BRPI1105803A2

BRPI1105803A2 - power amplifier employing direct current to alternating current converter in hybrid topology and amplification method

Info

Publication number: BRPI1105803A2
Application number: BRPI1105803A
Authority: BR
Inventors: Cassiano Rech; Hélio Leães Hey; Rafael Concatto Beltrame
Original assignee: Univ Fed Santa Maria
Priority date: 2011-11-04
Filing date: 2011-11-04
Publication date: 2015-12-22

Abstract

amplificador de potência empregando conversor de corrente continua para corrente alternada em topologia híbrida e método de amplificação. a presente invenção refere-se a um amplificador de potência híbrido formado pela associação série entre um amplificador chaveado (inversor multiníveis simétrico ou assimétrico com células meia-ponte conectadas em cascata) e um amplificador linear de baixa tensão/potência. a fonte ca de potência proposta destina-se à síntese de formas de onda de tensão arbitrárias, possibilitando, por exemplo, a emulação da rede de energia elétrica com a inserção de distúrbios controlados de tensão e/ou frequência para ensaios de conformidade em equipamentos eletro-eletrônicos, bem como ensaios de varredura de tensão e/ou frequência em máquinas e equipamentos.power amplifier employing direct current to alternating current converter in hybrid topology and amplification method. The present invention relates to a hybrid power amplifier formed by the serial association between a switched amplifier (multi-level symmetrical or asymmetric inverter with cascade half-bridge cells) and a low voltage / power linear amplifier. The proposed AC power source is intended for the synthesis of arbitrary voltage waveforms, enabling, for example, the emulation of the power grid with the insertion of controlled voltage and / or frequency disturbances for compliance testing on electromagnetic equipment. -electronics as well as voltage and / or frequency scan tests on machines and equipment.

Description

Relatório Descritivo de Patente de Invenção Amplificador de Potência Empregando Conversor deCorrente Contínua para Corrente Alternada em Topologia Híbrida e Método de Amplificação Campo da Invenção A presente invenção refere-se a um amplificador de potência híbrido formado pela associação série entre um amplificador chaveado (inversor multiníveis simétrico ou assimétrico com células meia-ponte conectadas em cascata) e um amplificador linear de baixa tensão/potência. A fonte CA de potência proposta destina-se à síntese de formas de onda de tensão arbitrárias, possibilitando, por exemplo, a emulação da rede de energia elétrica com a inserção de distúrbios controlados de tensão e/ou frequência para ensaios de conformidade em equipamentos eletro-eletrônicos, bem como ensaios de varredura de tensão e/ou frequência em máquinas e equipamentos. A presente invenção se situa no campo da Engenharia Elétrica.Invention Patent Descriptive Report Power Amplifier Employing Direct Current to Current Converter in Hybrid Topology and Amplification Method Field of the Invention The present invention relates to a hybrid power amplifier formed by the serial association between a switched amplifier (symmetric multilevel inverter) or asymmetric with cascaded half-bridge cells) and a low voltage / power linear amplifier. The proposed AC power source is intended for the synthesis of arbitrary voltage waveforms, enabling, for example, the emulation of the power grid with the insertion of controlled voltage and / or frequency disturbances for compliance testing on electromagnetic equipment. -electronics as well as voltage and / or frequency scan tests on machines and equipment. The present invention is in the field of Electrical Engineering.

Antecedentes da Invenção Entre as diversas aplicações das fontes CA de potência (AC Power Sources — ACPSs), destaca-se a sua utilização na indústria e em centros de pesquisa para emular a forma de onda de tensão fornecida pela rede de energia elétrica, possibilitando a avaliação do desempenho de equipamentos etétrico-eletrônicos sob condições anormais de operação, como faltas e distorções.BACKGROUND OF THE INVENTION Among the various applications of AC Power Sources (ACPSs), their use in industry and research centers to emulate the voltage waveform provided by the power grid stands out, enabling the performance evaluation of electronic-electronic equipment under abnormal operating conditions such as faults and distortions.

Amplificadores lineares de potência {Linear Power Amplifiers- LPAs) - por exemplo, amplificadores das ciasses A, B ou AB - são normalmente empregados na implementação de ACPSs por proporcionarem a síntese de formas de onda de alta fidelidade, além de apresentarem excelente resposta dinâmica e linearidade [YANG, K.; HADDAD, G.; EAST, J. High-efficiency class-A power amplifiers with a dual-bias-control scheme. IEEE Trans. on Microwave Theoty and Techniques, v. 47, n. 8, p. 1426-1432, Aug. 1999J, Infelizmente, os LPAs apresentam reduzido rendimento devido às elevadas perdas de condução observadas nos seus transistores de saída, demandando um grande volume de dissipadores e, por consequência, comprometendo a densidade de potência e a modularidade do equipamento, aumentando o seu custo. Por outro lado, o emprego de amplificadores classe D ou chaveados {Switch-Mode Power Amplifíers — SMPAsj proporciona um elevado rendimento, possibilitando uma significativa redução do seu peso e volume, corroborando ao aumento da densidade de potência da ACPS. Contudo, os SMPAs introduzem não-linearidades inerentes a sua operação comutada, além de apresentarem atrasos na resposta transitória - função dos tempos de comutação dos dispositivos semicondutores e atrasos inseridos pelos circuitos de acionamento - e emissão de interferência eletromagnética [YANG, K.; HADDAD, G.; EAST, J. High-efficiency class-A power amplifiers with a dual- bias-controi scheme. IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, v. 47, n. 8, p. 1426—1432, Aug. 1999]. Além disso, faz-se necessária a inclusão de filtros passa-baixas de saída para atenuação de harmônicos, o que implica na limitação da largura de banda de controle do sistema. Assim, o emprego de SMPAs fica limitado a aplicações que não demandam tormas de onda de alta fidelidade ou com reduzidas faixas de frequência, o que usuafmente não é o caso das aplicações que empregam ACPSs.Linear Power Amplifiers (LPAs) - for example, A, B, or AB amplifiers - are commonly employed in the implementation of ACPSs because they provide high fidelity waveform synthesis and excellent dynamic response and linearity [YANG, K .; HADDAD, G .; EAST, J. High-efficiency class-A power amplifiers with a dual-bias-control scheme. IEEE Trans. on Microwave Theotypes and Techniques, v. 47, no. 8, p. 1426-1432, Aug. 1999J, Unfortunately, LPAs are low in performance due to the high conduction losses observed on their output transistors, requiring a large volume of heatsinks and thus compromising the power density and modularity of the equipment, increasing their cost. On the other hand, the use of Class D or Switched Amplifiers {Switch-Mode Power Amplifiers - SMPAsj) provides a high performance, allowing a significant reduction in their weight and volume, corroborating the increase of ACPS power density. However, SMPAs introduce nonlinearities inherent in their switched operation, and have transient response delays - a function of semiconductor device switching times and delays inserted by the drive circuits - and electromagnetic interference emission [YANG, K .; HADDAD, G .; EAST, J. High-efficiency class-A power amplifiers with a dual-control scheme. IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, v. 47, no. 8, p. 1426—1432, Aug. 1999]. In addition, it is necessary to include low pass output filters for harmonic attenuation, which implies the limitation of the system control bandwidth. Thus, the use of SMPAs is limited to applications that do not require high fidelity or low frequency bandwidth waveforms, which is usually not the case for applications employing ACPSs.

Desse modo, buscando aliar a alta fidelidade proporcionada pelos LPAs com o elevado rendimento proporcionado pelos SMPAs, topologias híbridas de amplificadores de potência (Hybrid Power AmptUiers - HPAs) têm recebido grande interesse recentemente. Um HPA é composto pela associação de um SMPA (operando como amplificador principal, responsável por suprir a parcela mais significativa de potência à carga) com um LPA (operando como ampliticador de correção, processando apenas uma pequena parcela da energia fornecida à carga) [YUNDT, G. B. Series- or parallel-connected composite amplifiers. IEEE Trans. on Power Electronics, PE-1, n. 1, p. 48-54, Jan. 1986], Dependendo do modo em que é realizada a conexão entre o LPA e o SMPA, as topologias híbridas podem ser classificadas em três categorias: configuração envelope, configuração paralela e configuração série [YUNDT, G. B. Series- or parallel-connected composite amplifiers. IEEE Trans. on Power Electronics, PE-1, n. 1, p. 48-54, Jan. 1986], Apesar da configuração envelope possibilitar a redução da queda de tensão sobre os dispositivos semicondutores que operam na região linear e, por consequência, as perdas de condução associadas [GONG, G.; ERTL, H.; KOLAR, J. Novel tracking power supply for linear power amplifiers. IEEE Trans. on Industriai Electronics, v. 55, n. 2, p. 684-698, Feb. 2008], o LPA (amplificador de correção) deve ser projetado para sustentar integralmente a tensão e a corrente fornecida à carga.Thus, seeking to combine the high fidelity provided by LPAs with the high performance provided by SMPAs, Hybrid Power AmptUiers (HPAs) topologies have recently received great interest. An HPA is composed of the combination of a SMPA (operating as the main amplifier responsible for supplying the most significant portion of power to the load) and an LPA (operating as a correction amplifier, processing only a small portion of the energy supplied to the load) [YUNDT GB Series- or parallel-connected composite amplifiers. IEEE Trans. on Power Electronics, PE-1, no. 1, p. 48-54, Jan. 1986], Depending on how LPA and SMPA are connected, hybrid topologies can be classified into three categories: envelope configuration, parallel configuration, and serial configuration [YUNDT, GB Series- or parallel-connected composite amplifiers. IEEE Trans. on Power Electronics, PE-1, no. 1, p. 48-54, Jan. 1986], Although the envelope configuration makes it possible to reduce the voltage drop on semiconductor devices operating in the linear region and, consequently, the associated conduction losses [GONG, G .; ERTL, H .; KOLAR, J. Novel tracking power supply for linear power amplifiers. IEEE Trans. on Industrial Electronics, v. 55, no. 2, p. 684-698, Feb. 2008], the LPA (correction amplifier) must be designed to fully support the voltage and current supplied to the load.

Na configuração paralela, o amplificador de correção define a forma de onda de tensão fornecida à carga, enquanto que o amplificador principal fornece a parceia mais significativa da corrente de carga [ERTL, H.; KOLAR, J.; ZACH, F.In parallel configuration, the correction amplifier defines the voltage waveform supplied to the load, while the main amplifier provides the most significant load current partner [ERTL, H .; KOLAR, J .; ZACH, F.

Basic considerations and topologies of switched-mode assisted linear power amplifiers. IEEE Trans. on Industriai Electronics, v. 44, n. 1, p. 116-123, Feb. 1997], Assim, ambas as configurações, envelope e paralela, são adequadas apenas para aplicações com baixas tensões (a primeira é normalmente empregada em aplicações de baixa potência em rãdio-frequência, enquanto que a segunda é usualmente encontrada em aplicações de áudio) em função da dificuldade de projeto do amplificador de correção (linear) para níveis de tensão elevados.Basic considerations and topologies of switched-mode assisted linear power amplifiers. IEEE Trans. on Industrial Electronics, v. 44, no. 1, p. 116-123, Feb. 1997], Thus, both envelope and parallel configurations are only suitable for low voltage applications (the former is usually employed in low-frequency radio frequency applications, while the latter is usually found in audio applications) due to the design difficulty of the (linear) correction amplifier for high voltage levels.

Por outro lado, a configuração série é especialmente adequada para aplicações com médias ou elevadas tensões (como em AGPSs, onde tensões de até 630 V são usuais para o barramento CG quando se deseja emular a rede trifásica de energia elétrica), uma vez que o amplificador principal fornece aproximadamente a tensão nominai da carga enquanto que o amplificador de correção é controlado para compensar apenas as não-idealidades existentes na forma de onda sintetizada pelo amplificador principal (ondulação, sub/sobre tensão, etc.). Especificamente nessa aplicação, alguns trabalhos têm demonstrado a grande viabilidade do uso de conversores multiníveis empregando modulação em baixa frequência na implementação do amplificador principal. Por exemplo, um inversor multiníveis com células ponte- completa em cascata {topologia originalmente proposta por [BAKER, R. H.; BANN1STER, L. H. Electric Power converter. Patent US 3,867,643, Feb. 1975] em sua configuração simétrica e por [LIPO, T. A.; MANJREKAR, D. Hybrid topology for multilevel power conversion. Patent US 6,005,788, Dec. 1999] em sua configuração assimétrica) foi empregada por [MUELLER, O.; PARK, J.On the other hand, the serial configuration is especially suitable for medium to high voltage applications (as in AGPSs, where voltages up to 630 V are usual for the CG bus when the three-phase power grid is to be emulated), since the The main amplifier provides approximately the nominal load voltage while the correction amplifier is controlled to compensate only for non-idealities in the waveform synthesized by the main amplifier (ripple, under / over voltage, etc.). Specifically in this application, some studies have demonstrated the great viability of using multilevel converters employing low frequency modulation in the implementation of the main amplifier. For example, a multilevel inverter with cascade bridge cells {topology originally proposed by [BAKER, R. H .; BANN1STER, L.H. Electric Power Converter. US Patent 3,867,643, Feb. 1975] in its symmetrical configuration and by [LIPO, T. A .; MANJREKAR, D. Hybrid topology for multilevel power conversion. US Patent 6,005,788, Dec. 1999] in its asymmetric configuration) was employed by [MUELLER, O .; PARK, J.

Quasí-linear IGBT inverter topologies. In; Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1994. v. 1, p. 253-259], [GONG, G.; HASSLER, D.; KOLAR, J. Comparative study of multi-cell amplifiers for AC power source appíications. IEEE Trans. on Power Electronics, v. 26, n. 11, p. 149—164, Jan. 2011] e, no âmbito patentário, por [KOLAR, J.; ERTL, H. Multi-cell hybrid power amplifier for test-voltage generation for testing linear/non-linear loads, applies output of summation device to control input of analog amplifier cell. Patent CH 698432 B1, Aug. 2009] na implementação do amplificador principal. Como principais vantagens do uso de conversores multiníveis pode-se destacar a possibilidade da síntese de formas de onda de tensão de elevada amplitude mesmo empregando dispositivos semicondutores de baixa tensão, que usualmente podem operar com frequências de comutação elevadas.Quasi-linear IGBT inverter topologies. In; Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1994. v. 1, p. 253-259], [GONG, G .; HASSLER, D .; KOLAR, J. Comparative study of multi-cell amplifiers for AC power source applications. IEEE Trans. on Power Electronics, v. 26, no. 11, p. 149—164, Jan. 2011] and, in the patent area, by [KOLAR, J .; ERTL, H. Multi-cell hybrid power amplifier for test-voltage generation for testing linear / non-linear loads, applies output of summation device to control input of analog amplifier cell. Patent CH 698432 B1, Aug. 2009] in the implementation of the main amplifier. The main advantages of using multilevel converters include the possibility of synthesizing high amplitude voltage waveforms even employing low voltage semiconductor devices, which can usually operate at high switching frequencies.

Salienta-se que o emprego de modulação por largura de pulso {Pulse- Width Modulation — PWM) no amplificador principal de topologias híbridas com configuração série não é usual, em especial nos casos onde um inversor multiníveis é empregado, pois essa estratégia de modulação demanda a inserção de um filtro passa-baixas no estágio de saída do amplificador, comprometendo sua resposta dinâmica. Desse modo, transitórios severos poderíam comprometer a capacidade do amplificador de correção {limitada pelo nível de tensão do barramento CC) de compensar distorções na forma de onda sintetizada pelo amplificador de correção. Por outro lado, como o amplificador de correção normalmente apresenta uma elevada banda passante (característica dos amplificadores lineares), o mesmo pode ser projetado para compensar as altas derivadas de tensão observadas na modulação do amplificador principal sem fiitro passa-baíxas de saída. Para que um amplificador de correção de baixa tensão/potência possa ser empregado, a forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal empregando a modulação em baixa frequência necessita apresentar um grande número de níveis, minimizando a amplitude dos degraus que devem ser compensados pelo amplificador de correção. Desse modo, um grande número de dispositivos semicondutores (e circuitos isolados de acionamento) são necessários à implementação do amplificador principal, comprometendo a robustez, a confiabilidade e o custo do sistema. Já a proposta de [HAMMOND, R. E.; JOHNSON, L. J. Hybrid power amplifier. Patent US 5,329,245, Jul. 1994.] possibilita o emprego de um amplificador de correção de baixa tensão, porém a conexão série entre este e o amplificador principal é realizada por meio de um transformador de saída, o qual opera em baixa frequência, inviabilizando a síntese de formas de onda com componente contínua.It is noteworthy that the use of Pulse Width Modulation (PWM) in the main amplifier of serial configuration hybrid topologies is not usual, especially in cases where a multilevel inverter is employed, as this modulation strategy demands inserting a low pass filter into the output stage of the amplifier, compromising its dynamic response. Thus, severe transients could compromise the correction amplifier's ability (limited by the DC bus voltage level) to compensate for distortions in the waveform synthesized by the correction amplifier. On the other hand, since the correction amplifier usually has a high bandwidth (characteristic of linear amplifiers), it can be designed to compensate for the high voltage derivatives observed in the modulation of the main amplifier without the output of the bass-box. In order for a low voltage / power correction amplifier to be employed, the voltage waveform synthesized by the main amplifier employing low frequency modulation needs to have a large number of levels, minimizing the amplitude of the steps to be compensated by the amplifier. of correction. As such, a large number of semiconductor devices (and isolated drive circuits) are required to implement the main amplifier, compromising system robustness, reliability and cost. The proposal by [HAMMOND, R. E .; JOHNSON, L.J. Hybrid power amplifier. Patent US 5,329,245, Jul. 1994.] enables the use of a low voltage correction amplifier, but the serial connection between it and the main amplifier is made by means of an output transformer, which operates at low frequency, making it impossible to continuous component waveform synthesis.

Assim, o presente invento compreende uma topologia híbrida de ACPS, que emprega um inversor multiníveis simétrico ou assimétrico {composto por células meia-ponte conectadas em cascata) na implementação do amplificador principal associado em série a um amplificador linear de correção. Como essa associação possibilita apenas a síntese de formas de onda de lensão positivas, apesar de ser bidirecional em corrente, existe a necessidade da inserção de um estágio inversor de saída [SGHMID, J.; SCHÃTZLE, R. Inverter for converting a direct voltage into an aíternating voltage. Patent US 4,775,923, Oct. 1988]. A estrutura proposta possibilita a redução do número de chaves semicondutoras do amplificador principal em comparação aos conversores previamente propostos e. além disso, dispensa a utilização de um transformador de saída para o acoplamento entre o amplificador principal e o de correção.Thus, the present invention comprises a hybrid ACPS topology employing a symmetrical or asymmetric multilevel inverter (composed of cascaded half-bridge cells) in implementing the main amplifier in series with a linear correction amplifier. Since this association only allows the synthesis of positive voltage waveforms, despite being bidirectional in current, there is a need to insert an inverter output stage [SGHMID, J .; SCHÃTZLE, R. Inverter for converting a direct voltage into an aiternating voltage. US Patent 4,775,923, Oct. 1988]. The proposed structure makes it possible to reduce the number of semiconductor switches of the main amplifier compared to previously proposed converters e. In addition, it does not require the use of an output transformer for coupling between the main and correction amplifiers.

Salienta-se que o emprego de um conversor multiníveis assimétrico apresenta a potencialidade adicional de redução no número de células para o mesmo número de níveis na forma de onda de tensão sintetizada. Assim, a confiabilidade do sistema pode ser aprimorada pela redução do número de dispositivos semicondutores necessários à implementação do amplificador principal.It should be noted that the use of an asymmetric multilevel converter has the additional potential to reduce cell numbers to the same number of levels in the synthesized voltage waveform. Thus system reliability can be enhanced by reducing the number of semiconductor devices required to implement the main amplifier.

No âmbito patentário foram localizados alguns documentos relevantes que serão descritos a seguir. O documento US 2009/0267581 revela um aparato controlador que fornece uma tensão de saída proporcional a uma porção de um amplificador chaveado somada a uma porção de um amplificador linear. A presente invenção difere deste documento por consistir em uma ligação em série entre os dois tipos de amplificador mencionados sem a necessidade de controladores entre os dois. O documento US 7,058,373 revela um método para se operar um transmissor de rádio compreendendo o uso de um amplificador chaveado ligado paralelamente a um ampiificador linear. A presente invenção difere deste documento por se referir a um amplificador para diversos usos, compreendendo uma ligação em série entre os dois tipos de amplificadores mencionados, seguida de um estágio inversor. O documento US 4,516,080 revela um amplificador híbrido compreendendo um amplificador chaveado de alto rendimento ligado paralelamente a um amplilicador linear de alta tidelidade, onde a porção de corrente fornecida pelo amplificador chaveado é maior que a do amplificador linear. A presente invenção difere deste documento por se tratar de uma ligação em série entre amplificadores chaveados e lineares, seguidos de um estágio inversor.Within the patent scope were found some relevant documents that will be described below. US 2009/0267581 discloses a controller apparatus that provides an output voltage proportional to a portion of a switched amplifier plus a portion of a linear amplifier. The present invention differs from this document in that it consists of a serial connection between the two mentioned amplifier types without the need for controllers between the two. US 7,058,373 discloses a method for operating a radio transmitter comprising the use of a switched amplifier parallel to a linear amp. The present invention differs from this document in that it relates to an amplifier for various uses, comprising a serial connection between the two mentioned amplifier types, followed by an inverter stage. US 4,516,080 discloses a hybrid amplifier comprising a high throughput switching amplifier connected in parallel with a high-fidelity linear amplifier, where the portion of current supplied by the switching amplifier is greater than that of the linear amplifier. The present invention differs from this document in that it is a serial connection between switched and linear amplifiers, followed by an inverter stage.

Do que se depreende da liferatura pesquisada, não foram encontrados documentos antecipando ou sugerindo os ensinamentos da presente invenção, de forma que a solução aqui proposta possui novidade e atividade inventiva frente ao estado da técnica.From the researched liferature, no documents were found anticipating or suggesting the teachings of the present invention, so that the solution proposed here has novelty and inventive activity in the state of the art.

Sumário da Invenção A presente invenção descreve um amplificador de potência conversor de corrente contínua para corrente alternada em topologia híbrida e um método de amplificação e conversão de potência. Com o objetivo de sintetizar formas de onda de tensão arbitrárias com alta fidelidade, sem penalizar a eficiência no processamento da energia elétrica, propõe-se o emprego de um amplificador de potência híbrido, composto pela associação série de um inversor mulliníveis simétrico ou assimétrico com células meia-ponte conectadas em cascata (amplificador principal) com um amplificador linear de baixa tensão/potência (amplificador de correção), na implementação de uma fonte CA de potência. O amplificador principal, o qual opera em malha-aberta, é responsável peia síntese de uma forma de onda de tensão próxima à referência, enquanto que o amplificador de correção, o qual opera em malha fechada, é responsável pela compensação da diferença entre a forma de onda de tensão sintetizada pelo ampliticador principal e a referência do sinaf a ser gerado. É, portanto, um objeto da presente invenção um amplificador de potência conversor de corrente contínua para corrente alternada em topologia híbrida compreendendo: a) amplificador chaveado inversor multiníveis, simétrico ou assimétrico, com células meia-ponte conectadas em cascata; b) amplificador linear de correção de baixa potência; c} conexão em série entre a) e b) livre de transformadores de acoplamento; d) estágio inversor de saída em configuração ponte-compieta e alimentado pela soma das formas de onda de tensão sintetizadas por a) e b).Summary of the Invention The present invention describes a direct current to alternating current converter power amplifier in hybrid topology and a method of amplifying and converting power. In order to synthesize high fidelity arbitrary voltage waveforms without penalizing the efficiency of electrical energy processing, it is proposed to use a hybrid power amplifier, composed by the series association of a symmetrical or asymmetric multi-level inverter with cells. cascaded half-bridge (main amplifier) with a low voltage / power linear amplifier (correction amplifier) when implementing an AC power source. The main amplifier, which operates in open loop, is responsible for the synthesis of a voltage waveform close to the reference, while the correction amplifier, which operates in closed loop, is responsible for compensating for the difference between voltage waveform synthesized by the main amplifier and the reference of the signal to be generated. It is therefore an object of the present invention a hybrid topology direct current to alternating current converter power amplifier comprising: (a) multi-level symmetrical or asymmetric inverter switching amplifier with cascaded half-bridge cells; b) low power correction linear amplifier; c} serial connection between a) and b) free of coupling transformers; d) output inverter stage in bridge-complete configuration and fed by the sum of voltage waveforms synthesized by a) and b).

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de potência híbrido proporciona a síntese de formas de onda de tensão arbitrárias com alta fidelidade e apresentando alto rendimento.In a preferred embodiment, said hybrid power amplifier provides the synthesis of high fidelity and high yield arbitrary voltage waveforms.

Em uma realização preferencial, o amplificador chaveado em a) opera como amplificador principal unidirecional em tensão e bidirecional em corrente.In a preferred embodiment, the keyed amplifier in a) operates as a unidirectional main voltage amplifier and bidirectional current amplifier.

Em uma realização preferenciai, o referido amplificador de potência híbrido emprega uma pluralidade de células meia-ponte, onde cada célula pode sintetizar dois ou mais níveis distintos de tensão e é alimentada por uma fonte de tensão contínua com isolação galvânica com relação às fontes das demais células.In a preferred embodiment, said hybrid power amplifier employs a plurality of half-bridge cells, where each cell can synthesize two or more distinct voltage levels and is powered by a galvanically isolated continuous voltage source with respect to the sources of the others. cells

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de a) emprega uma pluralidade de células meia-ponte de dois ou mais níveis, onde cada célula é composta por duas ou mais chaves semicondutoras controladas com comandos adequados, e é alimentada por uma fonte de tensão continua com isolação galvânica com relação às fontes das demais células.In a preferred embodiment, said a) amplifier employs a plurality of two or more level half-bridge cells, where each cell is composed of two or more controlled semiconductor switches with suitable commands, and is powered by a direct voltage source. with galvanic isolation in relation to the sources of the other cells.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de a) compreende um controle em malha-aberta.In a preferred embodiment, said amplifier a) comprises an open loop control.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de b) compreende um amplificador linear classe A, B ou AB, Em uma realização preferencial, o referido amplificador de b) é alimentado por fonte(s) de tensão contínua(s) com isolação galvânica com relação às fontes das células do amplificador de a).In a preferred embodiment, said amplifier (b) comprises a class A, B or AB linear amplifier. In a preferred embodiment, said amplifier (b) is powered by galvanically isolated continuous voltage source (s) with relative to the amplifier cell sources a).

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de b) apresenta estágio de saída unidirecional ou bídirecional em corrente, podendo empregar apenas transistores NPN, PNP ou ambos em uma configuração complementar.In a preferred embodiment, said amplifier (b) has a current unidirectional or bi-directional output stage, and may employ only NPN, PNP transistors or both in a complementary configuration.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de b) apresenta um controle em malha-fechada para o amplificador de correção, cujo sinal de realimentação provém da saída da ACPS.In a preferred embodiment, said amplifier (b) has a closed-loop control for the correction amplifier whose feedback signal comes from the ACPS output.

Em uma realização preferencial, o referido estágio inversor de saída em configuração ponte-completa é composto por dois braços, onde cada braço é composto por duas chaves semicondutoras controladas com comandos complementares.In a preferred embodiment, said bridge-complete output inverter stage is comprised of two arms, each arm consisting of two semiconductor switches controlled with complementary commands.

Em uma realização preferencial, o referido estágio inversor de saída já é parte integrante do amplificador chaveado multíníveis composto por células meia-ponte conectadas em cascata. É um objeto adicionai da presente invenção o método de amplificação e conversão de potência compreendendo as etapas de: a) amplificar o sinal inicial em um estágio amplificador chaveado inversor muitiniveis, simétrico ou assimétrico, com células meia-ponte conectadas em cascata; b) corrigir a fidelidade do sinal de saída de a) com um amplificador linear de baixa potência sem o uso de transformadores de acoplamento; c) sintetizar formas de onda de polaridade positiva e negativa (corrente alternada) através de um estágio inversor de saída em configuração ponte-completa alimentado pela soma das formas de onda de tensão sintetizadas por a) e b).In a preferred embodiment, said output inverter stage is already an integral part of the multi-level switching amplifier composed of cascaded half-bridge cells. An additional object of the present invention is the method of amplifying and converting power comprising the steps of: a) amplifying the initial signal into a symmetrical or asymmetric multi-level inverter switching amplifier stage with cascaded half-bridge cells; b) correcting the output signal fidelity of a) with a low power linear amplifier without the use of coupling transformers; c) synthesize positive and negative polarity (alternating current) waveforms through an output inverter stage in full bridge configuration fed by the sum of voltage waveforms synthesized by a) and b).

Estes e outros objetos da invenção serão ímedi atamente valorizados pelos versados na arte e pelas empresas com interesses no segmento, e serão descritos em detalhes suficientes para sua reprodução na descrição a seguir.These and other objects of the invention will be immedi- ately valued by those skilled in the art and companies with interests in the segment, and will be described in sufficient detail for their reproduction in the following description.

Breve Descrição das Fiauras Figura 1 - Amplificador de potência híbrido de acordo com uma realização preferencial da presente invenção, composto pela associação série de um inversor muitiniveis simétrico ou assimétrico (denominado amplificador principal) com um amplificador linear (denominado amplificador de correção) apresentando ainda um inversor de tensão na configuração ponte-completa no estágio de saída. Salienta-se que vm/(f) (J = 1,2, rí) representa a forma de onda de tensão sintetizada pela /-ésima célula ao amplificador principal, vc(f) a forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador de correção, ν&(/) a forma de onda de tensão aplicada ao barramento CC do estágio inversor de saída, vj^t) a forma de onda de tensão de saída da ACPS e uc{f) a ação de controle aplicada ao amplificador de correção.Brief Description of the Figures Figure 1 - Hybrid power amplifier according to a preferred embodiment of the present invention, comprising the serial association of a symmetrical or asymmetric multi-level inverter (called a main amplifier) with a linear amplifier (called a correction amplifier) having a further voltage inverter in full-bridge configuration at the output stage. Note that vm / (f) (J = 1,2, ri) represents the voltage waveform synthesized by the 10th cell to the main amplifier, vc (f) the voltage waveform synthesized by the correction amplifier. , ν & (/) the voltage waveform applied to the output inverter stage DC bus, vj ^ t) the ACPS output voltage waveform, and uc (f) the control action applied to the correction amplifier.

Figura 2 - Diagrama representativo da estratégia de modulação em baixa frequência empregada no amplificador principal, onde v,ef(t) representa a tensão de reterência, ν·αχΐ), v^t), Vy e Ψ; (/' = 1,2.n) representam, respectivamente, a tensão de referência, a tensão sintetizada, a tensão do barramento CC e o nível de tensão de comparação empregado na modulação da /-ésima célula do inversor muitiniveis, Vd{f) é a ação de controle direta, que é análoga a forma de onda de tensão que deve ser sintetizada pelo amplificador de correção e vm(tj é a forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal.Figure 2 - Representative diagram of the low frequency modulation strategy employed in the main amplifier, where v, f (t) represents the holding voltage, ν · αχΐ), v ^ t), Vy and Ψ; (/ '= 1,2.n) represent, respectively, the reference voltage, the synthesized voltage, the DC bus voltage and the comparison voltage level employed in modulating the multi-level inverter cell / Vd {f ) is the direct control action, which is analogous to the voltage waveform that must be synthesized by the correction amplifier and vm (tj is the voltage waveform synthesized by the main amplifier.

Figura 3 - Possibilidades de modulação em baixa frequência para o amplificador principal, (a) Representação genérica da forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal vm{í), sendo sempre inferior ao valor absoluto da tensão de referência \vre^i)\ (b) Representação genérica da forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal vm(í), sendo sempre superior ao valor absoluto da tensão de referência \ν^ή\· (c) Representação genérica da forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal vm(t), interceptando o valor absoluto da tensão de referência |vre/(OI· Figura 4 — Principais formas de onda teóricas do amplificador principal operando com modulação em baixa frequência composto por duas células meia-ponte assimétricas (n = 2) na configuração binária (células 1 e 2 com tensões de barramento de 1 p.u. e 2 p.u., respectivamente), (a) Formas de onda da tensão de referência vref^t} e da tensão sintetizada v^t) pela célula 2. (b) Formas de onda da tensão de referência e da tensão sintetizada pela célula 1. (c) Formas de onda da tensão sintetizada pelo amplificador principal vm{t), correspondente à soma das tensões individuais de cada célula, e do valor absoluto da tensão de referência j νΓβι(ή\· Figura 5 - Forma de onda teórica de tensão vc{t) sintetizada pelo amplificador de correção, definida como a diferença entre o valor absoluto da forma de onda da tensão de referência \vref(t)\ e a forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal vjfi.Figure 3 - Possibilities of low frequency modulation for the main amplifier, (a) Generic representation of the voltage waveform synthesized by the main amplifier vm (i), always being lower than the absolute value of the reference voltage \ vre ^ i) \ (b) Generic representation of the voltage waveform synthesized by the main amplifier vm (i), always exceeding the absolute value of the reference voltage \ ν ^ ή \ · (c) Generic representation of the voltage waveform synthesized by the amplifier vm (t), intercepting the absolute value of the reference voltage | vre / (OI · Figure 4 - Main theoretical waveforms of the main amplifier operating with low frequency modulation composed of two asymmetric half-bridge cells (n = 2) in the binary configuration (cells 1 and 2 with bus voltages of 1 pu and 2 pu, respectively), (a) Reference voltage vref ^ t} and synthesized voltage v ^ t waveforms) by cell 2. (b) Waveforms of the reference voltage and voltage synthesized by cell 1. (c) Waveforms of the voltage synthesized by the main amplifier vm (t), corresponding to the sum of the individual voltages of each cell, and of the absolute value of the reference voltage j νΓβι (ή \ · Figure 5 - Theoretical voltage waveform vc (t) synthesized by the correction amplifier, defined as the difference between the absolute value of the reference voltage waveform \ vref (t) \ is the voltage waveform synthesized by the main amplifier vjfi.

Figura 6 - Forma de onda teórica de tensão ν0(ή sintetizada pela AGPS obtida após o estágio inversor de saída na configuração ponte-completa.Figure 6 - Theoretical voltage waveform ν0 (ή synthesized by AGPS obtained after the inverter stage output in the bridge-full configuration.

Figura 7 — Diagrama representativo da estratégia de controle da ACPS, onde Kff é o ganho direto, Hvé o ganho do sensor para medida da forma de onda da tensão de saída, Cds) ê a função de transferência do controlador empregado, Gc(s) é a função de transferência da planta, composta pelo amplificador principal, amplificador de correção e carga, ναι/(ή é a ação de controle direta, uc{f) é a ação de controle aplicada ao amplificador de correção e sgn{vmf) é o sinal algébrico da forma de onda da tensão de referência.Figure 7 - Representative diagram of the ACPS control strategy, where Kff is the direct gain, Hv is the sensor gain to measure the output voltage waveform, Cds) is the transfer function of the controller employed, Gc (s). is the transfer function of the plant, composed of the main amplifier, correction and charge amplifier, ναι / (ή is the direct control action, uc {f) is the control action applied to the correction amplifier and sgn {vmf) is the algebraic signal of the reference voltage waveform.

Figura 8 - Diagramas representativos de algumas das possibilidades de implementação do amplificador de correção, (a) Amplificador linear bidirecional em corrente e em tensão empregando transistores NPN e PNP. (b) Amplificador linear unidírecional em corrente e tensão empregando apenas um transistor NPN. (c) Amplificador linear unidírecional em corrente e tensão empregando apenas um transistor PNP.Figure 8 - Representative diagrams of some of the implementation possibilities of the correction amplifier, (a) Bidirectional linear current and voltage amplifier employing NPN and PNP transistors. (b) Unidirectional linear current and voltage amplifier employing only one NPN transistor. (c) Unidirectional linear current and voltage amplifier employing only one PNP transistor.

Figura 9 - Amplificador de potência híbrido de acordo com uma realização alternativa da presente invenção, composto pela associação série de um inversor muitiníveis simétrico ou assimétrico (denominado amplificador principal) com um amplificador linear (denominado amplificador de correção) Salienta-se que ν^(ή (j - 1, 2, ..., n) representa a forma de onda de tensão sintetizada pela y-ésima célula ao amplificador principal, cuja soma resulta em Vajt), que é a forma de onda de tensão aplicada ao barramento CC do estágio inversor de tensão na configuração ponte-completa, να(ή a forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador de correção, va(f) a forma de onda de tensão de saída da ACPS e uc{fj a ação de controle aplicada ao amplificador de correção.Figure 9 - Hybrid power amplifier according to an alternative embodiment of the present invention, composed by the serial combination of a symmetrical or asymmetric multi-level inverter (called a main amplifier) and a linear amplifier (called a correction amplifier). ή (j - 1, 2, ..., n) represents the voltage waveform synthesized by the yth cell to the main amplifier, whose sum results in Vajt), which is the voltage waveform applied to the DC bus. voltage inverter stage in the bridge-full configuration, να (ή the voltage waveform synthesized by the correction amplifier, v (f) the ACPS output voltage waveform and uc {fj the control action applied to the correction amplifier.

Descricão Detalhada da Invenção Os exemplos aqui mostrados têm o intuito somente de exemplificar uma das inúmeras maneiras de se realizar a invenção, contudo, sem limitar o escopo da mesma.Detailed Description of the Invention The examples shown herein are intended solely to exemplify one of the numerous ways of carrying out the invention, however without limiting the scope thereof.

Amplificador de Potência Empregando Conversor de Corrente Contínua para Corrente Alternada em Topologia Híbrida O amplificador de potência conversor de corrente contínua para corrente alternada em topologia híbrida da presente invenção compreende: a) amplificador chaveado inversor muitiníveis, simétrico ou assimétrico, com células meia-ponte conectadas em cascata; b) amplificador tinear de correção de baixa potência; c) conexão em série entre a) e b) livre de transformadores de acoplamento; d) estágio inversor de saída em configuração ponte-completa e alimentado pela soma das formas de onda de tensão sintetizadas por a) e b).Power Amplifier Employing Hybrid Topology Direct Current to Alternating Current Converter The hybrid topology direct current to alternating current power amplifier of the present invention comprises: a) Symmetrical or asymmetric multi-changeable inverter switching amplifier with connected half-bridge cells in cascade; b) low power correction tinear amplifier; c) serial connection between a) and b) free of coupling transformers; d) output inverter stage in bridge-complete configuration and fed by the sum of voltage waveforms synthesized by a) and b).

Salienta-se que a estrutura representada na Figura 1 agrega ao alto rendimento característico do amplificador chaveado (definido como amplificador principal por processar praticamente a totalidade da potência fornecida à carga) à síntese de formas de onda com alta fidelidade, característica do amplificador linear (definido como amplificador de correção por ser responsável pela compensação das diferenças observadas entre a tensão de referência e a tensão sintetizada pelo amplificador principal, processando, assim, uma pequena parcela da potência fornecida à carga).It should be noted that the structure shown in Figure 1 adds to the high performance characteristic of the switched amplifier (defined as the main amplifier since it processes almost all the power supplied to the load) to the high fidelity waveform synthesis, characteristic of the linear amplifier (defined as as a correction amplifier because it is responsible for compensating the observed differences between the reference voltage and the voltage synthesized by the main amplifier, thus processing a small portion of the power supplied to the load).

Amplificador Chaveado Inversor (Amplificador Principal! O amplificador principal da presente invenção se trata de qualquer amplificador chaveado inversor multiníveis, simétrico ou assimétrico, com células meia-ponte conectadas em cascata.Inverter Switching Amplifier (Main Amplifier! The main amplifier of the present invention is any symmetrical or asymmetrical multilevel inverter switching amplifier with cascaded half-bridge cells.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador chaveado em a) opera como amplificador principal unidirecional em tensão e bidirecional em corrente.In a preferred embodiment, said keyed amplifier in a) operates as a unidirectional voltage amplifier and bidirectional current amplifier.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador chaveado de a) emprega uma pluralidade de células meia-ponte, onde cada célula pode sintetizar dois ou mais níveis distintos de tensão e é alimentada por uma fonte de tensão contínua com isolação galvânica com relação às fontes das demais células.In a preferred embodiment, said switched a) amplifier employs a plurality of half-bridge cells, where each cell can synthesize two or more distinct voltage levels and is powered by a galvanically isolated continuous voltage source with respect to the sources of the too many cells.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador chaveado de a) emprega uma pluralidade de células meia-ponte dois níveis, onde cada célula é composta por duas chaves semicondutoras controladas com comandos complementares, e é alimentada por uma fonte de tensão contínua com isolação galvânica com relação às fontes das demais células.In a preferred embodiment, said switched a) amplifier employs a plurality of two-level half-bridge cells, where each cell is composed of two complementary command-controlled semiconductor switches, and is powered by a galvanically isolated continuous voltage source with relation to the sources of the other cells.

Entre as possíveis tecnologias que podem ser empregadas na implementação das chaves semicondutoras controladas do amplificador principal, destacam-se BJTs, MOSFETs, IGBTs, IGGTs, GTOs, MCTs, entre outras. Salienta-se que, preferencialmente, as chaves semicondutoras devem ser bidirecionais em corrente e, portanto, caso a chave semicondutora não apresente diodo intrínseco em antiparalelo, um diodo externo deve ser preferencialmente adicionado, conforme representado no amplificador principal da Figura 1, a menos que a ACPS destine-se à alimentação de uma carga específica com fator de potência unitário.Possible technologies that can be employed in implementing the main amplifier controlled semiconductor switches include BJTs, MOSFETs, IGBTs, IGGTs, GTOs, MCTs, among others. It should be noted that preferably the semiconductor switches should be current bidirectional and therefore, if the semiconductor switch does not have antiparallel intrinsic diode, an external diode should preferably be added as shown in the main amplifier of Figure 1 unless ACPS is intended for the supply of a specific load with unit power factor.

Em uma realização preferenciai, o referido amplificador chaveado de a) compreende um controle em malha-aberta.In a preferred embodiment, said keyed amplifier of a) comprises an open loop control.

Em uma realização preferencial, o estágio inversor em configuração ponte completa já é parte integrante do amplificador chaveado multiníveis composto por células meia-ponte conectadas em cascata.In a preferred embodiment, the full bridge inverter stage is already an integral part of the multi-level switched amplifier consisting of cascaded half-bridge cells.

Amplificador Linear de Baixa Potência (Amplificador de Correcãot De acordo com a presente invenção, em b) são adequados quaisquer tipos de circuitos capazes de amplificar linearmente uma tensão de entrada.Low Power Linear Amplifier (Correction Amplifier In accordance with the present invention, in b) any type of circuitry capable of linearly amplifying an input voltage is suitable.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de b) compreende um amplificador linear classe A, B ou AB.In a preferred embodiment, said amplifier b) comprises a class A, B or AB linear amplifier.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de b) é alimentado por fonte(s) de tensão contínua(s) com isolação galvânica com relação às fontes das células do amplificador de a).In a preferred embodiment, said amplifier (b) is powered by galvanically isolated continuous voltage source (s) with respect to amplifier cell sources (a).

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de b) apresenta estágio de saída unidirecional ou bidirecional em corrente, podendo empregar apenas transistores NPN, PNP ou ambos em uma configuração complementar.In a preferred embodiment, said amplifier (b) has a current unidirectional or bidirectional output stage, and may employ only NPN, PNP transistors or both in a complementary configuration.

Em uma realização preferencial, o referido amplificador de b) apresenta um controle em malha-fechada para o amplificador de correção, cujo sinal de realímentação provém da saída da ACPS.In a preferred embodiment, said amplifier (b) has a closed-loop control for the correction amplifier whose feedback signal comes from the ACPS output.

Estágio Inversor de Saída Entende-se por estágio inversor um circuito capaz de proporcionar a síntese de formas de onda positivas e negativas (corrente alternada - CA).Output Inverter Stage An inverter stage is a circuit capable of providing the synthesis of positive and negative (AC) waveforms.

Em uma realização preferencial, o referido estágio inversor de saída possui configuração em ponte-completa, o qual é composto por dois braços, onde cada braço é composto por duas chaves semicondutoras controladas com comandos complementares.In a preferred embodiment, said output inverter stage has full bridge configuration, which is composed of two arms, each arm consisting of two semiconductor switches controlled with complementary commands.

Em uma realização preferencial, o referido estágio inversor de saída já é parte integrante do amplificador chaveado multíníveis composto por células meia-ponte conectadas em cascata. Método de Amplificação e Conversão de Potência O método de amplificação e conversão de potência da presente invenção compreende as etapas de: a) amplificar o sinal inicial em um estágio amplificador chaveado inversor multíníveis, simétrico ou assimétrico, com células meia-ponte conectadas em cascata; b) corrigir a fidelidade do sinal de saída de a) com um amplificador linear de baixa potência sem o uso de transformadores de acoplamento; c) sintetizar formas de onda de polaridade positiva e negativa (corrente alternada) através de um estágio inversor de saída em configuração ponte-completa alimentado pela soma das formas de onda de tensão sintetizadas por a) e b). Método de Amplificação e Conversão ds Potência com estágio inversor iá integrado ao amplificador Método de amplificação e conversão de potência compreendendo as etapas de: a) amplificar o sinal iniciai em um estágio amplificador chaveado inversor muítiníveis, simétrico ou assimétrico, com células meía-ponte conectadas em cascata, cuja soma das tensões das células alimenta um estágio inversor em configuração ponte completa para a síntese de formas de onda de tensão de polaridade positiva e negativa; b) corrigir a fidelidade do sinal de saída de a) com um amplificador linear de baixa potência sem o uso de transformadores de acoplamento; c) sintetizar formas de onda de polaridade positiva e negativa (corrente alternada) pela soma das formas de onda de tensão sintetizadas por a) e b).In a preferred embodiment, said output inverter stage is already an integral part of the multi-level switching amplifier composed of cascaded half-bridge cells. Power Amplification and Conversion Method The power amplification and conversion method of the present invention comprises the steps of: a) amplifying the initial signal into a symmetrical or asymmetric multi-level inverter switching amplifier stage with cascaded half-bridge cells; b) correcting the output signal fidelity of a) with a low power linear amplifier without the use of coupling transformers; c) synthesize positive and negative polarity (alternating current) waveforms through an output inverter stage in full bridge configuration fed by the sum of voltage waveforms synthesized by a) and b). Power Amplification and Conversion Method Power with an inverter stage integrated into the amplifier Power amplification and conversion method comprising the steps of: a) amplifying the initial signal into a symmetrical or asymmetric multi-level inverter switching amplifier stage with connected half-bridge cells cascade, whose sum of the cell voltages feeds a full bridge inverter stage for the synthesis of positive and negative polarity voltage waveforms; b) correcting the output signal fidelity of a) with a low power linear amplifier without the use of coupling transformers; c) synthesize positive and negative polarity (alternating current) waveforms by the sum of the voltage waveforms synthesized by a) and b).

Exemplo 1: Realização Preferencial Na Figura 1 é representada a topologia de AGPS proposta neste Exemplo, a qual é implementada através de um amplificador de potência híbrido. Conforme se observa na Figura 1, a topologia é composta por um amplificador principal (inversor muítiníveis simétrico ou assimétrico empregando células meia-ponte conectadas em cascata), por um amplificador de correção (amplificador linear de baixa tensão/potência) e por um estágio inversor de saída (em configuração ponte-completa), necessário para a inversão da forma de onda da tansão continua sintetizada pelos amplificadores principal e de correção. O amplificador principal empregado no presente exemplo, destacado na Figura 1, é composto por células meia-ponte dois níveis associadas em cascata, as quais empregam chaves semicondutoras controladas, definidas como Stje S£j{j= 1,2, n), onde j representa a/ésima célula. As fontes de tensão Vv empregadas na implementação do barramento CC das células podem ser simétricas, i.e., com o mesmo nível de tensão ( Vu - V1S = ... = Vi ou assimétricas, i.e., com níveis distintos de tensão (Vn < V12 < ... < V,n). O emprego da configuração simétrica introduz a vantagem da modularidade ao amplificador principal, uma vez que todos os semicondutores estão sujeitos aos mesmos esforços de tensão, possibilitando o emprego de semicondutores idênticos nas n células. Além disso, o balanço térmico entre as n células é facilitado. Entretanto, a configuração simétrica demanda um número de células {e, por consequência, de chaves semicondutoras controladas) proporcional ao número de níveis de tensão m que se deseja na forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal v^f). Já a configuração assimétrica apresenta como principal vantagem a possibilidade de redução do número de células empregadas, em comparação com a configuração simétrica, para o mesmo número de níveis de tensão m, aumentando a confiabilidade do sistema. Como desvantagem, a configuração assimétrica implica em esforços de tensão distintos nos semicondutores das n células, demandando o dimensionamento de semicondutores com especificações e/ou tecnologias diferentes para cada célula.Example 1: Preferred Embodiment Figure 1 depicts the AGPS topology proposed in this Example, which is implemented through a hybrid power amplifier. As shown in Figure 1, the topology is composed of a main amplifier (symmetrical or asymmetric multi-level inverter employing cascaded half-bridge cells), a correction amplifier (low voltage / power linear amplifier) and an inverter stage. output (in full-bridge configuration) required for reversing the continuous tansion waveform synthesized by the main and correction amplifiers. The main amplifier employed in the present example, highlighted in Figure 1, is composed of cascade-associated two-level half-bridge cells which employ controlled semiconductor keys, defined as Stje S £ j (j = 1,2, n), where j represents the ith cell. The voltage sources Vv employed in the implementation of the cell dc bus can be symmetrical, ie, with the same voltage level (Vu - V1S = ... = Vi or asymmetric, ie, with different voltage levels (Vn <V12 < ... <V, n) The use of symmetrical configuration introduces the advantage of modularity to the main amplifier, since all semiconductors are subjected to the same stresses, enabling the use of identical semiconductors in the n cells. the thermal balance between the n cells is facilitated, however, the symmetrical configuration demands a number of cells (and hence controlled semiconductor switches) proportional to the number of voltage levels m desired in the voltage waveform synthesized by main amplifier (f). Asymmetric configuration has as main advantage the possibility of reducing the number of cells employed, compared to the symmetrical configuration, to the same number of voltage levels m, increasing the system reliability. As a disadvantage, the asymmetric configuration implies distinct stresses on the n-cell semiconductors, requiring the design of semiconductors with different specifications and / or technologies for each cell.

Entre as possíveis tecnologias que podem ser empregadas na implementação das chaves semicondutoras controladas Sye Síj (J = 1,2, ..., n) do amplificador principal da Figura 1, destacam-se BJTs, MOSFETs, IGBTs, IGCTs, GTOs, MCTs, entre outras. Salienta-se que as chaves semicondutoras devem ser bidirecionais em corrente e, portanto, caso a chave semicondutora não apresente diodo intrínseco em antiparalelo, um diodo externo deve ser adicionado, conforme representado no amplificador principal da Figura 1, a menos que a ACPS destine-se à alimentação de uma carga específica com fator de potência unitário. A forma de onda de tensão sintetizada pela /-ésima célula ι/η,χί) U - 1, 2, ..., ri) pode assumir apenas dois valores distintos (Vy ou 0), dependendo de qual chave semicondutora encontra-se acionada (Sy ou respectivamente). Sendo as células alimentadas em tensão, salienta-se que Sy e S% devem ser acionadas de modo complementar, i.e., enquanto uma encontra-se acionada a outra obrigatoriamente deve estar bloqueada. A modulação das chaves semicondutoras controladas do amplificador principal da Figura 1 pode ser realizada empregando diferentes técnicas.Among the possible technologies that can be employed in the implementation of the Sye Síj controlled semiconductor switches (J = 1,2, ..., n) of the main amplifier of Figure 1, BJTs, MOSFETs, IGBTs, IGCTs, GTOs, MCTs , among others. It should be noted that the semiconductor switches must be current bidirectional and therefore, if the semiconductor switch does not have antiparallel intrinsic diode, an external diode should be added as shown in the main amplifier of Figure 1 unless ACPS is intended. to the supply of a specific load with unit power factor. The voltage waveform synthesized by the ith cell (ι / η, χί) U - 1, 2, ..., ri) can assume only two distinct values (Vy or 0), depending on which semiconductor switch is located. triggered (Sy or respectively). Since the cells are powered by voltage, it is emphasized that Sy and S% must be activated in a complementary manner, ie, while one is activated the other must be locked. Modulation of the controlled semiconductor switches of the main amplifier of Figure 1 can be accomplished by employing different techniques.

Todavia, no presente exemplo é adotada a estratégia de modulação em baixa frequência, cujo diagrama está representado de modo genérico na Figura 2.However, in the present example the low frequency modulation strategy is adopted, whose diagram is represented in a generic way in Figure 2.

Como principais características, essa técnica de modulação é aplicável a inversores multiníveis simétricos ou assimétricos, e a frequência de comutação das chaves semicondutoras controladas das células que compõe o inversor multiníveis é reduzida (da ordem da frequência da forma de onda de tensão sintetizada pela ACPS), corroborando à redução das perdas por comutação das chaves semicondutoras. Com relação ao diagrama da Figura 2, Vret{f) representa a tensão de referência, vret,{ty, ν^ή, Vy e Ψ; (j = 1, 2, ri) representam, respectivamente, a tensão de referência, a tensão sintetizada, a tensão do barramento CC e o nível de tensão de comparação empregado na modulação da >ésima célula do inversor multiníveis, e vCfi(t) é a forma de onda de tensão que deve ser sintetizada pelo amplificador de correção. Conforme se observa na Figura 2, a forma de onda de fensão sintetizada por cada célula é somada {em função da conexão em cascata) de modo a compor a forma de onda wm(t) sintetizada peto amplificador principal. A explicação acerca do funcionamento da modulação em baixa frequência, cujo diagrama está representado na Figura 2, é realizada tomando- se a n-ésíma célula como exemplo. Cada célula possui uma forma de onda de tensão de referência e um nível de tensão de comparação individual. Assim, quando vw«{9 for superior à a chave semicondutora S1n será acionada (e, por consequência, S2n será bloqueada) e a tensão sintetizada pela célula assumirá o valor V1n. Do contrário, vmn(f) assumirá o valor de 0 V. O mesmo ocorrerá com as células subsequentes (n-1, n-2...... 1) porém, conforme se observa no diagrama da Figura 2, a forma de onda da tensão de referência de cada uma dessas células é gerada pela diferença entre a forma de onda de referência e a forma de onda de tensão sintetizada pela célula anterior. Assim, a tensão de referência da céluia /7—1 é definida como vrefn-i(t) - vretn{t) - Basicamente, existem três possibilidades para a definição dos níveis de comparação Ψ/(/ =1,2, ..., /?), resultando em uma forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principai vm{f} sempre inferior à tensão de referência (vm(Q < |vref(f)|), conforme Figura 3 (a), sempre superior (ιr„{tj > |'/reKf)i). conforme Figura 3 (b), ou interceptando-a, conforme Figura 3 (c).As a key feature, this modulation technique is applicable to symmetric or asymmetric multilevel inverters, and the switching frequency of the controlled semiconductor switches of the cells that make up the multilevel inverter is reduced (on the order of the ACPS synthesized voltage waveform frequency). , corroborating the reduction of switching losses of the semiconductor switches. With respect to the diagram of Figure 2, Vret {f) represents the reference voltage, vret, {ty, ν ^ ή, Vy and Ψ; (j = 1, 2, ri) represent, respectively, the reference voltage, the synthesized voltage, the DC bus voltage and the comparison voltage level employed in modulating> the multi-level inverter cell, and vCfi (t) is the voltage waveform that must be synthesized by the correction amplifier. As shown in Figure 2, the voltage waveform synthesized by each cell is summed (as a function of the cascade connection) to make up the wm (t) waveform synthesized by the main amplifier. The explanation of the operation of low frequency modulation, whose diagram is shown in Figure 2, is made by taking the nth cell as an example. Each cell has a reference voltage waveform and an individual comparison voltage level. Thus, when vw {9 is greater than semiconductor switch S1n will be triggered (and therefore S2n will be blocked) and the voltage synthesized by the cell will assume the value V1n. Otherwise, vmn (f) will assume the value of 0 V. The same will happen with subsequent cells (n-1, n-2 ...... 1) but, as shown in the diagram in Figure 2, the form The reference voltage waveform of each of these cells is generated by the difference between the reference waveform and the voltage waveform synthesized by the previous cell. Thus, the cell reference voltage / 7—1 is defined as vrefn-i (t) - vretn (t) - Basically, there are three possibilities for defining the comparison levels Ψ / (/ = 1,2, .. ., /?), resulting in a voltage waveform synthesized by the main amplifier vm {f} always below the reference voltage (vm (Q <| vref (f) |), as shown in Figure 3 (a), always higher than (ιr „{tj> | '/ reKf) i). according to Figure 3 (b), or intercepting it, as shown in Figure 3 (c).

Como exemplos, na Figura 4 são representadas as principais formas de onda teóricas do amplificador principal operando com modulação em baixa frequência. Neste caso, o amplificador principal é composto por duas células meia-ponte (n = 2) dois níveis e assimétricas na configuração binária (células 1 e 2, com tensões de barramento, respectivamente, de 1 p.u. e 2 p.u.). Adotou- se a estratégia de modulação em que vm(i) £ ]vref(QI- Na Fiqora 4 (a) são representadas as formas de onda da tensão de referência ν,&Αή (que é definida como o valor absoluto da forma de onda da tensão de referência vret{t)} e da tensão sintetizada v,-^ή pela célula 2. Na Figura 4 (b) são representadas as formas de onda da tensão de referência v,ell(fj e da tensão sintetizada vm,(f) pela célula 1. Por fim, na Figura 4 (c) são representadas as formas de onda da tensão sintetizada pelo amplificador principal Vm(f), que corresponde à soma das tensões individuais de cada célula, e do valor absoluto da tensão de referência |vref(f)[. Conforme se observa na Figura 4 (c), vjt) apresenta quatro níveis, apesar de apenas duas células terem sido empregadas. Isso ocorre em função da assimetria adotada entre Vn e Vi2 (configuração binária). Além disso, também se observa na Figura 4 (c) que vm{t) < |vre/(f)|, conforme estratégia de modulação adotada nesse exemplo.As examples, in Figure 4 are represented the main theoretical waveforms of the main amplifier operating with low frequency modulation. In this case, the main amplifier consists of two half-bridge (n = 2) two-level and asymmetric cells in the binary configuration (cells 1 and 2, with bus voltages of 1 p.u. and 2 p.u., respectively). The modulation strategy was adopted where vm (i) £] vref (QI- In Fiqora 4 (a) are represented the reference voltage waveforms ν, & Αή (which is defined as the absolute value of the waveform reference voltage vret (t)} and the synthesized voltage v, - ^ ή by cell 2. In Figure 4 (b), the reference voltage v, ell (fj and synthesized voltage vm, ( f) by cell 1. Finally, Figure 4 (c) shows the waveforms of the voltage synthesized by the main amplifier Vm (f), which corresponds to the sum of the individual voltages of each cell and the absolute value of the voltage of vref (f) [.As shown in Figure 4 (c), vjt) has four levels, although only two cells have been employed. This is due to the asymmetry adopted between Vn and Vi2 (binary configuration). Moreover, it is also observed in Figure 4 (c) that vm {t) <| vre / (f) |, according to the modulation strategy adopted in these if example.

Por sua vez, o amplificador de correção, representado na Figura 1, é responsável pela síntese da forma de onda de tensão vc(f), representada na Figura 5, definida como a diferença entre o valor absoluto da forma de onda de tensão de referência jvreí(f)| e a forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal vm(í). Desse modo, a forma de onda de tensão fornecida ao barramento CC do estágio inversor de saída v&(f), representado na Figura 1, é a soma entre as formas de onda de tensão sintetizadas pelos amplificadores principal vm(f) e de correção vc(f). Salienta-se que quanto maior for o número de níveis m da forma de onda sintetizada peio amplificador principal vOT(f), menor será a amplitude da forma de onda sintetizada pelo amplificador de correção Vc(f), pois menor será a diferença entre a forma de onda de tensão sintetizada pelo amplílicador principal e a forma de onda da tensão de referência, possibilitando a redução do nível de tensão do barramento CC Vz- De um modo geral, o amplificador de correção poder ser implementado através de amplificadores lineares das classes A, B ou AB. O estágio de saída, representado na Figura 1, é composto por um inversor de tensão na configuração ponte-completa e é responsável pela inversão da forma de onda de tensão sintetizada pelos amplificadores principal Vm{f) e de correção vc(t) que somadas resultam em v^f). Esse estágio que opera na frequência da tensão de referência é necessário em função da forma de onda da tensão de referência poder assumir valores positivos e negativos, enquanto que vb(fj assume apenas valores positivos. Assim, através do estágio inversor, a forma de onda de tensão de saída v0{l) poderá assumir também valores negativos (em função da polaridade da forma de onda da tensão de reterência), conforme representado na Figura 6. O estágio inversor é implementado através de quatro chaves semicondutoras controladas (SOJ, So2, Sos e So4), onde Sa1 e S02 devem ser acionadas de forma complementar {assim como S03 e So-j), i.e., enquanto uma encontra-se acionada, a outra obrigatoriamente deve estar bloqueada. Desse modo, quando vref(í) > 0, as chaves semicondutoras So1 e S0* são acionadas e as chaves semicondutoras S02 e Sm são bloqueadas, de modo que vJJ) assuma o valor de Por outro lado, quando vre/(f) < 0, as chaves semicondutoras Scs e S03 são acionadas e as chaves semicondutoras Sai e são bloqueadas, de modo que v0(t) assuma o valor de -vb{t). Entre as possíveis tecnologias de que podem ser empregadas na implementação das chaves semicondutoras controladas So1, So2, So3 e So4 do estágio inversor de saída da Figura 1, destacam-se BJTs, MOSFETs, IGBTs, IGCTs, GTOs, MCTs, entre outras. Salienta-se que, caso a chave semicondutora não apresente diodo intrínseco em antiparalelo, um diodo externo deve ser adicionado, conforme representado no estágio inversor da Figura 1, uma vez que as mesmas devem ser bidirecionais em corrente, a menos que a ACPS destine-se à alimentação de uma carga específica com fator de potência unitário.In turn, the correction amplifier, represented in Figure 1, is responsible for the synthesis of the voltage waveform vc (f), represented in Figure 5, defined as the difference between the absolute value of the reference voltage waveform. jvreí (f) | and the voltage waveform synthesized by the main amplifier vm (i). Thus, the voltage waveform supplied to the dc bus of the output inverter stage v & (f), shown in Figure 1, is the sum between the voltage waveforms synthesized by the main amplifiers vm (f) and correction vc (f). Note that the greater the number of m-levels of the waveform synthesized by the main amplifier vOT (f), the smaller the amplitude of the waveform synthesized by the correction amplifier Vc (f), because the smaller the difference between voltage waveform synthesized by the main amplifier and the reference voltage waveform, enabling the reduction of the DC bus voltage level Vz- In general, the correction amplifier can be implemented through Class A linear amplifiers. , B or AB. The output stage, shown in Figure 1, is composed of a voltage inverter in the bridge-full configuration and is responsible for the inversion of the voltage waveform synthesized by the main amplifiers Vm (f) and correction amplifiers vc (t) which together result in v ^ f). This stage operating at the frequency of the reference voltage is necessary because the reference voltage waveform can assume positive and negative values, whereas vb (fj only takes positive values. Thus, via the inverter stage, the waveform output voltage v0 (l) may also assume negative values (as a function of the retention voltage waveform polarity) as shown in Figure 6. The inverter stage is implemented by four controlled semiconductor switches (SOJ, So2, Sos and So4), where Sa1 and S02 must be triggered complementary (as well as S03 and So-j), ie, while one is triggered, the other must be locked. Thus, when vref (t)> 0, the semiconductor switches So1 and S0 * are triggered and the semiconductor switches S02 and Sm are blocked, so that vJJ) assumes the value of On the other hand, when vre / (f) < 0, the semiconductor keys Scs and S03 are triggered and the semiconductor keys Sai and are locked so that v0 (t) assumes the value of -vb (t). Among the possible technologies that can be employed in the implementation of the So1, So2, So3 and So4 controlled semiconductor switches of the output inverter stage of Figure 1, BJTs, MOSFETs, IGBTs, IGCTs, GTOs, MCTs, among others. Please note that if the semiconductor switch does not have antiparallel intrinsic diode, an external diode should be added, as shown in the inverter stage of Figure 1, as they must be bidirectional in current unless ACPS is intended. to the supply of a specific load with unit power factor.

Genericamente, dentre inúmeras possibilidades de implementação, na Figura 7 é representado o diagrama da estratégia de controle da ACPS, onde Kné o ganho direto, Hvéo ganho do sensor para medida da forma de onda da tensão de saída, CJs) é a função de transferência do controlador empregado, Gc(s) é a função de transferência da planta, composta pelo amplificador principal, amplificador de correção e carga, vcu(t) é a ação de controle direta e uc{fj é a ação de controle aplicada ao amplificador de correção. A ação de controle direta vrj{t) (definida como vref1(t) - que é análogo à \ vre^t)\ - vm) é a forma de onda de tensão que o amplificador de correção deve sintetizar para que a tensão de saída da ACPS seja igual à tensão de referência e, em conjunto com a ação de controle proveniente do compensador Cj[s), compõe a ação de controle uc{t). Salienta-se que o amplificador de correção é controlado em malha fechada para garantir que a torma de onda de tensão de saída da ACPS v0{i) siga a forma de onda da tensão de referência v^t), enquanto que o amplificador principal é controlado em malha-aberta. Desse modo, o diagrama da estratégia de controle da ACPS da Figura 7 contempla apenas ao controle do amplificador de correção. Conforme se observa na Figura 7, a tensão de referência vretf(ty passa por um bloco que extrai seu valor absoluto | o qual é subtraído do valor absoluto da forma de onda medida da tensão de saída da ACPS. Dessa operação, obtém-se um sinal de erro de tensão, que é o sinal de entrada do controlador Gc(s), o qual gera uma ação de controle para o amplificador de correção, representado na Figura 7 por sua função de transferência G0(s). A forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador de correção vc(f) é então somada à forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador principal vm(í), resultando na forma de onda de tensão fornecida ao estágio inversor de saída vb(t), A forma de onda vb(t) passa então pelo estágio inversor, representado pelo bloco multiplicador na Figura 7, onde a função sgn(vrei{f)) representa o sinal da forma de onda da tensão de referência Vmfâ (que assume o valor “1” quando vref(t} > 0 e “—1” quando v^f) < 0), sintetízando-se, assim, a forma de onda de tensão de saída da ACPS v0(f).Generically, among numerous implementation possibilities, in Figure 7 is represented the ACPS control strategy diagram, where Kné the direct gain, Hvé sensor gain for measuring the output voltage waveform, CJs) is the transfer function. of the controller employed, Gc (s) is the plant transfer function, consisting of the main amplifier, correction and charge amplifier, vcu (t) is the direct control action and uc {fj is the control action applied to the correction. The direct control action vrj {t) (defined as vref1 (t) - which is analogous to \ vre ^ t) \ - vm) is the voltage waveform that the correction amplifier must synthesize so that the output voltage ACPS equals the reference voltage and, together with the control action from the compensator Cj [s), makes up the control action uc {t). Note that the correction amplifier is closed loop controlled to ensure that the ACPS output voltage waveform v0 (i) follows the reference voltage waveform v ^ t), while the main amplifier is Open loop controlled. Thus, the ACPS control strategy diagram of Figure 7 only contemplates the control of the correction amplifier. As shown in Figure 7, the reference voltage vretf (ty passes through a block that extracts its absolute value | which is subtracted from the absolute value of the measured waveform of the ACPS output voltage. From this operation, we obtain a voltage error signal, which is the input signal from controller Gc (s), which generates a control action for the correction amplifier, represented in Figure 7 by its transfer function G0 (s). voltage synthesized by the correction amplifier vc (f) is then added to the voltage waveform synthesized by the main amplifier vm (i), resulting in the voltage waveform supplied to the output inverter stage vb (t). wave vb (t) then passes through the inverter stage, represented by the multiplier block in Figure 7, where the function sgn (vrei (f)) represents the waveform signal of the reference voltage Vmfâ (which takes the value “1” when vref (t}> 0 and “—1” when v ^ f) <0), thus making the ACPS v0 (f) output voltage waveform.

Salienta-se que a estratégia de controle proposta pode ser implementada tanto no domínio contínuo, empregando amplificadores operacionais, quanto no domínio discreto, empregando processadores digitais.It is emphasized that the proposed control strategy can be implemented either in the continuous domain employing operational amplifiers or in the discrete domain employing digital processors.

Na Figura 8 são representadas genericamente algumas das possíbiiidades de implementação do amplificador de correção. Por exemplo, na Figura 8 (a) é apresentado o esquemático de um amplificador linear bidirecional em corrente e em tensão empregando transistores NPN (7¾ e PNP (7¾. Já na Figura 8 (b) é apresentado o esquemático de um amplificador linear unidirecional em corrente e em tensão empregando apenas um transistor NPN (Ti). Na Figura 8 (c) é apresentado o esquemático de um amplificador linear unidirecional em corrente e em tensão empregando apenas um transistor PNP (7¾. A seleção dentre as possíveis topologias para o amplificador de correção depende basicamente do tipo de carga acionada pela ACPS, i.e., ativa, reativa ou regenerativa, e do tipo de modulação empregada no amplificador principal (sempre inferior à tensão de referência, sempre superior ou interceptando-a), o que modifica a forma de onda teórica de tensão a ser sintetizada pelo amplificador de correção (formas de onda de polaridade sempre positiva, sempre negativa ou ambas, respectivamente). Por tim, na Figura θ é representado um amplificador de potência híbrido de acordo com uma realização alternativa da presente invenção, composto pela associação série de um inversor multiníveis simétrico ou assimétrico (denominado amplificador principal) com um amplificador linear (denominado amplificador de correção) Salienta-se que vrr,{t) (j = 1,2, ..., n) representa a forma de onda de tensão sintetizada pela /-ésima célula ao amplificador principal, cuja soma resulta em i/6(t), que é a forma de onda de tensão aplicada ao barramento CC do estágio inversor de tensão na configuração ponte-completa, vc(ty a forma de onda de tensão sintetizada pelo amplificador de correção, v0{t) a forma de onda de tensão de saída da ACPS e uc(t) a ação de controle aplicada ao amplificador de correção.Figure 8 shows some of the implementation possibilities of the correction amplifier. For example, Figure 8 (a) shows the schematic of a bidirectional linear current and voltage amplifier employing NPN (7¾ and PNP (7¾) transistors. Figure 8 (b) shows the schematic of a unidirectional linear amplifier in current and voltage using only one NPN (Ti) transistor Figure 8 (c) shows the schematic of a unidirectional linear current and voltage amplifier employing only one PNP transistor (7¾). The correction rate basically depends on the type of ACPS triggered load, ie active, reactive or regenerative, and the type of modulation employed on the main amplifier (always lower than the reference voltage, always higher or intercepting it), which changes the shape. voltage waveform to be synthesized by the correction amplifier (always positive, always negative, or both, respectively) polarity waveforms. A hybrid power amplifier according to an alternate embodiment of the present invention is represented by the serial combination of a symmetrical or asymmetric multi-level inverter (called a main amplifier) and a linear amplifier (called a correction amplifier). , {t) (j = 1,2, ..., n) represents the voltage waveform synthesized by the / th cell to the main amplifier, whose sum results in i / 6 (t), which is the voltage wave applied to the DC bus of the voltage inverter stage in the full bridge configuration, vc (ty the voltage waveform synthesized by the correction amplifier, v0 (t) the ACPS output voltage waveform and uc ( t) the control action applied to the correction amplifier.

Os versados na arte valorizarão os conhecimentos aqui apresentados e poderão reproduzir a invenção nas modalidades apresentadas e em outros variantes, abrangidos no escopo das reivindicações anexas.Those skilled in the art will appreciate the knowledge presented herein and may reproduce the invention in the embodiments presented and in other embodiments within the scope of the appended claims.

Reivindicações Amplificador de Potência Empregando Conversor de Corrente ContInua para Corrente Alternada em Topologia Híbrida e Método de AmplificaçãoPower Amplifier Claims Employing Direct Current Converter for Alternating Current in Hybrid Topology and Amplification Method

Claims

1. A power amplifier employing direct current to alternating current converter in hybrid topology comprising: (a) multi-level symmetrical or asymmetric inverter switching amplifier with cascaded half-bridge cells; b) low power correction linear amplifier; c) serial connection between a) and b) free of coupling transformers; d) output inverter stage in bridge-complete configuration and fed by the sum of voltage waveforms synthesized by a) and b).

Power amplifier according to claim 1, characterized in that it provides the synthesis of high fidelity, high yield arbitrary voltage waveforms.

Power amplifier according to Claim 1, characterized in that the keyed amplifier of (a) operates as a one-way voltage and two-way current amplifier.

Power amplifier according to claim 1, characterized in that the keyed amplifier a) comprises a plurality of half-bridge cells, where each cell can synthesize two or more distinct voltage levels and is powered by a direct voltage source. with galvanic isolation in relation to the sources of the other cells.

Power amplifier according to Claim 1, characterized in that the keyed amplifier (a) comprises a plurality of two-level half-bridge cells, where each cell is composed of two complementary command-controlled semiconductor switches and is powered by a continuous voltage source with galvanic isolation in relation to the sources of other cells.

Power amplifier according to Claim 1, characterized in that the keyed amplifier of a) comprises open loop control.

Power amplifier according to Claim 1, characterized in that the amplifier (b) comprises a class A, B or AB linear amplifier.

Power amplifier according to Claim 1, characterized in that the amplifier (b) is supplied by galvanically isolated continuous voltage source (s) with respect to the amplifier cell sources (a).

Power amplifier according to claim 1, characterized in that said amplifier in b) has a current unidirectional or bidirectional output stage, and may employ NPN, PNP transistors or both in a complementary configuration.

Power amplifier according to claim 1, characterized in that said amplifier (b) comprises a closed-loop control for the correction amplifier whose feedback signal comes from the ACPS output.

Power amplifier according to Claim 1, characterized in that said output inverter stage d) has a full bridge configuration consisting of two arms, each arm consisting of two semiconductor switches controlled with complementary commands.

12. Power amplification and conversion method comprising the steps of: (a) amplifying the initial signal at a symmetrical or asymmetric multilevel inverter switched amplifier stage with cascaded half-bridge cells; b) correcting the output signal fidelity of a) with a low power linear amplifier without the use of coupling transformers; c) synthesize positive and negative polarity (alternating current) waveforms through an output inverter stage in full bridge configuration fed by the sum of voltage waveforms synthesized by a) and b).

13. A power amplifier employing direct current to alternating current converter in hybrid topology comprising: (a) multi-level symmetrical or asymmetric inverter switched amplifier with cascaded half-bridge cells whose sum of the cell voltages feeds an inverter stage in full-bridge configuration; b) low power correction linear amplifier; c) serial connection between a) and b) free of coupling transformers;

Power amplifier according to claim 13, characterized in that it provides the synthesis of high fidelity and high yield arbitrary voltage waveforms.

Power amplifier according to Claim 13, characterized in that the keyed amplifier of (a) operates as a two-way voltage and two-way current amplifier.

Power amplifier according to Claim 13, characterized in that the keyed amplifier of a) comprises a plurality of half-bridge cells, where each cell can synthesize two or more distinct voltage levels and is powered by a direct voltage source. with galvanic isolation in relation to the sources of the other cells.

Power amplifier according to claim 13, characterized in that the keyed amplifier of a) comprises a plurality of two-level half-bridge cells, where each cell is composed of two complementary command-controlled semiconductor switches, and is powered by a continuous voltage source with galvanic isolation in relation to the sources of other cells.

Power amplifier according to Claim 13, characterized in that the keyed amplifier of a) comprises a plurality of two-level half-bridge cells whose sum of the cell voltages feeds a full-bridge inverter stage;

Power amplifier according to Claim 13, characterized in that the keyed amplifier of (a) comprises a full-bridge inverter stage consisting of two arms, each arm consisting of two semiconductor switches controlled with complementary commands.

Power amplifier according to Claim 13, characterized in that the keyed amplifier a) comprises open loop control.

Power amplifier according to claim 13, characterized in that the amplifier (b) comprises a class A, B or AB linear amplifier.

Power amplifier according to claim 13, characterized in that the amplifier in b) is supplied by galvanically isolated direct voltage source (s) with respect to the amplifier cell sources of a).

Power amplifier according to claim 13, characterized in that said amplifier in b) has a current unidirectional or bidirectional output stage, and may employ NPN, PNP transistors or both in a complementary configuration.

Power amplifier according to claim 13, characterized in that said amplifier (b) comprises a closed-loop control for the correction amplifier whose feedback signal comes from the AC PS output.

25. Power amplification and conversion method comprising the steps of: (a) amplifying the initial signal at a symmetrical or asymmetric multilevel inverter switched-amplifier stage with cascaded half-bridge cells, the sum of which the cell voltages supply a full-bridge inverter stage for the synthesis of positive and negative polarity voltage waveforms; b) correcting the output signal fidelity of a) with a low power linear amplifier without the use of coupling transformers; c) synthesize positive and negative polarity (alternating current) waveforms by summing the voltage waveforms synthesized by a) and b).