de démodulation numérique de ces signaux. Toutefois le système proposé utilise une fréquence d'échantillonnage variable asser vie sur les fluctuations de la fréquence porteuse, ce qui compli que très sérieusement le traitement numérique des signaux ainsi échantillonnés .
Pour pallier ces inconvénients l'invention propose un procédé de ~ démodulation numérique d'un signal composite WO 93/07676 ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ PCT/F'R92/00843
On . utilise couramment pour repérer divers objets situés dans le sein de la mer des bouées larguées d'un héllcoptére et qui procèdent à des sondages songrs. Les résultats de ces sonda ges sont transmis par un poste de radio VHF porté par la bouée vers un récepteur situé dans l'hélicoptére largueur, ou éventuel-lement dans un autre véhicule aérien ou marin . , Les informations ainsi transmises comprennent essentielle ment des signaux de détection omnidirectionnels et directionnels et des indications d'orientation de la bouée permettant de don ner une référence aux signaux directionnels . Ces signaux modu lent la porteuse HF du poste radio de transmission selon un plan de modulation défini et connu . A la réception la démodulation du signal radio restitue les signaux de mesure, qui permettent de connaitre l'emplacement des objets à repérer.
La technique universellement utilisée jusqu'à présent est de démoduler ce signal par des moyens analogiques classiques, comportant par exemple des filtres, des multiplicateurs etc.
On a proposé dans le brevet US 4 356 562 une méthode de démodulation numérique de ces signaux. Toutefois le système proposé utilise une fréquence d'échantillonnage variable asser vie sur les fluctuations de la fréquence porteuse, ce qui compli que très sérieusement le traitement numérique des signaux ainsi échantillonnés .
Pour pallier ces inconvénients l'invention propose un procédé de ~ démodulation numérique d'un signal composite WO 93/07676 ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ PCT/F'R92/00843
2 comprenant un premier signal omnidirectionnel en bande de base, une première sous-porteuse à une première fréquence Fp, une deuxième sous-porteuse à une fréquence ZFp exactement égale au double de la fréquence Fp, un premier signal dipôlaire modulant en double bande latérale avec suppression de porteuse la deuxième sous-porteuse et un deuxième signal dipôlaire modulant en double bande latérale avec suppression de porteuse en quadrature avec le premier signal la deuxième sous-porteuse, principalement caractérisé en ce qu'on effectue les étapes suivantes - filtrage passe-bas pour isoler le signal omnidirectionnel ;
- démodulation complexe par une fréquence FO très stable peu différente de Fp pour obtenir un premier signal de différence de fréquence entre FO et Fp ;
1 S - élévation complexe au carré puis normalisation du signal conjugué de ce premier signal d'erreur pour obtenir un premier signal de correction de fréquence ;
- démodulation complexe autour d'une deuxième fréquence à la fréquence 2F0 exactement égale à deux fois la fréquence FO
pour obtenir une première approximation des deux signaux dipôlaires ;
multiplication complexe de cette première approximation de signaux dipôlaires par le premier signal de correction de fréquence pour obtenir des signaux dipôlaires corrigés en fréquence ;
- filtrage passe-bas à très faible bande de ces signaux dipôlaires corrigés en fréquence pour isoler la composante continue correspondant à la deuxième sous-porteuse ramenée à la fréquence 0 ;
- élaboration d'un signal de correction de phase à partir de cette composante à la fréquence 0 ;
- multiplication complexe des signaux dipôlaires corrigés en fréquence par ce signal d'erreur de phase pour obtenir les signaux dipôlaires corrigés en fréquence et en phase .
WO 93/07676 ~ ~ '~ O 3 ~ ~ PCT/FR92/00843
- démodulation complexe par une fréquence FO très stable peu différente de Fp pour obtenir un premier signal de différence de fréquence entre FO et Fp ;
1 S - élévation complexe au carré puis normalisation du signal conjugué de ce premier signal d'erreur pour obtenir un premier signal de correction de fréquence ;
- démodulation complexe autour d'une deuxième fréquence à la fréquence 2F0 exactement égale à deux fois la fréquence FO
pour obtenir une première approximation des deux signaux dipôlaires ;
multiplication complexe de cette première approximation de signaux dipôlaires par le premier signal de correction de fréquence pour obtenir des signaux dipôlaires corrigés en fréquence ;
- filtrage passe-bas à très faible bande de ces signaux dipôlaires corrigés en fréquence pour isoler la composante continue correspondant à la deuxième sous-porteuse ramenée à la fréquence 0 ;
- élaboration d'un signal de correction de phase à partir de cette composante à la fréquence 0 ;
- multiplication complexe des signaux dipôlaires corrigés en fréquence par ce signal d'erreur de phase pour obtenir les signaux dipôlaires corrigés en fréquence et en phase .
WO 93/07676 ~ ~ '~ O 3 ~ ~ PCT/FR92/00843
3 D'autres particularités et avantages de l'invention appa-raïtront clairement dans la description suivante faite à titre d'exemple non limitatif en regard des figures annexées qui représentent - la figure 1, le plan de fréquence du signal à démo-duler ; et - la figure 2, le diagramme d'un dispositif de démodulation selon l'invention .
Le signal de modulation composite de la porteuse HF repré
senté sur la figure 1 correspond à un ensemble de signaux et de modulations généralement utilisés dans les bouées sonars. Il comprend - Un premier signal en bande 1021 de base qui permet de transmettre les signaux de réception omnidirectionnels du sonar.
Ces signaux sont dits "signal omni" . La largeur de bande de ce signal est par exemple de 2400 Hz .
- Une première sous-porteuse pure 102 de fréquence Fp égale par exemple à ?, 5 kHz sert' de référence . Compte tenu des moyens rudimentaires disponibles dans la bouée permettant de générer cette fréquence, celle-ci varie de manière aléatoire, par exemple de t25 Hz. C'est cette variation qui pose les problémes principaux du traitement ultérieur.
- Une deuxième sous-fréquence pure 103 à la fréquence 2Fp exactement égale au double de celle de la première sous-por-.
teuse. Pour cela on génère simplement la deuxième sous-porteuse par doublement de fréquQnce de la première, ce qui permet d'obte-nir une identité parfaite entre les fréquences. Bien sûr cette deuxième fréquence varie en suivant les variations de la pre-miére, dans des limites doubles bien entendu, c'est-à-dire par exemple ~50 hertz. Il faut noter que ce système ne garantit pas un écart de phase constant entre les deux sous-porteuses, et que justement cet écart de phase varie de manière aléatoire .
- Un premier signal dit "voie cosinus" correspondant aux signaux sonars reçus dans une première direction privilégiée, ,.h;
est-ouest en principe si la bouée est bien orientée, module la
Le signal de modulation composite de la porteuse HF repré
senté sur la figure 1 correspond à un ensemble de signaux et de modulations généralement utilisés dans les bouées sonars. Il comprend - Un premier signal en bande 1021 de base qui permet de transmettre les signaux de réception omnidirectionnels du sonar.
Ces signaux sont dits "signal omni" . La largeur de bande de ce signal est par exemple de 2400 Hz .
- Une première sous-porteuse pure 102 de fréquence Fp égale par exemple à ?, 5 kHz sert' de référence . Compte tenu des moyens rudimentaires disponibles dans la bouée permettant de générer cette fréquence, celle-ci varie de manière aléatoire, par exemple de t25 Hz. C'est cette variation qui pose les problémes principaux du traitement ultérieur.
- Une deuxième sous-fréquence pure 103 à la fréquence 2Fp exactement égale au double de celle de la première sous-por-.
teuse. Pour cela on génère simplement la deuxième sous-porteuse par doublement de fréquQnce de la première, ce qui permet d'obte-nir une identité parfaite entre les fréquences. Bien sûr cette deuxième fréquence varie en suivant les variations de la pre-miére, dans des limites doubles bien entendu, c'est-à-dire par exemple ~50 hertz. Il faut noter que ce système ne garantit pas un écart de phase constant entre les deux sous-porteuses, et que justement cet écart de phase varie de manière aléatoire .
- Un premier signal dit "voie cosinus" correspondant aux signaux sonars reçus dans une première direction privilégiée, ,.h;
est-ouest en principe si la bouée est bien orientée, module la
4 deuxième sous-porteuse en double-bande latérale avec suppres-sion de porteuse (la sous-porteuse 102 est rajoutée après) et un déphasage obtenu à partir des indications d'un organe, un com-pas par exemple, qui mesure l'orientation (ou cap) de la bouée + dans l'exemple décrit 90° . Cette dernière indication , est destinée dans le traitement ultérieur à bien orienter les signaux directionnels obtenus à partir du sonar. On obtient ainsi le signal de modulation 104.
- Un autre signal dit "voie sinus" correspondant aux si gnaux sonars reçus dans une autre voie privllégiée située à 90°
de la précédente, donc nord-sud en principe, module la sous-por teuse de la méme manière que le précédent mais en quadrature par rapport à cette modulation . On obtient ainsi le signal de modulation 105.
En fait en présence d'une source de bruit (ou d'un écho) unique, les signaux nord/sud et est/ouest sont les mêmes mais multipliés par sinA pour l'un et co8 pour l'autre, 8 étant l'orientation de la source par rapport aux dipoles croisés qui forment les voies privilégiées de réception. Pour cette raison ces signaux sont appelés "signaux dipolaires" .
Dans Ie récepteur situé par exemple dans l'hélicoptëre largueur, le signal VHF est démodulé de manière connue, ce qui à ce niveau ne pose pas de problème de stabilité particulière .
On obtient donc le signal de modulation composite représenté sur la figure 1. L°invention permet de démoduler et de démultiplexer ce signal de manière précise en utilisant un traitement numérique pour obtenir les signaux donnant les indications de réception du sonar, omnidirectionnels, est-ouest et nord-sud, ainsi que l'orientation des organes de réception directionnels du sonar nord-nord.
Le signal e(t) obtenu après démodulation du signal VHF et dont le spectre est représenté sur la figure 1, peut s'écrire avec la formule et les notations suivantes s (t) . signal omni WO 93/07676 2 ~. 2 0 3 ~ 4 P~/FR92/00843 Fp . valeur de la fréquence du signal de référence de fré
quence AFp . amplitude du signal référence de fréquence A2Fp . amplitude du signal référence de phase
- Un autre signal dit "voie sinus" correspondant aux si gnaux sonars reçus dans une autre voie privllégiée située à 90°
de la précédente, donc nord-sud en principe, module la sous-por teuse de la méme manière que le précédent mais en quadrature par rapport à cette modulation . On obtient ainsi le signal de modulation 105.
En fait en présence d'une source de bruit (ou d'un écho) unique, les signaux nord/sud et est/ouest sont les mêmes mais multipliés par sinA pour l'un et co8 pour l'autre, 8 étant l'orientation de la source par rapport aux dipoles croisés qui forment les voies privilégiées de réception. Pour cette raison ces signaux sont appelés "signaux dipolaires" .
Dans Ie récepteur situé par exemple dans l'hélicoptëre largueur, le signal VHF est démodulé de manière connue, ce qui à ce niveau ne pose pas de problème de stabilité particulière .
On obtient donc le signal de modulation composite représenté sur la figure 1. L°invention permet de démoduler et de démultiplexer ce signal de manière précise en utilisant un traitement numérique pour obtenir les signaux donnant les indications de réception du sonar, omnidirectionnels, est-ouest et nord-sud, ainsi que l'orientation des organes de réception directionnels du sonar nord-nord.
Le signal e(t) obtenu après démodulation du signal VHF et dont le spectre est représenté sur la figure 1, peut s'écrire avec la formule et les notations suivantes s (t) . signal omni WO 93/07676 2 ~. 2 0 3 ~ 4 P~/FR92/00843 Fp . valeur de la fréquence du signal de référence de fré
quence AFp . amplitude du signal référence de fréquence A2Fp . amplitude du signal référence de phase
5 QyFp , déphasage entre les deux signaux de référence (variable aléatoire) 8 , gisement de la source K . cap (angle entre le nord magnétique et l'axe de la bouée) AD . amplitude des signaux dipôlaires AZ - 0 + K: azimut de la source e(t) = s(t) (1) + AFp.cos(211Fpt-~Fp) ' + A2Fp.cos(411Fpt) + ADs(t)cos(4lfFpt+2+Az) Ce signal e(t) est appliqué en entrée d'un dispositif numérique de démodulation permettant de mettre en oeuvre le procédé selon l'invention dont le schéma bloc de principe est représenté sur la figure 2.
Pour obtenir le signal omni, on flltre tout simplement le signal e(t) par un filtre passe-bas 201 dont la fréquence de coupure permet de rejeter les fréquences hautes au moins à
partir de Fp tout en laissant passer avec un minimum de déforma-tion ie signal omni représenté en 101 sur la figure 1. Cette fréquence est dans l'exemple numérique décrit de par exemple 2, 56 kHz.
Pour démoduler de. manière complexe les signaux 109 et 105 afin de ramener les signaux dipôlaires en bande de base, il est nécessaire de partir d'une fréquence identique à la porteuse 103. Il n'est pas possible d'isoler directement cette porteuse par un filtrage étroit centré sur 2Fp, car les variations de cette fréquence sont plus grandes que la largeur du filtre néces saire. En effet les signaux dipôlaires modulés en bandes latéra les 104 et 105 comportent des fréquences qui sont très proches de 2Fp.
Pour obtenir le signal omni, on flltre tout simplement le signal e(t) par un filtre passe-bas 201 dont la fréquence de coupure permet de rejeter les fréquences hautes au moins à
partir de Fp tout en laissant passer avec un minimum de déforma-tion ie signal omni représenté en 101 sur la figure 1. Cette fréquence est dans l'exemple numérique décrit de par exemple 2, 56 kHz.
Pour démoduler de. manière complexe les signaux 109 et 105 afin de ramener les signaux dipôlaires en bande de base, il est nécessaire de partir d'une fréquence identique à la porteuse 103. Il n'est pas possible d'isoler directement cette porteuse par un filtrage étroit centré sur 2Fp, car les variations de cette fréquence sont plus grandes que la largeur du filtre néces saire. En effet les signaux dipôlaires modulés en bandes latéra les 104 et 105 comportent des fréquences qui sont très proches de 2Fp.
6 ~ ~ ~ PCT/FR92/00843 L'invention tire partie du fait que cette porteuse 103 à
2Fp est obtenue par doublement de la fréquence de la porteuse 102 à Fp, qui elle est isolée en dehors des bandes de modulation par les signaux provenant du sonar. En partant de cette constatation on mesure l'écart a F de la première sous-porteuse 102 par rapport à une fréquence fixe et très stable F0, soit ô F = Fp-F0, et cet écart sert à corriger la démodulation des signaux modulés 104 et i05 par rapport à une autre fréquence stable ZFO obtenue par doublement de la première . La valeur de FO sera choisie de préférence proche de la valeur moyenne théorique de Fp .
On procède donc à une démodulation complexe de e ( t ) à
l'aide de la fréquence FO dans un démodulateur 202. Pour cela -on multiplie de manière classique e(t) par les des composantes en quadrature de FO dans des multiplicateurs 203 et 204. Les produits de modulation sont ensuite flltrés dans deux filtres passe-bas 205 et 206 identiques su filtre 201 qui délivrent les deux composantes en quadrature de l'écart de fréquence d F, soit Xl et Yl . Ces filtres sont du type FIR à phase linéaire . De manière générale l'ensemble des filtres utilisés dans le .
traitement des signaux dans ce dispositif, sont de ce type FIR.
La fréquence de coupure des filtres 205 et 206 est telle qu'elle ";
permet d'encadrer les variations de la fréquence Fp en tenant compte éventuellement d'un écart constant entre FO et la valeur .
moyenne de Fp si celles-ci ne sont pas identiques . Dans l'exemple numérique décrit plus haut, où Fp peut varier de 25 Hz et où FO vaut 7489, 8 Hz on prendra par exemple des filtres avec une fréquence de coupure de 36 Hz .
Pour obtenir alors le terme correcteur à utiliser ultérieu renient, on procède alors à un doublement en fréquence du signal d'erreur ainsi obtenu dans un multiplicateur 207 où on élève au carré le signal conjugué du signal d'erreur délivré par le démodulateur 202 en le normalisant en amplitude au carré .
Cette opération permet d'obtenir les composantes du signal WO 93/07676 21 ~ 0 3 4 4 PGT/FR92/00843 complexe de correction de fréquence X2 et Y2 données par les formules X2 = (X12_Y12)~(X12+Y1Z) (2) Y2 = -2X1Y1/(XlZ+Y12) (3) On obtient tout d'abord une première approximation des signaux dipôlaires en procédant â une démodulation complexe de e(t) par un signal à fréquence 2F0 obtenu directement par doublement du signal à FO utilisé dans le démodulateur 202.
Cette opération s'effectue dans un démodulateur complexe 208, qui utilise de la même manière que le démodulateur 202 deux multiplicateurs 209 et 210 suivis de deux filtres passe-bas identique 211 et 212 dont la bande passante est prévue pour laisser passer les composantes des signaux dipôlaires, compte tenu de l'écart de fréquence maximum entre 2F0 et 2Fp . Dans l'exemple numérique vu plus haut, la bande passante de ces filtres sera par exemple de 2, 56 kHz c'est-â-dire la même que la bande passante du filtre 201. On obtient ainsi des composantes X3 et Y3.
Pour corriger en fréquence cette première approximation, an multiplie le signal complexe correspondant, dont X3 et Y3 représentent les composantes, par le signal complexe représentant l'écart de fréquence obtenu en sortie du multiplicateur 207 et dont X2 et Y2 représentent eux aussi les composantes . Cette opération s'effectue dans un multiplicateur 213 et se représente par les formules X4 =_ XZ X3 _ Y2 Y3 (4) Y4 = X2 Y3 + Y2 X3 (5) En fait les signaux dipôlaires représentés par X4 et Y4 sont bien corrigés en fréquence pour correspbndre à la démodulation selon la sous-porteuse à 2Fp, mais ils sont affectés d'erreurs de phase de provenances diverses.
Certaines erreurs de phase sont introduites par le sys tème, par exemple par les erreurs résiduelles dans les filtres ou dans les multiplicateurs et on pourrait concevoir de les corriger par étalonnage .
.., ~1'~03~4 -Une erreur de phase importante par contre correspond à la différence de phase entre la sous-porteuse à 2Fp et la fréquence de démodulation à 2F0. Celle-ci est par principe aléatoire et il faut trouver un moyen pour la corriger.
Pour cela on procède à un flltrage à très faible bande passante (maximum 1 Hz) des composantes X4 et Y4, res-pectivement dans deux filtres identiques 214 et 215 qui délivrent des signaux de sortie X5 et Y5. Ces filtres permettent d'isoler la composante quasi continue du signal provenant de la démodulation des signaux dipôlaires qui représentent en fait la '' sous-porteuse à 2Fp ramenée à une fréquence nulle dans l'espace des phases. En choisissant alors pour les flltres 214 et 215 des filtres ayant une erreur de phase' nulle à cette fréquence 0, on obtient alors un signal complexe qui représente l'écart de phase entre la sous-porteuse à 2Fp et la fréquence à 2F0. Les composantes de ce signal complexe sont X5 et Y5. Ce qui rend possible, et méme relativement facile, d'obtenir des filtres ayant une telle caractéristique est le fait que l'écart de phase nulle doit étre obtenu à la fréquence 0 et sur une bande Passante très faible .
Pour pouvoir alors corriger en phase les signaux dipô-laites corrigés en fréquence obtenus en sortie du multiplicateur 213, on multiplie le signal complexe qui les représente par un signal de correction obtenu à partir du signal complexe représen-té X5 et Y5. Ce deuxième signal de correction est élaboré dans un module de calcul 216 qui permet d'obtenir les signaux X6 et Y6 donnés par les formules X6 _ _ Y5/(X52+Y52)~ (6) Y6 . _ X5/(X52+Y52)~ (7) A partir de ces signaux X6 et Y6, on corrige donc les signaux X4 et Y4 dans un module de multiplication complexe 217 qui délivre les signaux dipôlaires entièrement corrigés X? et Y7 donnés par les formules X7 ._ X4 X6 _ Y4 y6 (8) Y7 = X4 Y6 '' Y4 X6 (9) WO 93/07676 212 ~J 3 ~ 4 PCT/FIt92/00&13 Ainsi qu'on l'a déjà signalé, tous ces traitements se font en numérique dans un système informatique, par exemple à base d'un microprocesseur convenablement programmé . Les calculs se font donc sur des échantillons numérisés e(t) qui arrivent à
l'entrée du dispositif, et les signaux de sortie, aussi bien omni que dipblaires, sont donc eux-mêmes échantillonnés. La fré-quence d'échantillonnage sera bien sûr choisie pour répondre au critère de Nyquist. Comme les signaux sont des signaux à
relativement basse fréquence elle pourra en fait être nettement supérieure, ce qui permettra d'obtenir plus facilement les caractéristiques des différents flltres utilisés, qui sont bien entendu des filtres numériques inclus dans la programmation.
Compte tenu des dispositifs d'éxploitation utilisés après et recevant les signaux de démodulation, il est intéressant, à
titre de variante de l'invention, d'utiliser une fréquence d'échantillonnage adaptée à ces dispositifs, par exemple un analyseur de spectre .
Ainsi dans un exemple particulier de réalisation, on utili sera une fréquence d'échantillonnage Fs égale à 216/10 Hz, soit 6553, 6 Hz.
Dans ces conditions, pour éviter les intermodulations et la prise en compte de signaux parasites, il sera intéressant de choisir une fréquence FO égale à une fréquence ratïonneile de Fs, soit par exemple FO - 8 Fs/? . 2F0 sera alors égale à 16.
Fs/?, mais par contre on pourra utiliser pour les calculs de correction de phase au niveau des flltres 214 et 215 une fréquence d'échantillonnage beaucoup plus basse, puisque ces signaux évoluent très Lentement dans le temps . Cette fréquence sera par exemple égale à Fs/64.
Une autre variante consisterait à introduire au niveau de la correction de phase dans le multiplicateur 21? un terme de correction élaboré dans les moyens de traitement des signaux, pour pouvoir par exemple obtenir une caractéristique particu-lière des signaux dipôlaires, par exemple une remise en phase ;;: . , '.,. '' ; r -.': ;' ,:: .~ ., .;::...
du signal omni de manière à faire différents traitements tels que par exemple l'élaboration d'une cardioide .
2Fp est obtenue par doublement de la fréquence de la porteuse 102 à Fp, qui elle est isolée en dehors des bandes de modulation par les signaux provenant du sonar. En partant de cette constatation on mesure l'écart a F de la première sous-porteuse 102 par rapport à une fréquence fixe et très stable F0, soit ô F = Fp-F0, et cet écart sert à corriger la démodulation des signaux modulés 104 et i05 par rapport à une autre fréquence stable ZFO obtenue par doublement de la première . La valeur de FO sera choisie de préférence proche de la valeur moyenne théorique de Fp .
On procède donc à une démodulation complexe de e ( t ) à
l'aide de la fréquence FO dans un démodulateur 202. Pour cela -on multiplie de manière classique e(t) par les des composantes en quadrature de FO dans des multiplicateurs 203 et 204. Les produits de modulation sont ensuite flltrés dans deux filtres passe-bas 205 et 206 identiques su filtre 201 qui délivrent les deux composantes en quadrature de l'écart de fréquence d F, soit Xl et Yl . Ces filtres sont du type FIR à phase linéaire . De manière générale l'ensemble des filtres utilisés dans le .
traitement des signaux dans ce dispositif, sont de ce type FIR.
La fréquence de coupure des filtres 205 et 206 est telle qu'elle ";
permet d'encadrer les variations de la fréquence Fp en tenant compte éventuellement d'un écart constant entre FO et la valeur .
moyenne de Fp si celles-ci ne sont pas identiques . Dans l'exemple numérique décrit plus haut, où Fp peut varier de 25 Hz et où FO vaut 7489, 8 Hz on prendra par exemple des filtres avec une fréquence de coupure de 36 Hz .
Pour obtenir alors le terme correcteur à utiliser ultérieu renient, on procède alors à un doublement en fréquence du signal d'erreur ainsi obtenu dans un multiplicateur 207 où on élève au carré le signal conjugué du signal d'erreur délivré par le démodulateur 202 en le normalisant en amplitude au carré .
Cette opération permet d'obtenir les composantes du signal WO 93/07676 21 ~ 0 3 4 4 PGT/FR92/00843 complexe de correction de fréquence X2 et Y2 données par les formules X2 = (X12_Y12)~(X12+Y1Z) (2) Y2 = -2X1Y1/(XlZ+Y12) (3) On obtient tout d'abord une première approximation des signaux dipôlaires en procédant â une démodulation complexe de e(t) par un signal à fréquence 2F0 obtenu directement par doublement du signal à FO utilisé dans le démodulateur 202.
Cette opération s'effectue dans un démodulateur complexe 208, qui utilise de la même manière que le démodulateur 202 deux multiplicateurs 209 et 210 suivis de deux filtres passe-bas identique 211 et 212 dont la bande passante est prévue pour laisser passer les composantes des signaux dipôlaires, compte tenu de l'écart de fréquence maximum entre 2F0 et 2Fp . Dans l'exemple numérique vu plus haut, la bande passante de ces filtres sera par exemple de 2, 56 kHz c'est-â-dire la même que la bande passante du filtre 201. On obtient ainsi des composantes X3 et Y3.
Pour corriger en fréquence cette première approximation, an multiplie le signal complexe correspondant, dont X3 et Y3 représentent les composantes, par le signal complexe représentant l'écart de fréquence obtenu en sortie du multiplicateur 207 et dont X2 et Y2 représentent eux aussi les composantes . Cette opération s'effectue dans un multiplicateur 213 et se représente par les formules X4 =_ XZ X3 _ Y2 Y3 (4) Y4 = X2 Y3 + Y2 X3 (5) En fait les signaux dipôlaires représentés par X4 et Y4 sont bien corrigés en fréquence pour correspbndre à la démodulation selon la sous-porteuse à 2Fp, mais ils sont affectés d'erreurs de phase de provenances diverses.
Certaines erreurs de phase sont introduites par le sys tème, par exemple par les erreurs résiduelles dans les filtres ou dans les multiplicateurs et on pourrait concevoir de les corriger par étalonnage .
.., ~1'~03~4 -Une erreur de phase importante par contre correspond à la différence de phase entre la sous-porteuse à 2Fp et la fréquence de démodulation à 2F0. Celle-ci est par principe aléatoire et il faut trouver un moyen pour la corriger.
Pour cela on procède à un flltrage à très faible bande passante (maximum 1 Hz) des composantes X4 et Y4, res-pectivement dans deux filtres identiques 214 et 215 qui délivrent des signaux de sortie X5 et Y5. Ces filtres permettent d'isoler la composante quasi continue du signal provenant de la démodulation des signaux dipôlaires qui représentent en fait la '' sous-porteuse à 2Fp ramenée à une fréquence nulle dans l'espace des phases. En choisissant alors pour les flltres 214 et 215 des filtres ayant une erreur de phase' nulle à cette fréquence 0, on obtient alors un signal complexe qui représente l'écart de phase entre la sous-porteuse à 2Fp et la fréquence à 2F0. Les composantes de ce signal complexe sont X5 et Y5. Ce qui rend possible, et méme relativement facile, d'obtenir des filtres ayant une telle caractéristique est le fait que l'écart de phase nulle doit étre obtenu à la fréquence 0 et sur une bande Passante très faible .
Pour pouvoir alors corriger en phase les signaux dipô-laites corrigés en fréquence obtenus en sortie du multiplicateur 213, on multiplie le signal complexe qui les représente par un signal de correction obtenu à partir du signal complexe représen-té X5 et Y5. Ce deuxième signal de correction est élaboré dans un module de calcul 216 qui permet d'obtenir les signaux X6 et Y6 donnés par les formules X6 _ _ Y5/(X52+Y52)~ (6) Y6 . _ X5/(X52+Y52)~ (7) A partir de ces signaux X6 et Y6, on corrige donc les signaux X4 et Y4 dans un module de multiplication complexe 217 qui délivre les signaux dipôlaires entièrement corrigés X? et Y7 donnés par les formules X7 ._ X4 X6 _ Y4 y6 (8) Y7 = X4 Y6 '' Y4 X6 (9) WO 93/07676 212 ~J 3 ~ 4 PCT/FIt92/00&13 Ainsi qu'on l'a déjà signalé, tous ces traitements se font en numérique dans un système informatique, par exemple à base d'un microprocesseur convenablement programmé . Les calculs se font donc sur des échantillons numérisés e(t) qui arrivent à
l'entrée du dispositif, et les signaux de sortie, aussi bien omni que dipblaires, sont donc eux-mêmes échantillonnés. La fré-quence d'échantillonnage sera bien sûr choisie pour répondre au critère de Nyquist. Comme les signaux sont des signaux à
relativement basse fréquence elle pourra en fait être nettement supérieure, ce qui permettra d'obtenir plus facilement les caractéristiques des différents flltres utilisés, qui sont bien entendu des filtres numériques inclus dans la programmation.
Compte tenu des dispositifs d'éxploitation utilisés après et recevant les signaux de démodulation, il est intéressant, à
titre de variante de l'invention, d'utiliser une fréquence d'échantillonnage adaptée à ces dispositifs, par exemple un analyseur de spectre .
Ainsi dans un exemple particulier de réalisation, on utili sera une fréquence d'échantillonnage Fs égale à 216/10 Hz, soit 6553, 6 Hz.
Dans ces conditions, pour éviter les intermodulations et la prise en compte de signaux parasites, il sera intéressant de choisir une fréquence FO égale à une fréquence ratïonneile de Fs, soit par exemple FO - 8 Fs/? . 2F0 sera alors égale à 16.
Fs/?, mais par contre on pourra utiliser pour les calculs de correction de phase au niveau des flltres 214 et 215 une fréquence d'échantillonnage beaucoup plus basse, puisque ces signaux évoluent très Lentement dans le temps . Cette fréquence sera par exemple égale à Fs/64.
Une autre variante consisterait à introduire au niveau de la correction de phase dans le multiplicateur 21? un terme de correction élaboré dans les moyens de traitement des signaux, pour pouvoir par exemple obtenir une caractéristique particu-lière des signaux dipôlaires, par exemple une remise en phase ;;: . , '.,. '' ; r -.': ;' ,:: .~ ., .;::...
du signal omni de manière à faire différents traitements tels que par exemple l'élaboration d'une cardioide .
Claims (5)
1. Procédé de démodulation numérique d'un signal composite comprenant un premier signal omnidirectionnel en bande de base (101), une première sous-porteuse à une première fréquence Fp (102), une deuxième sous-porteuse à une fréquence 2Fp exactement égale au double de la fréquence Fp (103), un premier signal dipôlaire modulant en double bande latérale avec suppression de porteuse (104) la deuxième sous-porteuse et un deuxième signal dipôlaire modulant en double bande latérale avec suppression de porteuse en quadrature avec le premier signal (105) la deuxième sous-porteuse, caractérisé
en ce qu'on effectue les étapes suivantes :
- filtrage passe-bas (201) pour isoler le signal omnidirectionnel ;
- démodulation complexe (202) par une fréquence F0 très stable peu différente de Fp pour obtenir un premier signal de différence de fréquence entre F0 et Fp ;
- élévation complexe au carré (207) puis normalisation du signal conjugué de ce premier signal d'erreur pour obtenir un premier signal de correction de fréquence ;
- démodulation complexe (208) autour d'une deuxième fré-quence à la fréquence 2F0 exactement égale à deux fois la fré-quence FO pour obtenir une première approximation des deux signaux dipôlaires ;
- multiplication complexe (213) de cette première approxi-mation de signaux dipôlaires par le premier signal de correction de fréquence pour obtenir des signaux dipôlaires corrigés en fréquence ;
- filtrage passe-bas à très faible bande (214, 215) de ces signaux dipôlaires corrigés en fréquence pour isoler la compo-sente continue correspondant à la deuxième sous-porteuse rame-née à la fréquence 0 ;
- élaboration d'un signal de correction de phase (216) à
partir de cette composante à la fréquence 0 ;
- multiplication complexe (217) des signaux dipôlaires corrigés en fréquence par ce signal d'erreur de phase pour obtenir les signaux dipôlaires corrigés en fréquence et en phase.
en ce qu'on effectue les étapes suivantes :
- filtrage passe-bas (201) pour isoler le signal omnidirectionnel ;
- démodulation complexe (202) par une fréquence F0 très stable peu différente de Fp pour obtenir un premier signal de différence de fréquence entre F0 et Fp ;
- élévation complexe au carré (207) puis normalisation du signal conjugué de ce premier signal d'erreur pour obtenir un premier signal de correction de fréquence ;
- démodulation complexe (208) autour d'une deuxième fré-quence à la fréquence 2F0 exactement égale à deux fois la fré-quence FO pour obtenir une première approximation des deux signaux dipôlaires ;
- multiplication complexe (213) de cette première approxi-mation de signaux dipôlaires par le premier signal de correction de fréquence pour obtenir des signaux dipôlaires corrigés en fréquence ;
- filtrage passe-bas à très faible bande (214, 215) de ces signaux dipôlaires corrigés en fréquence pour isoler la compo-sente continue correspondant à la deuxième sous-porteuse rame-née à la fréquence 0 ;
- élaboration d'un signal de correction de phase (216) à
partir de cette composante à la fréquence 0 ;
- multiplication complexe (217) des signaux dipôlaires corrigés en fréquence par ce signal d'erreur de phase pour obtenir les signaux dipôlaires corrigés en fréquence et en phase.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la démodulation complexe autour de la fréquence 2F0 (218) com-prend un filtrage (211, 212) qui est fait sur la même largeur de bande que le filtrage passe-bas (201) permettant de délivrer le signal omnidirectionnel.
3. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le filtrage passe-bas (214, 215) à très faible largeur de bande des signaux dipôlaires corrigés en fré-quence présente une fréquence de coupure sensiblement égale à
1 Hz.
1 Hz.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à
3, caractérisé en ce que l'on introduit dans le multiplicateur complexe (217) permettant d'obtenir la correction en phase des signaux dipôlaires une correction complémentaire permettant d'introduire une variation de phase volontaire des signaux dipô-laires destinée à faciliter le traitement ultérieur de ceux-ci.
3, caractérisé en ce que l'on introduit dans le multiplicateur complexe (217) permettant d'obtenir la correction en phase des signaux dipôlaires une correction complémentaire permettant d'introduire une variation de phase volontaire des signaux dipô-laires destinée à faciliter le traitement ultérieur de ceux-ci.
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que cette modification volontaire des signaux dipôlaires consiste à
les remettre en phase avec le signal omnidirectionnel obtenu dans le filtrage en bande de base (201).
les remettre en phase avec le signal omnidirectionnel obtenu dans le filtrage en bande de base (201).
Applications Claiming Priority (3)
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|---|---|---|---|
| FR91/12350 | 1991-10-08 | ||
| FR9112350A FR2682249B1 (fr) | 1991-10-08 | 1991-10-08 | Procede de demodulation numerique d'un signal composite. |
| PCT/FR1992/000843 WO1993007676A1 (fr) | 1991-10-08 | 1992-09-04 | Procede de demodulation numerique d'un signal composite |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CA2120344A1 CA2120344A1 (fr) | 1993-04-15 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CA002120344A Expired - Fee Related CA2120344C (fr) | 1991-10-08 | 1992-09-04 | Procede de demodulation numerique d'un signal composite |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CA (1) | CA2120344C (fr) |
-
1992
- 1992-09-04 CA CA002120344A patent/CA2120344C/fr not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2120344A1 (fr) | 1993-04-15 |
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