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Egali~eur automatique pour -transmission numérique La présente invention est du domaine de3 transmissions de données et concerne Plus particulièrement l'égalisation des câbla~ de transmis-sion pour compenser les distorsion3 linéaire~ qu'ils font subir au 3ignal numérique transmis et qui sont à l'origlne dtatténuations et d'inter~érences entre éléments de signaux gênant sa reconnai3sance.
L'égalisation con~iste en un ~iltrage linéaire du signal transmis ; pour obtenir de la voie de transmi~ion une répon~e globale plate en amplitude et linéaire en phase alors qu'elle emprunte deq câbles de transmission dont l'affaiblissement est proportionnel à la longueur du câble et à la racine carrée de la ~réquence du signe transmi~, avec des coef~icient~ de proportionnalité variables selon la constil;ution des oâbles .
L'égalisation e~t automatique lorsque le ~iltre linéalre utilisé
pour l'égalisation est pourvu d'éléments variables dont lc réglage est as~ervi à dos modifications de caraotéristique du si~nal transmis afin d'adapter sa caractéristique de transfert de gain à celle de l'a~faibli~sement réel de la section de câble utillsée, cstte adaptation étant, en régle générale, une adaptation de longueur a'sst-à-dire une prise en oompte des variations de la caractéristique d'affaiblissement d'un câble assimilables à celles provoquées par de~ variationq de longusur.
La plupart des égaliseurs automatiques connu~ utili~és dans les : transmis~ion~ de données en bande de base sont a~ustés à l'aide d'un détecteur d'amplitude crête con~tituant une commande auto~atique de gain. Dea exemples en sont décrit3 dan~ le~ brevets français 1.603.582 et 2.128.152. Prévus pour des câbles coaxiaux à structure invariable sur toute leur longueur, il9 ont des performances trè3 amoindries-lorsqu'ils sont utili~és dans le réseau d'abonnés où une liaison peut être formée de plusieurs tronçons successifq de paires de diamètres différents.
Pour tenter de résoudre ce problème, on a dé~à ~ongé à utiliser un critère plus représentatif des variations de la caractéristique d'affaiblissement d'un câble en ~onction de la fréquence qui est basé sur la régularité des pas3ages par zéro du signal numérique transmis et miC
en oeuvre ainsi qu'il est décrit dans le brevet français 2 419 618, à
` ~
~7~3~3~
l'aide d'un autocorrelateur à co~ncidence de signes operant sur deux versions retardée~ entre elles du signal numérique transmis et égalisé.
Ce nouveau critère améliore notablement la quallté de l'égalisation maLs présente l'inconvénient de néce~siter, dans sa forme de mise en oeuvre préférentielle, un filtre de prédistorsion placé en entrée de l'autocor-rélateur à coincidence de signes qui limite la plage d'auto-adaptation de l'égaliseur automatique.
La préserte invention a pour but un égaliseur automatique pour transmission numérique ~ynchrone ayant de grandes capacités d'autoadaptation et utili3able dans le réseau d'abonnés.
Elle a pour ob~et un égaliseur automatique pour transmission numé-rique synchrone comportant un olrouit de oommande automatique de gain tendant à maintanir l'amplitude crête de ~on ~ignal de sortie constante, un r~seau varlable d'égall~ation pourvu d'une commande permettant cle modi~ier la pente de sa oaraotéristique de tran~f~rt de gain 3an~
modifler la valeur du eain à la demi-frequenoe Baud du signal de transmisslon numérique ~ynchrone et des moyens de détection de l'erreur moyenna de phase, par rapport aux milieux des interValles 8aud, de~
pa~sages par Zéro des traines d'lmpulqions apparaissant dans le 3ignal d~ transmi~ion numérique 3ynohrone reçu, moyens de déteotion qui oontrôlent la oommande du réseau variable d'égalisation de manière à
augmenter la pente de la caraatériqtique de trans~ert de gain de ce ré~eau en cas de détection d'un retard de phase et à diminuer cette pente dans le cas inverse.
Le réseau variable d'égalisation est, de préférence, cons-titue d'une cellule de filtrage en demi T comportant dans la branche en série entre son entrée et sa sortie une résistance variable, et dans la branche en parallèle sur sa sortie un circuit oscillant parallèle accordé dans le haut de la bande occupée par le signal de transmission numérique synchrone, entre la demi-fréquence Baud et la fréquence Baud de ce dernler.
Les moyens de détection d'erreur moyenne de phase comportent, de préférence, des moyens de sélection des intervalles Baud du signal de transmission numérique reçu qui sont vides d'impulsion tout en étant immédiatement précédés par des intervalles Baud occupés par des impulsions et deq moyens d'échantillonnage opérant sur la signal numéri-que transmis égalisé au milieu des dits intervalles Baud vides d'impulsion.
D'autres aaractéristlques et avantages de l'invention ressortiront de la description ci-après d'un mode de reali~ation donné à tlSre d'exemple. Cette de~cription sera faite en regard du dessin dans lequel :
- la figure 1 représente 1P schéma d'un égaliseur automatique selon l'invention adapte à un signal de tran1mission numérique codé en bipolaire, - la figure 2 détaille un réseau variable d'agaliqation et un ~iltre variable de aomplément de longueur de o3ble ~igurant dans le ~chéma d'égali~eur automatique représenta à la figure 1, - la figure 3 illustre di~rérentes forme~ de caraotéristiquc de 1~ tran.qfert de gain qu'il e~t pos~ible d'obtenir à l'aide du réseau d'éga-lisation variable at du riltre variable de complémert ~e lon~ueur de câble de la ~igure 2, - la ~i~ur~ 4 est un diagra~me de 1'oeil d'un signal de transmiq-sion numérique codé en bipolaira avec des exemples de distorsions et - la ~igure 5 représente des chronogrammes des qignaux internes d'un circuit de détection d'erreur moyenne de phaqe ~igurant dans le - - ~chéma d'égaliqeur représenté à la figure 1.
L'égaliseur automatique que l'on va décrire sst destiné à égaliser une li~ne du réseau d'abonnés pour un signal de transmission numérique synchrone, en bande de base, codé en bipolaire, avec une mi3e en forme en cosinus ~urélevé occupant une bande de ~réquence limitée supérieurement à la fréquerce Baud avec le principal de se~ composantes situé dans une plage inférieure à la demi-fréquence Baud.
Il comporte, comme représenté à la figure 1, un circuit de filtrage du signal numérique reçu, en deux parties quccessives : un réseau variable d'égalisation 1 et un filtre variable de complément de longueur 2, qui est contrôlé par deux boucles d'asservissement distinctes, l'une de contrôle automatique de gain agisqant sur leréglage du filtre variable de complément de longueur 2 et l'autre de mise en forme de spectre agis~ant sur le réglage du réseau variable 3~
d'égalisation 1 sans influencer celui du ~iltre variable de complément de longueur 2 ; Le réseau variable d'égalisation l permet de modifier le rapport des amplitudes des composantes de fréquence:~ ba~se et haute du signal S numérique reçu e(t) dans la plage inférieure à la demi-fréquence Baud où
se situe le principal de ses composante3. Il est congu de manière à avoir un réglage qui ne joue pas ou très faiblement sur l'amplitude du signal qui le traverse, c'est-à-dire an fait ur la composante du signal à la demi-fréquence Baud, pour ne pas influencer le réglage du filtre variable da complément de longueur 2 et éviter deq phenomènes de battement dus à des aoorochages entre les deux boucles d'asservissement.
Il réalise en quelque sorte l'égalisation d'uae ~amill~ de lignes type~
de longueur maximale qui apporte~t toutes le même a~faiblissament a l'amplitude arête du signal numérlque tran~mis.
Il aomporte, comme représen~é à la fi~ure 2, une cellule de riltrage en demi T ayant principalament dans la branche en série entre son entrée et sa sortie une réslstance variable R1 et dans la branche en parallèle 3ur sa sortie un circuit bouchon for~é d'une inductance L et d'une capacité C2 en parallele, accordées à une fréquence comprise entre la demi-~réquence Baud et la fréquence Baud. Le gain complexe de transfert de cette cellule c'est-à-dire le rapport da sa tension de sortia V~ sur sa tension d'entrée Ve, 3'exprime par la relation :
Vs R1 p_ Ve 1 + C2p + Lp Rlc~p2 + p ~ RL
at le module de ce gain complexe pour p égal à j uJ, UJ représentant la pulsation, a pour expression :
~ (R1 ~1C2 ~u2)2 + v~ 2 3~3~
r.~ caractéristique de trans~ert de gain de cette oellule, qui représente le3 variatlons en fonction de la fréquence de :
20 log _ ~ (R1 R~C2 W 2) + ~
- ~'est-à-dire dtune grandeur proportionnelle au logarithme de ce module du gain complexe 9 passe par un maximum égal à 0 dB quelle que soit la valeur de la résistance Rl pour la fréquence de résonance fO , ~J0 = 1 1 a une pente positive et ~onction croissante de Rl pour les fréquences inférieures a ~0 et une pente négative et fonction déaroissante de Rl pour les fréquenoes superieures à P0.
Etant donnée la situation de la fréquence d'a¢cord par rapport à la ~réquenoe Baud, la partie utile de cette caractéristique de transfert de gain se réduit pratiquement à la partie gauche de la courbe dont le sommet situé dans le haut de la bande utile, au voislnage de la demi-~réquence Baud, est peu modifié par un changement de val,eur de la résis-tance Rl et dont la pente pasitive dans la plage inférieure à la demi-fréquence Baud varie dans cette plage avec la valeur de la résistance R1 dans le même sens qu'elle, et approxime une variation proportionnelle à
la racine carrée de la fréquence.
La demi-cellule en T du réseau d'égalisation variable 1 peut être complétée, comme représenté, par une résistance R2 intercalée en série avec l'inductance L pour limiter inférieurement la largeur de bande relative de la cellule et par une capacité C1 placée en parallèle sur tout ou partie de la résistance variable R1 pour déformer de fason asymé-trique la caractériitique de transfert de gain et déplacer son sommet vers les fréquences hautes afin dtobtenir dans la bande utile une meilleure approximation d'une variation proportionnelle à la racine carrée de la fréquence du gain exprimé en décibels.
Le~ valeurs exactes des différents élémen~s de la cellule en demi T du réseau d'égalisation variable 1 dépendent des conditions d'utilisation. Elles sont déterminée en mettant en application les ~.7~
techniques bien connues de synthèse de flltre à partir d'ure famille de courbes modèles de gain de transfert de lignes types de longueur maximale.
Le filtre de complément de longueur 2 a pour ~onction de ramener, du point de vue électrique, la ligne e~fectivement utilisée à la longueur maximale pour laquelle la famille de courbes modèles a été établie. En pratique, il ramène l'amplitude crête du signal numérique reçu à une valeur constante indépendanta de la longueur de la ligne effectivement utili~ée dans de3 conditions similaires du point de vue électrique à ce que l'on obtiendrait avec une longueur maximale de ligne. Il se comporte comme une li~ne de longueur réglable avec un ~ain de trans~ert exprimé en décibels variant approximativement proportionnellement à l'lnverse de la racino carrée de la Préquence.
Il peut être réali~é, oomme représen~a à la ~i~ure 2, au moyen de deux csllule~ ~ucce~sives en demi T qui sont séparées par un amplirica-teur ~eparateur 20 et qui a~is~ent chacune dsn~ une partie da la bande des fréquences occupée par le signal numérique. Chacune de ces cellules comporte une ré~i~tance R4, R5 danq la branche en série ~ntre son entrée et sa sortie et une capacité C3, C4 connaotée en série avec une résistarce v~riable Rd, Rd' dans la branche en parallèle sur sa sortie.
Leurs gains complexes, c'est-à-dire les rapports de leur tension de sortie ~3 à leur tension d'entrée ~e, sont de même forme et s'expriment pour l'une d'entre elles par la relation : -~s _ 1 ~ RdC3p ~e 1 + (Rd+R4) C3p qui montre qu'elles ~e comportent en ~iltre-passe bas avec une valeur de gain tendant pour les fréquences élevées vers le rapport Rd - Rd ~ R4 Ce rapport est ajustable au moyen de la résistance variable Rd et peut être amené au voisinage de la valeur 1 lorsque la valeur de la résistance Rd devient très supérieure à celle de la résistance R4 transformant a1ors, le pôle -1/(Rd~R4) C3 et le zéro -1/RdC3 tendant en ce cas à se conrondre, la réponse d'une cellule en une réponse de ~iltre ~Y7~93~3~
passe-tout pour le cas d'égalisation d'une ligne de longueur maximale.
Le passage de la fonction de filtre passe-tout à celle de filtre passe-bas stopère par éloignement l'un de llautre du pôle -l/(Rd~R4)C3 : et du zéro -1~RdC3~ Comme les déplacements du pale et du zéro autorisés par les valeurs utilisables en pratique pour les résistances et capaaités ne permettent pas commodément d'éloigner suf~isamment ce pôle et ce 2éro dans le cas d'une ligne courte pour couvrir toute la plage des fréquences utiles d'un 3eUl tenant, celle-ci e~t couverte à l'aide des deux cellules sucoessives, la première opérant dans la partie basse de la bande utile et la deuxième dan~ la partie haute.
Le comportement de l'ens0mble du réseau variable d'égalisation 1 : et du filtre variable de oomplément de longueur 2 en ~onction des valeurs de ré~lage de la résistanoe ~1 et des ré~istanoes Rd et Rd' est illuatré
danq la figure 3 par les familles de courbes A ou B qui représentent chacune }es variations de la forme de la oaractéristique de tran~fert da gain en fonotion d~ la fréquence qu'il est possible d'obtenir pour une valeur fixe des réaistano2s Rd et Rd', et d~fférentes valeurs de la ré~istance Rl. Pour chaque famille cette oaractéri~tlque reste sensi-blement linéaire en ronctiQn de la raoine oarrée de la fréquence dans la bande limitée supérieurement par la demi-fréquence Baud Fo/2 et pas~e par un point fixe correspondant au gain G0, G10 à la demi-fréquenoe Baud Fo~2.
Une variation de~ valeurs de~ résiqtances Rd, Rd' alors que la valeur de la réqistance Rl reste fixe permet de passer d'una famille à
une autre, de Al à Bl ou A2 à B2, avec une variation du gain à la demi-fréquence Baud Fo/2 et par oonséquent une variation de l'affaibliq-sement de l'amplitude orête du qignal numérique.
Les valeur~ de~ résistances variables Rd, Rd' qui permettent de faire varier le gain à la demi-fréquence Baud iont oontrôlées par la bouole d'asservissement assurant le contrôle automatique de gain. Celle-oi est oonstituée d'un déteoteur de crête 4 (figure l) qui est connecté
en ~ortie du filtre de complément de longueur 2 et qui fait varier les valeurs des résistanoes Rd et Rd' en sens inverse de l'amplitude crête détectée.
Le filtre de complément de longueur 2 et le détecteur de crête 4 sont habituellement réalisés à l'aide d'un circuit inté$ré ~pécialisé
connu sous le ~igle ALB0 (Automatic Line Build Out) tel que par exemple le circuit référencé TCM 2203 par la ~ociété Texas Instrument qui renferme les réqistances variables Rd, Rd', leur circuit de contrôle à
5 détecteur de crête 4, l'amplificateur 20 intercalé entre les deu~
cellules du filtre de complément de longueur 2 ainsi qu'un circuit de récupération de rythme 5 et un décodeur bipolaire-binaire 3 placés à la suite et utiliqés dans la deuxième boucle d'asservissement réglant la valeur de la résistance Rl pour la mise en rorme du spectre des ~réquences.
Le ¢ircuit de récupération de rythme 5 peut etre un oscillateur o~cillant à la fréquence Baud s~nobronisé par les impulsions du al~nal bipolaire ~(t) dlsponibles en sortie du filtre de complément de lon~ueur 2.
Le décodeur bipolaire-binaire 3 qui sépare les lmpulaions po~itives et né~ativeq du signal bipolaire stt) en dsux suites d'impulsions binaires D~, D adaptées à des aircuits de traitement en logique binaire peut être constitué de deux comparateurs à seuil, l'un avec un seuil ajusté à mi-niveau des impulsion3 positives ~e déclenchant lorsque son seuil est dépassé et l'autre avec un seuil ajusté à mi-niveau des impulsions néga~ives qe déclenchant en absence de dépas~ement de son seuil.
La deuxième boucle d'as~ervlssement assurant la mise en forme du ~pectre des fréquenc~s du signal reçu en ~ouant sur la valeur de la rési3tance Rl du réseau variable d'égalisation 1 tend à faire en sorte que les traînes des impulsions apparaissant dan~ le signal bipolaire reçu et égalisé passent à zéro au milieu des intervalles Baud, ce qui est la condition sur toutes les impulsions du signal reçu, considérées isolément, pour qu'elles n'inter~érent pas entre elles en milieu d'intervalle Baud et donc pour que le signal soit égalisé.
Co~me le montre le diagramme de l'oeil de la figure 4, un signal bipolaire reçu et égalisé passe normalement par zéro au milieu, noté kT
d'un intervalle Baud vide d'impulsion suivant un intervalle baud occupé
par une impulsion, l'intervalle Baud vide d'impulsion étant alors occupé
par la traine de l'impulsion de l'intervalle Baud qui le précède, mais il ~7~
_ 9 _ peut également passer par ~éro en avance, avance notée Z 1, par rapport à
ce milieu lorsqu'il présente un excès de composantes hautes .réquences : ou en retard, retard noté ~ o, lorsqu'il présente un excès de composantes basses ~requences comme cela a été repr-ésenté par de~ lignes pointillées pour une impulsion positive occupant l'intervalle Baud précédant celui vide d'impulsion .
La deuxième boucle d'asservissement est formée d'un détecteur d'erreur moyenne de phase 6 (figure 1) des passage~ par zéro des tralnes d'impulsion3 qui provoque soit une augmentation de la valeur de la résistance R1 du réseau variable d'égalisation 1 et donc de la pente de la courbe de transfert de gain de ce réseau lorsque l'erreur moyenne détectée est un retard de phaqe du à un excès de oomposantes baaseq fréquences par rapport aux compo3antes hautes fréquenaes soit une dimi-nution de la valeur de la résistance R1 dans le cas lnversa.
Ce oircult de déteaticn d'erreur moyenne de pha~e 6 procède par éahanttllonnage du signal bipolaire s(t) en milieu des intervalles ~aud ocoupes par une tra~ne d'impul~ion en lnver~ant au préalable ou non le ~ignal bipolaire s(t) en fonction de la polarlté des imPUlsiOns de manière à ~voir, dan~ les deux cas dlimpulsions positives et négatives, une même polarité d'échantillon pour une erreur de phase de même signe.
Il co~porte un circuit de sélection 7 rapérant les interValles Baud occupés par une traîne d'impulsion, un circuit de création d'impulsion~
d'échartillonage 8 en milieu de~ intervalleq Baud repérés co~ltrôlé à la fois par le circuit de récupération de rythme 5 et par le circuit de sélection 7, deux circuits d'échantillonnage 61, 62 commandés par le circuit de création d'impulsions d'échantil~onnage 8 l'un opérant sur le signal bipolaire s(t) et l'autre sur une version inversée du signal s(t), et un circuit de sommation et d'intégration 63 opérant sur les échantil-lons délivré~ par les circuits d'échantillonnage 61, 62 et commandant un dispositi~ de contrôle de la valeur de la rési3tance R1 du réseau d'éga-lisation variable qui peut être une diode électroluminescente d'un photocoupleur à résistance variable en ~onction de l'éclairement.
Le circuit de sélection 7 comporte en entrée, une porte logique de type "ou" 70 à deux entrées connectées aux sorties D , D du décodeur 3 et deux circuits à retard 71, 72 dont le retard est d'un intervalle Baud 3~8~) T, qui sont connectés en entrée aux sorties D , D~ du décodeur 3 respec-tivement et qui sont suivis chacun d'un lnverseur 73, 74, et, en sortie deux portes logiques de type "non ou" 75, 76 à deux entrées ayant chacune une entrée connectée à la sortie de la porte logique de type "ou" 70 et l'autre entrée connectée qoit à la sortie de l'inverseur 73 soit à la ~ortie de l'inverseur 74 selon la porte 75 cu 76 considerée.
La porte logique de type "ou" 70 délivre en sorti0 une suite d'i~pulsions D+(Tn) I D~(Tn), Tn étant l'intervalle Baud en cours, résultant de la réunion des impulsions disponibles sur les sorties D+
et D- du décodeur 3. Elle permet da sélectionner dans le signal bipolalre ~(t) le~ temps Baud vides d'impulsion.
Le cirouit à retard 71 délivre la suite d'impulsions D (Tn-l) qui permet de repérer les intervalles Baud qui précédent iwmédiatemant l'i~-tervalle 8aud en cours et qui sont occupés dans le signal bipolaire s(t) par une lmpulsion né8ative.
Le cirouit à retard 72 délivre la ~uite d'impul~ions D~(Tn-l) qui permet de repérer les intervalleq Baud qui précédent im~ediatement l'in~
tervalle Baud en cours et qui sont occupés dans le signal bipolaire s(t) par une impul~ion po~itive.
La porte logique da type "non ou" 75 délivre le signal logique D (Tn-l). D~Tn) ~ D ~Tn~ qui est une qélectian de~ impulsion3 négatives du signal bipolaire s(t) qui précédent immédiatement un intervalle Baud en cours vide d~impulsion.
La porte logique de type "non ou" 76 délivre la signal logique D~(Tn-1). D~(Tn) ~ D (Tnj qui est une ~élection des i~pulsions positives du signal bipolaire q(t) qui précédent immédiatement un intervalle 3aud en cours vide d'impulsion.
Le circuit de création d'impulsions d'échantillonnage 8 comporte deux portes logiques de type "et" 80, 8' à deux entrée~ ayant chacune une entrée connectée à la sortie d'ur. monostable 82 et l'autre entrée connectee, en sortie du circuit de sélection ~, soit a la sortie de la porte logique de type "non ou" 75 soit à celle de la porte logique de type '7non ou" 76 selon la porte 81 ou 80 considérée.
Le monostable 82 déclenché par les transitions du signal du circuit de récupération de rythme 5 apparaissant en milieu d'intervalle .
Baud engendre une impulsion calibréa d'échantillonnage au milieu de chaqua intervalle Baud, ~uffisamment étroite pour être toujours recou-verte par le3 impulsions Dl, D- engendrées par le décodeur 3.
Les portes logiques de type "et" 80, 81 qui reçolvent une impul-sion d'échantillonnage au milieu de chaque intervalle Baud ne la laissepasser que lorsqu'elles reçoivent en même temps une impulsion D+ ou D
du circuit de sélection 7 c'est-à-dire lorsque l'intervalle Baud en cours est, pour le 3ignal bipolaire 3 (t), un intervalle Baud vide d 'impul~ion uivant immédiatement un intervalle Baud occupé par une impulsion positive ou négative.
La sortie de la porte logique de type "et" 80 qui délivre une impulsion d'échantillonnags au milieu des intervalles 0aud occupés par les tra~nas dss impulsions positive3 contrôle le circuit d'eahantillon-na~e 61. Celui ci est oonnecté en ontrée directe~ent à la sortie du filtr~ variable de complément de longueur 2 et dellvre des échantillons d'autant plu~ po3itifs ou négatlf~ que l'erreur de phase eYt un retard ou une avance important du pas~age par zéro de~ tra~nes d'impul~ion~ par rapport au milieu de l'intervalle Baud.
La sortio de la porte logique de type "et" 81 qui délivre une impulsion d'échantillonnage au milieu des intervalles Baud occupés par les tra~nes des impul3ions négatives contrôle le circuit d'échantillon-nage 62. Celui-ci est connecté en entrée à la sortie du ~iltre de complément de longueur 2 par 1'intermédiaire d'un inverseur 65 et délivre comme le précédent 61, des échantillons d'autant plus positif3 ou négatifs que l'erreur de phase est un retard ou une avance important du passage par zéro des tra~nes d'impulsions par rapport au milieu de l'intervalle Baud.
Les sorties des deux circuits d'échantillonna~e 61, 62 sont réunies à l'entrée d'un circuit intégrateur 63 qui délivre un signal représentatif de l'erreur moyenne de phase utilisé pour le contrôle de la valeur de la résistance Rl du réseau variable d'égalisation 1. Ce circuit intégrateur 63 es~ pourvu d'une commande d'inhibition contrôlée par un détecteur d'activité 64 qui est connecté à la sortie du ~iltre variable d'égali~ation 2 et vérifie que le signal bipolaire a déjà une amplitude suf~isante pour que le taux d'erreurs sur les sorties D et D
r~ 38V
_ 12 -qoit faible avant d'autoriser le ~onctionnement de la boucle d'asservi3-sement de mise en forme du spectre.
La ~igure 5 montre les chrono~rammes deq siænaux en différents points du détecteur d'erreur moyenne de phase 6. La~courbe s(t) 5 représente un signal bipolaire égalisé iS9U du filtre variable de complément de longueur 2 qui code les valeurs binaires 1010 et dans lequel apparaissent des traines d'impulsions passant par zéro après le milieu de l'intervalle Baud suivant, avec un certain retard de phase montrant un excès de3 composante3 basses rréquences par rapport aux tO composantes hautes ~réquences. Les courbes d~ et d- sont les suites d'impulsions binaires corre~pondantes disponibles an sorties D+ et D du décodaur bipolalre-binaire 3. La courbe h est le si~na~ d'horloge à la fréquence ~aud engendré par le circuit dc récupération de rythme 5. La aourbe a reprcsente le signal en sortie de l'inverseur 74 qui eqt le 15 signal repr~genté en d~ retardé d'un intervalle Baud et complémenté. La courbe b représerte la ~ignal en sortie de l'invarseur 73 qui est le signal repré~enté en d retardé d'un intervalle Baud et complémenté. La courbe c est le signal de sortie de la porte logique de type "non ou" 76 qui n'est autre qu'une sélection des lmpulsions disponibles à la -~ 20 sortie D du décodeur bipolaire-binaire 3 lorsqu'elles sont suivies d'un intervalle Baud vide d'impulsion. La courbe k est le signal de sortie de la porte logique de type "non ou" 75 qui n'est autre qu'une sélection des impulsion3 diYponibleq à la sortie D du décodeur bipolaire-binaire 3 lorYqu'elles sont suivies d'un intervalle 8aud vide d'impulsion. Des 25 impul3ions parasites peuvent apparaître dans les courbes c et k en raison des variations de largeur des impulsions en sor~ie D+ et D du décodeur bipolaire-binaire 3 mai~ elles sont sans effet car éloignées de la zone médiane des intervalles Baud. La courbe hd représente la suite d'impul~ions d'échantillonnage en milieu d'intervalle Baud disponibles 30 en sortie du monostable 82. La courbe ~ représente les impulsions d'échantillonnage sélectionnéeq en sortie de la porte logique de type "et" 80 qui apparaissent à chaque intervalle Baud en cours à la ~ois vide d'impulsion et immédiatement précédé d~un in~ervalle Baud occupé
par une impulsion positive. La courbe g représente les impulsions 35 d~échantillonnage sélectionnées en sortie de la porte logique de type "et" 81 qui apparaissent à chaque intervalle 3aud en cours à la foi~
vide d'impulsion et immédiatement préaédé d'un intervalle Baud occupé
par une impulsion négative.
D'autres modes de réalisation du circuit de détection d'erreur moyenne de phase 6 peuvent être envi~agés. Les délais d'un inter~alle - Baud des circuits à retard 71, 72 ne ~ont pas critiques et peuvent être portes à un intervalle Baud et demi ce qui permet de leg réaliser à
partir de registres à décalage à deux étages cadencés par les fronts de l'horloge de rythme co~ncidant avec le~ milieux des intervalles Baud.
Comme le signal bipolaire est un signal brouillé afin de permettre une réaupération de rythme sans problème on peut éventuellement ~upprimer l'un des circuits d'échantillonnage et la cba~ne des éléments qui le commande. Cela revient à ne ~aire ~onotionner la boucla d'aaservis~0ment assurant la mi~e en rorme du qpectre des fréquence3 qu'à partlr des tra~nes des impulsions uniquement po~itive3 ou negative~. ~es performances ~ont moindres mais re~tent acaeptable~.
3o ; 38 ~
Automatic equalizer for digital transmission The present invention is in the field of 3 data transmissions and relates more particularly to the equalization of cables ~ of transmission-sion to compensate for the linear distortions3 that they subject to 3 digital signal transmitted which are attenuating attenuations and inter ~ erences between signal elements interfering with its recognition.
The equalization consists of a linear filtering of the transmitted signal ; to obtain a flat overall response from the transmission path amplitude and linear in phase while borrowing two cables transmission whose attenuation is proportional to the length of the cable and at the square root of the ~ frequency of the sign transmi ~, with coef ~ icient ~ of proportionality variable according to the constil; ution des ables.
Equalization is automatic when the linear filter used for equalization is provided with variable elements whose setting is as ~ ervi to back modifications of caraotéristique of the si ~ nal transmitted in order to adapt its gain transfer characteristic to that of the ~ weakened ~ sement real of the cable section used, cstte adaptation being, as a rule, an adaptation of length a's that is to say a taking into account variations in the attenuation characteristic of a cable comparable to those caused by ~ variationq of longusur.
Most automatic equalizers known ~ used in : transmitted ~ ion ~ of baseband data is ~ usted using a peak amplitude detector con ~ constituting an automatic control gain. Examples are described3 in the French patents 1,603,582 and 2,128,152. Designed for coaxial cables with invariable structure on their entire length, they have very diminished performance-when they are used in the subscriber network where a link can be formed of several successive sections of pairs of different diameters.
In an attempt to resolve this problem, we decided to use a criterion more representative of variations in the characteristic attenuation of a cable in ~ frequency anointing which is based on the regularity of the pas3ages by zero of the transmitted digital signal and miC
implemented as described in French patent 2,419,618, to `~
~ 7 ~ 3 ~ 3 ~
using an autocorrelator with coincidence of signs operating on two delayed versions ~ of the digital signal transmitted and equalized.
This new criterion significantly improves the quality of the equalization maLs has the drawback of nece ~ siter, in its form of implementation preferential, a predistortion filter placed at the input of the autocor-coincidental sign reader which limits the range of self-adaptation of the automatic equalizer.
The purpose of this pre-invention is an automatic equalizer for digital transmission ~ ynchrone with large capacities self-adaptive and usable in the subscriber network.
Its ob ~ and an automatic equalizer for digital transmission synchronous risk including an automatic gain control olrouit tending to maintain the peak amplitude of ~ on ~ constant output signal, a variable ~ equal network ation provided with a key control modi ~ ier the slope of its tran oaraoteristic ~ f ~ rt gain 3an ~
modify the value of the eain at the half-frequency Baud of the signal digital transmisslon ~ ynchrone and error detection means average phase, compared to the midpoints of the 8aud intervals, from ~
pa ~ sages by Zero of the trauma of lmpulqions appearing in the 3ignal d ~ transmi ~ ion 3ynohrone digital received, means of deteotion which control the control of the variable equalization network so as to increase the slope of the transfer characteristic of this gain re ~ water in case of detection of a phase delay and to decrease this slope otherwise.
The variable equalization network is preferably constituted a half-T filtering cell comprising in the series branch between its input and its output a variable resistance, and in the branch in parallel on its output a parallel oscillating circuit tuned in the top of the band occupied by the digital transmission signal synchronous, between the Baud half-frequency and the Baud frequency of this last.
The means for detecting the average phase error include, preferably means for selecting the Baud intervals of the signal received digital transmission that are pulse-free while being immediately preceded by Baud intervals occupied by pulses and sampling means operating on the digital signal that transmitted equalized in the middle of said empty Baud intervals impulse.
Other features and advantages of the invention will emerge of the description below of a mode of reali ~ ation given to tlSre example. This description will be made next to the drawing in which :
- Figure 1 shows 1P diagram of an automatic equalizer according to the invention adapts to a digital transmission signal coded in bipolar, - Figure 2 details a variable network of agaliqation and a ~ ilter variable of additional length of o3ble ~ appearing in the ~ equalization scheme ~ automatic eur shown in Figure 1, - Figure 3 illustrates di ~ rérentes form ~ of caraotéristiquc 1 ~ tran.qfert gain it is possible to obtain using the equal network variable reading at the variable complement riltre ~ e lon ~ ueur de ~ igure 2 cable, - the ~ i ~ ur ~ 4 is a diagra ~ me of the eye of a signal of transmiq-digital vision coded in bipolar with examples of distortions and - the ~ igure 5 represents chronograms of the internal signals a phakic error detection circuit ~ appearing in the - - ~ equalizer diagram shown in Figure 1.
The automatic equalizer which will be described is intended to equalize a link of the subscriber network for a digital transmission signal synchronous, in baseband, coded in bipolar, with a mi3e in shape in cosine ~ urelevé occupying a band of ~quence superiorly limited to Baud frequence with the principal of its ~ components located in a Baud half frequency range.
It includes, as shown in Figure 1, a circuit filtering of the digital signal received, in two consecutive parts: one variable network of equalization 1 and a variable filter of complement of length 2, which is controlled by two servo loops separate, one with automatic gain control acting on the setting of the variable complement filter of length 2 and the other with setting in the form of a spectrum acting on the adjustment of the variable network 3 ~
equalization 1 without influencing that of the ~ iltre variable of complement of length 2 ; The variable equalization network l makes it possible to modify the ratio amplitudes of the frequency components: ~ ba ~ se and high of the signal S digital received e (t) in the range below the Baud half frequency where is the main of its components3. It is designed to have a setting that does not play or very little on the signal amplitude which crosses it, that is to say, makes the signal component at the Baud half frequency, so as not to influence the filter setting variable of complement of length 2 and avoid q phenomena of beat due to aoorochages between the two control loops.
It somehow achieves the equalization of uae ~ amill ~ of type lines ~
maximum length which brings ~ t all the same a ~ weakly a the edge amplitude of the digital signal transmitted.
It aomporte, as represented ~ e to fi ~ ure 2, a cell half T filtering mainly in the series branch between its entry and exit a variable resistor R1 and in the branch in parallel 3ur its output a plug circuit for ~ e of an inductance L and with a capacity C2 in parallel, tuned to a frequency between the Baud half-frequency and the Baud frequency. The complex gain of transfer of this cell, i.e. the ratio of its voltage sortia V ~ on its input voltage Ve, 3 'expresses by the relation:
Vs R1 p_ Ve 1 + C2p + Lp Rlc ~ p2 + p ~ RL
at the modulus of this complex gain for p equal to j uJ, UJ representing the pulsation, has the expression:
~ (R1 ~ 1C2 ~ u2) 2 + v ~ 2 3 ~ 3 ~
r. ~ characteristic of trans ~ ert gain of this cell, which represents the 3 variatlons according to the frequency of:
20 log _ ~ (R1 R ~ C2 W 2) + ~
- ~ 'is to say a quantity proportional to the logarithm of this module of the complex gain 9 goes through a maximum equal to 0 dB whatever the resistance value Rl for the resonant frequency fO, ~ J0 = 1 1 has a positive slope and ~ increasing anointing of Rl for frequencies less than ~ 0 and a negative slope and derailing function of Rl for frequencies higher than P0.
Given the situation of the tuning frequency with respect to the ~ requenoe Baud, the useful part of this transfer characteristic of gain is reduced practically on the left side of the curve whose vertex located at the top of the useful band, near the half ~ Baud frequency, is little modified by a change in value, eur of the resistance tance Rl and whose pitch slope in the range less than half Baud frequency varies in this range with the value of resistance R1 in the same direction as it, and approximates a variation proportional to the square root of the frequency.
The half-cell in T of the variable equalization network 1 can be supplemented, as shown, by an R2 resistor inserted in series with inductance L to lower the bandwidth relative of the cell and by a capacity C1 placed in parallel on all or part of the variable resistor R1 to deform asymmetrically tackle the gain transfer characteristic and move its vertex towards the high frequencies in order to obtain in the useful band a best approximation of a variation proportional to the root square of the frequency of the gain expressed in decibels.
The ~ exact values of the different elements of the cell in half T of the variable equalization network 1 depend on the conditions of use. They are determined by applying the ~ .7 ~
well-known techniques for synthesizing filters from a family of Model transfer gain curves of typical length lines maximum.
The complement filter of length 2 has the anointing to bring back, from an electrical point of view, the line e ~ actually used at length maximum for which the family of model curves has been established. In practical, it reduces the peak amplitude of the digital signal received to a constant value independent of the length of the line actually utili ~ ée in de3 conditions similar from an electrical point of view to this that we would get with a maximum line length. He behaves as a li ~ ne of adjustable length with a ~ ain of trans ~ ert expressed in decibels varying approximately in proportion to the inverse of the square racino of la Préquence.
It can be carried out, as shown in the ~ i ~ ure 2, by means of two csllule ~ ~ ucce ~ sives in half T which are separated by an amplirica-teur ~ eparateur 20 and which has ~ is ~ ent each dsn ~ part of the strip of frequencies occupied by the digital signal. Each of these cells includes a re ~ i ~ tance R4, R5 danq the branch in series ~ ntre his input and its output and a capacity C3, C4 connected in series with a resistarce v ~ riable Rd, Rd 'in the branch in parallel on its output.
Their complex gains, i.e. the reports of their tension of output ~ 3 at their input voltage ~ e, have the same shape and are expressed for one of them by the relation: -~ s _ 1 ~ RdC3p ~ e 1 + (Rd + R4) C3p which shows that they have a low pass with a value of gain tending for high frequencies towards the ratio Rd - Rd ~ R4 This ratio is adjustable by means of the variable resistance Rd and can be brought near the value 1 when the value of the resistance Rd becomes much higher than that of resistance R4 transforming then, the pole -1 / (Rd ~ R4) C3 and the zero -1 / RdC3 tending this case to be confused, the response of a cell in a response of ~ iltre ~ Y7 ~ 93 ~ 3 ~
master key for equalizing a line of maximum length.
Switching from the all-pass to the filter function low pass stops by moving one of the other from the pole -l / (Rd ~ R4) C3 : and zero -1 ~ RdC3 ~ As the blade and zero displacements allowed by the values usable in practice for the resistances and capaaités do not conveniently allow to sufficiently suf ~ isement this pole and this 2nd in the case of a short line to cover the entire range of useful frequencies of a 3rd hold, this is covered with the two successive cells, the first operating in the lower part of the useful band and the second dan ~ the upper part.
The behavior of the whole variable equalization network 1 : and of the variable filter of complement of length 2 in ~ unction of the values of re ~ lage of the resistanoe ~ 1 and of the re ~ istanoes Rd and Rd 'is illuatré
in Figure 3 by the families of curves A or B which represent each} es variations of the form of the characteristic of tran ~ fert da gain in function of the frequency that it is possible to obtain for a fixed value of réaistano2s Rd and Rd ', and different values of re ~ resistance Rl. For each family this character remains sensitive linearly in runctiQn of the groove roved in frequency in the band superiorly limited by the half-frequency Baud Fo / 2 and not ~ e by a fixed point corresponding to the gain G0, G10 at half frequency Baud Fo ~ 2.
A variation of ~ values of ~ resiqtances Rd, Rd 'while the value of the resistance Rl remains fixed allows to pass from a family to another, from Al to Bl or A2 to B2, with a variation of the gain at the Baud Fo / 2 half-frequency and consequently a variation of the weakened the digital amplitude of the digital qignal.
The values ~ of ~ variable resistances Rd, Rd 'which allow vary the gain at the half-frequency Baud iont controlled by the servo booster providing automatic gain control. That-oi is constituted of a peak detector 4 (figure l) which is connected in ~ nettle of the complement filter of length 2 and which varies the resistance values Rd and Rd 'in opposite direction of the peak amplitude detected.
The length complement filter 2 and the peak detector 4 are usually made using an integrated circuit $ re ~ specialized known as ~ ALB0 (Automatic Line Build Out) such as for example the circuit referenced TCM 2203 by the ~ Texas Instrument company which contains the variable reqistances Rd, Rd ', their control circuit at 5 peak detector 4, the amplifier 20 interposed between the two ~
cells of the complement filter of length 2 as well as a circuit of rhythm recovery 5 and a bipolar-binary decoder 3 placed at the continued and used in the second control loop regulating the resistance value Rl for setting the spectrum of ~ requests.
The rhythm recovery circuit 5 can be an oscillator o ~ blinking at Baud frequency s nobronized by impulses from al ~ nal bipolar ~ (t) available at the output of the complement filter lon ~ ueur 2.
The bipolar-binary decoder 3 which separates the lmpulaions po ~ itives and born ~ ativeq of the bipolar signal stt) in two suites binary pulses D ~, D suitable for processing aircuits in binary logic can consist of two threshold comparators, one with a threshold adjusted at mid-level of positive impulse3 ~ e triggering when its threshold is exceeded and the other with an adjusted threshold at mid-level negative pulses qe triggering in the absence of overshoot sound threshold.
The second loop of aces ervlssement ensuring the shaping of the ~ pectre of frequenc ~ s of the signal received by ~ ouant on the value of the resistance Rl of the variable equalization network 1 tends to cause as the pulses of the pulses appearing in the bipolar signal received and equalized go to zero in the middle of the Baud intervals, which is the condition on all the pulses of the received signal, considered in isolation, so that they do not interfere with each other in the middle Baud interval and therefore so that the signal is equalized.
Co ~ me shows it the diagram of the eye of figure 4, a signal bipolar received and equalized normally goes through zero in the middle, noted kT
a pulse-free Baud interval following a busy baud interval by a pulse, the empty pulse Baud interval being occupied by the Baud interval pulse preceding it, but it ~ 7 ~
_ 9 _ can also go through ~ éro in advance, advance noted Z 1, compared to this medium when it has an excess of high components.
: or late, delay noted ~ o, when it has an excess of low components ~ requirements as represented by ~ lines dotted for a positive pulse occupying the Baud interval preceding that empty pulse.
The second control loop is formed by a detector phase 6 mean error (figure 1) of the passage through zero of the valves of impulse3 which causes either an increase in the value of the resistance R1 of the variable equalization network 1 and therefore of the slope of the gain transfer curve of this network when the mean error detected is a phakic delay due to an excess of baaseq components frequencies compared to the high frequency components is a dimi-Nution of the value of the resistance R1 in the lnversa case.
This oircult of deteaticn of average error of pha ~ e 6 proceeds by sampling the bipolar signal s (t) in the middle of the intervals ~ aud ocupes by a tra ~ ne impul ~ ion lnver ~ ant beforehand or not the ~ bipolar ignal s (t) as a function of the polarity of the impulses of so as to ~ see, dan ~ both cases of positive and negative impulses, the same sample polarity for a phase error of the same sign.
It co ~ carries a selection circuit 7 reporting the Baud intervals occupied by a pulse train, a pulse creation circuit ~
sampling 8 in the middle of ~ intervalq Baud identified co ~ ltrôlé at the both by the rhythm recovery circuit 5 and by the selection 7, two sampling circuits 61, 62 controlled by the circuit of creation of sample pulses ~ onnage 8 one operating on the bipolar signal s (t) and the other on an inverted version of the signal s (t), and a summation and integration circuit 63 operating on the samples lons delivered ~ by the sampling circuits 61, 62 and controlling a ~ control of the value of the resistor R1 of the network variable reading which can be a light emitting diode of a photocoupler with variable resistance in ~ anointing of the illumination.
The selection circuit 7 comprises, at the input, a logic gate for type "or" 70 with two inputs connected to outputs D, D of decoder 3 and two delay circuits 71, 72 whose delay is of an interval Baud 3 ~ 8 ~) T, which are connected at the input to the outputs D, D ~ of the decoder 3 respec-tively and which are each followed by an inverter 73, 74, and, at the output two logic gates of the "no or" type 75, 76 with two inputs each having an input connected to the output of the logic gate of type "or" 70 and the other input connected either to the output of the inverter 73 or to the ~ nettle of the inverter 74 according to the door 75 cu 76 considered.
The logic gate of type "or" 70 delivers on exit0 a suite of i ~ pulses D + (Tn) ID ~ (Tn), Tn being the current Baud interval, resulting from the combination of the pulses available on the D + outputs and D- of decoder 3. It allows to select in the signal bipolalre ~ (t) le Baud time empty of pulse.
The delay circuit 71 delivers the sequence of pulses D (Tn-1) which allows to locate the Baud intervals which precede iwmédiatemant the i ~ -tervalle 8aud in progress and which are occupied in the bipolar signal s (t) by a negative impulse.
The delay circuit 72 delivers the ~ impulse line ~ D ~ ions (Tn-l) which allows to locate the intervalq Baud which precedes im ~ immediately in ~
tervalle Baud in progress and which are occupied in the bipolar signal s (t) by a po ~ itive impul ~ ion.
The logic gate of type "no or" 75 delivers the logic signal D (Tn-1). D ~ Tn) ~ D ~ Tn ~ which is a qelectian of negative ~ impulsion3 of the bipolar signal s (t) which immediately precedes a Baud interval in the process of a vacuum.
Logic gate type "no or" 76 delivers the logic signal D ~ (Tn-1). D ~ (Tn) ~ D (Tnj which is ~ election of i ~ positive impulses of the bipolar signal q (t) which immediately precedes a 3aud interval in the process of emptying the pulse.
The circuit for creating sampling pulses 8 comprises two logic gates of type "and" 80, 8 'with two inputs ~ each having a input connected to the output of ur. monostable 82 and the other entry connected, at the output of the selection circuit ~, or at the output of the logic gate of type "no or" 75 either to that of the logic gate of type '7no or "76 depending on the door 81 or 80 considered.
The monostable 82 triggered by the signal transitions of the rhythm recovery circuit 5 appearing in the middle of the interval .
Baud generates a calibrated sampling pulse in the middle of each Baud interval, ~ narrow enough to be always covered green by the 3 pulses Dl, D- generated by the decoder 3.
The logic gates of type "and" 80, 81 which receive a pulse sampling sion in the middle of each interval Baud only lets it pass when they receive a D + or D pulse at the same time of the selection circuit 7, that is to say when the interval Baud in course is, for the bipolar 3ignal 3 (t), an empty Baud interval pulse immediately following a Baud interval occupied by a positive or negative impulse.
The output of the logic gate of type "and" 80 which delivers a sampling pulse in the middle of the 0aud intervals occupied by tra ~ nas dss impulses positive3 controls the sample circuit-na ~ e 61. This one is connected in direct input ~ ent to the output of filter ~ variable of complement of length 2 and dellvre of the samples all the more ~ po3itives or negatlf ~ as the phase error is a delay or a significant advance in step ~ age by zero of ~ impulse tra ~ nes ~ by report in the middle of the Baud interval.
The sortio of the logic gate of type "and" 81 which delivers a sampling pulse in the middle of the Baud intervals occupied by the negative impulses control the sample circuit swims 62. This is connected at the input to the output of the ~ iltre complement of length 2 via an inverter 65 and delivers, like the previous 61, samples all the more positive3 or negative that the phase error is a significant delay or advance of the zero crossing of the pulse trains relative to the middle of the Baud interval.
The outputs of the two sampling circuits ~ e 61, 62 are gathered at the input of an integrator circuit 63 which delivers a signal representative of the average phase error used for checking the value of the resistance Rl of the variable equalization network 1. Ce integrator circuit 63 es ~ provided with a controlled inhibition command by an activity detector 64 which is connected to the output of the ~ iltre equalization variable ~ ation 2 and checks that the bipolar signal already has a sufficient amplitude for the error rate on outputs D and D
r ~ 38V
_ 12 -qoit weak before authorizing the ~ onctuction of the loop of servo3-spectrum shaping.
The ~ igure 5 shows the chrono ~ rammes deq siænaux in different points of the average phase error detector 6. The ~ curve s (t) 5 represents an equalized bipolar signal iS9U of the variable filter of complement of length 2 which encodes binary values 1010 and in which appear train of impulses passing through zero after the middle of the next Baud interval, with some phase delay showing an excess of 3 component 3 low frequencies compared to tO high components ~ frequencies. The curves d ~ and d- are the sequences corresponding binary pulses available at outputs D + and D of bipolar-binary decodaur 3. The curve h is the si ~ na ~ clock at the frequency ~ aud generated by the rhythm recovery circuit 5. The aourbe has represented the signal at the output of the inverter 74 which is the 15 signal repr ~ gented in d ~ delayed by a Baud interval and supplemented. The curve b represents the ~ ignal at the output of invader 73 which is the signal represented ~ entered in d delayed by a Baud interval and supplemented. The curve c is the output signal of the logic gate of type "no or" 76 which is none other than a selection of the pulses available at the - ~ 20 output D of the bipolar-binary decoder 3 when followed by a Baud interval empty of pulse. Curve k is the output signal from the logic gate of type "no or" 75 which is none other than a selection of pulse3 diYponibleq at the output D of the bipolar-binary decoder 3 when followed by an empty pulse interval 8aud. Of 25 parasitic pulses can appear in curves c and k in due to the variations in width of the pulses at output D + and D of the bipolar-binary decoder May 3 ~ they have no effect because they are far from the middle zone of the Baud intervals. The curve hd represents the continuation sampling pulses in the middle of the Baud interval available 30 at the output of the monostable 82. The curve ~ represents the pulses selected sampling q at the output of the logic gate of type "and" 80 which appear at each Baud interval in progress at the ~ ois pulse vacuum and immediately preceded by a busy Baud ervalle by a positive impulse. Curve g represents the pulses 35 of sampling selected at the output of the logic gate of type "and" 81 which appear at each 3aud interval in progress when authentic ~
pulse vacuum and immediately preceded by a busy Baud interval by a negative impulse.
Other embodiments of the error detection circuit phase 6 average can be envi ~ aged. The deadlines of an inter ~ alle - Baud of delay circuits 71, 72 do not have critical and can be doors at an interval Baud and a half which allows the leg to achieve from two-stage shift registers clocked by the fronts of the rhythm clock coinciding with the middle of the Baud intervals.
As the bipolar signal is a scrambled signal in order to allow a resuscitation of rhythm without problem one can possibly ~ remove one of the sampling circuits and the cba ~ ne of the elements which ordered. This amounts to not ~ area ~ onotion the loop of aaservis ~ 0ment ensuring the mi ~ e en rorme of the frequency spectrum3 that apartlr tra ~ nes impulses only po ~ itive3 or negative ~. ~ es performances ~ have less but re ~ tent acaeptable ~.
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