BRPI1004359A2 - Fonte chaveada de alta tensão positiva para alimentar tubos fotomultiplicadores de múltiplos anodos e sistema de monitoramento de tensão e corrente para a referida fonte - Google Patents

Abstract

Fonte chaveada de alta tensão positiva para alimentar tubos fotomultiplicadores de múltiplos anodos e sistema de monitoramento de tensão e corrente para a referida fonte. A presente invenção refere-se a uma fonte chaveada de alta tensão positiva e, mais especificamente, a uma fonte chaveada de alta tensão positiva para alimentar tubos fotomultiplicadores (pmts) de múltiplos anodos e respectivo sistema de monitoramento de tensão e corrente da referida fonte de alimentação. As principais vantagens destas fontes são: ter maior rendimento e utilizar transformadores e outros componentes de menor tamanho. Equipamentos alimentados por bateria também utilizam fontes chaveadas para proporcionar uma tensão de operação constante, independente do estado da carga da bateria e são utilizadas para fornecer alta tensão. Equipamentos científicos para a física experimental também usam largamente fontes chaveadas como, por exemplo, para alimentar detectores de radiação e partículas

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção paia "FONTE CHAVEÂDA DE ALTA TENSÃO POSITIVA PARA ALIMENTAR TUBOS FOTQMULTIPLICADORES DE MÚLTIPLOS ANODOS E SISTEMA DE MONITORAMENTO DE TENSÃO E CORRENTE PARA A REFERIDA FONTE".

Campo da Invenção A presente invenção refere-se a uma fonte chaveada de alta tensão positiva e, mais especificamente, a uma fonte chaveada de alta tensão positiva para alimentar tubos fotomultiplicadores (PMTs) de múltiplos anodos e respectivo sistema de monitoramento de tensão e corrente da referida fonte de alimentação Fundamentos da Invenção e Descrição do Estado da Técnica Fontes de alimentação chaveadas estão cada vez mais presentes em sistemas eletrônicos, sendo encontradas em aplicações domésticas como TV’s e computadores, em equipamentos industriais e aeroespaciais, como satélites e espaçonaves. Este tipo de fonte tem como principal característica a utilização de semicondutores operando como chaves comutadas em alta frequência.

As principais vantagens destas fontes são; ter maior rendimento e utilizar transformadores e outros componentes de menor tamanho. Equipamentos alimentados por batería também utilizam fontes chaveadas para proporcionar uma tensão de operação constante, independente do estado da carga da bateria e são utilizadas para fornecer alta tensão. Equipamentos científicos para a física experimental também usam largamente fontes chaveadas como, por exemplo, para alimentar detectores de radiação e partículas.

Uma pesquisa feita sobre fontes estáveis no mercado nacional mostrou que a maioria delas são equipamentos importados, e somente utilizadas em bancadas de laboratórios, cuja manutenção dificilmente pode ser realizada localmente por falta de componentes no mercado nacional, exigindo que o equipamento seja levado para manutenção no exterior, causando excessivo tempo de reparo, além de custos bastante elevados. A motivação do presente pedido de patente começou com a necessidade de se construir uma fonte de alta tensão para tubos fotomultiplicadores (PMTs) para um protótipo de tanque detector de chuveiros cósmicos do Projeto Auger, no Centro Brasileiro de Pesquisas Físicas (CBPF), e foi ampliado para atender à demanda de outros laboratórios no CBPF e em outras instituições. Assim, além de atender as especificações do tanque de testes, o projeto da fonte de alta tensão visa também ser adaptável às necessidades de outras aplicações além de permitir sua utilização como ferramenta didática.

No CBPF, são utilizadas fontes de alta tensão em diversas áreas de pesquisa em física experimental. Pode-se citar entre outros: o Projeto Pierre Auger, Laboratórios de Nanoscopia, Correlação Angular, Efeito Mossbauer e Sistemas de Detecção. No Laboratório de Nanoscopia necessita-se alimentar PMT com tensões na faixa dos 1300 Volts e consumo de 0.3 Watts, para aplicação em SNOM ( Scanning Near-field Optical Microscope] .No Laboratório de Correlação Angular PMTs são usados nas medidas de correlação angular e espectroscopia gama . Os PMTs deste laboratório são alimentados com tensão negativa e também têm aplicações na deteçcão de cintilação e radiometria. A tensão típica de operação é 2200 V e o consumo fica em torno dos 2mA.

No Laboratório de Efeito Mossbauer, a espectroscopia Mossbauer do 57Fe, 119Sn e 151 Eu, utiliza como detectores de radiação, contadores à gás, proporcionais, que operam na faixa que vai de 1950 à 2200 Volts - típico 2050 Volts - porém com tensão positiva. Como a polaridade da fonte protótipo é originalmente negativa, então uma modificação no circuito de retificação da fonte protótipo deve ser feita a fim de inverter a polaridade da mesma.

No Laboratório de Sistemas de Detecção diversas técnicas de detecção exigem a alimentação de seus respectivos detectores (contadores Geiger-Muller, câmaras de ionização, contadores proporcionais, etc) com tensões que podem variar de 1000 à 3000 Volts. As fontes de alta tensão também são utilizadas na alimentação de equipamentos de raios lasers.

Os principais fornecedores de fontes de alta tensão chaveadas são grandes fabricantes de instrumentação dedicada à aplicações nucleares, como por exemplo, LeCroy , Ortec , CAEN, SDS e também dos fabricantes de PMTs, como a Philips, Hamamatsu, Burle e ETL.

Atualmente estão disponíveis no mercado nacional três tipos de fontes de alta tensão para PMT: as montadas diretamente na base do PMT; as modulares e as fontes de bancada.

As fontes de alimentação montadas diretamente na base fornecem todos os potenciais para polarizar o PMT diretamente nos pinos do soquete do tubo, eliminando a necessidade de divisores de tensão externos. Essas fontes são as mais compactas e de mais baixo custo, pois utilizam componentes miniaturizados do tipo surface mount technology (SMT). Estes componentes apresentam um consumo extremamente baixo, em torno de 50mW.

As fontes de alimentação montadas diretamente na base são recomendadas para aplicações em que o aquecimento devido à potência dissipada deve ser minimizado, bem como para otimizar o uso de espaço e permite a eliminação de cabos de alta tensão e conectores. Esse tipo de fonte opera normalmente com tensões de alimentação baixas (5, 12 ou 24 Volts) e são dedicadas a um único PMT.

As fontes modulares são de aplicação geral e recomendadas onde o custo e o espaço também devem ser levados em consideração, mas não tanto quanto no caso anterior. Operam também com tensões baixas (5,12 ou 24 Volts), a tensão de saída pode ser controlada por potenciômetro ou remotamente e a potência fornecida fica em torno de 3 Watts.

As fontes de bancada são recomendadas para desenvolvimento e uso em laboratório e possuem maior flexibilidade em termos de faixa de tensão, polaridade, proteção contra sobrecarga, entrada universal e robustez, e podem fornecer mais potência (20 à 30 Watts). São também as de mais alto custo. A fonte estável de alta tensão chaveada da presente invenção tem como objetivo sobrepujar as limitações apresentadas nos tipos de fonte descritos acima, e proporciona uma séria de vantagens adicionais não previstas nas soluções anteriormente propostas.

Objetivos da Invenção É um objetivo da presente invenção, proporcionar uma fonte chaveada de alta tensão positiva do tipo modular, de alta eficiência, alta estabilidade, baixo ruído e baixo custo, que deverá operar na faixa de 1500V até 2500V com corrente máxima de 3mA. É um objetivo adicional da presente invenção proporcionar uma fonte estável de alta tensão chaveada do tipo modular que seja inteiramente programável, seja por meio de uma interface amigável ou por controle remoto. É ainda outro da presente invenção proporcionar uma fonte estável de alta tensão chaveada do tipo modular que seja capaz de operar em condições de operação de campo, ou seja, utilizando fontes de tensão contínuas portáteis, ou mesmo conectada a dispositivos geradores de tensão autônomos, tais como painéis solares ou baterias de 12Volts.

Adicionalmente, a referida fonte de alimentação e respectivo sistema de monitoramento devem funcionar de modo confiável, a baixo custo, em ambientes remotos em que não é possível dispor de uma fonte de alimentação tradicional.

Breve Descrição dos Desenhos A Figura 1 apresenta o diagrama das conexões entre o PMT, o conversor CC/CC, a batería e o painel solar. A Figura 2 apresenta o detector de superfície do observatório Pierre Auger, em que: PS é o painel solar e caixa de eletrônica, AGPS é a antena do equipamento GPS, ACOM é a antena de comunicações, CB é a caixa de bateria, TQ é o tanque plástico, AP é a água purificada, MR é o revestimento de material refletor e difusor de luz, FT são três fototubos de 8”. A Figura 3 apresenta o tanque protótipo do CBPF, em que; TF é o tubo fotomultiplicador, PMT é o suporte do tubo fotomultiplicador, MRL é o revestimento refletor de luz, AGP é água purificada, TQP é o tanque plástico, TP é a tampa do tanque. Nesta Figura 3 a dimensão ALT 1 é de 0,20m, ALT2 é de 1,28 m; DIA1 é de 0,80m e DIA2 é de 0,20m. A Figura 4 mostra a base do PMT do Projeto Auger. A Figura 5 apresenta o diagrama de blocos de uma fonte chaveada.

A Figura 6 mostra o circuito de um Conversor CC-CC elementar. A Figura 7 mostra o gráfico da tensão de saída do conversor CC-CC.

Figura 8 apresenta a forma de onda típica de saída do PWM.

Figura 9 mostra o diagrama de blocos de um C.l. PWM.

Figura 10 apresenta as formas de onda de um circuito integrado PWM.

Figura 11 mostra os gráfico de saída do PWM para 20%,50% e 80% de duty cycle . A Figura 12 mostra o diagrama de blocos da malha de controle. A Figura 13 mostra o conversor push-pull com dobrador de tensão. A Figura 14 mostra um diagrama do conversor durante a etapa 1. A Figura 15 mostra o circuito equivalente. A Figura 16 mostra a Tensão de saída Vout= Vc1+ Vc2 no regime transitório e tensão no secundário do transformador VLsec. A Figura 17 mostra a Tensão de saída Vout= Vc-i + VC2 e tensão no secundário do transformador VLSec· A Figura 18 mostra a configuração do conversor segunda etapa; A Figura 19 mostra o circuito equivalente. A Figura 20 mostra a configuração do conversor na terceira etapa. A Figura 21 mostra o circuito equivalente terceira etapa. A Figura 22 mostra a Tensão no capacitor Vc2 e tensão no secundário do transformador. A Figura 23 mostra o conversor quarta etapa. A Figura 24 mostra as Tensões VC2 e Vout. A Figura 25 mostra o conversor Push-Pull a ser implementado. A Figura 26 mostra o esquema elétrico do circuito empregado na simulação. A Figura 27 mostra a Tensão no enrolamento primário e secundário do transformador. A Figura 28 mostra a corrente no enrolamento primário; A Figura 29 mostra a corrente no enrolamento em regime permanente; A Figura 30 mostra a queda da corrente no capacitor C1 do dobrador. A Figura 31 mostra a Tensão nos capacitores do dobrador.

Figura 32 mostra as formas de onda da corrente no capacitor e na carga. A Figura 33 mostra as Tensões antes e depois do filtro RC. (b) Forma de onda da tensão e da corrente na carga. A Figura 34 mostra a forma de onda da tensão e da corrente na carga.

As Figuras 35 e 36 mostram respectivamente as Tensões de ondulação sem filtro RC para largura de pulso de 10us: 1.5Vpp e para largura de pulso de 40us: 350 mVpp.

As Figuras 37 e 38 mostram respectivamente as Tensões de ondulação com filtro RC para largura de pulso de 10us: 11 Vpp e para largura de pulso de 40us: 1 mVpp.

As Figuras 39 e 40 mostram respectivamente as ondulações de corrente para largura de pulso de: (a)10us= 15nA e ( b) 40us= 1,5nA. A Figura 41 mostra as curvas Características do MOSFET canal n. A Figura 42 mostra o modelo do MOSFET. A Figura 43mostra o gráfico de VGS(t), iG(t), VDS(t), iD(t). A Figura 44 mostra a forma de onda na entrada e na saída. A Figura 45 mostra a configuração do snubber utilizado no circuito. A Figura 46 mostra o diagrama de blocos do circuito conversor e a fotomultiplicadora. A Figura 47 apresenta o diagrama em blocos do IJC3525. A Figura 48 mostra o diagrama de tempo dos sinais do comando do conversor. A Figura 49 mostra o amplificador operacional e a rede divisora. A Figura 50 apresenta o modelo térmico de um semicondutor. A Figura 51 mostra o secundário retificado com duplicador e filtrado por capacitores. A Figura 52 mostra o esquema elétrico do circuito empregado na simulação. A Figura 53 mostra o diagrama esquemático da fonte de alta tensão. A Figura 54 mostra o diagrama de blocos da bancada de testes. A Figura 55 mostra o esquema para medir o ripple e a tensão de saída. A Figura 56 mostra a ligação da carga simulada na fonte. A Figura 57 mostra a forma de onda do ripple para tensão de entrada de 11,5V e carga simulada de 2mA. A Figura 58 mostra a saída do PWM para entrada: de 10V (ch1), 12V (ch2), 12,5V (ch3) e 13V. A Figura 59 mostra as saídas do PWM: saídal (ch1), saída 2 (ch3) e no enrolamento do primário (ch2) p/ Vin= 13Volts. A Figura 60 mostra a saída do PWM: CH1 para carga de 1,5mA e CH2 para carga de 2mA. A Figura 61 mostra a forma de onda do ripple da fonte com a base do PMT alimentado. A Figura 62 mostra o arranjo montado para a verificação do funcionamento da fonte protótipo no tanque, em que; FB é a fonte de bancada e FP é a fonte protótipo. A Figura 63 mostra o gráfico do rendimento para diferentes cargas. A Figura 64 mostra o gráfico do rendimento para tensões de entrada diferentes. A Figura 65 mostra o gráfico da estabilidade da fonte na primeira hora de funcionamento. A Figura 66 mostra o gráfico da estabilidade da fonte no período de 14 horas. A Figura 67 mostra o diagrama de blocos do sistema de espectroscopia gama com Nal (TI). A Figura 68 mostra o gráfico dos espectros da fonte 22Na para fonte protótipo. A Figura 69 mostra o gráfico dos espectros da fonte 22Na para fonte comercial. A Figura 70 mostra o circuito para medir a indutância de dispersão. A Figura 71 mostra o circuito para medida da capacitância entre enrolamentos.

Figura 72 mostra o diagrama geral do sistema de aquisição de dados. A Figura 73 mostra a Pinagem do PIC16F877. A Figura 74 apresenta o fluxo de utilização do Conversor A Figura 75 mostra o esquema eletrônico do circuito de aquisição. A Figura 76 mostra o fluxograma do microcontrolador. A Figura 77 mostra o circuito montado no protoboard. A Figura 78 mostra a visualização dos dados no PC. A Figura 79 mostra uma foto da placa de circuito impresso.

Descrição detalhada da Invenção Os objetivos da presente invenção serão mais bem compreendidos a partir da descrição detalhada da invenção que se segue.

Fontes de alimentação chaveadas estão cada vez mais presentes em sistemas eletrônicos, sendo encontradas em aplicações domésticas como TV’s e computadores, em equipamentos industriais e aeroespaciais, como satélites e espaçonaves. Este tipo de fonte tem como principal característica a utilização de semicondutores operando como chaves comutadas em alta freqüência. As principais vantagens destas fontes são: ter maior rendimento e menor tamanho para os transformadores e outros elementos. Equipamentos alimentados por batería também utilizam fontes chaveadas para proporcionar uma tensão de operação constante, independente do estado da carga da batería e são utilizadas para fornecer alta tensão. Equipamentos científicos para a Física Experimental também usam largamente fontes chaveadas, para alimentar detectores de radiação e partículas. Uma pesquisa feita sobre fontes de alta tensão no atual mercado nacional mostrou que a maioria delas utiliza tecnologias similares, porém são equipamentos importados, cuja manutenção dificilmente pode ser realizada localmente por falta de componentes no mercado, exigindo o encaminhamento do equipamento para manutenção no exterior, e conseqüente tempo de espera e custo elevados. Isto motivou a realização de um projeto versátil de fonte de alta tensão, com componentes de fácil aquisição no mercado nacional. O objeto deste pedido de patente foi um trabalho de dissertação de Mestrado em Instrumentação Científica, que é o desenvolvimento da instrumentação de uma fonte de alta tensão chaveada para alimentar tubos fotomultiplicadores - PMT (PHOTOMULTIPLIER TUBE) [1] , como contribuição ao desenvolvimento do detector de raios cósmicos (detector de superfície) do CBPF - Centro Brasileiro de Pesquisas Físicas [2] , uma réplica menor do detector de superfície do Projeto Pierre Auger [3], e também para atendimento às necessidades de fontes de alta tensão para outros experimentos no CBPF. Ao final, são apresentados os resultados experimentais para comprovar a análise teórica e a proposta sugerida.

Este trabalho começou com a necessidade de se construir uma fonte de alta tensão para PMTs de um protótipo de tanque detector de chuveiros cósmicos do Projeto Auger no CBPF e foi ampliado para atender à demanda de outros laboratórios no CBPF e em outras instituições. Assim, além de atender as especificações do tanque de testes, o projeto da fonte de alta tensão visa também ser adaptável às necessidades de outras aplicações e como ferramenta didática.

No CBPF usa-se fonte de alta tensão em diversas áreas de pesquisa em física experimental. Pode-se citar entre outros o Projeto Pierre Auger, Laboratórios de Nanoscopia, Correlação Angular, Efeito Mossbauer e Sistemas de Detecção. No Laboratório de Nanoscopia necessita-se alimentar PMT com tensões na faixa dos 1300 Volts e consumo de 0.3 Watts, para aplicação em SNOM ( Scanning Near-field Optical Microscope] [4], No Laboratório de Correlação Angular PMTs são usados nas medidas de correlação angular e espectroscopia gama [5]. Os PMTs deste laboratório são alimentados com tensão negativa e também têm aplicações na deteçcão de cintilação e radiometria. A tensão típica de operação é 2200V e o consumo fica em torno dos 2mA. No Laboratório de Efeito Mossbauer, a espectroscopia Mossbauer [6,7] do 57Fe, 119Sn e 151 Eu, utiliza como detectores de radiação, contadores à gás, proporcionais, que operam na faixa que vai de 1950 à 2200 Volts - típico 2050 Volts - porém com tensão positiva. Como a polaridade da fonte protótipo é originalmente negativa, então uma modificação no circuito de retificação da fonte protótipo deve ser feita a fim de inverter a polaridade da mesma. No Laboratório de Sistemas de Detecção diversas técnicas de detecção exigem a alimentação de seus respectivos detectores [25] (contadores Geiger-Muller, câmaras de ionização, contadores proporcionais, etc) com tensões que podem variar de 1000 à 4300 Volts. No caso de se utilizar tensões acima dos 2500 Volts, o uso de circuitos triplicadores, quadruplicadores e até quintuplicadores de tensão facilita a confecção do transformador projetado para uma tensão mais baixa.

Também é um objetivo deste pedido de patente, desenvolver uma fonte de alta tensão de alta eficiência e estabilidade, baixo ruído e baixo custo, cujas especificações atendem aos requisitos do protótipo de detector de raios cósmicos do CBPF, descritos mais adiante. A fonte deverá operar na faixa de 1500V até 2500V com corrente máxima de 3mA, para alimentar tubos fotomultiplicadores a partir de uma fonte de alimentação DG 12 volts, pode ser obtida a partir de um painel fotovoltaico, um conjunto de baterias ou ainda de uma fonte estacionária a partir da rede elétrica, ou da combinação destas opções, como indicado na Figura 1. O circuito de controle (realimentação) monitora a tensão de saída, e se houver alguma flutuação desta seja pela variação da tensão de entrada ou de operação do circuito, faz variar ò ciclo de trabalho (duty cycle) do Conversor CC-CC, estabilizando a tensão de saída. O Projeto Pierre Auger assim denominado em homenagem ao descobridor dos Chuveiros Aéreos Extensos - CAE’s, é uma grande colaboração internacional cujo objetivo é pesquisar os raios cósmicos ultra-energéticos (energia >1019 e\/) que chegam a superfície da Terra. Será possível determinar a energia, a direção de chegada e a natureza desses raios cósmicos. Serão, então, construídos em ambos os hemisférios, dois observatórios, um no estado americano de Utah, EUA, e outro na província de Mendoza, na Argentina, cobrindo cada um uma área de 3000km2. Os observatórios são constituídos de detectores de raios cósmicos de dois tipos que atuarão em conjunto: os detectores de superfície, baseados no efeito Cherenkov [8] e os detectores de fluorescência [9], Os detectores de superfície Cherenkov serão em número de 1.600, e se assemelham a grandes tanques de água de 12 mil litros cada um, sendo que ficarão afastados um do outro de 1500 metros, dispostos de forma hexagonal. Cada estação detectora consiste de um tanque cilíndrico com água pura e detectores fotomultiplicadores. O tanque também serve como suporte e proteção para os sistemas de comunicação, eletrônico e solar. Cada tanque possui 1,2m de profundidade por 10m2 de área, com capacidade de armazenamento de 12000 litros de água ultra pura de modo a apresentar uma ótima transmissividade de luz. Cada tanque de detecção de superfície possui apenas um painel solar e duas baterias de 12V com capacidade de 10QAH cada, para alimentar os instrumentos e três PMTs. A luz Cherenkov emitida pelas partículas no tanque de água é detectada por três tubos fotomultiplicadores colocados no topo de cada tanque, olhando para baixo no volume do tanque, na superfície da água. Os sinais do PMT são então processados e digitalizados por conversores analógicos-digitais, tipo flash (FADC), antes de serem enviados ao sistema central de aquisição de dados CDAS - Central Data Acquisition System) [10]. O processo de aquisição e transmissão de dados é feito via rádio-frequência, operando em 915Mhz e a posição e o momento exatos da chegada do chuveiro aéreo serão dados pelo Sistema de Posicionamento Global, mais conhecido como GPS (Global Positioning System) [11]. Será então possível medir o ângulo de entrada do chuveiro em relação ao solo com precisão de um grau e seu tempo de duração em bilionésimos de segundo. O consumo da eletrônica que é alimentada por energia solar é limitado a 10W por estação detectora e composta dos seguintes instrumentos: fonte de alta tensão, front end incluindo Flash ADCs (FADC), estação controladora microprocessada e receptor GPS. Na Figura 2, podemos ver os detalhes do detector de superfície do Observatório Pierre Auger. Cada tanque possui uma antena que se comunica com uma central de aquisição de dados eliminando assim qualquer conexão via fio fazendo com que cada tanque seja autônomo. Cada tanque será mantido em funcionamento por sistemas que utilizam baterias carregáveis por meio de um painel solar. O tanque de Cerenkov precisa ser de baixo custo e também deve pode operar continuamente em qualquer condição climática. O Tanque Detector do CBPF de teste, apresentado na Figura 3 foi desenvolvido pelo Laboratório de Sistemas de Detecção do CBPF, é uma versão reduzida do modelo utilizado no Projeto Pierre Auger, sendo que possui 1,28m de profundidade e 0,80m de diâmetro. As paredes internas são revestidas com um material refletor que têm as mesmas especificações dos tanques do Observatório Auger, que possuem uma ótima refletividade de luz na faixa de ultravioleta. Quando uma partícula, vinda de interações de raios cósmicos com a atmosfera, penetra no tanque detector com água, esta emite uma radiação de luz ultravioleta por efeito Cherenkov. Essa radiação é convertida em sinal elétrico por uma fotomultiplicadora localizada no topo do tanque. O PMT é alimentado por uma fonte de alta tensão que por sua vez é alimentada por bateria e painel solar situado no topo do tanque de teste, afastado da rede elétrica, tal como ocorre no Observatório Pierre Auger. O PMT opera com uma alta tensão na faixa de 2 kV, portanto necessita de um conversor CC/CC com baixo consumo para transformar os 12 Volts da bateria em alta tensão com alto rendimento.

Neste projeto de fonte de alta tensão para PMT, foram considerados os seguintes fatores: tensões de alimentação de 100 à 3000 volts, com polaridade positiva ou negativa. Como as características do PMT são muito sensíveis à tensão aplicada, a variação e o fator de ondulação (ripple) devem ser mínimos. O consumo deve ser baixo e deve ser de fácil manuseio e segura, sem a necessidade de um especialista para operá-la. O domínio do mercado de fontes de alta tensão é comandado por grandes fabricantes de instrumentação dedicada à aplicações nucleares como por exemplo LeCroy [12], Ortec [13], CAEN[ 14], SDS [15] e também dos fabricantes de PMTs, como a Philips [16], Hamamatsu [1], Burle [17] e ETL [18].

Atualmente é possível encontrar no mercado comercial três tipos de fontes de alta tensão para PMT: Montadas diretamente na base do PMT; Modulares e fontes de bancada. As fontes de alimentação montadas diretamente na base fornecem todos os potenciais para polarizar o PMT diretamente nos pinos do soquete do tubo, eliminando a necessidade de divisores de tensão externos. Essas fontes são as mais compactas e de mais baixo custo, pois utilizam componentes miniaturizados em SMT-Surface Mount Technology [19]. Apresentam um consumo extremamente baixo, em torno de 50mWatts. São recomendadas para aplicações em que o aquecimento devido à potência dissipada deve ser minimizado bem como o uso de espaço e se deseja evitar cabos de alta tensão e conectores. Esse tipo de fonte opera normalmente com tensões de alimentação baixas (5, 12 ou 24 Volts) e são dedicadas a um único PMT. As fontes modulares são de aplicação geral e recomendadas onde o custo e o espaço também devem ser levados em consideração, mas não tanto quanto no caso anterior. Operam também com tensões baixas (5,12 ou 24 Volts), a tensão de saída pode ser controlada por potenciômetro ou remotamente e a potência fornecida fica em torno de 3 Watts [20,21]. A fonte de bancada é recomendada para desenvolvimento e uso em laboratório e oferece a maior flexibilidade em termos de faixa de tensão, polaridade, proteção contra sobrecarga, entrada universal e robustez, e podem fornecer mais potência (20 à 30 Watts) [12,13,14]. São também as de mais alto custo.

No Projeto Pierre Auger cada PMT é alimentada por uma fonte de alta tensão independente e a tensão de saída de cada uma delas é ajustável entre 1200V à 1500V. A fonte foi projetada e desenvolvida pela ETL (Electron Tubes Limited) [18] seguindo especificações previamente estabelecidas [22], O circuito conversor CC-CC, que foi projetado para ficar montado diretamente na base do PMT, utiliza componentes SMD e é mantido totalmente encapsulada em metal, de forma a reduzir a interferência eletromagnética, conforme ilustra a fig.1.4. A base, contém o conversor CC-CC, os divisores resistivos, a saída do sinal de anodo e um amplificador do sinal de saída do último dinodo. O consumo máximo de potência de cada fonte é de 0,33 Watts, e o consumo médio previsto para a fotomultiplicadora é de 100μ A. O objeto do presente pedido de patente é uma fonte modular, para poder atender as diferentes especificações de corrente e tensão, podendo ser miniaturizada com o uso de componentes SMD, ou também ser usada como fonte de bancada, e é composta das seguintes partes que serão descritas mais adiante: 1 - Um conversor CC-CC em Push-Pull e controle PWM (Pulse Width Modulation); 2 - Um transformador para alta freqüência; 3 - Um circuito duplicador de tensão responsável pela geração da alta tensão de saída; 4 - Uma fonte alimentação de 12 Volts, como suprimento de alimentação dos circuitos. A fonte pode ser adaptada ao sistema normal com entrada para rede elétrica AC, ou carregada através de células solares. A tensão na saída é regulada e pode ser comandada remotamente por computador. A escolha do modo chaveado ao invés do modo linear está no fato que o volume, custo, perdas e consumo das fontes chaveadas, trabalhando com freqüência alta, são muito menores, para a mesma potência de saída. Ressalta-se como item de destaque, a portabilidade permitindo a sua utilização em campo, facilitando diversas atividades experimentais. Os conversores CC/CC são freqüentemente usados para prover uma tensão de saída contínua regulada. O conversor recebe uma tensão contínua, a converte em uma tensão alternada que retificada se transforma novamente em uma tensão contínua. A modulação por largura de pulso (PWM) se refere a um sinal digital que opera a um período constante, com uma largura de pulso variável. No controle de conversores CC-CC, o sinal PWM é usado para controlar a condução dos dispositivos chaveadores. O referido conversor utiliza topologia Push-Pull, em retificação de onda completa, provê uma tensão de saída continuamente regulada, a partir de uma tensão contínua baixa e não regulada, a qual permite a utilização de transformadores com dimensões reduzidas e filtros mais compactos, pois opera em retificação de onda completa mesmo para baixas tensões de entrada, como é o caso (12 Volts).

No presente pedido de patente é utilizado filtro capacitivo disposto na saída do dobrador de tensão, referido filtro permite um ajuste adicional na tensão de saída.

Foi escolhida a freqüência de chaveamento da fonte entre 10 kHz a 20 kHz para garantir a compatibilidade eletromagnética da fonte com os tubos fotomultiplicadores, já que estes, são sensíveis a campos magnéticos que podem alterar a trajetória dos elétrons.

Em testes feitos anteriormente no tanque protótipo do CBPF, como por exemplo, o de contagens de pulsos [8], o PMT utilizado, que é diferente do utilizado nos detectores de superfície do Projeto Auger, foi operado sob uma tensão de 1900V, com uma fonte comercial consumindo desta uma corrente total de 1,92mA. Embora o PMT utilizado possa operar com tensões mais altas, a base, que é o circuito que distribui a alta tensão para o PMT, limita a tensão no máximo de 2QQ0V. Baseado nas informações acima e nos requisitos da fonte do Auger [22], foram moldadas assim, as características básicas exigidas para o protótipo da fonte de alta tensão em questão: «Tensão de alimentação: 11,5V até 13,5V, +12V típico “Tensão de saída ajustável dentro da faixa de 1700V

até 2300V

«Corrente de saída máxima da fonte: 3mA

«Máxima potência: 6,9 W «Tensão de ondulação na saída menor que 2 x 10-5 à carga máxima «Corrente média prevista para o PMT: 2mA * Estabilidade: melhor que 0,2%. «Alta eficiência: rendimento melhor que 70% «Faixa de temperatura: -15°C até + 35°C «Compatibilidade magnética: blindagem para reduzir a interferência eletromagnética. A seguir será apresentada uma visão geral sobre fontes chaveadas e conversores CC-CC, detalhando os requisitos elétricos do circuito da fonte de alta tensão implementado, o projeto do circuito e a escolha dos componentes eletrônicos.

Fontes chaveadas são conversores de tensão ou corrente, alternada ou contínua [36], Os tipos de interesse para este trabalho são o Conversor CA--CC, que recebe energia de uma fonte alternada e alimenta um retificador com filtro produzindo uma tensão contínua; e o Conversor CC-CC que recebe uma alimentação contínua, seja de um Conversor CA-CC ou de uma batería, para alimentar um Inversor CC-CA cuja saída é retificada e filtrada, podendo ou não ser estabilizada, fornecendo uma tensão ou corrente contínua em outro nível.

Na década de 60, foi iniciado o desenvolvimento de fontes chaveadas para aplicações militares e espaciais, na busca por mais alta eficiência e redução de peso, tamanho e custo. Os transformadores, indutores e capacitores foram sendo reduzidos na medida do aumento da frequência de chaveamento. Hoje quase todos os sistemas eletrônicos utilizam fontes chaveadas. O projeto das fontes chaveadas é mais complexo do que o das fontes lineares, exigindo maiores cuidados, especialmente na prevenção da interferência eletromagnética. As fontes chaveadas são preferidas quando a compactação, a leveza e a eficiência são de prima importância, mas seu desempenho em termos de regulação e ruído é inferior a das fontes lineares. O diagrama de blocos típico de uma fonte chaveada CA-CC é mostrado na Figura 5 e consiste de quatro blocos básicos: Retificador de entrada e filtro, inversor de alta freqüência, retificador de saída com filtro e circuito de controle [24,34], Retirando o bloco do retificador e filtro de entrada tem-se uma fonte chaveada CC-CC.

No diagrama da Figura 5 se considera a alimentação pela rede entrando em um retificador com filtro para baixas freqüências, cuja tensão contínua não regulada alimenta um bloco inversor de alta freqüência (tipicamente 10 kHz à 1 MHz). O inversor utiliza transistores (bipolares ou MOS) que comutam entre corte e saturação alimentando o enrolamento primário de um transformador de alta freqüência. Os pulsos de tensão que resultam no secundário do transformador são retificados e filtrados, de modo a fornecer a tensão contínua desejada na saída. O controle da saída é feito pela modulação da largura dos pulsos de comutação dos transistores, ou PWM - (Pulse Width Modulation), definida pela relação entre o tempo de condução dos transistores e o período total do ciclo de transformação. O circuito de controle é constituído por um oscilador, que excita um Modulador de Largura de Pulsos (PWM); um amplificador de erro; e uma tensão de referência precisa. O amplificador de erro compara a tensão de saída do bloco retificador e filtro com a tensão de referência e atua no modulador para compensar possíveis variações da alimentação e do circuito, mantendo a tensão de saída constante. Os componentes eletrônicos básicos neste tipo de circuito são o transformador, os transistores, os retificadores com filtros para baixas e altas freqüência, e o modulador PWM ou outro tipo de regulador. Estes componentes são apresentados nos apêndices. Neste trabalho se descreve o funcionamento e o projeto de uma fonte de alta tensão e cada um de seus circuitos.

Fontes lineares e fontes chaveadas usam técnicas diferentes para produzir uma tensão de saída regulada resultando em vantagens e desvantagens para uso em cada aplicação. As fontes lineares apresentam diversas características interessantes, tais como: simplicidade, baixa ondulação e excelente regulação da tensão de saída sobre a carga, tempo de resposta rápido tanto para variações na carga quanto na linha e ainda baixa emissão eletromagnética. Mas como elas empregam elementos de controle em série ou em paralelo com a carga, para fazer a tensão ou a corrente nesta permanecer constante. Somente podem ser abaixadoras de tensão ou corrente, e, portanto apresentam baixa eficiência, pois o dispositivo linear mantém sobre si a diferença em tensão ou subtrai a corrente entre a entrada e a saída. Se existir uma diferença bem significante de tensão e corrente na saída, resulta numa grande perda de potência sobre o dispositivo linear o que implica no uso de dissipadores de calor e aumento do volume e do custo do circuito. A eficiência dos reguladores lineares está tipicamente em torno de 30% a 50%. Dependendo da diferença entre a tensão de saída e a entrada do sistema, a eficiência pode ser bem inferior a 30%. Já as fontes chaveadas têm eficiência típica de 60% a 90%, especialmente quando trabalham em alta freqüência. Além disso, são menores do que seus equivalentes lineares para a mesma potência de saída. Por exemplo, a 20 kHz proporciona uma redução de até 4 vezes no tamanho dos componentes, e até 8 vezes para 100 kHz. Na tabela 1, abaixo, está apresentada uma comparação quantitativa entre fontes lineares e chaveadas típicas [35], Tabela 1 Neste pedido de patente são utilizadas fontes chaveadas voltadas para a construção de fontes de alta tensão para a polarização de detectores de radiação, em particular para tubos fotomultiplicadores. A literatura sobre o projeto e construção de fontes chaveadas para esta e outras finalidades pode ser encontrada, entre outras, nas referências [36,37,38], Os conversores CC-CC contêm inversores CC-CA, cujas saídas são retificadas e reguladas para fornecer as saídas contínuas, ou CC, desejadas. Os conversores CC-CC são empregados em fontes de alimentação para computadores, laptops, sistemas de energia para espaçonaves, equipamentos voltados para telecomunicações e controle de motores baseados em corrente contínua, entre outras aplicações, O princípio básico da conversão CC-CC é mostrado na Figura 6. A chave S é operada com um período de chaveamento, conforme a equação: T t, i h (3.i) onde t-ι é o intervalo de tempo em que a chave permanece conduzindo (chave fechada) e t2 o intervalo de tempo em que a chave permanece cortada (chave aberta). O ciclo de trabalho, ou “Duty Cycle” (D) é definido como uma porcentagem do ciclo total de chaveamento em que o dispositivo de chaveamento está na condição ligado, conforme a equação : /' h'T (3.2) Sendo S uma chave ideal no circuito da Figura 6, a tensão V0 assume valores Vi ou 0, como mostra a Figura 7. Em cada ciclo, o valor médio desta tensão ou valor CC é definido pela integração de V0 no período completo de chaveamento, pela equação: (3.3) Esta integração pode ser realizada, por exemplo, com uma capacitância associada em paralelo com a resistência R, com uma constante de tempo de integração bem maior do que o período do sinal, e bem menor do que o período da modulação. A eficiência típica dos conversores CC-CC é de 75% até 95%, resultante do trabalho em modo chaveado com pequenas perdas de potência nos dispositivos chaveadores, tanto nos estados permanentes com a chave aberta (dispositivo cortado) ou fechada (dispositivo saturado), quanto nos estados transitórios.

Basicamente o fluxo de potência em um conversor é representado pela equação : ntrutkt """" J saiííu ~ (3.4) onde:Pentrada é a potência na entrada do conversor;

Psaida é a potência na saída do conversor;

Pperdasi é a potência perdida dentro do conversor. A eficiência [36] é definida em porcentagem pela equação 3.5 : (3.5) Os conversores geralmente trabalham em freqüências maiores que a da rede, permitindo assim a utilização de transformadores de dimensões, custo e peso bem menores do que os dos transformadores convencionais de mesma eficiência. Esta redução ocorre por conta do uso nestes transformadores de materiais mais adequados para operação em altas freqüências, por exemplo, com o uso de ferrites no núcleo para reduzir perdas.

Outra vantagem de se trabalhar em alta freqüência é a redução do ruído acústico do conversor, adotando a freqüência de chaveamento acima da faixa audível, que é de 20Khz. A fonte chaveada é fisicamente mais compacta do que as fontes lineares, porque os principais responsáveis pelo tamanho do conversor são os componentes magnéticos e capacitores, e quanto maior a freqüência de operação, menor o tamanho destes componentes e, portanto do conversor. Porém, o aumento da freqüência de chaveamento a partir de certo ponto pode reduzir severamente a eficiência do conversor, se alguns cuidados não forem tomados. No conversor CC-CC, as perdas no chaveamento e na condução associadas aos semicondutores, são parte importante da perda total do conversor. A perda de condução é proporcional à resistência direta de condução do semicondutor de chaveamento e a perda de chaveamento é proporcional à freqüência de chaveamento e às capacitâncias parasitas dos semicondutores e do transformador. Além disso, temos perdas de potência nos componentes magnéticos proporcionais à freqüência de chaveamento e devidas ao efeito pelicular (skin effect) nos fios condutores e correntes de Foucault nos núcleos [36], Adicionalmente têm as perdas potências associadas aos componentes parasitas tais como a indutância de dispersão, a capacitância entre o primário e o secundário do transformador, a capacitância entre os enrolamentos do transformador, a capacitância de saída dos semicondutores de chaveamento e a capacitância da junção dos diodos. O circuito de controle dos dispositivos de chaveamento é um oscilador com modulação de largura de pulsos PWM (Pulse Width Modulation) [36], no qual o período de chaveamento T permanece constante e a largura do pulso U (intervalo em que a chave permanece conduzindo) varia resultando em um ciclo de trabalho UÍT variável de forma a compensar variações da tensão de entrada e da carga, mantendo a tensão de saída estável. Uma forma de onda típica é mostrada na Figura 8.

Nesta técnica de modulação, os pulsos de chaveamento do transformador têm largura variável dependente da tensão de saída, devido a realimentação da tensão de saída, que é comparada com uma tensão de referência gerando uma tensão de erro (Ve). Em seguida, essa tensão é comparada com um sinal em dente-de-serra para gerar pulsos Vc de largura proporcional à tensão de erro. Enquanto o nível do sinal do dente-de-serra for menor do que a tensão do sinal de erro, a saída do comparador que controla o dispositivo de chaveamento permanece em nível baixo, cortando o dispositivo de chaveamento. Quando o sinal dente-de-serra atingir um nível igual ou maior do que a tensão de erro, a saída do comparador vai para o nível alto, fazendo o dispositivo de chaveamento conduzir até o reinicio do ciclo. Quanto mais a tensão de saída se aproximar da tensão desejada, menor será a tensão de erro e menor será a largura dos pulsos, até que as tensões comparadas sejam iguais, não havendo mais pulsos neste momento. As Figuras 9 e 10, mostram o diagrama de blocos de um circuito integrado PWM típico e suas formas de onda respectivamente. A maioria dos controladores PWM opera de maneiras similares.

Se o ciclo de trabalho for ajustado adequadamente, a tensão de saída pode ser mantida constante tanto para variação na tensão de entrada da fonte como na carga. Quando aumentamos a carga, o controle tende a aumentar o ciclo de trabalho de forma a manter a tensão de saída constante. O ciclo de trabalho varia quando muda o tempo em que o dispositivo de chaveamento está ligado, e de forma complementar, o tempo em que o dispositivo está desligado uma vez que T = T iigado +T desligado onde T é o período de um ciclo completo e sempre constante. A Figura 11 ilustra a saída do PWM para diferentes ciclos de trabalho.

Como a freqüência de chaveamento do projeto é fixa, o espectro de ruído é relativamente estreito, o que permite o uso de filtros sintonizados de modo a reduzir a tensão de ondulação na saída da fonte. As grandes vantagens de se utilizar a técnica PWM são a alta estabilidade da tensão de saída para rápidas mudanças na carga ou na tensão de entrada e a utilização da menor energia possível no chaveamento. A saída da tensão de uma fonte chaveada é mantida constante com a. ajuda de um circuito fechado de controle de variável de saída, tensão ou corrente, para a qual se quer boa estabilidade e resposta a transientes. De um modo geral, existem dois métodos de controle de uma fonte regulada: modo de tensão e modo de corrente [39], Nestes dois métodos, a tensão ou a corrente de saída é amostrada e realimentada para permanecer constante. O modo de tensão é o método mais usual de regulação e será o utilizado no projeto. No controle da tensão, uma tensão de erro é formada pela diferença entre uma fração da tensão de saída e uma tensão de referência. Essa tensão de erro então aciona um modulador PWM tal como descrito na seção anterior, que converte a tensão de erro em uma forma de onda modulada em largura de pulso que determina o ciclo de trabalho de acionamento dos transistores de chaveamento. A Figura 12 mostra o diagrama de blocos que descreve o sistema de controle de tensão de saída para o conversor, composto por um circuito amostrador ou sensor, um modulador PWM e um circuito de potência. O sensor ou amostrador da tensão de saída V0 adapta a tensão de saída ao nível de tensão Ve adequado ao circuito de controle ou modulador PWM. Este compara a amostra de tensão de saída Ve com a tensão de referência Vref para variar o ciclo de trabalho D do estágio de potência e filtro, que recebe a tensão de alimentação V,. Na Figura 12 observamos a equação 3.6, que mostra o ganho do estágio de potência, a equação 3.7 que mostra o ganho do modulador PWM e a equação 3.8, que mostra o ganho do sensor de saída.

Seguindo o tratamento matemático clássico para sistemas lineares realimentados [36,42,61], válido para valores médios das variáveis consideradas temos que: Vo*Aa*D. V, = A,A2*Vi(Vr0|- V0 ) = A, A2'V, * ( Vrc, - B V0 ) (3.9) Logo Vo = A V,of / ( 1 + A' B ) , (3.10) onde A = A, ■ a2 V, (3.11) Se o ganho de malha aberta do sistema for muito alto, ou seja A . B » 1, então a saída se torna independente da entrada, ou seja, da tensão de alimentação V,, e dos parâmetros de ganho do sistema: A-ι, A2 e D, dependendo apenas da tensão de referência Vref e do fator de amostragem B: V„ V,,!·/ B (3.12) O projeto de fontes chaveadas se inicia na escolha do circuito, caracterizado por sua topologia, que consiste em um arranjo de transformadores, indutores, capacitores e dos semicondutores de potência. Existe uma grande variedade de topologias disponíveis, cada uma tendo suas características próprias, das quais as mais importantes são as seguintes [39]: o Se a topologia é eletricamente isolada da entrada para a saída; a Qual o pico de corrente que flui através dos semicondutores de potência; • Se pode ter múltiplas saídas; e Quanto de tensão reversa aparece sobre os semicondutores de potência; - Se opera no modo contínuo ou descontínuo. O modo contínuo é definido como aquele em que a corrente no indutor não vai a zero antes que o dispositivo de chaveamento seja religado, ao contrário, tem-se o modo descontínuo. As principais topologias de fontes chaveadas não isoladas e isoladas encontram-se descritas no apêndice 1 e também podem ser encontradas, entre várias outras, nas referências [39,40], Na escolha da topologia do conversor CC-CC a ser utilizado no projeto, cada uma delas foi analisada quanto ao atendimento às especificações do projeto. Na topologia Flyback, o fluxo magnético do transformador nunca inverte de polaridade e como resultado o núcleo do transformador necessita de uma seção grande para um dado nível de potência, para evitar a saturação magnética. Além de ser volumoso, esse conversor apresenta um alto nível de ripple na saída. A topologia Half-Bridge tem como principais características, o seu uso em aplicações de alta potência (na faixa de 500W à 1500W), a alta capacidade de corrente e o baixo ripple de saída. Ele tem como desvantagens o custo e a complexidade do circuito. A topologia Full-Bridge utiliza 4 transistores e é muito utilizado em aplicações em que se precisa obter potências muito altas sendo bastante utilizado para isto em sistemas de telecomunicações e equipamentos de laboratório. As desvantagens deste circuito são o volume requerido pelos quatro transistores, a complexidade do circuito e o custo dos dois transistores adicionais Para realizar a conversão dos 12V de uma batería em 1200V à 2000V para a válvula fotomultiplicadora, optou-se pela topologia PUSH-PULL devido às seguintes características próprias de operação [36]: a) O conversor PUSH-PULL é adequado para aplicações de baixas e médias potências na saída e baixas tensões de entrada, por submeter o dispositivo chaveador a tensões duas vezes maiores que a tensão de entrada, b) No conversor PUSH-PULL, o primário do transformador possui dois enrolamentos que possibilitam que o núcleo seja excitado bidirecionalmente o que evita a saturação do mesmo. A excitação bidirecional do núcleo oferece também a vantagem de utilizar multiplicadores de tensão no secundário do transformador, assim o número de espiras dos enrolamentos secundários são reduzidos e conseqüentemente as dimensões do transformador se reduzem. c) Outra vantagem em reduzir o número de espiras dos enrolamentos é a redução das indutâncias de dispersão associadas aos enrolamentos, que prejudicam o chaveamento dos transistores. A indutância de dispersão aumenta a perda de energia, pois a energia armazenada por essa indutância, normalmente é excessiva e não é utilizada na transformação de tensão. Como conseqüência tende a se dissipar sobre os transistores de chaveamento sob a forma de picos de tensão, o que pode levá-los a destruição. Para absorver esta energia e evitar que os picos de tensão reversa possam causar a destruição dos transistores, são necessários circuitos de proteção (snubbers) aos transistores de chaveamento. d) A freqüência de ondulação na saída é o dobro da freqüência de operação do controlador PWM que excita os dois transistores. Isto significa poder utilizar um filtro de menor valor na saída. e) Este conversor pode gerar múltiplas saídas de tensão, em que estas podem ser positivas ou negativas. Isto permite a fonte de alimentação operar com uma simples batería, gerando todas as tensões necessárias para a operação de um sistema.

Outras vantagens apresentadas pelo conversor Push-Pull são: e Melhor dissipação de calor; * Utilização de componentes de baixo custo; e Maior flexibilidade no desenho do lay-out; 8 Melhor distribuição dos dispositivos chaveadores e dos elementos magnéticos.

Uma desvantagem dos conversores push-pull é que eles requerem um controle de acionamento dos transistores de chaveamento que previna que eles conduzam simultaneamente, já que isto acarreta a saturação do núcleo do transformador e o curto circuito da fonte de alimentação. Este tipo de conversor é um arranjo de 2 conversores Forward, trabalhando em modo complementar, permitindo o projeto e a utilização de transformadores e filtros mais compactos ao mesmo tempo em que produz uma baixa ondulação de saída. O enrolamento primário do transformador está conectado diretamente na saída dos transistores chaveadores. As duas metades do primário do transformador devem ser enroladas no mesmo sentido, mas com correntes que circulam em direções opostas, fazendo com que o fluxo no transformador seja controlado em ambas as polaridades tomando a utilização do núcleo mais eficiente do que um conversor com um único dispositivo de chaveamento. O conversor Push-Pull normalmente funciona em aplicações em que se dispõe de baixas tensões de entrada como 12V, 24V ou 48 Volts. Com esses níveis de tensão, é mais fácil evitar a saturação do transformador. Um conversor push-pull é mostrado na Figura 13 em que os dispositivos chaveadores são transistores MOSFETS. O transformador está conectado entre os drenos dos transistores e a tomada central (center tape) está conectada à fonte Vin. O circuito do acionador Push-Pull deve produzir os sinais defasados 180°, de modo que Qi e Q2 nunca estão ligados ao mesmo tempo. Neste conversor, os transistores Ch e Q2 ficam ligados durante um intervalo de no máximo 50% do período de chaveamento, porém o mais indicado é que haja um intervalo de tempo onde ambos os transistores fiquem desligados de modo a evitar a condução simultânea dos transistores, evitando a saturação do transformador e o curto circuito na fonte de alimentação. A expressão do ganho estático do conversor Push-Pull é dado por [36]: Voul í Vin = 2·Ν2/Ν., * (í, / T) (3.13) Onde: N2/N-i = relação de espiras do transformador de alta frequência.

Vin = tensão CC de alimentação de entrada (ti / T)= ciclo de operação = D (3.14) A tensão de saída é dada por [29]: Vout = V||-, ' 2 ‘ Ν2/Ν-Γ (tf / 1 ) (3.15) Etapa 1: Quando Q1 está conduzindo, Q2 está cortado e uma corrente no sentido horário circula na metade inferior do enrolamento primário, induzindo uma corrente no enrolamento secundário de modo que Di conduz e D2, reversamente polarizado, não conduz. Através de Di a capacitância Ci é carregada com a corrente da fonte de alimentação limitada pela sua resistência interna associada em série às resistências do transformador e de condução do transistor. Di conduzindo, o transformador reflete a capacitância C1 carregada, equivalente a um curto circuito. D1 cortado é refletido um circuito aberto. Por isso a forma de corrente pulsada no primário e o correspondente degrau em rampa de tensão. A cada ciclo a tensão no capacitor aumenta aumentando a corrente na carga, e reduzindo a taxa de crescimento da tensão Vci. A Figura 14 apresenta a configuração do conversor nesta primeira etapa, a Figura 15 o circuito equivalente desta primeira etapa, a Figura 16 a forma de onda da tensão de saída no regime transitório e a Figura 17 a forma de onda da tensão de saída no regime permanente. As formas de onda de tensão nos enrolamentos do primário e do secundário do transformador desde o estado transitório até o estado permanente são mostradas adiante. Na fase final de carregamento do capacitor, quando Vc1 assume seu valor máximo, a corrente média na carga se torna igual à corrente média do diodo. Quando o diodo Di fica reversamente polarizado, o capacitor Ct descarrega-se através da resistência de carga RL. A descarga continuará pelo restante do ciclo até que a tensão induzida no secundário volte a exceder o valor da tensão no capacitor Ci e o processo se repetirá, gerando uma tensão de ondulação superposta ao valor médio estabelecido pelo controle realimentado.

Etapa 2: O transistor Q-ι passa para o mesmo estado de Q2, ou seja, bloqueado e como não teremos corrente no primário, também não teremos tensão no secundário do transformador e os diodos D-i e D2 estarão cortados. A energia do filtro é entregue a carga iniciando-se o processo de descarga dos capacitores Ci e C2. A Figura 18 apresenta a configuração do conversor nesta segunda etapa e a Figura 19 o circuito equivalente.

Etapa 3: Durante esta etapa, Qi estará cortado e Q2 conduzirá uma corrente no sentido anti-horário. Di estará reversamente polarizado e o diodo D2 conduzirá a corrente, carregando o capacitor C2 com a tensão máxima Vc2 e enquanto que Ch se descarrega pela carga RL. A Figura 20 apresenta a configuração do conversor nesta terceira etapa, a Figura 21 o circuito equivalente e a Figura 22 a forma de onda da tensão no capacitor C2, nos 300us iniciais.

Etapa 4: A quarta etapa é idêntica à segunda, com os 2 capacitores Ci e C2 se descarregando pela carga. Esta etapa se encerra quando Qi receber ordem para conduzir, iniciando então novamente a primeira etapa. A Figura 23 apresenta a configuração do conversor nesta quarta etapa e a Figura 24 mostra a forma de onda da tensão no capacitor C2 e da tensão de saída Vout- O circuito equivalente é o mesmo da etapa2. Deve ser observado que: 1) A tensão de saída será a somada tensões Vci e Vc2 e como quando a cada semiciclo um capacitor se descarrega, a saída é a mesma de um retificador de onda completa filtrada, onde a capacitância total corresponde a Ci em série com C2, cujo valor é menor que os valores individuais de Ci ou C2. 2) Na etapa 1, durante o intervalo de corte do diodo D1 a tensão no capacitor Ci pode ser expressa pela equação (3.16). Na etapa 3, durante o intervalo de corte do diodo D2, a tensão no capacitor C2 pode ser expresso pela equação (3.17): Vci - V|vi4χ e't,RL C 1 (8.16) VC2 = Vmax .e~l'RLC2 (3.17) 3) Nas etapas 2 e 4, em que ambos os diodos estão cortados, a tensão de saída pode ser expressa como: V0 = (V C1 + VC2) .e',íRLC| (3.18) Onde Ct é a capacitância total do filtro, Ci em série com C2. 4) Para manter a tensão de saída, sem que esta diminua significativamente durante a descarga dos capacitores, escolhemos o valor destes, de modo que a constante de tempo RC seja muito maior do que o intervalo de tempo de descarga.

Um filtro extra na saída do dobrador se fez necessário, já que em testes de bancada constatamos uma piora no ripple quando a tensão de entrada esteve bem acima da tensão nominal. Neste instante, a largura do pulso que excita o conversor é bem estreita, se refletindo na saída como uma filtragem não muito eficiente. Por outro lado, a tensão de ripple diminuiu quando mais corrente foi solicitada pela fonte e quando a tensão de alimentação decresceu do seu valor nominal. Foi conectado então um filtro RC conforme mostrado na Figura 25 qúe atenua ainda mais as componentes CA. Escolheu-se este filtro, já que quando foi testada a fonte com várias cargas diferentes na bancada, ele se mostrou eficiente atendendo plenamente as especificações do projeto em relação ao ripple de saída. Este circuito permite assim um reduzido número de espiras no secundário, uma baixa ondulação na carga e uma baixa queda na tensão de saída. A utilização deste filtro implica em que sempre existirá uma tensão sobre o resistor que reduzirá o valor CC da forma de onda filtrada, comprometendo a regulação desejada da fonte. Além disso, haverá sobre o resistor uma potência que será perdida e dissipada sob a forma de calor; se a resistência de carga mudar, a tensão na carga mudará também. Ainda assim as vantagens de se utilizar o filtro ofuscam as desvantagens em vários casos. Foi descartada a utilização do filtro L.C, já que para se manter constante a tensão de saída, uma considerável indutância será necessária no indutor de saída e a dimensão física deste componente é geralmente grande e com bastantes espiras.

Os resultados e as formas de onda de maior relevância são aqui apresentados por meio de simulações digitais utilizando o software PSpice, que visam comprovar o funcionamento adequado da estrutura de potência com dobrador e o filtro RC extra. O circuito empregado na simulação é mostrado na Figura 26, e foi simplificado em alguns aspectos. Quanto ao transformador adotou-se o modelo linear (não ocorre saturação). Quanto ao transistor e diodos semicondutores, usou-se modelos de fabricante para PSpice. A Figura 27 apresenta a forma de onda de tensão nos enrolamentos do primário e do secundário do transformador desde o estado transitório até o estado permanente. Nas Figuras 28, 29 e 30 podem ser observadas, respectivamente, as formas de ondas transitórias da corrente no primário e secundário do transformador. Nota-se que no estado inicial, o transformador dá um pico máximo de corrente pois ele “enxerga” a mínima reatância dos capacitores de saída. Ao atingir o estado permanente, a corrente se estabiliza.

Na Figura 31 é mostrado o crescimento da tensão em cada capacitor do dobrador de tensão e na saída do dobrador, desde o regime transitório até o estado permanente. Na Figura 32 observamos a queda da corrente no capacitor de saída C3 e o crescimento e estabilização da corrente na carga até atingir o estado permanente.

Na Figura 33 são mostradas as tensões antes e após o filtro R1C3 desde o transitório até o regime permanente. Observa-se que na carga o transitório é suavizado e atinge o regime permanente em aproximadamente 10ms. Na Figura 34 são mostradas as formas de onda da tensão e da corrente na carga.

Nas simulações das ondulações de tensão na carga, foram feitas primeiramente as medidas sem o filtro R1C3. A largura do pulso de condução foi ajustada em 10us e 40us. Os resultados podem ser vistos nas Figuras 35 e 36, no regime permanente. O filtro R1C3 foi recolocado nó circuito e simulada a ondulação da tensão, para variadas larguras de pulso. Os resultados se encontraram dentro dos limites definidos pelas especificações de projeto, mostrando a eficácia do filtro, conforme a Tabela 2, onde estão mostradas as medidas da ondulação na carga com filtro R1C2 e as Figuras 37 e 38.

Tabela 2 Nas Figuras 39 e 40 são apresentadas as formas da ondulação de corrente para largura de pulso de 10us e 40us respectivamente. A escolha da tecnologia do semicondutor a ser usada para o chaveamento é influenciada por diversos fatores, como por exemplo: o custo, a dimensão, a freqüência de operação, os picos de tensão e corrente e a potência que vai ser dissipada. Cada tecnologia tem uma peculiaridade própria que deve ser levada em conta durante a fase de projeto, de forma que seja possível escolher aquela que está mais adequada a aplicação desejada. Idealmente, um componente semicondutor na função de chave, deve ter as seguintes características: • Ter a capacidade de suportar elevadas tensões de bloqueio, possuindo, ao mesmo tempo, correntes de fugas desprezíveis. • Suportar correntes elevadas sem ter nenhuma queda de tensão quando o dispositivo estiver ligado (chave fechada); ° Ser capaz de fazer a comutação entre o estado de corte e de condução instantaneamente quando solicitado; • Solicitar a mínima potência da fonte de controle para o seu acionamento.

Quando a chave está fechada, ela apresenta uma resistência R sobre seus terminais, resultando em uma potência dissipada que é igual a RI2. Mas as maiores perdas nas fontes chaveadas ocorrem na transição entre essa potência dissipada durante a transição da chave de ligado para desligado, pode ser um fator limitador do desempenho da fonte de alimentação. Essas perdas são constantes para cada transição e proporcionais à freqüência de chaveamento. Em um conversor push-pull, as chaves requeridas devem ser capazes de abrir e fechar ao comando de um sinal chaveador de modo a evitar a condução simultânea e a conseqüente queima dos dispositivos devido ao curto circuito que ocorre com a fonte devido à saturação do núcleo do transformador. Para esta aplicação existem três principais semicondutores de potência que podem ser escolhidos e que são comumente utilizados em fontes chaveadas [36]: • Transistores Bipolares de Junção de Potência (TBJP) - Transistores MOSFETs ° Transistores tipo IGBT

Os TBJP foram os primeiros dispositivos a serem utilizados como chaveadores em fontes chaveadas e são encontrados em duas versões, npn e pnp, sendo que os npn apresentam valores nominais de tensão e corrente elevados. São dispositivos controlados por corrente, sendo que o circuito acionador (driver) precisa fornecer a corrente da base dos transistores para mantê-los em estado ligado, por isso, as perdas associadas são consideráveis. Um outro problema do TBJP é que ele possui coeficiente de temperatura negativo. Isto pode levar à um descontrole térmico, onde a temperatura do dispositivo aumenta (pode ser devido à corrente na carga) e com isso a resistência do componente reduz, permitindo fluir mais corrente , aumentando assim ainda mais a temperatura até levar a ruptura do dispositivo. Essas limitações aumentam a complexidade e custo do projeto. Comparados com o MOSFET, os TBJP operam com frequências de chaveamento bem menores, e apresentam menores perdas de condução. Os transistores bipolares de potência têm sido substituídos nos últimos anos por dispositivos MOSFETs e IGBTs. O MOSFET que é uma abreviatura do inglês Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, é um dispositivo controlado por tensão e utilizado na maioria das aplicações de fontes chaveadas devido a diversos fatores como, por exemplo, a facilidade de acionamento, a sua capacidade de operar com altas freqüências de chaveamento, baixas tensões e baixas temperaturas. Possuem 4 terminais: Porta (Gate), Dreno (Drain), Fonte (Source) e Substrato (Body) [36], O IGBT é a abreviação de Insulated Gate Bipolar Transistor (Transistor Bipolar de Porta Isolada) e este dispositivo veio em parte para suprir as limitações tanto do Transistor Bipolar como do MOSFET. Possui elevada corrente de coletor (característica do transistor) e controle por tensão aplicada entre o gate-source (característica do transistor MOSFET). Pode ser considerado como um transistor Darlington com um MOSFET como excitador e um transistor bipolar como saída de potência.

Os IGBTs apresentam fatores que caracterizam bem os MOSFETs e os Transistores Bipolares de Junção: possuem um circuito de acionamento cuja facilidade de controle é similar ao dos MOSFETs e uma impedância de saída reduzida e pequenas perdas em condução como nos TBJP. São utilizados em aplicações em que envolvam elevados níveis de tensão VCE (500 à 1700V), elevadas potências (1-1000 KW), altas temperaturas (>100 graus) de trabalho e baixas perdas de condução. São mais lentos que os MOSFETs, contudo mais rápidos do que os transistores bipolares. Além de fontes chaveadas, o IGBT é também utilizado em aplicações de freqüência mais baixa (<20Khz) como em controle de motores, no-breaks, máquinas de solda e sistemas de iluminação.

Existem hoje disponíveis muitos livros e artigos técnicos de fabricantes de transistores, sendo os mais populares: transistores bipolares de junção - TBJP, transistores unipolares de metal-óxido-semicondutor - MOSFET e os transistores bipolares de porta isolada -IGBTs [36,38], Para a escolha do dispositivo a ser usado no projeto, alguns critérios devem ser levados em consideração. Um primeiro critério é o dos limites de tensão e de corrente. Os MOSFET trabalham em uma faixa mais reduzida de tensão e corrente, tipicamente entre 100V/200Ae 1000V/20A; já os TBJP e IGBT atingem potências mais elevadas, até 1200V/500 A. Os IGBT tem substituído os TBJP em muitas aplicações, pois este último apresenta maiores perdas de comutação, menor capacidade de corrente e o seu acionamento é mais complexo. Em baixas temperaturas, as perdas de condução dos IGBT são maiores do que dos MOSFET, sendo estes mais eficientes em muitas aplicações. Porém, o MOSFET em estado de condução se comporta como uma resistência, complicando seu uso para correntes elevadas. O chaveamento dos MOSFET é mais rápido que o dos TBP porque aqueles não estocam portadores minoritários como estes. Os tempos de subida e descida da corrente de dreno são menores que os da corrente de coletor dos TBJP equivalentes, resultando em menos perdas de chaveamento. MOSFET são utilizados em aplicações em alta freqüência (acima de 20kHz), como por exemplo em fontes chaveadas e carregadores de batería. Já em freqüências mais baixas, quaisquer dos 3 componentes podem responder satisfatoriamente, mas preferencialmente usam-se IGBT. Dentre os 3 dispositivos, optou-se por utilizar MOSFET para chavear o transformador devido aos motivos citados abaixo: • As correntes do protótipo a ser implementado são baixas; • Será utilizado em baixa tensão (11-14V) o Rapidez da comutação; • Sua polarização consome pouca energia, já que funcionam por tensão; • Comportam-se como chaves ideais; »Custo reduzido; • Grande diversidade no mercado; • Devido a sua popularidade, uma larga faixa de C.l’s foi desenvolvida já preparada para ser conectada diretamente aos MOSFETs, otimizada para as necessidades do chaveamento. A escolha do transistor MOS se baseia em alguns parâmetros aqui apresentados: as características de saída, as capacitâncias parasitas, a capacitância da porta (gate) e a resistência de condução Rds(on) [44,45,46]. A velocidade de chaveamento e as perdas no dispositivo devem atender aos requisitos do projeto.

Existem 3 regiões de operação: região ôhmica ou linear, região ativa ou de saturação e região de corte, conforme mostra a Figura 41 as curvas características de um transistor MOSFET canal tipo n [45], * Região Ôhmica: Para tensão de porta acima do valor da tensão de limiar e tensão de dreno com valor pequeno, o transistor está na região linear ou também chamado de região triodo. Nesta região, a corrente é diretamente proporcional às tensões de porta e de dreno. É uma região onde a resistência é constante e depende da tensão Vgs. I - Kp ■ < V^-V,,.) ■ Vds se V,K > V„, e (Vgs-V„,) > Vds (3.19) • Região Ativa: Quando a tensão de dreno, VDS, passa de um certo valor, a corrente IDS, fica aproximadamente constante. Esta região é chamada de região de saturação: I = Kp (Vgs-Vju.r sc Vjjk V ih e Vd* £. íV^g*Vti>) (3.20) ' Região de Corte: É chamada de região de corte, porque a tensão de gate para fonte (VGS) é menor do que a tensão de limiar de condução ( VGS(th) ) do MOSFET. A corrente que flui entre dreno e fonte é nula ou muito pequena: I = 0 se Vth â: Vgs.

Nas fontes chaveadas, para as perdas serem minimizadas, reduz-se ao mínimo o tempo de passagem na região ôhmica de operação do MOSFET, na transição entre o corte e a saturação. Para aproveitar a velocidade de comutação dos MOSFETs e diminuir as perdas no chaveamento, é preciso carregar e descarregar suas capacitâncias de entrada o mais rápido possível. Por isso o dimensionamento dos circuitos de acionamento em função das capacitâncias de porta são muito importantes. Um modelo simplificado de MOSFET [45], com seus três tipos de capacitâncias pode ser visto na Figura 42.

Do modelo da Figura.51 temos que: C’iss= Cdc+<-'gs (3.21) C'oss=Cix;+C'i)s (3.22) onde: CDG = Crss= Capacitância entre dreno e porta; possui pequeno valor de capacitância e característica não linear, variando com a tensão Vds; CGS = Capacitância entre porta e fonte; possui elevado valor de capacitância e característica constante (a variação da capacitância com Vds é muito pequena não excedendo a 10%); CDS = Capacitância entre dreno e fonte; possui valores médios de capacitância e característica não linear; tjss= C.'os 1 Cdc; ' (I i Av) = t apucilfuicia de entrada aumentada pelo eleito Mil ler (3.23) Coss= CW/ÍCas^Coo) = Capacitância de saída (3.24) As capacitâncias operacionais do transistor (Ciss, Coss e Crss), vistas no modelo acima são especificadas nos manuais dos MOSFETs. No projeto deve ser dada preferência a MOSFETs que possuam as menores capacitâncias de porta (Ciss), já que os que possuem maiores capacitâncias chegam a drenar miliamperes para cada transição elevando bruscamente as perdas. Acorrente de acionamento necessária é dada por: ] - C dV ! dl (3.25) O parâmetro de carga de porta (Qg) associado às capacitâncias da porta, define a quantidade de carga necessária chavear o MOSFET e está relacionado com a velocidade do chaveamento ou seja se Qg é pequeno resulta em um rápido chaveamento e conseqüentemente baixas perdas. A maioria dos fabricantes de MOSFETs inclui esse parâmetro em suas especificações técnicas. A informação sobre a carga na porta pode ser obtida diretamente na sua curva característica, ou nas seções que tratam das características elétricas das capacitâncias do dispositivo. Os seguintes tipos de carga são mencionados nos manuais: • Carga total da Porta Qg : é a quantidade de carga durante o período tO ~ t4 e Carga entre a Porta e a Fonte Qgs: é a quantidade de carga durante o período tO ~ t2 e Carga entre a Porta e o Dreno Qgd: é a quantidade de carga durante o período t2 ~ t3 A Figura 43 mostra os gráficos das tensões Vgs (entre porta e fonte), Vds (entre dreno e fonte) e as correntes IG ( corrente de gate) e ID (corrente de dreno) para a condição do MOSFET sendo comutado do estado de corte para o estado de condução. Elas estão divididas em 4 intervalos [45], De acordo com o gráfico, a entrada em condução ocorre da seguinte maneira: Quando a tensão Vgs atinge a tensão de limiar Vth (tensão de threshold), a corrente de dreno começa a fluir. Durante o período entre tO e t1, o MOSFET está cortado (ID = 0 e VDS = VDD). Quando Vgs excede Vth, a corrente de dreno começa a fluir ( Cgs e Cgd se carregam). No período entre t1 e t2, Cgs continua se carregando, a tensão de porta Vgs continua a crescer e a corrente de dreno cresce proporcionalmente, porém o MOSFET está conduzindo na chamada região de saturação. A tensão Vds permanece próxima a Vdd. A potência Vdd. Ids é perdida neste período. A partir de t2, o transistor na saturação, Cgs já está completamente carregado e a corrente de dreno atinge seu valor máximo e permanece constante. O transistor passa para a região ôhmica, a tensão de dreno Vds começa a cair; a tensão VGS torna-se constante e a corrente de porta Ig só pode flui através de Cgd começando a carregá-la até o período t3. A partir daí ambas as capacitâncias voltam a se carregar, a tensão de porta (Vgs) volta a crescer até alcançar a tensão final de acionamento VGG no período t4. A carga da porta (Qgs + Qgd) que corresponde ao período t3, é a carga mínima requerida para chavear o dispositivo para a condição de condução. A partir de t3, Vds torna-se ;

Vd-s(on)~ Id Rds(c·»} (3.26) e o transiente para a condução está terminado. Nas fontes chaveadas, as perdas são minimizadas reduzindo-se o tempo de permanência na região ôhmicantre os dois estados corte e saturação. Normalmente aplica-se para condução uma tensão de porta Vgs maior do que a mínima requerida, portanto a carga na porta utilizada para cálculos, corresponde à do período t4. A vantagem de se usar a carga da porta é que o projetista pode facilmente calcular a quantidade de corrente requerida do circuito excitador para chavear o dispositivo para a condução em uma desejada duração de tempo utilizando a seguinte equação [46]: Qg=rig (3.27) onde: Qg = carga total na porta ; Ig = corrente requerida na porta ;t = tempo para o chaveamento (período tO à t4). O tempo de subida (rise time) e o tempo de descida (fali time) exprimem a melhor representação do tempo total de chaveamento. Portanto, os atrasos envolvidos com a carga e a descarga da capacitância Cgs devem ser considerados num projeto correto. O processo de corte é semelhante ao apresentado, mas na ordem inversa.

Os MOSFETs de potência possuem boas características de chaveamento, já que não existem atrasos de armazenamento causados por portadores minoritários, e nenhuma dependência das capacitâncias com a temperatura. Portanto, as características de chaveamento não são quase nunca influenciadas por flutuações da temperatura. Possui assim, como outros semicondutores, um tempo finito de chaveamento. A Figura 44 mostra sequência de chaveamento dividido em 4 seções: td(on), tr, td(off) e tf [45], em que : a) Tempo de atraso para o início da condução - td(on): É o período em que o transistor está cortado (Vgs<Vth), enquanto a tensão de porta VGS não alcança a tensão de limiar VGS(th). A capacitância durante este período é: '•-'iss = ‘--'ys + (-'gel (3.28) b) Ternpo de Subida- tr (rise time): É o período que vem depois que VGS alcança VGS(th). É nesta região que ocorre uma grande dissipação de potência, já que a corrente de dreno começa a crescer e se inicia a queda da tensão VDS até próximo de zero. Após esse período o transistor está na região ativa. c) Tempo de desligamento- td (off) : É o período requerido para comutar o transistor da região de saturação para a região ôhmica, para o desligamento. Neste período, a corrente de dreno e a tensão VDS não se alteram, apesar da variação de Vgs. d)Tempo de descida- tf (fali time) : É o período para que a tensão VDS alcançe a tensão de alimentação e a corrente de dreno caia até zero. Da Figura 44, podemos ver que o tempo de condução é dado por: ton = td(on) + tr (3.29) e o tempo de corte é dado por: tolf = tcKoff) + t( (3.30) Em um MOSFET, Rds(on) é a resistência total entre a fonte e o dreno, durante o estado de condução. É um parâmetro muito importante que determina a máxima corrente e as perdas por condução. Para um Rds(on) baixo, resulta em baixas perdas por condução. Rds (on) aumenta com a temperatura pois tem coeficiente de temperatura positivo e seu valor dobra tipicamente de 250C até 1300C, Isto acontece porque a mobilidade dos buracos e dos elétrons cai com os aumentos da temperatura. Portanto as perdas na condução variam com a temperatura. Isto é uma importante característica de estabilidade e paralelismo do dispositivo. A conexão em paralelo de MOSFETs permite obter-se correntes mais elevadas na carga a ser controlada, dividindo a corrente entre as chaves individualmente. Se um MOSFET começar a puxar mais corrente do que os outros ele aquecerá e as resistências em paralelo aumentarão de valor o que ocasionará o decréscimo da corrente.

No chaveamento do MOSFET, aparecem três tipos de perdas predominantes: as perdas por condução, as perdas no chaveamento e as perdas na carga da porta [47,48], • A Perda por Condução, PC, é aquela que ocorre durante o período em que o dispositivo está conduzindo e podem ser preliminarmente aproximadas por Pc h) ‘ ' D (3.31) Portanto, a resistência entre dreno e fonte durante a condução tem que ser a menor possível. O ciclo de trabalho D deve ser levado em consideração no cálculo da perda por condução, pois um D pequeno resultará em baixa perda de potência. Como utilizaremos o conversor push-pull, devemos dobrar o valor de PC e o ciclo de trabalho de cada chave deverá ser menor do que 0,45 providenciando assim, um tempo morto suficiente para evitar a condução simultânea dos dois transistores. » A Perda devido ao Chaveamento, Ps, a energia perdida devido ao chaveamento ocorre quando o MOSFET está na transição entre os estados de operação (saindo de conduzindo para cortado e de cortado para conduzindo). Neste intervalo entre transições, tanto a corrente quanto a tensão transitam entre os estados de condução total e o corte. Isto cria um produto V.l muito grande, que é tão significante quanto a perda por condução. A perda no chaveamento ocorre 2 vezes para cada período de chaveamento do conversor e pode ser obtida multiplicando-se a energia gasta durante as transições pela frequência de chaveamento, dado por: P, = \/; (3.32) Temos então que a perda devido ao chaveamento é expressa pela seguinte fórmula [40]: /’, 1 l),s ■ /„ /; · '7,. · t,> (3.33) onde: VDS é a tensão entre dreno e fonte considerando VDS = VDD, ID será a corrente de dreno, estimada de acordo com a carga na saída da fonte, o ciclo de trabalho e a eficiência do conversor, tr corresponde ao tempo de subida (rise time), durante o processo de condução, ou seja, o período em que a corrente de dreno começa a crescer depois que Vgs alcança a tensão de limiar Vth, tf corresponde ao tempo de descida (fali time), durante o processo de desligamento, ou seja, o período em que a corrente de dreno começa a cair. Nestes períodos tr + tf é que há muita potência dissipada, que pode ser minimizada com acionamento rápido e transistores rápidos de baixo QG, Cgs e Cgd. A Perda devido à carga na porta, PG, é a perda devido a carga e a descarga da capacitância na porta do MOSFET e é obtida pela seguinte fórmula[40]: Ρα Ρα'ΰα Λ ou Pa V<?'Caj* 0-35) onde: VG é a tensão de porta (VGS), QG é a carga total da porta do MOSFET, que deve ser baixa para reduzir esta perda, fs é a freqüência de chaveamento e CG é a capacitância da porta, determinada por: Ca = Qu / Ias ¢3.36) Para se evitar sobretensões destrutivas sobre os MOSFETs, foi implementado um circuito grampeador (ou snubber), formado por R1 e C1 conforme ilustra a Figura 45. Esses circuitos são necessários porque a energia armazenada devida tanto à indutância de dispersão entre os enrolamentos do primário e do secundário, quanto as indutâncias parasitas presentes nas trilhas das placas de circuito impresso, produzem grandes picos de tensão. Esse circuito então, protege os MOSFETS quando eles não estiverem conduzindo, armazenando e convertendo em calor a energia extra nos seus próprios componentes, geralmente através de um resistor e mantendo a tensão sobre os semicondutores dentro de níveis seguros de operação.

Neste pedida de patente o referido controle PWM é dotado de duas saídas complementares para MOSFETs em push-pull, possui tensão de referência interna de 5,1 V (0,75%), opera na freqüência de trabalho de 100 a 500 khz e opera na tensão de trabalho de 8 a 35 V.

Podem ser encontradas nas literaturas [36,39], metodologias destinadas ao projeto dos componentes dos circuitos grampeadores, porém não existe um procedimento algébrico numérico confiável, devido a não idealidade dos dispositivos eletrônicos e da dificuldade de se estimar os componentes parasitas presentes nos circuitos. A metodologia utilizada no projeto da fonte consiste em projetar em seqüência os vários módulos, de modo que ao final do desenvolvimento de cada um deles, os dados necessários para projetar o sistema e implementar o protótipo terão sido obtidos. A representação em diagrama em blocos da fonte está representada na Figura 46.

Como a tensão de entrada é muito baixa (12V da batería) e a tensão de saída para alimentar o PMT é muito alta (-1900V), decidiu-se diminuir a tensão no secundário do transformador para 12Q0V utilizando um retificador de onda completa duplicador de tensão. Deste modo, diminui-se a relação de transformação entre os enrolamentos do transformador e conseqüentemente a indutância de dispersão, além do que, reduzir as perdas, esforços de tensão e corrente nos semicondutores, e aumentar a capacidade de fornecer corrente para a carga.

Existe hoje uma variedade de circuitos integrados dedicados ao controle de fontes chaveadas. Os controladores que operam no modo tensão ainda dominam o mercado, embora os que operam no modo corrente estejam progredindo rapidamente. A grande maioria dos circuitos integrados possui um amplificador de erro e uma referência interna. Alguns possuem apenas 1 saída, enquanto outros fornecem 2 saídas complementares entre si.

As características específicas de cada C.l. variam em função de cada aplicação, do grau de desempenho esperado, das proteções implementadas, etc. Em linhas gerais pode-se dizer que os atuais C.ls. possuem as seguintes características: • Oscilador programável (freqüência fixa até 500kHz) • PWM com ciclo de trabalho de 0 a 100%. • Amplificador de erro integrado. • Referência de tensão integrada. o Tempo morto ajustável. o Inibição por sub-tensão. • Elevada corrente de saída no acionador (100 a 500mA). • Opção por saída simples ou dupla. • “Soft start". • Limitação digital de corrente. • Capacidade de sincronização com outros osciladores.

Atualmente os mais populares circuitos integrados para controle de fontes chaveadas são: Modo tensão: SG 3524/25/26/27, TL 494/594, MC 34060 e modo corrente: UC1842/46, UC1524, UC3842/45 e o MC34025. A escolha do circuito integrado PWM resulta em compactação do circuito, do PWM resulta em compactação do circuito, redução da complexidade, diminuição do custo e aumento da confiabilidade de todo o projeto. Selecionou-se o C.l. UC3525, de fabricação UNITRODE [41], que agrega todas as funções necessárias à implantação da técnica de controle adotada. Apesar deste C.l. não ser de última geração, ele foi escolhido dentre vários outros por reunir as seguintes características: • Consumo na faixa de 15mA; • Faixa de tensão de trabalho entre 8V e 35V; • Baixo custo; - Fácil aquisição no mercado; - Flexível a todas as configurações (Push-pull, Fly- back, Forward, ...); • Possui uma tensão de referência interna precisa de 5,1V (0,75%); • Faixa de freqüências de trabalho 100Hz até 5Q0Khz; »Amplificador de erro integrado; • Controle do tempo morto ajustável para garantir que os dispositivos de chaveamento não conduzam ao mesmo tempo, levando a queima dos mesmos; • Possui pinagem para proteção e limitação da corrente máxima; • Possui duas saídas complementares para MOSFETs em Push-Pull A freqüência de oscilação é a freqüência dos pulsos gerados no circuito integrado de controle. O sinal do oscilador aciona um flip-flop de modo a selecionar a qual das saídas será enviado o sinal PWM. O Latch armazena o estado do comparador e força os pulsos de saída a se alternarem ordenadamente, garantindo um único pulso por ciclo em cada dispositivo chaveador. No bloco oscilador do circuito integrado, a frequência é programável e determinada por uma rede RC externa. A tensão do capacitor tem a forma de dente-de-serra e a rampa gerada tem uma excursão de aproximadamente 2,5 V e pode ser observada no pino 4 do integrado. Quando o capacitor descarrega, o oscilador fornece um pulso que reinicia o Latch, mudando o nível de saída do Flip-Flop. Do pino 6 para o terra é colocado uma resistência RT cujo valor está limitado entre 2ΚΩ, e 200ΚΩ. Do pino 5 para o terra é colocado um capacitor cujo valor varia entre 470pF e 0.1 pF. Um sinal de sincronismo é fornecido no pino 3. Existem gráficos fornecidos pelo fabricante para ajudar na escolha dos valores destes componentes. A Figura 48 apresenta um diagrama de tempo com os sinais de saída A (pino11), B (pino14), o sinal dente de serra e o sinal de saída do oscilador. A freqüência de oscilação do sinal dente de serra deve ter o dobro da freqüência desejada para o chaveamento podendo variar de 120Flz até 4Q0Khz e é dada pela equação [41]: Fosc = 1/ Ct. (0,7, RT + 3Rd ) (4.1) onde: Fosc = Frequência de oscilação em Fiz; Ct = Capacitor em uF; Rt = Resistor em K ohms e RD = Resistor que determina o tempo morto.

Esta entrada (pino 10) quando ativada, os pulsos de comando são inibidos e o conversor para de operar, atuando em um tempo da ordem de 0,2ps. A freqüência de operação da fonte de alimentação deve ser selecionada de modo a obter-se o melhor equilíbrio entre as perdas no chaveamento, que aumentam com a freqüência de chaveamento, e a minimização dos elementos reativos do circuito, que diminuem com a freqüência de chaveamento. Além disso, não deve ser audível, acima dos 15Khz caso o núcleo do transformador vibre, nem deve ser alta para evitar interferência eletromagnética. A alta freqüência de chaveamento reduz a dimensão dos capacitares de saída e a indutância do primário e do secundário dos enrolamentos do transformador. Por outro lado, a alta freqüência proporciona um aumento nas perdas do transformador e nos transistores de chaveamento, ocasionando uma redução na eficiência global da fonte è também um aumento do tamanho do dissipador requerido para dissipar a potência. A frequência de chaveamento selecionada inicialmente foi de 20Khz, correspondendo a um período de 50ps. O tempo morto (dead time) limita o ciclo de trabalho, garantindo um intervalo de tempo em que ambas as saídas estão desligadas, impedindo assim a condução simultânea de ambas as chaves, o que colocaria em curto-circuito a fonte de alimentação. Um resistor Rd colocado entre Ct (pino 5) e o terminal de descarga (pino 7) propicia o ajuste do tempo morto.

Depois ter sido experimentado diferentes valores para o tempo morto, foi selecionado um resistor RD de 150Ω, o que dá um tempo morto de 120ns entre os sinais de chaveamento e que é bem maior do que o tempo de chaveamento dos transistores. Num projeto em dezenas de quilohertz deve ser usado o menor valor possível de capacitor para alcançar a menor perda de potência possível sobre o capacitor. A potência dissipada na rede RC é dada por: P = Ec.fs (4.2) Onde : fs = Freqüência de chaveamento (em Hz); P = Potência (em Watts) e Ec= Energia armazenada no capacitor (em Joules) = Vz.Ct .V2 (4.3) O pino 9 é ligado diretamente na saída do comparador de tensão interno do C.l. e, através dele faz-se a compensação ou a anulação da resposta do circuito em determinada freqüência através de um capacitor entre o pino 9 e o terra, evitando que ocorra oscilações exageradas na saída devido a pólos e zeros, proporcionando assim maior estabilidade ao circuito.

No pino 15 se encontra a tensão de alimentação que deve estar compreendida entre 8V e 40V. Neste pino foi colocado um capacitor eletrolítico de 100pf/25V em paralelo com um capacitor de 100nF de disco com a função de desacoplamento e filtragem. Um sensor de subtensão inibe o funcionamento dos circuitos internos, exceto a referência, até que a tensão de entrada (Vin, pino 15) seja superior a 8V. O C.l. oferece ainda uma opção de partida lenta progressiva (soft-start) via pino 8, que limita a largura do pulso, no momento em que o C.l. é ligado, atuando como uma proteção contra sobre-corrente. Logo após esse instante, há um crescimento gradativo da largura do pulso. A taxa com que a largura do pulso cresce é determinada pelo capacitor Css. Este capacitor é carregado por uma corrente constante (lcc) de 50μΑ. O valor do capacitor foi escolhido de modo que a subida levasse entre 30s até 180s e foi utiliza a equação [41]: V = lcc ' ts / Css (4.4) Onde, V = tensão de alimentação; lcc = corrente constante de 50μΑ; ts = tempo de subida e Css = Capacitor de subida suave. O UC3525, possui duas saldas complementares, chamadas de Output A (pino11) e Output B (pino 14), o que permite o acionamento de uma topologia Push-Pull. Cada saída possui um par complementar bipolar npn-pnp, e que podem fornecer 0.5 A de corrente, que é suficiente para o acionamento direto de MOSFETs.

Ambas as saídas tem um ciclo de trabalho menor que 50%. Se a freqüência de cada saída é F, então a freqüência da soma das saídas é 2F.

Dada a expressão do ganho estático do conversor Push-Pull: Vout / Vln = 2. Nz/Ni (4.5) Onde, N2/Ni = relação de espiras do transformador de alta freqüência e Vjn = tensão CC de alimentação de entrada.

Com a presença de carga, o conversor PWM deve ajustar o ciclo de trabalho D para dar a tensão desejada corrigindo eventuais variações da tensão de entrada Vin e da carga dentro de limites que deve estar dentro dos limites dados pelo fabricante, apresentados no Apêndice 2. Foi escolhido Dmjn~0,1 e Dmáx-0,45. O ciclo de trabalho do conversor deve se ater a estes limites. Assim, para a tensão de entrada mínima de 11V, o ciclo de trabalho máximo é de 0,45 e, para a tensão de entrada máxima de 13,5V, o ciclo de trabalho mínimo é de 0,1. Através destas coordenadas, o ciclo de trabalho pode ser conhecido através da expressão (4.6). A tensão de saída é ajustada fixando-se um valor para a referência e depois colocando o valor desejado da tensão de saída através de um trimpot localizado no bloco sensor de saída, que consiste de resistores atenuadores. Para uma tensão de entrada igual à 12V, ajustando-se a referência para 2,5V e a tensão de saída para 1900V, a tensão Ve do sensor de saída deve ser igual ao sinal de referência Vref(2,5\/) e o ciclo de trabalho calculado de 0,31. D= 1.99-0,14V| (4.6) A tensão Ve é dada pela equação (4.7): (4.7) Para a tensão nominal de saída de 1900 V deseja-se que o valor da amostra de tensão seja 2,5V, desta forma quando Ra~ 140ΜΩ o valor de Rf fica em 184k20. Foi utilizado um trimpot de precisão para ajustar o valor de Rf. O amplificador de erro é um amplificador operacional interno ao circuito integrado e cuja função é amplificar a diferença entre a tensão de saída e uma tensão de referência, de modo a gerar um sinal de erro que será enviado ao comparador PWM. Nos pinos 1(-) e 2(+) respectivamente, estão as entradas inversora e não inversora do amplificador de erro. A comparação é feita com uma tensão de referência de + 2,5V que corresponderá a um ciclo de trabalho de 0,31 e é obtida através do divisor de tensão formado por um potenciômetro em série com dois resistores iguais, ligados à fonte interna de referência de + 5,1V, ± 0,75% (pino 16) com relação ao terra (GND - pino 8). Quando a tensão de saída tiver o valor desejado (-1900V) a tensão na entrada inversora do comparador de erro deve ser 2,5V. Q C.l. UC3525 exige uma tensão positiva no pino 1 e como a saída da fonte de alta tensão é negativa, foi usado um inversor [42,43], conforme ilustra a Figura 49. A rede divisora é composta de um conjunto 14 resistores de 10ΜΩ em série perfazendo 140ΜΩ e um trimpot de 1ΜΩ. O consumo desta rede para 1900V é de 13,5μΑ, o que representa 25,7mW. Q amplificador operacional escolhido foi ο OPA241 por possuir uma alta impedância de entrada, baixo consumo (25μΑ) e foi projetado para operar em circuitos alimentados por batería. Maiores detalhes sobre ο OPA241 no apêndice 3. A função de transferência do circuito é dada pela equação 4.8. H(s)=-(Rf/Ra). (1 /1 + SRfC) (4.8) O ganho do circuito é determinado pelo ajuste do trirnpoí e o capacitor C emparalelo com o resistor Rf, faz o circuito atuar também como um filtro ativo passa-baixo de primeira ordem, reduzindo o ruído de alta freqüência e melhorando a estabilidade (dumping). A frequência de corte é dada por: fc= 1/(2Ti.Rf.C) (4.9) Nas frequências bem acima de fc, o ganho cai numa taxa de -20dB/década, e nas freqüências abaixo de fc, o ganho aproxima-se de seu valor cc de Rf / Ra.

Foram testados diversos MOSFETs em bancada. O que melhor se adequou foi o IRFD110, cujas características se encontram abaixo na Tabela 3: Tabela 3 Os MOSFETs testados são de fácil aquisição no mercado. Foi escolhido um MOSFET com baixo valor de QG e capacitâncias, para tornar o chaveamento mais rápido. A Tabela mostra as razões da escolha: a capacitância da porta (CiSs) pequena e potência adequada ao projeto. Para o conversor push-pull a tensão máxima de saída sobre o transistor VDs será duas vezes a tensão de alimentação dos MOSFETS (12V) mais o pico de tensão devido à indutância de dispersão. Nota-se que estes MOSFETs têm diodos de proteção entre o dreno e a fonte, específicos para chaveamento, que conduzem fazendo com que a energia de magnetização retorne para a alimentação quando o transistor cortar, protegendo-o contra a tensão reversa. No apêndice 4 encontram-se os dados técnicos do IRFD110. A velocidade do chaveamento está relacionada com a velocidade com que a capacitância da porta pode ser carregada e descarregada. No acionamento, será utilizado o próprio estágio de saída do SG3525, que possui uma capacidade de corrente de saída suficiente para excitar a porta desse MOSFET. A quantidade de corrente requerida para colocar o MOSFET no modo de condução por um determinado período de tempo pode ser deduzida por [46,49]: (4.10) logo: /g = Qg/t,on (4.11) onde, Qg = Q totai = carga total na porta ; lg = Corrente requerida na porta e t’on = Duração do pulso de saída do PWM.

Para o transistor escolhido (IRFD110), QG = 8,3 nC e t’on = 25ns, resultando em uma corrente iG de 332mA. O tempo de subida do pulso de saída do UC3525 está na faixa de 17,5ps. O valor da corrente de acionamento para o IRFD110 está na faixa dos 50mA, que pode ser dada diretamente pelo UC3525, sem a necessidade de um circuito excitador adicional para os MOSFETs.

Se a porta do MOSFET apresenta uma capacitância muito grande, então o tempo que ele gasta na região linear é muito grande e as perdas aumentam. Quanto mais rápido o tempo de subida, menores serão as perdas. É conveniente então escolher um MOSFET com valores baixos de QG, para diminuir as perdas por condução. Para o MOSFET IRFD110, Cissé igual a 135pF. CG = QG/VGs (4.12) Se Qg = 5nC e VGS = 5V; então temos: Cg = 5nC / 5V = 1 nF.

Comparando-se os valores de CG com C/SSl temos que, pela ordem de grandeza encontrada, o valor da CG nos dará um valor mais preciso quando for feito o cálculo das perdas por condução. As perdas no MOSFET são dadas então por: Ptotal = Pc + Psw +Pg (4.13) Calculando-se então as perdas totais para o nosso MOSFET, temos: Pc = RdS(on) x Dmáx x lD2 = 0,54 x 0,45 x (0,5)2 = 0.060W; PG = 12 x 8nC x 20KHz = 1,92mW ; Psw = 1/2 x 12 v x (0,5 )2 x 20Khz x 50ns = 1,8 mW, logo Ptotai = 65mW. A corrente estimada no primário(dc) = 0,5A e a queda máxima de tensão no MOSFET durante o período de condução é dada por: (4.14) Onde : η é a eficiência do transformador e Vt mi» é a tensão mínima de entrada, logo, o valor de VDs(on) é de 0,25 Volts. O cálculo inclui também a dependência de R(on) com a temperatura, considerando um aumento de 80°C na temperatura que causa um acréscimo de aproximadamente 40% no valor de Rds(on), que aumenta a perda por condução. As perdas no chaveamento dependem o tempo de subida e o tempo de descida que por sua vez dependem tanto do MOSFET quanto do circuito excitador da porta. A capacitância da porta se combina com a impedãncia de saída do circuito excitador para limitar os tempos de subida e descida [40]: (4.15) (4.16) VG é a tensão de porta, Vpéa amplitude do pulso que excita a porta, Rpé a impedãncia de saída do circuito excitador, e CG é a capacitância de porta [47], Considerando o MOSFET conduzindo totalmente quando VG alcança 99% de VP e substituindo essa relação na equação acima [40]: tr = tf * 4,6 Rp . QGA/P (4.17) Utilizando os dados do UC3525 e do MOSFET , temos : tr = tf « 4,6.40.8ns/12 =122 ns. Refazendo as contas para os novos Pd e Psw, temos: Pc= Rds(on). Dmáx . Id2 = 0,75 . 0,45 . (0,5)2 = 0,085W e Psw = 1/4 . 12 v. (0,5)2 . 20Khz . 144ns = 4.3 mW. A potência dissipada em um MOSFET é então estimada em » 90mW. O cálculo térmico garante que a temperatura da junção permaneça dentro dos limites definidos pelo fabricante, já que a temperatura da junção afeta diretamente a vida útil do componente. O modelo térmico de um semicondutor é mostrado na Figura 50, em que: 7} é a temperatura de junção (chip) (°C); Tc é a temperatura de encapsulamento (°C); Td é a temperatura do dissipador (°C); Ta é a temperatura ambiente (°C); Rjc é a resistência térmica junção-encapsulamento (°C/W); RCd é a resistência térmica encapsulamento-dissipador (°C/W); Rda é a resistência térmica dissipador-ambíente (°CAN). dessa forma pode-se concluir que: Tj—Ta = P(Rjc + Red + Rda) (4.18) onde P são as perdas no componente (W); Logo, a resistência térmica do dissipador pode ser determinada por: (4,19) No caso do MOSFET de baixa potência, não será necessário o uso de dissipador. Além disso, o fabricante também não forneceu nas especificações técnicas os valores de Rjc e Rcd para o MOSFET escolhido. A seguir serão apresentados os aspectos mais relevantes do projeto do transformador.

Calculando o valor para WA.Ac pela equação (3.61) e fazendo uso de datasheets apropriados, podemos então fazer a escolha apropriada do núcleo de ferrite a ser utilizado em uma tabela de núcleos. Para o nosso projeto o consumo máximo previsto é 6 Watts, o Bmâx é igual a 2000 Gauss e a freqüência escolhida foi 20Khz. Obtivemos V\/a.Ac~ 0,079 cm4. Na pesquisa sobre os tipos de Potcores disponíveis no mercado, foi escolhido o núcleo Potcore tipo 2616 do fabricante Thornton, cujas principais características são: WA = 0,406 cm2 ; Ac = 0,948 cm2 ; WA ,AC= 0,384 cm4 ; Volume = 3,5cm3.

Os cálculos do número de espiras do primário e do secundário seguem as equações 3.55, 3.57e 3.58. Calculando-se então o número de espiras do primário e do secundário, para uma saída de 1200V, obtivemos Np = ( 8 + 8 ) espiras e Ns = 800 espiras, respectivamente. Esses resultados também conferiram quando utilizamos a equação 3.60.

Levando em consideração o efeito pelicular, que causa uma redução na área efetiva do condutor, deve-se calcular o diâmetro máximo do condutor a ser utilizado. Com o auxílio de uma tabela de fios deve-se escolher um condutor, cujo valor seja próximo do valor calculado, que possua um diâmetro menor ou igual a este valor.

Dmáx= 2 . Δ (4.20) onde : (4.21) Sendo: Dmáx o diâmetro do condutor, fs é a frequência de trabalho e Δ a profundidade de penetração especificada, considerando a temperatura do condutor de 100°C. Logo, para se evitar perdas devido ao efeito pelicular, deve-se utilizar um condutor com diâmetro de até 0,106 cm. O cálculo da bitola necessária depende da máxima densidade de corrente admitida no condutor. A área do fio condutor necessária para garantir a condução da corrente especificada é dada por: (4.22) Onde : Ieficaz é a corrente eficaz (estimada um pouco maior que a corrente nominal) e Jmáx é a densidade de corrente máxima selecionada para o condutor (390 A/crn2). A bitola do fio é calculada pela equação (4.23): AWG= -4,2 In (Sfi0) (4.23) Assim, as áreas dos condutores do primário e do secundário são de 1,28 cm2 e 7,7 ' 10'6 cm2 respectivamente. As bitolas dos condutores do primário e do secundário são 28 AWG e 49 AWG, respectivamente.

Para reduzir as perdas no cobre, e conseqüeníemente a elevação da temperatura, deve-se utilizar um condutor de bitola maior. Como o diâmetro calculado do fio de cobre a ser utilizado era muito pequeno e o enrolamento de um transformador de alta tensão envolve alguns cuidados especiais como, por exemplo, o ótimo isolamento entre as camadas, foi confiado à empresa Technotrafo Ind. e Com. Ltda [69] a tarefa do enrolamento do transformador (após consulta em que foi feita a verificação dos cálculos em relação às especificações do projeto do transformador).

As perdas no transformador podem ser determinadas empregando-se as expressões 3.63 e 3.64 [36, 38], Estimando as perdas do nosso transformador quando este estiver alimentando um PMT (1900 Volts; 2mA) e utilizando os parâmetros do núcleo Potcore 2616, as perdas totais no transformador foram estimadas em 0,09 Watts. A eficiência Ef de um transformador [35,36] é expressa da seguinte forma: (4.24) Uma ótima eficiência ocorrerá quando as perdas no cobre e no núcleo estiverem minimizadas. Em termos gerais, para se conseguir a máxima eficiência, deve ser manter um ótimo balanço entre as perdas no cobre e no núcleo. Normalmente é assumido que uma ótima eficiência ocorrerá quando as perdas forem iguais [35]. Na prática, a distribuição igual das perdas para a máxima eficiência, depende do material do núcleo, da geometria e da frequência de operação. A eficiência do transformador dado pela expressão (4.24), foi de 98%.

Para estimar a elevação da temperatura pelas perdas nos elementos magnéticos, é preciso que se saiba o valor da resistência térmica do núcleo de ferrite. Esta resistência térmica pode ser obtida, conforme a expressão apresentada: Rth núcleo = 23 (Wa. Ac)-0'37 (4.25) A elevação da temperatura no componente magnético pode então ser estimada pela equação (4.26): ΔΓnúcleo — (/’ηι + Ρnúcleo) Rfh núcleo (4.26) É aconselhado trabalhar com ferrite a uma temperatura aproximada de 80°C, temperatura no qual obtemos o melhor desempenho do material. Utilizando os parâmetros do núcleo Potcore 2616, o valor de WA ,AC é igual a 0,079 cm4 e Rth núcieo de 30 °C/ W. As perdas totais no transformador estão estimadas em 0,09 Watts, que é responsável pela elevação da temperatura do núcleo de 2,7 °C. Este valor é considerado mais que satisfatório, já que esse cálculo já prevê situações limites de funcionamento que não serão estabelecidos. A Figura 51 mostra o esquema básico do circuito duplicador em onda completa utilizado no projeto. Ele possui uma freqüência na entrada do filtro igual a duas vezes a freqüência de chaveamento e o cálculo do filtro é baseado na corrente e na tensão de ripple requeridos para a carga. De acordo com a disponibilidade do material que possuímos no mercado nacional, utilizamos capacitores de até 0,2μΕ Com isso, o ripple esperado é de 0,25 Vpp que ainda é alto para os propósitos desejados. Por isso foi decidido colocar mais um filtro na saída. A relação sinal/ruído nas saídas das fotomultiplicadoras depende diretamente do ripple da fonte de alta. A constante de tempo formada pelo capacitor de saída e a carga deve ser bem maior que o período de chaveamento dos transistores, pois caso contrário a tensão de saída terá uma grande variação durante a carga de cada capacitor.

Foi utilizado para o cálculo aproximado do filtro as equações da referência [56], Os capacitores comerciais para alta tensão são geralmente de baixo valor e a tensão direta máxima que devem suportar é dada pela máxima tensão de saída. Apresentam também uma resistência interna não nula, cujo efeito é predominante na ondulação de tensão na carga. Assim, o capacitor de filtragem deve ser definido pela sua resistência interna, conhecida como Rse (resistência série equivalente) e que possui um valor máximo permitido para esta resistência interna no capacitor, garantindo uma determinada ondulação de tensão na saída . O calculo do Rse é dado por: Rse =Δν0/Δ! (4.27) Onde : Δ\Ζ0 representa a ondulação de tensão no capacitor de saída do filtro e ΔΙ representa a ondulação máxima de corrente.

Como um único capacitor comercial não atendeu as necessidades de filtragem, foi feita uma associação de capacitores em paralelo, perfazendo o valor de 50nF/4000V. Os capacitores utilizados possuem o dielétrico de polipropileno, baixo Rse (20mQ) e excelente capacidade de operar em alta freqüência.

Na escolha dos diodos foi levado em consideração especificações como a capacidade de trabalhar em altas freqüências, o tempo de recuperação reverso Trr , a alta tensão reversa e a corrente de pico reverso lrr. O tempo de recuperação reverso Trr (reverse recovery time) é definido como o menor tempo necessário para que o diodo adquira novamente a capacidade de bloqueio, ou seja, é o tempo que ele leva da condução ao estado de corte. Os diodos devem suportar uma alta tensão reversa no mínimo de duas vezes a tensão de pico do secundário. A corrente que o diodo suporta é outra característica que deve ser levada em conta. O diodo escolhido após algumas pesquisas foi o Z25UF do fabricante Voltage Multiplier [58].

No diodo as perdas por condução ocorrem devido à presença de sua polarização direta, já que ele necessita de um nível de tensão para entrar em condução. PDcond = Vd. Idmédio (4.28) Onde Idmédio é a corrente direta média no diodo. As perdas por comutação no diodo ocorrem durante o período de bloqueio devido ao efeito da corrente de recuperação reversa. Na equação (4.29) temos: (4.29) onde : lrr é a corrente de recuperação reversa; Trr é o tempo de recuperação do diodo e Vo é a tensão reversa sobre o semicondutor. As perdas totais no diodo são o resultado da soma das perdas por condução com as perdas por comutação e o valor encontrado para os dois diodos é de 30mW. A eficiência foi calculada para as piores condições: saída à 1900Volts/ 2mA (3,8W) e com 11Volts de entrada. A eficiência passa pela determinação das principais perdas do circuito, que estão relacionadas aos semicondutores e ao transformador. O cálculo da eficiência é expresso pela equação (4.30) [52], Ef = Potência de saída = Potência de saída (4.30) Potência de entrada Potência de saída + Perdas do circuito Para o Push-pull, a eficiência do conversor CC/CC e o duty-cycle máximo são 80%. A potência de entrada é calculada pela fórmula: η = Pout/ Pin (4.31 Onde: Pjn= 4.75W. Passando agora para o cálculo das perdas do circuito, com o conhecimento da potência de entrada, a corrente no primário do transformador no pior caso, é de 0,5A. Pegando-se o pior caso da corrente de entrada e o pior caso da perda de potência no chaveamento (item 4.5), pôde-se estimar a perda nos dois MOSFETs em 180mW. Como o transformador foi especialmente projetado para ter o mínimo de perdas, estimamos sua eficiência em 98%. A perda pode ser calculadas por: Ptrafo= Pin trafo (1~T)) (4.32) Então, Ptrafo = ( 4,75 W - 0,4 W ) ( 1 - 0,98 ) = 0,09W e as perdas obtidas nos diodos são dadas por Pdiodos = 0,03 W A perda estimada nos outros componentes do circuito, como o circuito integrado, amplificador operacional, resistores, grampeadores e lay-out foi de 0.65 Watts.

Logo a perda total, que é a potência de saída mais as perdas estimadas para todo o circuito, é de 4,75 W. Conferindo a eficiência da fonte, estimando agora em 1 Watt as perdas nos outros componentes do circuito, foi constatado que o rendimento para as piores condições, foi de 74%. O rendimento pode ser melhorado a partir do momento em que diminuirmos as perdas nos semicondutores de chaveamento e nos circuitos grampeadores, tornando-os menos dissipativos. O ajuste da tensão de saída é feito colocando-se o potenciômetro (R3) no valor máximo e ajustando-se o valor da tensão de saída em 1900V, através do trimpot de realimentação da tensão de saída (R10). O controle da tensão de saída é feito através do potenciômetro do circuito (R3), que faz o controle da tensão de saída, que pode variar de 1700 à 2300V. O ajuste da freqüência de operação é realizado através do trimpot (R5). Após ajustarmos a tensão de saída em 1900V, a frequência é modificada pelo trimpot observando o consumo de corrente do circuito. Quando a freqüência de ressonância do transformador for atingida, um melhor balanço entre as perdas no chaveamento e no transformador devem ser alcançados e, o consumo da fonte será mínimo. O valor da freqüência ficou em torno dos 10Khz.

Após terem sido concluídos testes preliminares da fonte, montada em um protoboard, chega-se enfim, à realização de um protótipo, montado numa placa de circuito impresso.

Na Figura 53 é apresentado o diagrama esquemático da fonte, a qual usa em sua maioria componentes comuns e de baixo custo.

Neste primeiro protótipo, os circuitos de proteção de sobrecorrente e sobretensão não foram implementados, devido à falta de alguns componentes no mercado. Também não houve uma preocupação maior com a otimização dos componentes podendo ser feito em um projeto futuro. É apresentado a seguir uma série de medidas e resultados obtidos no processo de caracterização e utilização da fonte, em que o funcionamento do protótipo foi verificado para várias situações, baseado nos procedimentos de testes realizados por fabricantes especializados em fontes de alta tensão [62].

Os ensaios em bancada com a fonte de alta tensão foram realizados no Laboratório de Eletrônica do CBPF e os equipamentos utilizados nas medidas para caracterização da fonte de alta tensão foram os seguintes: e Fonte estabilizada de bancada ( DAWER FSCC-3005D) que alimenta a fonte de alta tensão com 12 Volts, simulando a batería. • Multímetro Digital { ANALOG M3525), para medida da corrente consumida pela fonte de alimentação que simula a batería e que fornece os 12 Volts para a fonte de alta tensão; ® Multímetro Digital (DIATRON MC-27) para medida da alta tensão de saída; • Osciloscópio digital com duplo traço (TEK TDS1012 IQOMhz) para medição do ripple;

Para as medidas de ripple e tensão de saída utilizamos o esquema da Figura 55 em que foram adicionadas à fonte de alta tensão duas saídas: a primeira se destina a ligar o osciloscópio de modo a podermos visualizar o ripple; e a outra saída serve para ler a alta tensão, com um valor 1000 vezes menor, utilizando para isso um divisor de tensão. O instrumento utilizado para medir a saída do divisor de tensão deve ter uma alta impedância para minimizar a possibilidade de introduzir erros nas medidas. O acréscimo deste circuito fez com que a corrente de consumo aumentasse de 20μΑ. O objetivo do ensaio com carga capacitiva foi verificar a regulação da tensão de saída com a carga, assim como o consumo de corrente da fonte e o ripple da tensão de saída operando a temperatura de 25°C. Primeiramente foi verificado diretamente no tanque protótipo do Auger, o valor da tensão aplicada e o consumo da corrente da base junto com a fotomultiplicadora e observado um consumo de 2mA para os 1900V aplicados pela fonte de alta tensão local (Ortec, mod 556).

Foi então simulada a carga desejada com resistores ligados diretamente na saída da fonte. Já que a carga estimada deve consumir 2rnA em 1900V (3.8 Watts), simulamos essa corrente com uma carga resistiva de 950ΚΩ através da associação resistores de 1 Watt com tolerância de 10%, conforme o esquema da Figura 56. A montagem para os ensaios foi feita conforme mostrado nas Figuras 54 e 55.

Foi testada a regulação estática da linha, que é a medida da capacidade da fonte de alimentação em manter uma tensão de saída constante, quanto a variação da tensão da entrada [62], Foi utilizada uma carga simulada de 2mA, sendo fixada a entrada em 12 Volts e a saída em 1900 Volts. Em seguida, foram simuladas variações na tensão de entrada respeitando um intervalo de 30 minutos para cada leitura, após a variação da tensão de entrada, e observados os resultados medidos no amperímetro, no monitor de tensão e no osciloscópio digital, como mostra a Tabela 4. A fonte trabalha dentro da faixa de tensões de alimentação de 11V à 13,5V com uma regulação de linha em tomo de 0,1%.

Tabela 4 - Característica da fonte com a carga simulada para 2mA com variação da tensão de entrada.

Na Figura 57 estão mostradas as formas de onda do ripple. Nas especificações da fonte do detetor de superfície do Auger é utilizado o fator de ondulação r (fator de ripple), para especificar a ondulação da fonte. Por isso foi calculado também o fator de ondulação da fonte, que é dado pela fórmula: r - Vrms/VsaÍda (5.1) Na Figura 58 podemos observar o comportamento do PWM quando a tensão de entrada foi colocada de 10 Volts até 13 Volts. A largura do pulso tende a aumentar à medida que a tensão de entrada diminui (batería descarregando), o que comprova o seu correto funcionamento. A Figura 59 mostra as formas de onda encontradas para uma entrada com 13 Volts: a) Em uma das saídas do PWM, b) Nas duas saídas do PWM e c) entre os enrolamentos primários do transformador (drenos dos MOSFETs) e utilizando um snubber colocado para diminuir os picos de tensão nas extremidades dos pulsos. Nota-se em CH3 que é mantido um nível de tensão nulo sobre a carga durante parte do período.

Um fino pulso de sobretensão de aproximadamente 50 volts acima do valor máximo é produzido possivelmente devido às indutâncias parasitas do lay-out do circuito. A seguir, foi testada a regulação estática da carga, mantendo a tensão da entrada constante em 12 V e a tensão na saída em 1900 V, com uma corrente de carga de 2mA. Sendo então variada a carga na saída, utilizando a base da PMT como carga de 1,5mA e o resistor de 950ΚΩ, juntos fazendo uma carga de 3,5mA.

Foi observada a mudança na tensão de saída lendo no monitor de tensão, como apresentado na Tabela 5. Pelo reajuste da tensão de realimentação e da tensão de referência, foi corrigida a saída para a tensão de 1900V para as condições de correntes desejadas.

Foi então visualizado na Figura 60, a forma de onda de saída do PWM, para a mudança da carga de1,5mA para 2mA. Com o aumento da corrente, o ciclo de trabalho aumentou. Quanto mais corrente for requerida de uma fonte chaveada maior será o seu ciclo de trabalho.

Tabela 5 -Variação da alta tensão com a carga para tensão de entrada fixa em 12V.

No ensaio com a base da fotomultiplicadora, utilizou-se uma base de fotomultiplicadora similar à utilizada no tanque protótipo e cuja corrente de consumo medido foi de 1,6 mAem 1900V. Os valores encontrados estão na Tabela 6. A Figura 61 ilustra o ripple da fonte.

Tabela 6 - Ensaio com a base da fotomultiplicadora. O ensaio com a base e a fotomultiplicadora no tanque protótipo permitiu verificar o consumo, o ripple e a estabilidade da fonte protótipo no tanque de testes, que está localizado no Laboratório de sistemas de Detecção - LSD. Montamos então o arranjo mostrado na Figura 62. Este arranjo utilizou no lugar da fonte de alta tensão comercial (ORTEC, mod. 556), a fonte protótipo e uma fonte de bancada (ICEL, mod. PS-5000) que simulou a batería, já que não havia nenhuma disponível para alimentar a fonte de alta tensão, na ocasião dos testes. Os valores encontrados estão na Tabela 7, Tabela 7 - Ensaio com a base e a fotomultiplicadora no tanque.

Os resultados encontrados no ensaio feito acima exprimem uma baixa tensão de ondulação e um baixo consumo da fonte. O ciclo de trabalho cairá para aumentos da tensão de entrada, resultando em uma menor corrente consumida, uma baixa perda de potência no chaveamento e um aumento na eficiência. Verificando a eficiência da fonte, foi constatado que o rendimento global quando a alimentação da fonte variou de 11 até 13.5 Volts, ficou em torno dos 80%, o que se aproxima dos cálculos apresentados anteriormente, em que foram consideradas as perdas no circuito amaciador (snubber), no transformador, MOSFETs, diodos, PWM e o circuito de monitoramento da tensão de saída.

Na Figura 63 é apresentada à curva do rendimento da fonte de tensão para 4 correntes de carga diferentes e tensões de entrada e saída fixas em 12 Volts e 1900 Volts respectivamente. Observa-se que para a corrente de carga nominal de 2mA, o rendimento do conversor é de 84%.

Na Figura 64 é apresentado o gráfico do rendimento para diferentes tensões de entrada e tensão de saída constante de 1900 Volts. Observa-se que quando a tensão de entrada é mínima (11V), o rendimento da fonte cai com o aumento da potência, pois com o aumento da corrente há um aumento das perdas nos chaveadores, grampeadores e também nos enrolamentos do transformador.

Para verificar a estabilidade da fonte ao longo do tempo, foram realizadas três medidas em diferentes laboratórios do CBPF.

No primeiro ensaio, realizado no Laboratório de Sistemas de Detecção, a fonte de alta foi alimentada com uma tensão constante de 12 Volts, proveniente da fonte de bancada e fixada a tensão de saída em 1900V, que ficou conectada diretamente no PMT do tanque, nas condições reais de trabalho, pelo período de 96 horas. Foi observado então, a resposta dinâmica da tensão de saída e a estabilidade da fonte, que se manteve em ± 0,1% para uma temperatura constante de 25°C. A corrente de entrada foi monitorada e o consumo acompanhou a variação da fonte nos mesmos ± 0,1%.

No segundo ensaio, agora no Laboratório de Eletrônica da CAT, foi observada a regulação da corrente de saída. Neste ensaio, que teve duração de 28 horas, foi mantida a alimentação de entrada constante em 12 Volts, a tensão de saída em 1900 V e colocada uma carga de 950ΚΩ de modo a obter uma corrente de 2mA na saída, que foi monitorada por um amperímetro. A tensão de saída e a corrente de saída se mantiveram em ± 0,1%, à uma temperatura na faixa dos 21° C. O terceiro teste de estabilidade foi realizado no Laboratório de Instrumentação e Medidas, em que foi monitorada a tensão de saída utilizando um multímetro digital, conectado ao microcomputador via interface GPIB e software LABVIEW, fazendo leitura a cada 10 segundos. A fonte permaneceu ligada por 14 horas e a tensão de saída se manteve em torno dos ± 0,1%. As Figuras 65 e 66 ilustram os gráficos da tensão de saída em função do tempo para a primeira hora e ao longo das 14 horas de funcionamento respectivamente.

Os ensaios no laboratório de correlação angular tiveram como objetivo viabilizar o uso da fonte de alta tensão em aplicações de espectroscopia gama e possivelmente em medidas de correlação angular. Foi montado então um arranjo experimental típico para a obtenção do histograma do espectro de energia de uma fonte radioativa de 2ZNa, depositada em um cintilador de Nal (TI). Esse experimento foi repetido várias vezes e depois comparado com outras medidas, só que agora utilizando uma fonte comercial.

Diferenças muito acentuadas entre os espectros principalmente na contagem dos pulsos de energia e deslocamento do espectro são indicadores de instabilidade no sistema como um todo, que podem vir a ser provenientes da fonte de alta tensão.

Montamos então um arranjo experimental típico para a detecção de radiação gama, que é mostrado no diagrama de blocos da Figura 67 e o mesmo constitui um sistema básico de espectroscopia gama. Os equipamentos utilizados foram os seguintes: • Fonte de bancada do Laboratório de Eletrônica -CAT que simulou a bateria; • Cristal cintilador de Nal (TI) e fotomultiplicadora; • Módulo amplificador Ortec 451; « Analisador Multicanal ( placa conectada dentro do microcomputador); ® Microcomputador PC, com o software para rodar o programa de aquisição de dados.

Quando a radiação entra no detector cintilador, este emite flashes de luz (fótons) quando excitados pela passagem de partículas carregadas. A quantidade de flashes é aproximadamente proporcional à energia da radiação incidente detectada. O tubo fotomultiplicador detecta os flashes de luz individuais e fornece pulsos de tensão cuja amplitude contém a informação da energia recebida e a quantidade de pulsos. Estes pulsos são tratados e condicionados em módulos de eletrônica padronizados chamados de NIM (Nuclear Instrumentation Modules) que se encaixam em bastidores especiais que os alimentam. A fonte chaveada de alta tensão positiva, objeto do presente pedido de patente, é dotada de um retificador multiplicador de tensão, em que no referido retificador multiplicador de tensão a conversão da tensão alternada da saída do transformador em tensão contínua é feita com retificadores com filtros capacitivos configurados como circuitos multiplicadores de tensão os quais retificam e multiplicam o valor da tensão de pico no secundário do transformador. O multicanal realiza a análise da altura do pulso, convertendo um sinal analógico (tensão) em um número digital equivalente (número do canal). Um programa de computador associado ao multicanal realiza o gráfico da altura dos pulsos, que representam a energia dos raios gama. O eixo das abscissas destes gráficos indica a altura do pulso que representa a carga ou o pulso de tensão (corrente) produzido pelo grupo de elétrons, e é proporcional ao ganho do PMT, tornando-se uma função da alta tensão aplicada no PMT. Se a tensão de alimentação variar, a distribuição das alturas dos pulsos também se deslocará ao longo do eixo das ordenadas. O eixo das ordenadas representa a freqüência dos pulsos de saída que produzem uma certa altura dentro de um determinado período de tempo. Portanto, a distribuição dos pulsos varia com o tempo ou com o número de fótons incidentes na direção superior do eixo das ordenadas. Uma descrição mais detalhada dos diversos componentes do aparato experimental encontra-se na referência [25], Utilizando o dispositivo experimental esquematizado na Figura 67, com a fonte protótipo alimentando o PMT, foram feitas medidas repetidas do espectro de emissão de uma fonte de sódio 22Na, com um tempo de contagem suficiente para determinar a posição do pico de energia de 0,511 MeV. A fonte de alta foi monitorada e fixa em 1900 Volts. A temperatura ambiente permaneceu em torno dos 20°C. Todos os espectros obtidos foram similares, sendo que a posição do pico de energia ficou entre os canais 53 e 56. (o multicanal foi programado para 512 canais). A fonte se mostrou estável durante todo o período da experiência.

Utilizando agora a fonte comercial (Fluke, mod. 415) que é geralmente utilizada em experimentos de correlação angular, repetimos as medidas nas mesmas condições anteriores. Não foi possível verificar com precisão a tensão de saída desta fonte, já que a mesma não possuía nenhuma outra saída para monitoramento. A posição do pico de energia localizou-se entre os canais 45 e 48. Nas Figuras 68 e 69 apresentamos uma comparação entre os espectros em energia (alturas dos pulsos anódicos) obtidos com a fonte de alimentação protótipo e a fonte comercial. Observamos que os resultados obtidos tanto com a fonte protótipo quanto com a fonte comercial apresentaram espectros típicos do 22Na. O pico referente à 511 MeV é claramente observado e corresponde a captura da energia total da radiação gama do 22Na, e é conhecido como foto-pico. Estes resultados ilustram a qualidade de desempenho da fonte protótipo. A resolução de energia de um detector é definida como [25]: r = ΔΕ /E0 (5.2) Onde, ΔΕ é a largura à meia altura da distribuição dos valores assumidos pela energia perdida, e E0 é o valor mais provável da energia perdida. As quantidades ΔΕ e E0 são extraídas dos espectros em energia. A resolução de energia da combinação cintilador-PMT, utilizando tanto a fonte protótipo como a fonte comercial ficou em torno dos 22 %.

Foram notadas pequenas diferenças entre os espectros que podem ser atribuídas tanto a alta tensão da fonte comercial como a do protótipo. Para a fonte comercial confiamos no valor de tensão que foi ajustado no painel, já que nesta fonte, a tensão de saída não pôde ser monitorada.

Quanto à fonte protótipo, devemos levar em conta que ela está sendo alimentada por uma fonte de bancada de 12 volts substituindo a batería. Qualquer ruído proveniente desta fonte de bancada, se refletirá na fonte de alta tensão. Com estes testes, ficou assegurado que a fonte de alta é também adequada para ser utilizada em medidas de espectroscopia de radiação gama e possivelmente correlação angular. A equação (5.3) abaixo mostra como calcular o tempo de autonomia, teórico da bateria.

Para o pior caso, que é quando a bateria estiver com 11 Volts (0,5A) de acordo com a tabela 5.1 e supondo que a bateria utilizada seja de 56 AMR / HR, temos então: Tempo = (AMP/HR) / Corrente (5.3) Tempo = (56 AMP/HR )/0,5 A = 112 horas Para se obter os parâmetros do transformador são necessários ensaios em vazio e em curto-circuito. Os testes a vazio têm o objetivo de determinar parâmetros como a indutância de magnetização e a relação entre o número de espiras. Já os testes de curto-circuito determinam parâmetros como a indutância de dispersão e as capacitâncias entre enrolamentos e distribuída. Para o levantamento dos testes foi utilizada um medidor RLC (HP mod. 4262A). O ensaio em vazio é um importante ensaio realizado nos transformadores, pois através dele se determina a corrente em vazio e sua porcentagem da corrente nominal como também as perdas no transformador. Estes são importantes parâmetros, pois, transformadores com valores excessivos de corrente a vazio e de perdas no núcleo, sobrecarregam os sistemas elétricos desnecessariamente. A Medida da indutância total do primário é feita com a ponte ajustada para medir indutância, conectam-se os terminais da ponte diretamente nos enrolamentos do primário. Os valores medidos na ponte corresponderão aproximadamente à indutância total do primário. Foi medida uma indutância de 3,42 mH. A indutância total medida no secundário do transformador foi de 7,84H.

Medida da relação entre o número de espiras é obtida com a aplicação de uma tensão AC no primário do transformador e medindo-se a tensão AC no secundário.

Relação = Vpn / Vsec = Npn / Nsec (5.4) (Relação)2 = Lpri / L8ec (5.5) Utilizando-se a equação 5.5 foi obtida a relação de espiras de 1/67,7 e que conferiu com o determinado nos cálculos apresentados anteriormente. A medida da indutância de dispersão do primário foi feita colocando-se em curto o secundário do transformador e depois se mediu a indutância no primário do transformador por meio da ponte RLC, conforme é mostrado na Figura 70 [63]. O valor medido foi de 6,7μΗ. A capacitância entre os enrolamentos é medida curto-circuitando-se o enrolamento do primário, curto-circuitando-se o enrolamento do secundário e conectando entre a entrada e a saída da ponte RLC ajustada para medir capacitância conforme mostra a Figura 71. O valor encontrado foi de 35pF [63].

Uma das maneiras de se medir a capacitância distribuída é determinando primeiramente a indutância de magnetização do transformador (3,4mH), utilizando uma freqüência reduzida (1Khz) para minimizar a influência da capacitância e considera-se desprezível a indutância de dispersão. Em seguida pode-se determinar a freqüência de ressonância através da resposta em freqüência da entrada do transformador operando com o secundário aberto. Com os valores da freqüência de ressonância e a da indutância de magnetização, pode-se determinar a capacitância distribuída pela equação 5.6. Aplica-se então a fórmula [64]: CD = 1 / {( 2n.Fr )2 . Lm} (5.6) A capacitância distribuída estimada para a ressonância (12,2Khz), ficou em torno de 21,7pF no secundário, ou refletida no primário 99,5nF.

Adicionalmente à fonte chaveada de alta tensão, foi desenvolvido um sistema de aquisição de dados, sendo estes armazenados em um Data Logger. Este sistema utiliza um microcontrolador PIC16F877 com 4 canais de conversão A/D para entrada dos sinais analógicos, podendo ser aplicado no monitoramento de várias grandezas físicas, com o auxílio de transdutores que transformam uma determinada grandeza física em uma grandeza elétrica. Uma vez que estes sinais dos experimentos são adquiridos, os mesmos são enviados a um microcomputador através, por exemplo, de uma porta serial.

Os microcontroladores da série PIC (Peripherical Interface Controller) são dispositivos computacionais extremamente adequados para experimentação e pequenos projetos. Devido ao seu baixo custo e facilidade de programação, podem ser empregados em aplicações onde até recentemente se utilizavam componentes discretos, corno por exemplo, os temporizadores, controladores de temperatura, fontes de alimentação e outros equipamentos, adicionando novas funções até então não implementadas devido a complexidade do circuito necessário. O desenvolvimento deste projeto surgiu dá necessidade de um sistema simples de monitoramento de tensões e correntes de uma fonte de alta tensão para alimentar tubos fotomultiplicadores, com a opção de armazenamento desses dados via a gravação dos mesmos em um arquivo eletrônico. Isto possibilita manter um histórico dos dados para realizar análises posteriores do consumo e estabilidade da fonte de alta tensão.

No caso do projeto foram utilizados somente quatro canais de conversão analógico/digital do microcontrolador , sendo que os restantes podem ser utilizados por outros sensores quaisquer, desde que usando um circuito adequado de condicionamento do sinal. A Figura 72 ilustra o modelo resumido do sistema de aquisição de dados. Num primeiro momento os valores de cada canal são condicionados e logo após são introduzidos nas devidas entradas analógicas do conversor AD do microcontrolador usado, para que posteriormente possam ser convertidos em valores digitais e assim possam ser enviados para o computador através da porta serial. O sistema de aquisição de dados desenvolvido monitora 4 (quatro) entradas analógicas de sinais distintos, unipolares, utilizando um microcontrolador PIC do tipo 16F877A da MICROCHIP com uma resolução de 10 bits, onde cada canal obedece um nível de tensão numa faixa entre 0 e 5 Volts. Justifica-se esta escolha de operação em 10 bits e não 8 bits devido a necessidade de se ter maior resolução do sinal. Após a conversão os dados são visualizados em um mostrador de cristal líquido (“liquid crystal display-LCD 2x16") e transmitidos a um computador (PC - Personal Computer) por meio da interface de comunicação (RS232 realizado pelo Cl MAX232N). O sistema permite a possibilidade também que o armazenamento dos dados coletados seja feito em campo, via memória EEPROM interna do PIC ou externa, sendo posteriormente transmitidas serialmente ao PC para processamento e análise. O PIC16F877 apresenta as seguintes características: - Possui apenas 35 instruções em Assembler; - 33 pinos de l/O; - 8 kbytes de memória de programa flash; - 368 bytes de memória RAM; - 256 bytes de memória EEPROM; - Velocidade máxima de trabalho 20 Mhz.; - Watchdog timer (WDT); - 3 timers; - 8 canais A/D de 10 bits; -1 USART síncrona/assíncrona; - Porta paralela escrava (PSP); - Porta Serial síncrona SSP, SPI e I2C. - Baixo custo (~U$ 8,00) A Figura 73 mostra todos os pinos do PIC16F877, com seus respectivos nomes e funções.

Os pinos (RA0 a RA5) estão associados a porta A. (REO, RE1 e RE2) a porta E. (RCO a RC7) a porta C. (RDO a RD7) a porta D. E por, último, os pinos (RBO a RB7) associados a porta B. Cada um desses pinos pode ser usado como entrada e saída e são definidos na programação.Os manuais do PIC16F877 podem ser obtidos do endereço www.microchip.com como arquivo PDF, O conversor A/D do PIC16F877 possui as seguintes características: » 10 bits de resolução e Tempo de conversão de 40 ps « Até 8 entradas • Referência de tensão externa, permitindo conversão ratiométrica • Permite operação em modo SLEEP • Registradores de dados ® ADRESH [1 Eh] (banco 0) - parte alta do resultado ® ADRESL [9Eh] (banco 1) - parte baixa do resultado • Registradores de controle • ADCONO[1Fh] (banco 0) • ADCON1 [9Fh] (banco 1) A configuração do número de canais de conversão foi de quatro portas analógicas, todas usadas para a leitura de tensão. Para que o sistema de conversão funcione corretamente, um clock deve ser aplicado a ele. Cada período desse clock será chamado de TAo, equivalente ao tempo de conversão de 1 bit. O período TAD é definido pela freqüência configurada nos bits ADCS1 e ADCSO no registrador ADCONO. Foi utilizada a configuração TAD = 8*Tosc = 8*(1/4MHz) = 2us, usando um cristal de 4MHz. A sequência de passos do Conversor A/D do PIC16F877 é mostrada na Figura 74.

Sobre as configurações dos pinos das entradas analógicas, devemos considerar que: # Do controle é feito pelos registradores TRIS e ADCON1 ® Dos Dpinos usados como entradas analógicas devem ter seu correspondente bit no registrador TRIS em 1. a DA operação do A/D é independente da configuração dos pinos de entrada. ® DA impedância máxima recomendada para entrada analógica é de 10 ΚΩ. • □Comumente utiliza-se um filtro RC externo para evitar aliasing. O circuito elétrico para realizar a aquisição de dados e a transmissão pela porta SERIAL pode ser visto na Figura 75, e é composto de um microcontrolador PIC16F877, um LCD e um módulo MAX232.

Os trimpots P1 à P4 formam divisores resistivos para as entradas de tensão máxima dos canais do PIC. A variação da resistência dos trimpots implica a variação da tensão de até 5 V aplicada aos seus terminais. O sinal do cursor de cada potenciômetro é ligado diretamente a uma entrada analógica do microprocessador. O trimpot P5 ligado ao display serve para ajustar o contraste do mesmo. Para a geração de seu clock é utilizado um cristal de 4 MHz em conjunto com dois capacitores de 33 pF.

Um conversor de sinais RS232/TTL (MAX232) é utilizado para fazer a conexão entre o microcontrolador e o computador através da Porta Serial.

Para programação do PIC foi utilizada a linguagem BASIC com base no compilador PIC Basic Proton IDE e também foi utilizado o software WinPic800 para realizar a gravação da memória de programa do PIG16F877. O código-fonte e o código HEX desse programa encontram-se disponíveis no Laboratório de Eletrônica do CBPF.

Inicialmente, após a energização do circuito, ocorre a inicialização, via hardware, do microcontrolador (RESET), depois é feita a inicialização específica, via software, que inclui a configuração dos canais analógicos a serem lidos. Por meio de rotinas de espera (timer), é disponibilizado o tempo que os conversores A/D necessitam para a conversão. Em seguida, é realizado um algoritmo de conversão dos valores quantizados em Volts (0,00 a 5.00V). Logo após o microcontrolador escreve os valores das tensões medidas no display e os envia via porta serial para o PC através do software de comunicação serial Hyper Terminal do Windows. A tensão de referência do PIC (Vref) foi configurada para 5 V e a fórmula para obtermos cada degrau de tensão é dada pela equação 7.1: Vdegrau=Vref/(2n-1) (7.1) Então, Vdegrau = 5/ (1024 -1) e Vdegrau = 4,8876mV. De acordo com a equação (7.1 ) a resolução obtida será de 0,004876V ou 4,88 mV. A Figura 76 mostra o fluxograma simplificado da lógica do programa do microcontrolador. A comunicação com o PC foi estabelecida através da Porta Serial COM1, utilizando para seu controle um programa chamado Hyperterminal que emula um terminal de comunicação serial diretamente com o PC. Para habilitar o hyperterminal o procedimento é ir para o menu start e selecionar accessories/communications/hyperterminal para estabelecer uma conexão nova, configurar o PIC como usuário do COM1. Da mesma forma, configuramos: 1. O Baud Rate escolhido foi de 9600 bps, 2. Data Bits para 8, 3. Stop bits para 1 e 4. Flow Control to None.

Mostram-se a seguir os resultados experimentais que visam à validação de todo o projeto realizado.

Com o circuito montado em protobóard, e com auxilio de uma fonte regulada de tensão, modelo ICEL 5000, para fornecer o sinal de entrada e um multímetro digital, modelo ICEL MD-6700, utilizamos diferentes tensões de entrada e foi realizada uma aquisição dos sinais medidos. Os resultados são mostrados na Tabela 8, onde: V = Valor medido pelo multímetro e E = Canais de 1 a 4.

Tabela 8 - Calibração para Tensões Contínuas Os dados transmitidos para o PC são estruturados e cada uma das colunas representa 1 canal de aquisição, denominados E1, E2, E3 e E4.

Após montado e testado o circuito, desenvolveu-se então uma placa de circuito impresso de 9 X 6 cm.

Referências Bibliográficas citadas: [1] Hamamatsu Photonics. http://www.hamamatsu.com ; [2] CBPF- http://www.cbpf.br; [3] Pierre Auger Design Report, Fermilab (1997), www.auger.org/admin/DesignReport. [4] Molecular Devices and Tools for NanoTechnology. http://www.ntmdt.ru/SPM-Techniaues/Principles, acessado em Julho de 2005 [5] E. Karlsson, E. Matthias, and K. Siegbahn, Perturbed Angular Correlations, (North-Holland, Amsterdam, 1968).; [6] Edson Passamani Caetano: Estudo das Propriedades Magnéticas de Filmes Finos sob Forma, de Ligas e de Multicamadas, através da Espectroscopia Mõssbauer do 57Fe e 151 Eu - CBPF, Rio de Janeiro (1996).(7] Dalber Ruben Sánchez Candeia : Magnetismo e Supercondutividade no Sistema TR(NiB)nC (TR=Y, Er, Ho, Dy, Tb, Gd, Nd, Pr; n=1,2) - CBPF, Rio de Janeiro (1998); [8] Rogério M. da Silva. Digitalizador de Forma de Onda e Aquisição de Dados em um Detector de Radiação Cerenkov em Água. Tese de Mestrado, CBPF, Rio de Janeiro (2005).; [9] B. Fick. Hibrid Performance of the Pierre Auger Observatory and Reconstruction of Hybrid Events. Pro» ceedings of the 28th International Cosmic Ray Conference. Tsukuba, Japão, p.449-452,Julho (2003); [10] T.Suomijarvi. Surface Detector Electronics for the Pierre Auger Observatory. Proceedings of the 27th International Cosmic Ray Conference. Hamburgo, Alemanha, p.756-759, Agosto(2001).; [11] P.O. Mazur at al. The Surface Detectors of the Pierre Auger Observatory. Proceedings of the 28th International Cosmic Ray Conference. Tsukuba, Japão, p.1037-1040, Julho (2003).; [12] Lecroy - www.lecrov.com ; [13] EGG&ORTEC - 100 Midland Rd Oak Ridge TN 37830 USA - www.ortec-online.com ; [14] CAEN - www.caen.it/nuclear. ; [15] SDS, Service et Deve-loppement Scientifique, 47 de Clisson 750113 Paris, France. ; [16] Philips -http://www.philips.com ; Í171 Burle Industries Inc. - http://www.burle.com : [18] Electron Tubes Inc. (ETL) - EMI http://www.electrontubes.com. ; [19] A Scientific Guide to Surface Mount Technology. Lea C, Electrochemical Pub- lications, 8 Barns Street, Avr KA7 1XA, UK, 1988.; [20] EMCO high Vol-tage Corporation www.emcohiahvoltaqe.com ; [21] Matsusada Precision inc. www.matsusada.com ; [22] The High Voltage Test Bench Gharacteriza-tion of Pre-Production Modules. M. Aglietta, W. Fuigione, F. Gomez, C. Mo~ rello, G. Navarra and C.Vigorito Nota interna Auger. GAP 2003=021. http://www.auger.org/reports/reports.html, acessado em novembro de 2004. ;[23] Photonis, Avenue du Roncier, B.P.520, 19106 Brive Cedex, France. http://www.photonis.com. ; [24] ON Semiconductor Inc. http://onsemi.com ; [25] Knoll, G. F., Radiation Detection and Measure-ment, 2nd ed„ John Wiley & Sons, New York (1989).; [26] Philiphs Photon-ics (Photonis). Photomultipliers Tubes, Principies & Applications. Philips (1996) ; [27] Tauhata, L.; Salati, I.P.A; Di Prinzio, R. e Di Prinzio, A.R.; Radiação e Dosimetria: Fundamentos, Instituto de Radioproteção e Dosimetria, Comissão Nacional de Energia Nuclear, 1999. ; [28] Hamamatsu Photonics. Photomultiplier Tubes, Construction and Operating Characteristics Connec-tions to Externai Circuits (1998). http://www.hamamatsu.com. ; [29] Hamamatsu Photonics. Characteristics and Uses od Photomultipliers Tubes. Nota técnica n° 79-57-03 (1982).; [30] I. Lhenry-Yvon et al., B. Genolini, T. Nguyen Trung. Surface Detectors Electronics of the Pierre Auger Observa-tory: Simulations on the Dynamic Range, IPNO DR-Q1-009 (2001); [31] B. Genolini, M. Aglietta, A. Creusot, W. Fuigione, F.Gomes, I. Lhenry-Yvon, C. Morello, G. Navarra, T. Nguyen Trung, J. Pouthas, T. Suomijarvi, C. Vigorito. Low Power High Dynamic Range Photomultiplier Bases for the Surface Detectors of the Pierre Auger Observa to ry - Nuclear Instruments & Methods in Physícs Research A 504 240-244 , (2003).; [32] T. Suomijarvi. Surface Detector Electronics for the Pierre Auger Observatory. Proceedings of the 27,h International Cosmic Ray Conference. Hamburgo, Alemanha, p.756-759, Agosto (2001).; [33] B. Genolini, T.N.Trung, J. Pouthas, I.Lhenry-Yvon, E.Parizot, T. Suomijarvi. Design of the Photomultiplier Bases for the Surface Detectors of the Pierre Auger Observatory. Nota interna Gap-2001-021. http://www.auger.org/reports/reports.html, acessado em Julho de 2004.; [34] Philips Semiconductors. Switched Mode Power Supplies. Chapter 2, Power Semiconductor Applications application note Appchp2.pdf, http://www.semiconductors.philips.com , acessado em Julho de 2004.; [35] Design of Soíid-State Power Supplies - 2nd edition - Eugene R.Hnatek Van Nostrand Reinhold Company (1981); [36] Mohan, Underland and Hobbins. Power Electronics, Converters, Applications and Design. John Wiley and Sons, Inc. 2nd Edition (1995).; [37] Ralph E. Locher. Introduction to Power Supplies. National Semiconductor, Application Note 556 (1988).; [38] J. A. Pomídio. Apostila de Fontes Chaveadas. Universidade Estadual de Campinas. http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/, acessado em Abril de 2004; [39] Switchmode Power Supply Reference Manual. ON Semiconductor Ref-erence Manual. September (1999); [40] Lloyd H. Dixon, Jr. Switching Power Supply Topology Review, Unitrode-Application Notes. (2001), acessado no site de busca http;//www.qooqle.com. “slup067” em Julho, 2004.; [41] Unitrode Inc. http://www.unitrode.com.; [42] Sedra/Smith. Microelectronic Cir-cuits. Oxford University, 4th Edition (1998).; [43] Millman-Halkias. Inte-grated Electronics - Mc Graw-Hill (1972).; [44] Andreycak, Bill. Practical Considerations in High Performance MOSFET, IGBT and MCT Gate Drive Circuits. Unitrode Corporation, Application Note U-137.Setembro,1991. Acessado no site de busca http://www.qooqle.com. “slup097" em Julho, 2004.; [45] Oh, K.S. MOSFET Basics. Fairchild Semiconductor, application Note: AN9010, July (2000) http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-9010.pdf Acessado em Agosto, 2004.; [46] John Mc Ginty - Designing with Low-Side MOSFET Drivers. Micrel, Inc. (1998) Application Note 24, http://www.micrel.com/ PDF/App-Notes/an-24.pdf. Acessado em Agosto, 2004.; [47] Alan Elbanhawy, A Simple Guíde to Select Power MOSFETs. Revista Eletrônica EDN November 22, 2001. http://www.edn.com/article/CA181947.html - Acessado em Agosto de 2004.; [48] Microship Technology Inc. Matching MOSFET Drivers to MOSFETs. Application note:AN799,(2002).; [49] Toshiba Semiconductors. Power Mosfet in Detail, Power Mosfets Handbook, http://www.semicon.toshiba.co.ip/enq/prd/tr/doc/db bdeQ034a.html, acessado em Novembro de 2004.; [50] Alfonso Martignoni. Transformadores. 8a Edição. São Paulo. Editora Globo. (1991); [51] Magnetics Inc., Criticai Com-parison of Ferrites with other Magneíic Materials.(2001), Application Note: CG01p http://www.mag~inc.com, acessado em Março de 2004.; [52] Keith H. Billings, Switchmode Power Supply Handbook , McGraw-HilI Inc., 1989.; [53] Magnetics Inc., Magnetic Cores for Switching Power Supplies, (2000), http://www.maq-inc.com/ps-02.pdf, acessado em Março de 2004.; [54] Magnetics Inc. Inverter Transformer Core Design and Material Selection, (1999), www.maq-inc.com/pdf/twc-s3.pdf , acessado em Março de 2004.; [55] McLyman, Colonel W.T. Transformer and Inductor design Handbook. Dekker. N.Y, (1978).; [56] Theodore F. Bogart, Jr -Dispositivos e Circuitos Eletrônicos Vol. 2, 3a edição. Makron Books (2002).; [57] Jim Lux - High Voltage Experiments Handbook http://home- earthlinl.net/~jimlux/hv/hvmain.htm, acessado em Abril de 2004.; [58] Voltage Multipliers, Inc, Visalia, CA. www.voltaqemultipliers.com. acessado em Abril de 2004.; [59] EN 55022 (CISPR22); Information Technology Equip-ment - Radio disturbance characteristics -Limits and methods of rrtea-surement(1998). Acessado no site de busca http://www.qooqle.com./2005).: [60] EN 55011 (CISPR 11); Limits and Methods of Measurement of Radio Disturbance Characteristics of Industrial, Scientific and Medicai (ISM) Radio-Frequency Equipment.(1998) Acessado no site de busca http://www.google.com (2005); [61] FCC - Federal Communications Com-mission Part 18 - Industrial, Scientific, and Medicai Equipment; http://www.atlasce.com/requirements/unitedstates/fcc part 18, acessado em maio de 2005.; [62] Spellman - High Voltage Electronics Corporation. Stan-dart Test Procedures for High Voltage Power Supplies. Internet: www.spellmanhv.com. acessado em fevereiro de 2005.; [63] MidconrVs Tips for Transformer Modeling - Midcom Technícal Note #82; [64] Rhombus Industries Inc. www.rhombus-ind.com, acessado em fevereiro de 2005.; [65] Magnetics Inc., Power Design (2004) www.maq- inc.com/pdf/2004 Design lnformation.pdf.; [66] Erickson, R. W. , Fundamentais of Power Electronics. Chapman & Hall, N.Y.,1997.; [67] Williams, B. W. High-Voltage High-Frequency Power-Switching Transistor module with Switching-aid-circuit energy Recovery. IEEE Proceeedings, London, vol.131, Pt. B, n°1, p.7-12, Jan. 1984.; [68] Produtos Thornton - Ferrites. http://www.thornton.com.br/, acessado em Março de 2005; [69] Technotrafo Indústria e Comércio LTDA. http://www.technotrafo.com.br. acessado em Março de 2005; [70] Durval, Sanches, Interferência Eletromagnética. Editora Interciência. Rio de Janeiro, 2003.; [71] - PIC16F87X Datasheet -Microchip Technology Incorporated. USA. Nov 2004.; [72] - PEREIRA, F. Microcontroladores PIC: Técnicas Avançadas. São Paulo: Érica, 2002.; [73] - SOUZA, D. J. de. Desbravando o PIC. São Paulo: Érica, 2003.; [74] -Crownhill Associates, PROTON PIC BASIC: http://www.picbasic.Org/:r75] MikroElektronika, http://www.mikroe.com/en/books/ e [76]- Embedded System Design, http://embeddedsystemdesign.blogspot.com/2007/12/temperature-controller-using-pic16f877a.html.

Claims (15)

1) Fonte chaveada de alta tensão positiva que opera na faixa de tensão de 1500V até 2500V com corrente máxima de 3mA compreendida por fonte de alimentação DC, conversor CC - CC chaveado push-puil, controle PWM, retificador multiplicador de tensão, filtro capacitivo, e realimentador e amplificador, caracterizada pelo fato de que: a tensão DC da referida fonte de alimentação DC 12 volts pode ser obtida a partir de um painel fotovoltaico, um conjunto de baterias ou ainda de uma fonte estacionária a partir da rede elétrica; referido conversor CC-CC chaveado disposto em topologia Push-Pull em retificação de onda completa provê uma tensão de saída continuamente regulada, a partir de uma tensão contínua baixa e não regulada funcionando em modo chaveado na frequência de 10 a 20kHz; referido controle PWM é dotado de duas saídas complementares para MOSFETs em push-puil, possui tensão de referência interna de 5,1 V (0,75%), opera na freqüência de trabalho de 100 a 500 khz, opera na tensão de trabalho de 8 a 35 V; referido retificador multiplicador de tensão em que a conversão da tensão alternada da saída do transformador em tensão contínua é feita com retificadores com filtros capacitivos configurados como circuitos multiplicadores de tensão os quais retificam e multiplicam o valor da tensão de pico no secundário do transformador; referido filtro capacitivo disposto na saída do dobrador de tensão permite um ajuste adicional na tensão de saída e, referido amplificador de erro amplifica a diferença entre a tensão de saída e uma tensão de referência, em que a comparação é feita com uma tensão de referência de + 2,5V obtida através do divisor de tensão formado por um potenciômetro em série com dois resistores iguais, ligados à fonte interna de referência de + 5,1V , ± 0,75% com relação ao terra.

2) Sistema de monitoramento de tensão e corrente da fonte chaveada de alta tensão positiva, caracterizado pelo fato de que o sistema de monitoramento é composto por microcontrolador, conversor serial e mostrador LCD.

3) Sistema de monitoramento, de acordo com ~ reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que a os dados são coletados pelo referido microcontrolador por meio de 4 entradas.

4) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que a resolução dos dado produzidos pelo referido microcontrolador é de 10 bits.

5) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que os dados produzidos pelo referido microcontrolador são armazenados na memória interna do microcontrolador.

6) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que os dados produzidos pelo referido microcontrolador são armazenados em dispositivo de armazenamento externo.

7) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que os dados produzidos pelo referido microcontrolador são enviados a um conversor serial para posterior envio a um microcomputador.

8) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que os dados produzidos pelo referido microcontrolador são enviados a um mostrador de cristal líquido.

9) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o referido sistema monitora a corrente de entrada da fonte chaveada de alta tensão.

10) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o referido sistema monitora a corrente de saída da fonte chaveada de alta tensão.

11) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o referido sistema monitora a tensão de entrada da fonte chaveada de alta tensão.

12) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o referido sistema monil tensão de saída da fonte chaveada de alta tensão.

13) Sistema de monitoramento, de acordo com « reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que o referido controlador é programado por meio de linguagem BASIC.

14) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que no referido controlador, os pinos (RAO a RA5) estão associados a porta A, os pinos (REO, RE1 e RE2) estão associados a porta E, os pinos (RCO a RC7) estão associados a porta C, os pinos (RDO a RD7) estão associados a porta D e, os pinos (RBO a RB7) estão associados a porta B.

15) Sistema de monitoramento, de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de que os referidos pinos podem ser definidos, por programação, para entrada ou saída de dados.