BR112020008306B1

BR112020008306B1 - METHOD FOR CONTROLING MULTIPLE SWITCHING DEVICES FROM A MULTI-LEVEL CONVERTER, AND MULTI-LEVEL CONVERTER

Info

Publication number: BR112020008306B1
Application number: BR112020008306-2A
Authority: BR
Inventors: Liviu Mihalache
Original assignee: Siemens Aktiengesellschaft
Filing date: 2017-11-15
Publication date: 2023-07-18

Abstract

Um método para controlar múltiplos dispositivos de comutação (15a-d, 75a-b) de um conversor multinível (1, 70), inclui fornecer uma pluralidade de sinais de portadora (C1-C6) e um sinal de referência (34-80), o sinal de referência (34, 80) compreendendo uma faixa de forma de onda dividida em uma pluralidade de bandas contíguas (B1-B6), alocar dinamicamente a pluralidade de sinais de portadora (C1-C6) nos múltiplos dispositivos de comutação (15a-d, 75a-b), e gerar sinais de modulação de largura de pulso (18, 77) para gerar eventos de comutação dos múltiplos dispositivos de comutação (15a-d, 75a-b) baseado em uma comparação de sinais de portadora dinamicamente alocados (C1, C6) com o sinal de referência (34, 80), em que a pluralidade de sinais de portadora (C1C6) compreende uma defasagem entre os sinais de portadora (C1-C6), e em que a pluralidade de sinais de portadora (C1-C6) são dinamicamente alocados nos múltiplos dispositivos de comutação (15a-d, 75a-b), de modo que para cada dispositivo de comutação (15a-d, 75a-b), os vários de sinais de portadora (C1-C6) são rodados e selecionados baseados em uma posição do sinal de referência (34, 80) em relação à pluralidade de bandas (B1, B6).A method for controlling multiple switching devices (15a-d, 75a-b) of a multilevel converter (1, 70), includes providing a plurality of carrier signals (C1-C6) and a reference signal (34-80). , the reference signal (34, 80) comprising a waveform band divided into a plurality of contiguous bands (B1-B6), dynamically allocate the plurality of carrier signals (C1-C6) in the multiple switching devices (15a -d, 75a-b), and generate pulse width modulation signals (18, 77) to generate switching events of the multiple switching devices (15a-d, 75a-b) based on a comparison of carrier signals dynamically allocated (C1, C6) with the reference signal (34, 80), wherein the plurality of carrier signals (C1C6) comprises a phase lag between the carrier signals (C1-C6), and wherein the plurality of carrier signals (C1-C6) carrier signals (C1-C6) are dynamically allocated to the multiple switching devices (15a-d, 75a-b), so that for each switching device (15a-d, 75a-b), the multiple carrier signals (C1 -C6) are rotated and selected based on a position of the reference signal (34, 80) relative to the plurality of bands (B1, B6).

Description

FIELD

[0001] Aspectos da presente invenção se referem a um conversor de potência multinível, particularmente para controle de modulação de largura de pulso de um conversor de potência multinível. Um conversor de potência pode também ser referido como "acionamento", "sistema de acionamento", ou "fonte de alimentação" e ao longo do relatório estes termos podem ser usados de modo intercambiável.[0001] Aspects of the present invention relate to a multilevel power converter, particularly for pulse width modulation control of a multilevel power converter. A power converter may also be referred to as a "drive", "drive system", or "power supply" and throughout the report these terms may be used interchangeably.

DESCRIPTION OF RELATED TECHNIQUE

[0002] Conversores de potência multinível são usados, por exemplo, em aplicações de acionamentos de corrente alternada (CA) de tensão média, sistemas de transmissão CA flexível (FACTS), e sistemas de transmissão de corrente direta de alta tensão (HVDC), porque os dispositivos semicondutores de potência única não podem lidar com alta tensão. Conversores multinível tipicamente incluem várias células de potência para cada fase, cada célula de potência incluindo um circuito inversor tendo comutadores semicondutores que podem alterar os estados ou níveis de tensão das células individuais. Dependendo do tipo de circuito inversos usado, por exemplo, meia- ponte ou ponte completa, cada célula de potência pode ter uma ou mais pernas, é possível controlar a tensão através de cada célula e obter uma forma de onda de saída CA tendo múltiplos níveis de tensão distintos. Um conversor multinível é frequentemente descrito pelo número de níveis distintos em forma de onda de tensão de saída. Em certas aplicações, pode ser desejável controlar os eventos de comutação em um conversor multinível usando modulação de largura de pulso (PWM). O controle baseado em PWM proporciona benefícios, especialmente uma redução no espectro harmônico em cada nível. Conversores multiníveis tipicamente usando portadoras defasadas no centro do método PWN. Um método convencional usado para conversores multiníveis, particularmente aqueles tendo topologia de ponte H em cascata, é o método de portadora de modulação de largura de pulso defasada (PSPWM). No método PSPWM, um sinal de referência para cada célula, que é tipicamente uma forma de onda senoidal, é comparado com uma portadora triangular para obter instâncias de comutação para uma primeira perna de comutação da célula. Tipicamente, cada célula tem sua própria portadora triangular, No método PSPWM, estas portadoras são defasadas. A mesma forma de onda senoidal de referência é comparada com a portadora triangular invertida para obter instâncias de comutação para a segunda perna de comutação da mesma célula.[0002] Multilevel power converters are used, for example, in medium voltage alternating current (AC) drive applications, flexible AC transmission systems (FACTS), and high voltage direct current (HVDC) transmission systems, because single power semiconductor devices cannot handle high voltage. Multilevel converters typically include several power cells for each phase, each power cell including an inverter circuit having semiconductor switches that can change the states or voltage levels of the individual cells. Depending on the type of inverse circuit used, for example half-bridge or full-bridge, each power cell can have one or more legs, it is possible to control the voltage across each cell and obtain an AC output waveform having multiple levels different voltages. A multilevel converter is often described by the number of distinct levels in the output voltage waveform. In certain applications, it may be desirable to control switching events in a multilevel converter using pulse width modulation (PWM). PWM-based control provides benefits, especially a reduction in the harmonic spectrum at each level. Multilevel converters typically use phase-shifted carriers at the center of the PWN method. A conventional method used for multilevel converters, particularly those having cascaded H-bridge topology, is the carrier phase-shift pulse width modulation (PSPWM) method. In the PSPWM method, a reference signal for each cell, which is typically a sine waveform, is compared with a triangular carrier to obtain switching instances for a first switching leg of the cell. Typically, each cell has its own triangular carrier. In the PSPWM method, these carriers are phase-shifted. The same reference sine waveform is compared with the inverted triangular carrier to obtain switching instances for the second switching leg of the same cell.

[0001] Mas os métodos PWM convencionais, tais como aqueles mencionados acima, não fornecem um espectro ideal para a tensão de saída de linha. A qualidade da tensão de saída se deteriora especialmente em alta frequência de tensão de saída, ou quando o conversor tem um baixo número de níveis. Se a frequência de tensão de saída é alta e o conversor tem um número reduzido de níveis, uma opção óbvia é aumentar a frequência de comutação. Mas aumentar a frequência de comutação também aumenta as perdas totais.[0001] But conventional PWM methods, such as those mentioned above, do not provide an ideal spectrum for the line output voltage. The output voltage quality deteriorates especially at high output voltage frequency, or when the converter has a low number of levels. If the output voltage frequency is high and the converter has a reduced number of levels, an obvious option is to increase the switching frequency. But increasing the switching frequency also increases the total losses.

SUMMARY

[0002] Resumidamente, aspectos da presente invenção se referem a um conversor de potência multinível e ainda a controle de modulação de largura de pulso de um conversor de potência multinível.[0002] Briefly, aspects of the present invention relate to a multilevel power converter and also to pulse width modulation control of a multilevel power converter.

[0003] Um primeiro aspecto da presente invenção fornece um método para controlar múltiplos dispositivos de comutação de um conversor multinível compreendendo fornecer uma pluralidade de sinais de portadora e um sinal de referência, o sinal de referência compreendendo uma faixa de forma de onda dividida em uma pluralidade de bandas contíguas, alocar dinamicamente a pluralidade de sinais de portadora para os múltiplos dispositivos de comutação, e gerar sinais de modulação de largura de pulso para gerar eventos de comutação dos múltiplos dispositivos de comutação baseados em uma comparação de sinais de portadora dinamicamente alocados com o sinal de referência, em que a pluralidade de sinais de portadora compreende uma defasagem entre os sinais de portadora, e em que a pluralidade de sinais de portadora é dinamicamente alocada nos múltiplos dispositivos de comutação, de modo que para cada dispositivo de comutação, a pluralidade de sinais de portadora é rodada e selecionada baseado em uma posição do sinal de referência em relação à pluralidade de bandas.[0003] A first aspect of the present invention provides a method for controlling multiple switching devices of a multilevel converter comprising providing a plurality of carrier signals and a reference signal, the reference signal comprising a waveform band divided into a plurality of contiguous bands, dynamically allocate the plurality of carrier signals to the multiple switching devices, and generate pulse width modulation signals to generate switching events of the multiple switching devices based on a comparison of dynamically allocated carrier signals with the reference signal, wherein the plurality of carrier signals comprises a phase shift between the carrier signals, and wherein the plurality of carrier signals is dynamically allocated to the multiple switching devices, such that for each switching device, the The plurality of carrier signals is rotated and selected based on a position of the reference signal relative to the plurality of bands.

[0004] Um segundo aspecto da presente invenção fornecer um conversor multinível para produzir uma fonte de alimentação CA multifásico, compreendendo várias células de potência para suprir potência para uma ou mais fases, cada célula de potência compreendendo múltiplos dispositivos de comutação incorporando comutadores semicondutores, e um controlador de modulação de largura de pulso conectado em cada uma das células de potência para controlar uma saída de tensão das várias células de potência controlando um evento de comutação de cada um dos dispositivos de comutação pela modulação de largura de pulso, em que o controlador de modulação de largura de pulso é configurado para alocar dinamicamente vários sinais de portadora nos múltiplos dispositivos de comutação, e gerar os sinais de modulação de largura de pulso para gerar eventos de comutação dos múltiplos dispositivos de comutação baseado em uma comparação de sinais de portadora alocados dinamicamente com um sinal de referência, em que os vários sinais de portadora são dinamicamente alocados nos múltiplos dispositivos de comutação de do que para cada dispositivo de comutação os vários sinais de portadora são rodados e selecionados baseados em uma posição do sinal de referência em relação às várias bandas.[0004] A second aspect of the present invention is to provide a multilevel converter for producing a multiphase AC power supply, comprising multiple power cells for supplying power to one or more phases, each power cell comprising multiple switching devices incorporating semiconductor switches, and a pulse width modulation controller connected to each of the power cells to control a voltage output from the plurality of power cells by controlling a switching event of each of the switching devices by pulse width modulation, wherein the controller pulse width modulation system is configured to dynamically allocate multiple carrier signals to the multiple switching devices, and generate the pulse width modulation signals to generate switching events of the multiple switching devices based on a comparison of allocated carrier signals dynamically with a reference signal, wherein the various carrier signals are dynamically allocated to the multiple switching devices and for each switching device the various carrier signals are rotated and selected based on a position of the reference signal relative to the several bands.

BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

[0005] A Figura 1 é um diagrama esquemático ilustrando um conversor multinível de ponte H trifásico tendo topologia de três células/fase de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0005] Figure 1 is a schematic diagram illustrating a three-phase H-bridge multilevel converter having three cells/phase topology in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0006] A Figura 2 ilustra uma representação gráfica de uma disposição de banda e uma forma de onda de referência modulada de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0006] Figure 2 illustrates a graphical representation of a band arrangement and a reference waveform modulated in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0007] A Figura 3 ilustra uma representação gráfica de uma disposição de portadora triangular simulada com sinais de portadora através da mesma, de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0007] Figure 3 illustrates a graphical representation of a simulated triangular carrier arrangement with carrier signals therethrough, in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0008] A Figura 4 ilustra uma representação gráfica de uma disposição de portadora simulada com sinais de portadora rotativos usando um método de PSPWM com um índice de modulação de 1, de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0008] Figure 4 illustrates a graphical representation of a simulated carrier arrangement with rotating carrier signals using a PSPWM method with a modulation index of 1, in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0009] A Figura 5 ilustra um esquema de transições de estado baseadas em um método de alocação de portadora proposto para um conversor multinível de ponte H em cascata tendo uma topologia de três células/fase, de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0009] Figure 5 illustrates a scheme of state transitions based on a proposed carrier allocation method for a cascaded H-bridge multilevel converter having a three-cell/phase topology, in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0010] A Figura 6 ilustra um esquema de transições de estado baseado em um método de alocação de portadora proposto para um conversor multinível de ponte H em cascata tendo uma topologia de três células/fase, de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0010] Figure 6 illustrates a state transitions scheme based on a proposed carrier allocation method for a cascaded H-bridge multilevel converter having a three-cell/phase topology, in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0011] A Figura 7 ilustra uma representação gráfica de pulsos obtida usando um método de alocação de portadora proposto para um sinal de referência senoidal de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0011] Figure 7 illustrates a graphical representation of pulses obtained using a proposed carrier allocation method for a sinusoidal reference signal in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0012] A Figura 8 a Figura 13 ilustram resultados de simulação demonstrando as diferenças em qualidade de tensões e correntes de saída obtidos pelo método de modulação proposto em comparação com um método PSPWM convencional para conversor multinível de ponte H em cascata com três células por fase de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0012] Figure 8 to Figure 13 illustrate simulation results demonstrating the differences in quality of output voltages and currents obtained by the proposed modulation method in comparison with a conventional PSPWM method for cascaded H-bridge multilevel converter with three cells per phase according to an exemplary embodiment of the present invention.

[0013] A Figura 14 ilustra um conversor multinível modular (MMC) que inclui um controlador PWM de acordo com outra modalidade da presente invenção.[0013] Figure 14 illustrates a modular multilevel converter (MMC) that includes a PWM controller according to another embodiment of the present invention.

[0014] A Figura 15 ilustra uma representação gráfica de espectro de tensão linha-linha para um conversor multinível modular como ilustrado, por exemplo, na Figura 14 usando um PSPWM seletivo proposto de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0014] Figure 15 illustrates a graphical representation of line-to-line voltage spectrum for a modular multilevel converter as illustrated, for example, in Figure 14 using a selective PSPWM proposed in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

DETAILED DESCRIPTION

[0015] Modalidades da presente invenção se referem a um novo método de modulação de largura de pulso (PWM) que pode ser, em princípio, usado para muitos tipos diferentes de conversores multiníveis. Em geral, um conversor multinível pode ter uma ou mais fases, incluindo várias células de potência para cada fase. Cada célula de potência inclui um circuito inversor tendo uma ou mais pernas de comutação fornecidas com dispositivos de comutação, que podem alterar os estados e níveis de tensão das células individuais. Controlando os eventos de comutação das pernas de comutação individuais de cada célula de potência, é possível controlar a tensão através de cada célula e obter uma forma de onda de saída CA tendo múltiplos níveis de tensão distintos.[0015] Embodiments of the present invention relate to a new pulse width modulation (PWM) method that can, in principle, be used for many different types of multilevel converters. In general, a multilevel converter may have one or more phases, including several power cells for each phase. Each power cell includes an inverter circuit having one or more switching legs provided with switching devices, which can change the states and voltage levels of the individual cells. By controlling the switching events of the individual switching legs of each power cell, it is possible to control the voltage across each cell and obtain an AC output waveform having multiple distinct voltage levels.

[0016] Enquanto as modalidades da presente invenção foram ilustradas para certos conversores multiníveis exemplares que podem ser usados em aplicações industriais, deve ser entendido que o controlador PWM proposto e seus métodos subjacentes de operação não são limitados aos tipos de conversores multiníveis descritos aqui, mas pode ser generalizado para conversores multiníveis com qualquer número de células ou para muitas outras topologias de multinível.[0016] While embodiments of the present invention have been illustrated for certain exemplary multilevel converters that may be used in industrial applications, it should be understood that the proposed PWM controller and its underlying methods of operation are not limited to the types of multilevel converters described herein, but can be generalized to multilevel converters with any number of cells or to many other multilevel topologies.

[0017] Em uma primeira modalidade, um método de modulação proposto é ilustrado para um conversor de multinível de ponte H em cascata. Um exemplo de tal conversor é o acionamento Perfect Harmony GH180® fabricado por Siemens Industry, Inc.[0017] In a first embodiment, a proposed modulation method is illustrated for a cascaded H-bridge multilevel converter. An example of such a converter is the Perfect Harmony GH180® drive manufactured by Siemens Industry, Inc.

[0018] A Figura 1 ilustra um esquema de uma modalidade de um sistema 1 compreendendo conversor multinível de ponte H em cascata 10 tendo uma topologia de sete níveis, incluindo três fases com três células por fase, que adicionalmente incorpora um controlador PWM 30 de acordo com um aspecto da presente invenção. A topologia da presente modalidade do conversor multinível é descrita, por exemplo, na Patente U.S. N°. 5.625.545 para Hammond, o conteúdo da qual é incorporado por referência aqui para propósitos ilustrativos.[0018] Figure 1 illustrates a schematic of an embodiment of a system 1 comprising cascaded H-bridge multilevel converter 10 having a seven-level topology, including three phases with three cells per phase, which additionally incorporates a PWM controller 30 in accordance with with an aspect of the present invention. The topology of the present embodiment of the multilevel converter is described, for example, in U.S. Patent No. 5,625,545 to Hammond, the contents of which are incorporated by reference herein for illustrative purposes.

[0019] No exemplo da Figura 1, o sistema 1 é um acionamento de tensão média compreendendo uma fonte de potência trifásica fornecer uma entrada de potência 2 por meio das linhas L1, L2 e L3. O conversor multinível 10 é conectado à entrada de potência CA 2 e produz uma fonte de alimentação CA trifásica como saída 3, por meio das linhas de saída de fase u, v, e w. A saída CA 3 pode ser conectada a uma carga 20, que neste exemplo compreende um motor. O motor 20 pode ser operado controlando a frequência e/ou amplitude da tensão de saída produzida pelo conversor multinível 10.[0019] In the example of Figure 1, system 1 is a medium voltage drive comprising a three-phase power source providing a power input 2 via lines L1, L2 and L3. Multilevel converter 10 is connected to AC power input 2 and produces a three-phase AC power supply as output 3, via phase output lines u, v, and w. The AC output 3 may be connected to a load 20, which in this example comprises a motor. The motor 20 can be operated by controlling the frequency and/or amplitude of the output voltage produced by the multilevel converter 10.

[0020] Cada fase do conversor multinível 10 compreende uma perna de fase respectiva 11 formada a partir de uma pluralidade de células de potência 12 dispostas em uma maneira em cascata. No exemplo da Figura 1, as pernas de fase 11 são formadas a partir do mesmo número de células de potência 12, a saber três, que são conectadas em série. Cada célula de potência 12 de uma fase é conectada na entrada de potência 2 por meio de linhas de entrada respectivas L1, L2 e L3. A potência das linhas de entrada L1, L2, L3 podem ser fornecidas, por exemplo, por meio de um transformador de enrolamento multifásico. As células de potência 12 das três fases são respectivamente rotuladas como célula A1 a célula A3, célula B1 a célula B3 e célula C1 a célula C3. Cada célula de potência 12 é responsivo para sinais de controle do controlador PWM 30 para alterar a saída de nível de tensão e/ou frequência, resultando em uma forma de onda de tensão multinível para cada fase. As células de potência 12 em geral incluem dispositivos de comutação semicondutores de potência, componentes passivos (indutores, capacitores) circuitos de controle, processadores, interfaces e outros componentes para comunicar com o controlador 30. As células de potência 12 opera baseadas em sinais do controlador 30.[0020] Each phase of the multilevel converter 10 comprises a respective phase leg 11 formed from a plurality of power cells 12 arranged in a cascade manner. In the example of Figure 1, the phase legs 11 are formed from the same number of power cells 12, namely three, which are connected in series. Each power cell 12 of a phase is connected to power input 2 via respective input lines L1, L2 and L3. The power of the input lines L1, L2, L3 can be supplied, for example, through a multiphase winding transformer. The 12 power cells of the three phases are respectively labeled as cell A1 to cell A3, cell B1 to cell B3 and cell C1 to cell C3. Each power cell 12 is responsive to control signals from the PWM controller 30 to change the output voltage level and/or frequency, resulting in a multilevel voltage waveform for each phase. The power cells 12 generally include power semiconductor switching devices, passive components (inductors, capacitors), control circuits, processors, interfaces and other components to communicate with the controller 30. The power cells 12 operate based on signals from the controller 30.

[0021] Cada uma das células de potência 12 inclui circuito inversor de fase única conectado a fontes CD separados produzidos por uma retificação da entrada de potência CA para cada célula de potência 12 por meio das linhas de entrada L1, L2, L3. Neste exemplo, a retificação é realizada por retificadores de diodo 13a-f dispostos em uma configuração de retificador de ponte. O exemplo presente também usa circuito de filtragem incluindo, por exemplo, um capacitor 14, para suavizar as ondulações de tensão da potência CD retificada.[0021] Each of the power cells 12 includes single-phase inverter circuitry connected to separate CD sources produced by a rectification of the AC power input to each power cell 12 via input lines L1, L2, L3. In this example, rectification is performed by diode rectifiers 13a-f arranged in a bridge rectifier configuration. The present example also uses filtering circuitry including, for example, a capacitor 14, to smooth out the voltage ripples of the rectified CD power.

[0022] O circuito inversor de cada célula 12 compreende dispositivos de comutação semicondutores de potência 15a-d dispostos em uma configuração de ponte H, também referida como ponte total. Os dispositivos de comutação 15a-d podem incluir, por exemplo e sem limitação, transistores de potência tais como transistores bipolares de porta isolada (IGBT). Os dispositivos de comutação 15a, 15b conectam a linha de saída da célula 16a enquanto os dispositivos de comutação 15c, 15d conectam na linha de saída da célula 16b. Os transistores 15a- d recebem sinais de modulação de largura de pulso, por exemplo, na forma de sinais de entrada de porta 18 controlados pelo controlador 30, baseados em modulação de largura de pulso. O controlador 30 seleciona os transistores 15a ou 15b para estar LIGADO por meio de uma primeira perna de comutação 17a, e cada um dos transistores 15c ou 15d para estar LIGADO por meio de uma segunda perna de comutação 17b, que permitirá que a potência passe para a carga 20 por meio da linha 16a ou 16b respectivamente. Em outras palavras, um evento de comutação acionado por controlador da perna de comutação 17a faz com que um dos transistores 15a, 15b esteja em um estado LIGDO e o outro esteja no estado DESLIGADO. Igualmente, um evento de comutação acionado por controlador da perna de comutação 17b faz com que um dos transistores 15c, 15d esteja em um estado LIGADO, e o outro esteja no estado DESLIGADO. Nas modalidades ilustradas, as pernas de comutação 17a, 17b de uma célula individual 12 são simplesmente referidas como perna de comutação A e perna de comutação B desta célula individual 12.[0022] The inverter circuit of each cell 12 comprises power semiconductor switching devices 15a-d arranged in an H-bridge configuration, also referred to as a full bridge. Switching devices 15a-d may include, for example and without limitation, power transistors such as insulated gate bipolar transistors (IGBT). The switching devices 15a, 15b connect to the cell output line 16a while the switching devices 15c, 15d connect to the cell output line 16b. Transistors 15a-d receive pulse width modulation signals, for example in the form of gate input signals 18 controlled by controller 30, based on pulse width modulation. Controller 30 selects transistors 15a or 15b to be ON via a first switching leg 17a, and each of transistors 15c or 15d to be ON via a second switching leg 17b, which will allow power to pass to the load 20 via line 16a or 16b respectively. In other words, a controller-triggered switching event of switching leg 17a causes one of the transistors 15a, 15b to be in an ON state and the other to be in an OFF state. Likewise, a controller-triggered switching event of switching leg 17b causes one of the transistors 15c, 15d to be in an ON state, and the other to be in an OFF state. In the illustrated embodiments, the switching legs 17a, 17b of an individual cell 12 are simply referred to as switching leg A and switching leg B of this individual cell 12.

[0023] Cada uma das células de potência 12 pode ser construída internamente em padrões de baixa tensão, a despeito de sua inclusão em um acionamento de aparelho de tensão média 1. Por meio de exemplo, cada célula de potência 12 pode ter uma classificação de 600 volts. Assim, o nível de tensão máxima que pode se emitido por cada uma das células de potência 12 é cerca de 600 VDC. Dependendo de quais transistores estão LIGADOS, a tensão de saída através das linhas de saída de célula 16a, 16b de cada célula de potência 12 pode ser de tanto polaridade ou zero. Assim, cada célula de potência 12 pode ter três estados de saída: +600 VDC, -600 VDC, ou Zero VDC. Devido à conexão serial entre três células de potência 12 em cada linha de saída de fase, tais como, por exemplo, as células A1, A2, A3 para a linha de saída de fase u, é possível produzir uma magnitude de tensão de saída máxima de cerca de 1800 VDC para a linha de saída de fase respectiva. Cada célula de potência 12 pode ser operada de modo independente da outra. Portanto, é possível fornecer pelo menos sete níveis de tensão por fase ao motor 20. Os valores aproximados destes estados de tensão linha-neutro incluem ± 1800 VDC, ± 1200 VDC, ± 600 VDC e zero VDC. Em geral, um conversor multinível de ponte H em cascata tendo um número N de células de potência 12 por fase é capaz de produzir um número NL de estados de tensão de linha-neutro para cada fase, onde NL=2N+1. Deve ser notado que a tensão de linha-linha pode ter mais níveis que a tensão de fase (linha-neutro). Por exemplo, um conversor multinível de ponte H em cascata pode ter 2NL-1 níveis na tensão de linha-linha. Outras topologias podem ter um número diferente de níveis dependendo da técnica de modulação usada.[0023] Each of the power cells 12 may be internally constructed to low voltage standards, despite their inclusion in a medium voltage appliance drive 1. By way of example, each power cell 12 may have a rating of 600 volts. Thus, the maximum voltage level that can be emitted by each of the power cells 12 is about 600 VDC. Depending on which transistors are ON, the output voltage across cell output lines 16a, 16b of each power cell 12 can be either polarity or zero. Thus, each power cell 12 can have three output states: +600 VDC, -600 VDC, or Zero VDC. Due to the serial connection between three power cells 12 on each phase output line, such as, for example, cells A1, A2, A3 for the phase output line u, it is possible to produce a maximum output voltage magnitude of about 1800 VDC for the respective phase output line. Each power cell 12 can be operated independently of the other. Therefore, it is possible to provide at least seven voltage levels per phase to the motor 20. Approximate values of these line-to-neutral voltage states include ±1800 VDC, ±1200 VDC, ±600 VDC, and zero VDC. In general, a cascaded H-bridge multilevel converter having N number of 12 power cells per phase is capable of producing NL number of line-neutral voltage states for each phase, where NL=2N+1. It should be noted that line-to-line voltage can have more levels than phase (line-to-neutral) voltage. For example, a cascaded H-bridge multilevel converter may have 2NL-1 levels in line-to-line voltage. Other topologies may have a different number of levels depending on the modulation technique used.

[0024] O motor 20 pode compreender qualquer motor do tipo-CA, por exemplo, síncrono, assíncrono, ímã permanente, e pode ser classificado para baixa tensão, média tensão ou alta tensão. Por exemplo, motores CA de tensão média, tais como aqueles usados em controle de processo industrial, podem operar na faixa de 4,16kV a 13,8 kV. Tensão maior ou menor pode ser usada. Mais que um motor 20 pode ser conectado. Outras cargas podem ser usadas em vez de ou em adição ao motor 20. O motor 20 responde à tensão aplicada pelo conversor multinível nas três fases, por exemplo, para aumentar, diminuir ou manter uma velocidade ou posição.[0024] Motor 20 may comprise any AC-type motor, for example, synchronous, asynchronous, permanent magnet, and may be rated for low voltage, medium voltage or high voltage. For example, medium voltage AC motors, such as those used in industrial process control, can operate in the range of 4.16kV to 13.8kV. Higher or lower voltage can be used. More than 20 motors can be connected. Other loads may be used instead of or in addition to the motor 20. The motor 20 responds to the voltage applied by the multilevel converter on the three phases, for example, to increase, decrease or maintain a speed or position.

[0025] O controlador 30 pode compreender, por exemplo, um processador com uma memória para armazenar e executar instruções específicas para implementar o controle PWM ilustrado. O controlador 30pode ser construído, por exemplo e sem limitação, por um microcontrolador com memória interna ou externa, por exemplo e sem limitação, por um microcontrolador com memória interna ou externa, ou por um processador de sinal digital de ponto fixo ou ponto flutuante (DSP), ou por um dispositivo lógico programável (PLD), ou qualquer combinação dos acima mencionados. Modulando a largura de pulso a referência de tensão para cada fase, o controlador 30 controla cada uma das células de potência 12, e assim, a amplitude e frequência da saída de tensão entre as linhas de saída 16a 16b de cada célula de potência 12. Um circuito de controle ou painel de controle nas células de potência 12 pode receber a referência de tensão e gerar os pulsos de bloqueio para acionar dispositivos de comutação usando controles de vetor apropriados e modulação de largura de pulso. Alternativamente, o controlador 30 pode emitir pulsos de bloqueio fornecidos nas células 12 baseadas nas referências de tensão.[0025] Controller 30 may comprise, for example, a processor with a memory for storing and executing specific instructions to implement the illustrated PWM control. The controller 30 may be constructed, for example and without limitation, by a microcontroller with internal or external memory, for example and without limitation, by a microcontroller with internal or external memory, or by a fixed-point or floating-point digital signal processor ( DSP), or by a programmable logic device (PLD), or any combination of the above. By pulse width modulating the voltage reference for each phase, the controller 30 controls each of the power cells 12, and thus, the amplitude and frequency of the voltage output between the output lines 16a 16b of each power cell 12. A control circuit or control panel in the power cells 12 may receive the voltage reference and generate the blocking pulses to drive switching devices using appropriate vector controls and pulse width modulation. Alternatively, controller 30 may output blocking pulses delivered to cells 12 based on voltage references.

[0026] Como notado antes, um método conhecido usado para conversores multiníveis, particularmente aqueles tendo uma topologia de ponte H em cascata tal como o sistema 1, é método de portadora de modulação de largura de pulso defasado (PSPWM). No método PSPWM, um sinal de referência para cada célula 12, que é tipicamente uma forma de onda senoidal, é comparado com um sinal de portadora triangular para obter instâncias de comutação para a primeira perna de comutação 17a (perna A) da célula 12. Tipicamente, cada célula 12 tem seu próprio sinal de portadora triangular. No método PSPWN, os sinais de portadora, aqui também referidos como simplesmente portadoras, são defasadas. A mesma forma de onda senoidal é comparada com o sinal de portadora triangular invertido para obter instâncias de comutação para a segunda perna de comutação 17b (perna B) da mesma célula 12.[0026] As noted before, a known method used for multilevel converters, particularly those having a cascaded H-bridge topology such as system 1, is phase-shift pulse width modulation (PSPWM) carrier method. In the PSPWM method, a reference signal for each cell 12, which is typically a sine waveform, is compared with a triangular carrier signal to obtain switching instances for the first switching leg 17a (leg A) of the cell 12. Typically, each cell 12 has its own triangular carrier signal. In the PSPWN method, the carrier signals, here also referred to as simply carriers, are phase-shifted. The same sine waveform is compared with the inverted triangular carrier signal to obtain switching instances for the second switching leg 17b (leg B) of the same cell 12.

[0027] Para uma topologia NL, onde Nl é o número de estados de tensão linha-neutro, aqui também referidos como níveis, e N é o número de células 12 de uma fase, as células 12 de uma mesma fase usam uma defasagem Tdefasagem entre as portadoras para a primeira perna de comutação 17a de acordo com uma fórmula (1): [0027] For an NL topology, where Nl is the number of line-neutral voltage states, here also referred to as levels, and N is the number of cells 12 of a phase, the cells 12 of the same phase use a phase shift Tphase between the carriers for the first switching leg 17a according to a formula (1):

[0028] No total, existirão 2N portadores para cada uma das três fases.[0028] In total, there will be 2N carriers for each of the three phases.

[0029] Uma defasagem adicional como fornecida na fórmula (2) pode ser usada entre portadores da primeira perna de comutação 17a de uma última célula 12 de uma fase e uma primeira célula 12 de uma fase seguinte: [0029] An additional phase shift as given in formula (2) can be used between carriers of the first switching leg 17a of a last cell 12 of a phase and a first cell 12 of a following phase:

[0030] Sabe-se que a estratégia de modulação tradicional como fornecida acima não fornece um espectro ideal para a tensão de linha- linha. Um aperfeiçoamento no espectro de tensão de saída pode ser obtido usando, por exemplo, um modulador de disposição de fase (PD). Nesta abordagem, para um conversor NL, existem (NL-1) formas de onda de portadora da mesma amplitude, fase e frequência dispostas em bandas contíguas que ocupam completamente a faixa de modulação, de -1 a 1. A interseção da referência de modulação com as portadoras determina o nível de tensão comutado para cada perna de fase em qualquer instante. O problema é que esta abordagem determina somente o nível de tensão comutada desejada de cada perna e não a instância real de comutação para os dispositivos. Portanto, a forma de onda de tensão comutada resultante deve então ser decodificada para selecionar os estados de célula específicos. Além disso, este processo deve assegurar que todas as células estão compartilhando a igualdade de potência.[0030] It is known that the traditional modulation strategy as provided above does not provide an ideal spectrum for line-to-line voltage. An improvement in the output voltage spectrum can be achieved using, for example, a phase arrangement (PD) modulator. In this approach, for an NL converter, there are (NL-1) carrier waveforms of the same amplitude, phase, and frequency arranged in contiguous bands that completely occupy the modulation range, from -1 to 1. The intersection of the modulation reference with the carriers determines the switched voltage level for each phase leg at any instant. The problem is that this approach only determines the desired switched voltage level of each leg and not the actual switching instance for the devices. Therefore, the resulting switched voltage waveform must then be decoded to select specific cell states. Furthermore, this process must ensure that all cells are sharing equal power.

[0031] Um método de modulação diferente é proposto aqui, que também é referido como método PWM de portadora defasada seletiva. O Método demodulação proposto será descrito em relação à topologia de multinível de ponte H em cascata, como ilustrado, por exemplo, na Figura 1, e então estendida para a topologia de conversor multinível modular (MMC). O princípio do método proposto se aplica a muitos números de células; no entanto, será explicado relacionando com o sistema 1 compreendendo nove células 12 (três células por fase) como ilustrado na Figura 1.[0031] A different modulation method is proposed here, which is also referred to as selective lagged carrier PWM method. The proposed demodulation method will be described in relation to the cascaded H-bridge multilevel topology, as illustrated, for example, in Figure 1, and then extended to the modular multilevel converter (MMC) topology. The principle of the proposed method applies to many numbers of cells; however, it will be explained in relation to system 1 comprising nine cells 12 (three cells per phase) as illustrated in Figure 1.

[0032] A Figura 2 ilustra uma representação gráfica de uma disposição de banda 32 e uma forma de onda de referência moduladora 34 de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0032] Figure 2 illustrates a graphical representation of a band arrangement 32 and a modulating reference waveform 34 in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0033] Desde que existem três células 12 por fase e cada célula 12 pode criar três níveis (como descrito com referência ao exemplo da Figura 1) existira um total de sete níveis na tensão de saída de fase (linha-neutro) na qual a forma de onda de referência modular 34 pode ser dividida. Consequentemente, uma faixa da forma de onda de referência modular 34 pode ser dividida em disposição de banda 32 incluindo seis bandas contíguas B1 a B6 igualmente espaçadas.[0033] Since there are three cells 12 per phase and each cell 12 can create three levels (as described with reference to the example in Figure 1) there will be a total of seven levels in the phase (line-neutral) output voltage at which the modular reference waveform 34 can be divided. Accordingly, a strip of modular reference waveform 34 can be divided into band arrangement 32 including six equally spaced contiguous bands B1 to B6.

[0034] A forma de onda de referência modular 34 pode também ser referida como uma onda senoidal de forma de onda modular. A faixa da forma de onda de sinal de referência 34 pode ser referida como uma faixa de modulação do sinal de referência. A amplitude da forma de onda de sinal de referência 34 é referida como um índice de modulação m da forma de onda de sinal de referência 34. A forma de onda de sinal de referência ilustrada 34 e uma forma de onda periódica, tendo, por exemplo, um formato substancialmente senoidal. Deve ser entendido que não existe restrição no formato da forma de onda de sinal de referência 34 à medida que a forma de onda 34 é restrita ao intervalo [-1, 1].[0034] The modular reference waveform 34 can also be referred to as a modular waveform sine wave. The reference signal waveform range 34 may be referred to as a reference signal modulation range. The amplitude of the reference signal waveform 34 is referred to as a modulation index m of the reference signal waveform 34. The illustrated reference signal waveform 34 is a periodic waveform, having, e.g. , a substantially sinusoidal shape. It should be understood that there is no restriction on the shape of the reference signal waveform 34 as the waveform 34 is restricted to the range [-1, 1].

[0035] A disposição de banda 32 compreende bandas, Banda 1 (B1) a Banda 6 (B6) em que cada banda B1 a B6 da disposição de banda 32 cobre 1/3 do índice de modulação máximo m. para o caso geral, existem 2N bandas para um conversor com N células por fase e cada uma ocupara 1/N do índice de modulação máxima m. Para a facilidade de identificação, Figura 2 representa somente identificações Banda 2 B1, Banda 4 B4 e Banda 6 B6, respectivamente, a definição de cada banda B1-B6 é dada abaixo, em que m é a amplitude da forma de onda de referência modular de onda senoidal: Banda 1: 2/3<m<1, Banda 2: 1/3<m<2/3, Banda 3: 0<m<1/3 Banda 4: 1/3<m<0 Banda 5:-2/3<m<-1/3 Banda 6: -1<m<-2/3[0035] Band arrangement 32 comprises bands, Band 1 (B1) to Band 6 (B6) in which each band B1 to B6 of band arrangement 32 covers 1/3 of the maximum modulation index m. for the general case, there are 2N bands for a converter with N cells per phase and each one will occupy 1/N of the maximum modulation index m. For ease of identification, Figure 2 represents only identifications Band 2 B1, Band 4 B4 and Band 6 B6 respectively, the definition of each band B1-B6 is given below, where m is the amplitude of the modular reference waveform sine wave: Band 1: 2/3<m<1, Band 2: 1/3<m<2/3, Band 3: 0<m<1/3 Band 4: 1/3<m<0 Band 5 :-2/3<m<-1/3 Band 6: -1<m<-2/3

[0036] A Figura 3 ilustra uma representação gráfica de uma disposição de portadora triangular simulada 36 com sinais de portadora C1 a C6 de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção. Os métodos PSPWM tradicionais atribuem um sinal de portadora para cada perna de comutação A e perna de comutação B, em que os sinais de portadora são permanentemente atribuídos a cada perna de comutação A, B.[0036] Figure 3 illustrates a graphical representation of a simulated triangular carrier arrangement 36 with carrier signals C1 to C6 in accordance with an exemplary embodiment of the present invention. Traditional PSPWM methods assign a carrier signal to each switching leg A and switching leg B, where the carrier signals are permanently assigned to each switching leg A, B.

[0037] Em contraste com métodos PSPWM tradicionais, o método proposto compreende estabelecer sinais de portadora (2N) com uma defasagem diferente Tnova_defasagem entre os sinais de portadora, a defasagem é dada pela fórmula (3), em que a defasagem Tnova_defasagem é metade da defasagem do método PSPWM tradicional (ver fórmula (1)): [0037] In contrast to traditional PSPWM methods, the proposed method comprises establishing carrier signals (2N) with a different phase shift Tnew_dephase between the carrier signals, the phase difference is given by formula (3), where the phase difference Tnew_dephase is half of lag of the traditional PSPWM method (see formula (1)):

[0038] A Figura 3 ilustra seis sinais de portadora C1-C6 para o exemplo de três células por fase determinados de acordo com a fórmula (3). Os sinais de portadora C1-C6 compreendem uma forma de onda tendo um formato substancialmente triangular.[0038] Figure 3 illustrates six carrier signals C1-C6 for the example of three cells per phase determined according to formula (3). Carrier signals C1-C6 comprise a waveform having a substantially triangular shape.

[0039] De acordo com uma modalidade exemplar, nenhum dos seis sinais de portador C1, C2, C3, C4, C5 e C6 são permanentemente atribuídos às pernas de comutação A, B das células 12 de uma fase. Em vez disto, os sinais de portadora C1, C2, C3, C4, C5 e C6 são rodados e dinamicamente alocados em todos os dispositivos de comutação 15a-15d das pernas de comutação A, B de uma fase, baseados em uma posição da forma de onda de referência 34 em relação a seis bandas B1-B6 previamente descritas com referência à Figura 2.[0039] According to an exemplary embodiment, none of the six carrier signals C1, C2, C3, C4, C5 and C6 are permanently assigned to the switching legs A, B of cells 12 of a phase. Instead, carrier signals C1, C2, C3, C4, C5 and C6 are rotated and dynamically allocated to all switching devices 15a-15d of switching legs A, B of a phase, based on a position of the form reference waveform 34 with respect to six bands B1-B6 previously described with reference to Figure 2.

[0040] Um evento de comutação, isto a comutação de LIGADO ou DESLIGADO, de um dispositivo de comutação da perna de comutação, é obtido por um sinal de modulação de largura de pulso, por exemplo, como um sinal de entrada de porta 18, que é disparado pelo controlador 30, baseado em uma comparação do sinal de portadora com o sinal de referência.[0040] A switching event, i.e. ON or OFF switching, of a switching device of the switching leg, is obtained by a pulse width modulation signal, for example, as a gate input signal 18, which is triggered by controller 30, based on a comparison of the carrier signal with the reference signal.

[0041] A Figura 4 ilustra uma representação gráfica de uma disposição de portadora simulada 40 com sinais de portadora rotativos CR1 a CR6 usando o método PSPWM proposto com um índice de modulação de 1 de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0041] Figure 4 illustrates a graphical representation of a simulated carrier arrangement 40 with rotating carrier signals CR1 to CR6 using the proposed PSPWM method with a modulation index of 1 in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0042] Uma alocação dinâmica das portadoras C1-C6 atribui a cada dispositivo de comutação 15a-15d o sinal de portadora (fora dos múltiplos sinais de portadora C1-C6) que leva a uma distorção harmônica total mais baixa possível (THD). Assim, cada dispositivo de comutação 15a-15d na célula 12 tem uma portadora rotativa CRn que pode ser considerada uma função das seis portadoras C1-C6 como fornecida pela fórmula (4): [0042] A dynamic allocation of carriers C1-C6 assigns each switching device 15a-15d the carrier signal (out of the multiple carrier signals C1-C6) that leads to the lowest possible total harmonic distortion (THD). Thus, each switching device 15a-15d in cell 12 has a rotating carrier CRn which can be considered a function of the six carriers C1-C6 as given by formula (4):

[0043] Na equação (4) Bi é um sinal binário que é igual a 1(um) quando a forma de onda de referência 34 está dentro da banda i, e é igual a 0 (erro) quando a forma de onda de referência 34 está fora da banda i, em que i corresponde com o número de bandas B1-B6 (i=1...6). O coeficiente Kj pode ter dois valores: -1 e 1.[0043] In equation (4) Bi is a binary signal that is equal to 1 (one) when the reference waveform 34 is within band i, and is equal to 0 (error) when the reference waveform 34 is within band i, and is equal to 0 (error) when the reference waveform 34 is within band i 34 is outside band i, where i corresponds to the number of bands B1-B6 (i=1...6). The Kj coefficient can have two values: -1 and 1.

[0044] A equação 4) fornece que o sinal de portadora rotativo CRn que é atribuído a um dispositivo de comutação 15a-15d de uma célula 12 é uma das seis portadoras C1 a C6 ou seus valores invertidos, -C1 a -C6, e que a comutação de uma portadora para outra portadora C1C6 ocorre em um cruzamento de uma banda para oura banda B1-B2. Na prática, é muito mais fácil usar uma máquina de estado para implementar a equação (4), e tal uma máquina de estado será descrita com referência à Figura 5 ilustrando uma máquina de estado que gera dinamicamente os sinais de portadora rotativos CRn para todos os dispositivos de comutação 15a-15d de uma fase.[0044] Equation 4) provides that the rotating carrier signal CRn that is assigned to a switching device 15a-15d of a cell 12 is one of the six carriers C1 to C6 or their inverted values, -C1 to -C6, and that switching from one carrier to another C1C6 carrier occurs at a crossover from one band to another band B1-B2. In practice, it is much easier to use a state machine to implement equation (4), and such a state machine will be described with reference to Figure 5 illustrating a state machine that dynamically generates the rotating carrier signals CRn for all 15a-15d single phase switching devices.

[0045] Em relação à Figura 1 e Figura 4, os sinais de portadora rotativos CR1 CR2, CR3, CR4, CR5 e CR6 são usados pelos dispositivos de comutação A3_A_Top. A3_B_Bot, A2_A_Top, A2_B_Bot, A1_A_Top, A1_B_Bot, respectivamente. Embora as portadoras na Figura 4 mostrem descontinuidades devido à alocação dinâmica de C1C6, estas descontinuidades não levam a perturbações de pulso ou eventos de comutação adicionais.[0045] Referring to Figure 1 and Figure 4, the rotating carrier signals CR1 CR2, CR3, CR4, CR5 and CR6 are used by the A3_A_Top switching devices. A3_B_Bot, A2_A_Top, A2_B_Bot, A1_A_Top, A1_B_Bot, respectively. Although the carriers in Figure 4 show discontinuities due to the dynamic allocation of C1C6, these discontinuities do not lead to pulse perturbations or additional switching events.

[0046] A Figura 5 ilustra um esquema de um exemplo de uma máquina de estado finito 50 que aloca dinamicamente as portadoras C1C6 para todos os dispositivos de comutação 15a-d de cada pêra de comutação A, B para um conversor multinível de ponte H em cascata tendo uma topologia de três pernas/fase, de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0046] Figure 5 illustrates a schematic of an example of a finite state machine 50 that dynamically allocates carriers C1C6 to all switching devices 15a-d from each switching pear A, B to an H-bridge multilevel converter in cascade having a three-leg/phase topology, in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0047] De acordo com o exemplo ilustrado na Figura 5 com três células 12 por fase, a máquina de estado 50 compreende 6*6+36 estados. Para um caso geral onde existem N células por fase, a máquina de estado terá 2N*2N=4N2 estados.[0047] According to the example illustrated in Figure 5 with three cells 12 per phase, the state machine 50 comprises 6*6+36 states. For a general case where there are N cells per phase, the state machine will have 2N*2N=4N2 states.

[0048] Os blocos 52 ilustram alocações de portadora de seis dispositivos de comutação 15a-d de uma fase por uma banda B1-B6, ocupadas instantaneamente pelo sinal de referência 34, enquanto as setas 54 representam transições ou cruzamentos do sinal de referência 34 de uma banda para outra B1-B6.[0048] Blocks 52 illustrate carrier allocations of six switching devices 15a-d of a phase over a band B1-B6, instantaneously occupied by reference signal 34, while arrows 54 represent transitions or crossovers of reference signal 34 of one band to another B1-B6.

[0049] Cada fileira horizontal de um bloco 52 inclui alocações de portadoras C1-C6 dentro de uma banda B1-B6 (em geral: Bx, onde x=1...2N, e N é o número de células 12 por fase). Como notado anteriormente, no exemplo descrito em relação à Figura 1, existem seis bandas B1-B6 (ver também Figura 2). Em relação à Figura 5 e Figura 1, os sinais de portadora rotativos CR1 CR2, CR3, CR4, CR5 e CR6 são usados pelos dispositivos de comutação A3_A_Top. A3_B_Bot, A2_A_Top, A2_B_Bot, A1_A_Top, A1_B_Bot, respectivamente.[0049] Each horizontal row of a block 52 includes carrier allocations C1-C6 within a band B1-B6 (in general: Bx, where x=1...2N, and N is the number of cells 12 per phase) . As noted previously, in the example described in relation to Figure 1, there are six bands B1-B6 (see also Figure 2). Referring to Figure 5 and Figure 1, the rotating carrier signals CR1 CR2, CR3, CR4, CR5 and CR6 are used by the A3_A_Top switching devices. A3_B_Bot, A2_A_Top, A2_B_Bot, A1_A_Top, A1_B_Bot, respectively.

[0050] Assumindo que cada um dos seis dispositivos de comutação 15a-d do exemplo acima é atribuído um valor de 0 se está DESLIGADO, e um valor 1 se está LIGADO, um diagrama de estado como ilustrado na Figura 6 pode ser desenhado mostrando todos os estados possíveis por fase usando a máquina de estado 50 da Figura 5.[0050] Assuming that each of the six switching devices 15a-d of the example above is assigned a value of 0 if it is OFF, and a value of 1 if it is ON, a state diagram as illustrated in Figure 6 can be drawn showing all the possible states per phase using the state machine 50 of Figure 5.

[0051] A Figura 6 ilustra um esquema de transições de estado baseadas em um método de alocação de portadora proposto para um conversor multinível de ponte H em cascata tendo uma topologia de três células/fase, de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção.[0051] Figure 6 illustrates a scheme of state transitions based on a proposed carrier allocation method for a cascaded H-bridge multilevel converter having a three-cell/phase topology, in accordance with an exemplary embodiment of the present invention.

[0052] De acordo com a Figura 6, um diagrama de estado exemplar 60, onde o número binário de 2N dígitos (6 dígitos neste caso, desde que N=3, onde N é o número de células de potência por fase) indica diretamente se os dispositivos de comutação A3_A_Top. A3_B_Bot, A2_A_Top, A2_B_Bot, A1_A_Top, A1_B_Bot estão LIGADOS ou DESLIGADOS. O diagrama 60 confirma que em cada estado 62 somente um dispositivo de comutação comuta per fase e que não existem interrupções de pulso em cruzamentos de banda. Deve ser notado que as linhas tracejadas 64 indicam transições para e dos mesmos estados em uma banda diferente e poderiam ser ignoradas. Elas são mostradas aqui apenas para a facilidade de entendimento como uma transição de uma banda para outra banda usando o método ilustrado mantém o mesmo estado e, portanto, não introduz qualquer perturbação na geração de pulso. Por exemplo, do estado 111111 em banda 1 é possível mover para o mesmo estado 110111 que pode estar na banda 1, se não existe transição de banda ou, na banda 2 se existe transição de banda.[0052] According to Figure 6, an exemplary state diagram 60, where the 2N digit binary number (6 digits in this case, since N=3, where N is the number of power cells per phase) directly indicates if the switching devices A3_A_Top. A3_B_Bot, A2_A_Top, A2_B_Bot, A1_A_Top, A1_B_Bot are ON or OFF. Diagram 60 confirms that in each state 62 only one switching device switches per phase and that there are no pulse interruptions at band crossings. It should be noted that the dashed lines 64 indicate transitions to and from the same states in a different band and could be ignored. They are shown here only for ease of understanding how a transition from one band to another band using the illustrated method maintains the same state and therefore does not introduce any disturbance to the pulse generation. For example, from state 111111 in band 1 it is possible to move to the same state 110111 which can be in band 1, if there is no band transition, or in band 2 if there is a band transition.

[0053] A máquina de estado finito 50 pode ser implementada pelo controlador 30 fornecendo instruções/algoritmos adequados ao controlador 30. Será entendido que além de ou alternativamente para uma máquina de estado finito 50, qualquer outra técnica ou algoritmo pode ser implementado que pode selecionar a portadora apropriada baseada na regra de alocação especificada acima. Em outra modalidade, a máquina de estado 50 pode ser implementada com gate arrays programáveis em campo (FPGA) ou outras plataformas digitais tais como processadores e sinal digital (DSP), sistemas em um chip (SoC), etc.[0053] The finite state machine 50 may be implemented by the controller 30 by providing suitable instructions/algorithms to the controller 30. It will be understood that in addition to or alternatively to a finite state machine 50, any other technique or algorithm may be implemented that can select the appropriate carrier based on the allocation rule specified above. In another embodiment, the state machine 50 may be implemented with field programmable gate arrays (FPGA) or other digital platforms such as digital signal processors (DSP), systems on a chip (SoC), etc.

[0054] A Figura 7 ilustra uma representação gráfica de pulsos obtidos usando um método de alocação de portadora proposto para um sinal de referência senoidal 80 de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção. Especificamente, a Figura 7 ilustra os pulsos 82, 84 para os dispositivos A3_A_Top. A3_B_Bot, respectivamente (ver Figura 1), usando o método de alocação de portadora ilustrado para o sinal de referência senoidal contínuo 80. Embora as portadoras CR1-CR6 mostram descontinuidades na Figura 4 devido à alocação dinâmica de C1-C6, pode ser visto na Figura 7 que estas descontinuidades não levam a perturbações de pulso ou eventos de comutação adicional.[0054] Figure 7 illustrates a graphical representation of pulses obtained using a proposed carrier allocation method for a sinusoidal reference signal 80 in accordance with an exemplary embodiment of the present invention. Specifically, Figure 7 illustrates pulses 82, 84 for devices A3_A_Top. A3_B_Bot, respectively (see Figure 1), using the carrier allocation method illustrated for the continuous sinusoidal reference signal 80. Although the carriers CR1-CR6 show discontinuities in Figure 4 due to the dynamic allocation of C1-C6, it can be seen in the Figure 7 that these discontinuities do not lead to pulse disturbances or additional switching events.

[0055] A Figura 8 a Figura 13 ilustram resultados de simulação demonstrando diferenças em qualidade de tensões e correntes de saída obtidas pelo método de modulação proposto em comparação com um método PSPWM convencional para um conversor multinível de ponte H em cascata com três células por fase de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção, um acionamento de conversor de ponta H em cascata de nove células como mostrado no exemplo da Figura 1, foi simulado de acordo com os parâmetros seguintes: Tensão de entrada de célula: 1050 Vdc Frequência de saída de célula: 60 Hz Corrente de saída de célula (nominal): 170A RMS Frequência de comutação de célula: 625 Hz Resistor de carga (Rload): 13 ohms Indutor de carga (Lload): 5400 μH Tempo morto: 5 μs[0055] Figure 8 to Figure 13 illustrate simulation results demonstrating differences in quality of output voltages and currents obtained by the proposed modulation method compared to a conventional PSPWM method for a cascaded H-bridge multilevel converter with three cells per phase According to an exemplary embodiment of the present invention, a nine-cell cascaded H-tip converter drive as shown in the example of Figure 1, was simulated according to the following parameters: Cell input voltage: 1050 Vdc Output frequency cell switching frequency: 60 Hz Cell output current (nominal): 170A RMS Cell switching frequency: 625 Hz Load resistor (Rload): 13 ohms Load inductor (Lload): 5400 μH Dead time: 5 μs

[0056] É considerado que um acionamento de nove células representa um cenário de pior caso porque tem frequência de comutação equivalente mais baixa comparada com acionamentos com mais que nove células. É possível mostrar matematicamente que o método de modulação proposto fornece um espectro harmônico superior para a tensão de linha-linha de saída porque produz um grande harmônico na frequência de comutação no espectro de tensão de faz que cancela a tensão de linha-linha. Um número selecionado de resultados de simulação é exibido.[0056] A nine-cell drive is considered to represent a worst-case scenario because it has a lower equivalent switching frequency compared to drives with more than nine cells. It is possible to show mathematically that the proposed modulation method provides a higher harmonic spectrum for the output line-to-line voltage because it produces a large harmonic at the switching frequency in the output voltage spectrum that cancels the line-to-line voltage. A selected number of simulation results are displayed.

[0057] A Figura 8 ilustra uma representação gráfica de um espectro de tensão de linha-linha simulado 86 obtido com PSPWM proposto para a configuração de acionamento simulada usando forma de onda de modulação senoidal em índice de modulação igual a 1. A Figura 9 ilustra uma representação gráfica de correntes trifásicas simuladas 90, 92, 94 usando o método de modulação proposto correspondendo com formas de onda de tensão de linha-linha mostradas na Figura 8.[0057] Figure 8 illustrates a graphical representation of a simulated line-to-line voltage spectrum 86 obtained with proposed PSPWM for the simulated drive configuration using sinusoidal modulation waveform at modulation index equal to 1. Figure 9 illustrates a graphical representation of simulated three-phase currents 90, 92, 94 using the proposed modulation method corresponding with line-to-line voltage waveforms shown in Figure 8.

[0058] A Figura 10 e Figura 11 ilustram comparações lado a lado entre representações gráficas de espectros de tensão de linha-linha simulados usando um método de modulação defasada conhecida e de modulação defasada seletiva proposto em índice de modulação unitário. A Figura 10 ilustra o espectro de tensão de linha-linha 100 usando o método PSPWM conhecido, e a Figura 11 ilustra o espectro de tensão de linha-linha simulado 110 usando o método PSPWM seletivo proposto.[0058] Figure 10 and Figure 11 illustrate side-by-side comparisons between graphical representations of simulated line-to-line voltage spectra using a known phase-shift modulation method and proposed selective phase-shift modulation at unit modulation index. Figure 10 illustrates the line-to-line voltage spectrum 100 using the known PSPWM method, and Figure 11 illustrates the simulated line-to-line voltage spectrum 110 using the proposed selective PSPWM method.

[0059] A Figura 12 e Figura 13 ilustram comparações lado a lado entre representações gráficas de correntes trifásicas simuladas usando um método PSPWM conhecido e o método PSPWM seletivo proposto. A Figura 12 ilustra correntes trifásicas simuladas 112, 114, 116 usando o método PSPWM conhecido, enquanto a Figura 13 ilustra correntes trifásicas simuladas 120, 122, 124 usando o método PSPWM seletivo proposto. Uma vantagem do método PSPWM seletivo proposto pode ser visto na comparação entre formas de onda de corrente mostradas na Figura 12 e Figura 13, onde a frequência de saída do acionamento e aumentada para 400 Hz enquanto a frequência de comutação é mantida em 600 Hz. O método PSPWM seletivo proposto produz formas de onda senoidal de alta qualidade 120, 122, 24, enquanto o método PSPWM padrão precisaria ter a frequência de comutação aumentada para corresponder ao mesmo desempenho.[0059] Figure 12 and Figure 13 illustrate side-by-side comparisons between graphical representations of three-phase currents simulated using a known PSPWM method and the proposed selective PSPWM method. Figure 12 illustrates simulated three-phase currents 112, 114, 116 using the known PSPWM method, while Figure 13 illustrates simulated three-phase currents 120, 122, 124 using the proposed selective PSPWM method. An advantage of the proposed selective PSPWM method can be seen in the comparison between current waveforms shown in Figure 12 and Figure 13, where the drive output frequency is increased to 400 Hz while the switching frequency is maintained at 600 Hz. The proposed selective PSPWM method produces high quality sine waveforms 120, 122, 24, whereas the standard PSPWM method would need to have the switching frequency increased to match the same performance.

[0060] A seguir, a aplicação do método de modulação proposto para um conversor multinível modular (MMC) será descrito. Os conversores multinível modular podem ser usados, por exemplo, como conversores de fonte de tensão para produzir a corrente direta de alta tensão (HVC).[0060] Next, the application of the proposed modulation method for a modular multilevel converter (MMC) will be described. Modular multilevel converters can be used, for example, as voltage source converters to produce high voltage direct current (HVC).

[0061] A Figura 14 ilustra um conversor multinível modular 70 que inclui um controlador PWM 31 de acordo com outra modalidade da presente invenção. A topologia de um MMC é em geral conhecida e não será descrita em detalhe aqui. Resumidamente, o MMC 70 inclui dois braços 71 por fase. Embora somente uma fase seja ilustrada na Figura 14, o MMC 70 pode incluir múltiplas fases, por exemplo, três fases. Cada braço 71 conecta um terminal de entrada de CD 72 em um terminal de saída de CA 73. Uma tensão Vd de CD é aplicada através do terminal de entrada de CD 72. Cada braço 71 é efetivamente um comutador controlado por alta tensão compreendendo várias células de potência operáveis de modo independente 74, conectadas em série. Cada célula de potência 74 de um MMC é referida como um sub- módulo. Na modalidade ilustrada, existem seis submódulos 74 por braço 71. Um exemplo de tal conversor multinível modular é o acionamento Perfect Harmony GH150® por Siemens Industry, Inc.[0061] Figure 14 illustrates a modular multilevel converter 70 that includes a PWM controller 31 in accordance with another embodiment of the present invention. The topology of an MMC is generally known and will not be described in detail here. Briefly, the MMC 70 includes two arms 71 per phase. Although only one phase is illustrated in Figure 14, the MMC 70 can include multiple phases, e.g., three phases. Each arm 71 connects a CD input terminal 72 to an AC output terminal 73. A CD voltage Vd is applied across the CD input terminal 72. Each arm 71 is effectively a high voltage controlled switch comprising several cells independently operable power units 74, connected in series. Each power cell 74 of an MMC is referred to as a submodule. In the illustrated embodiment, there are six submodules 74 per arm 71. An example of such a modular multilevel converter is the Perfect Harmony GH150® drive by Siemens Industry, Inc.

[0062] Cada célula de potência ou submódulo 74 do MMC 70 exemplar inclui um circuito inversor de meia ponte compreendendo dispositivos de comutação 75a e 75b conectados em série através de um capacitor 76 com a conexão de ponto médio e um dos dois terminais de capacitor colocados como uma conexão externa. Os dispositivos de comutação 75a r 75b incluem, por exemplo, transistores de potência, tais como IGBTs ou qualquer outro tipo de comutadores semicondutores. Cada submódulo 74 pode ser operado como um conversor de dois níveis (isto é, com dois estados de tensão de saída a saber VSM e ZERO), controlando apropriadamente os dispositivos de comutação 75a e 75b por meio de sinais de modulação de largura de pulso, tas como sinais de entrada de porta 77 gerados pelo controlador PWM 31. Neste exemplo, desde que cada submódulo 74 tem configuração de inversor de meia ponte, comutando os dispositivos de comutação 75a e 75b são implementados em uma perna de comutação. Aqui, um evento de comutação disparado por controlador 31 da perna de comutação faz com que um dos dispositivos de comutação 75a e 75b esteja em um estado LIGADO e a outro esteja No estado DESLIGADO.[0062] Each power cell or submodule 74 of the exemplary MMC 70 includes a half-bridge inverter circuit comprising switching devices 75a and 75b connected in series through a capacitor 76 with the midpoint connection and one of the two capacitor terminals placed as an external connection. Switching devices 75a and 75b include, for example, power transistors such as IGBTs or any other type of semiconductor switches. Each submodule 74 can be operated as a two-level converter (i.e., with two output voltage states namely VSM and ZERO), appropriately controlling the switching devices 75a and 75b by means of pulse width modulation signals, s as gate input signals 77 generated by the PWM controller 31. In this example, since each submodule 74 has half-bridge inverter configuration, switching devices 75a and 75b are implemented in one switching leg. Here, a switching event triggered by controller 31 of the switching leg causes one of the switching devices 75a and 75b to be in an ON state and the other to be in the OFF state.

[0063] Embora não mostrado, a corrente via saídas de linha 73 pode ser alimentada em uma carga, tal como um motor. A topologia MMC trifásica ilustrada aqui não fornece uma tensão de fase específica como a topologia de ponte H em cascata. O MMC fornece tensões de linha-linha que é de relevância como neutro está dentro do motor.[0063] Although not shown, current via line outputs 73 can be fed into a load, such as a motor. The three-phase MMC topology illustrated here does not provide a specific phase voltage like the cascaded H-bridge topology. The MMC provides line-to-line voltages which is of relevance as neutral is within the motor.

[0064] Modulando largura de pulso, a referência de tensão para cada fase, o controlador 31 controla cada submódulo 74. Um circuito de controle ou painel de controle em um submódulo 74 pode receber a referência de tensão e gerar pulsos de bloqueio para dispositivos de comutação de potência 75a e 75b usando controles de vetor apropriados e modulação de largura de pulso. Alternativamente, o controlador 31 pode emitir pulsos de bloqueio fornecidos ao submódulo 74, baseado nas referências de tensão.[0064] By modulating pulse width, the voltage reference for each phase, the controller 31 controls each submodule 74. A control circuit or control panel in a submodule 74 can receive the voltage reference and generate blocking pulses for control devices. power switching 75a and 75b using appropriate vector controls and pulse width modulation. Alternatively, controller 31 may output blocking pulses provided to submodule 74 based on voltage references.

[0065] No método de modulação proposto, cada fase é atribuída com um sinal de referência de modulação, por exemplo, mas não necessariamente, tendo uma forma de onda substancialmente senoidal. A partir de cada sinal de referência de fase, sinais de referência de braço são desenvolvidos para cada um dos dois braços 71 da fase respectiva, neste caso, cada submódulo 74 tem uma perna de comutação única para a qual o sinal de portadora é dinamicamente alocado de uma pluralidade de sinais de portadoras C1-C6.[0065] In the proposed modulation method, each phase is assigned with a modulation reference signal, for example, but not necessarily, having a substantially sinusoidal waveform. From each phase reference signal, arm reference signals are developed for each of the two arms 71 of the respective phase, in this case each submodule 74 has a single switching leg to which the carrier signal is dynamically allocated. of a plurality of C1-C6 carrier signals.

[0066] Para a perna de comutação e cada submódulo 74, um evento de comutação, isto é a comutação LIGADAS ou comutação DESLIGADA de um dispositivo de comutação da perna de comutação, é efetuado pelo sinal de entrada de porta 77, que é disparado pelo controlador 31 baseado em uma comparação do sinal de portadora com o sinal de referência de braço. Como na modalidade anterior, a presente modalidade usa vários sinais de portadora C1-C6 e rodam ou circulam os sinais de portadora C1-C6 par cada perna de comutação. O método estabelece que o sinal de portadora para cada perna de comutação é dinamicamente selecionado de vários sinais de portadora.[0066] For the switching leg and each submodule 74, a switching event, i.e. the ON switching or OFF switching of a switching device of the switching leg, is effected by the port input signal 77, which is triggered by the controller 31 based on a comparison of the carrier signal with the arm reference signal. As in the previous embodiment, the present embodiment uses multiple C1-C6 carrier signals and rotates or cycles the C1-C6 carrier signals for each switching leg. The method states that the carrier signal for each switching leg is dynamically selected from multiple carrier signals.

[0067] O número de sinais de portadora C1-C6 para cada braço 71 neste exemplo é igual a n, onde n é o número de submódulos 74 por braço 71 da fase. Como descrito anteriormente, cada sinal de portadora C1-C6 corresponde a uma de uma pluralidade de bandas contíguas B1- B6 que ocupam completamente uma faixa de uma forma de onda do sinal de referência de braço. Os sinais de portadora C1-C6 são defasados (isto é, atrasados por um intervalo de tempo), mas podem ser idênticos em todos os outros aspectos. O sinal de portadora dinamicamente selecionado C1-C6 corresponde a uma banda B1-B6 que é instantaneamente ocupada pelo sinal de referência do braço.[0067] The number of carrier signals C1-C6 for each arm 71 in this example is equal to n, where n is the number of submodules 74 per phase arm 71. As described previously, each carrier signal C1-C6 corresponds to one of a plurality of contiguous bands B1-B6 that completely occupy a range of an arm reference signal waveform. Carrier signals C1-C6 are phase-shifted (i.e., delayed by a time interval) but may be identical in all other respects. The dynamically selected carrier signal C1-C6 corresponds to a band B1-B6 that is instantly occupied by the arm reference signal.

[0068] Os submódulos 74 do MMC 70 têm as mesmas classificações de tensão que as células 12 usadas na simulação do conversor de ponte H em cascata 1 (ver, por exemplo, Figura 1).[0068] The submodules 74 of the MMC 70 have the same voltage ratings as the cells 12 used in the simulation of the cascaded H-bridge converter 1 (see, for example, Figure 1).

[0069] Em uma modalidade, a alocação dinâmica das portadoras ara o MMC 70 é realizada por uma máquina de estado finito para distribuir as portadoras nos braços de comutação associados com cada fase em uma base cíclica, como explicado acima em relação ao conversor multinível de ponte H em cascata. A máquina de estado finito pode ser implementada pelo controlador 31 fornecendo instruções/algoritmos adequados ao controlador 31. Será entendido que em adição a ou como alternativa a uma máquina de estado finito, qualquer outra técnica ou algoritmo pode ser implementado, que pode selecionar a portadora apropriada baseado na regra de alocação especificada acima.[0069] In one embodiment, the dynamic allocation of carriers to the MMC 70 is performed by a finite state machine to distribute the carriers to the switching arms associated with each phase on a cyclic basis, as explained above in relation to the multilevel converter. cascade H-bridge. The finite state machine may be implemented by the controller 31 by providing suitable instructions/algorithms to the controller 31. It will be understood that in addition to or as an alternative to a finite state machine, any other technique or algorithm may be implemented, which may select the carrier appropriate based on the allocation rule specified above.

[0070] A Figura 15 ilustra uma representação gráfica do espectro de tensão linha-linha simulado para um conversor multinível modular, como ilustrado na Figura 14, usando o PSPWM seletivo proposto, de acordo com uma modalidade exemplar da presente invenção. O espectro de tensão linha-linha simulado 150 usa uma forma de onda modular senoidal com adição de terceiro harmônico em índice de modulação igual a 1,15. Para conversores multinível modulares, como mostrado, por exemplo, na Figura 14, as tensões de capacitor dos capacitores 76 de braços 71 serão bem equilibradas, porque as portadoras são rodadas e dinamicamente alocadas para todos os comutadores 75a, 75b, portanto um mecanismo de equilíbrio natural ocorre para todas as tensões.[0070] Figure 15 illustrates a graphical representation of the simulated line-to-line voltage spectrum for a modular multilevel converter, as illustrated in Figure 14, using the proposed selective PSPWM, in accordance with an exemplary embodiment of the present invention. The simulated line-to-line voltage spectrum 150 uses a sinusoidal modular waveform with third harmonic addition at a modulation index of 1.15. For modular multilevel converters, as shown, for example, in Figure 14, the capacitor voltages of the capacitors 76 of arms 71 will be well balanced, because the carriers are rotated and dynamically allocated to all switches 75a, 75b, hence a balancing mechanism. natural occurs for all tensions.

[0071] O método PSPWM seletivo proposto é baseado em uma alocação dinâmica dos sinais de portadora defasados triangulares e produz um espectro de tensão linha-linha superior. Adicionalmente, uma frequência de comutação é reduzida, e um fundamental de saída é aumentado, particularmente para baixas contagens de células. Além disso, o método de modulação proposto pode ser usado para conversor multinível de ponte H em cascata ou modular (MMC). Deve ser notado que a partir de uma perspectiva do número de sinais de portadora, o método proposto usa um número menor de sinais de portadora comparado com métodos de modulação existentes, porque defasagens adicionais entre portadoras de fase não são exigidas.[0071] The proposed selective PSPWM method is based on a dynamic allocation of triangular phase-shifted carrier signals and produces a superior line-to-line voltage spectrum. Additionally, the switching frequency is reduced, and the output fundamental is increased, particularly for low cell counts. Furthermore, the proposed modulation method can be used for cascaded or modular H-bridge multilevel converter (MMC). It should be noted that from a number of carrier signal perspective, the proposed method uses a smaller number of carrier signals compared to existing modulation methods, because additional phase lags between carriers are not required.

[0072] Resumindo, o aperfeiçoamento da qualidade de tensão de saída do conversor multinível permite o uso de frequência de comutação menor, melhorando assim a eficiência total do sistema. Adicionalmente, o aperfeiçoamento da qualidade de tensão de saída do conversor permite a operação do conversor em uma frequência de saída maior sem aumentar a frequência de comutação. O método de modulação proposto é fácil de implementar à medida que exige um número menor de portadoras comprado com a modulação de largura de pulso defasada padrão, e pode ser usado para conversores multinível de ponte H em cascata e modular. Adicionalmente, o método proposto pode ser usado para equilibrar potência entre todos os dispositivos de comutação em um conversor multinível[0072] In short, improving the output voltage quality of the multilevel converter allows the use of a lower switching frequency, thus improving the overall efficiency of the system. Additionally, improving the converter's output voltage quality allows the converter to operate at a higher output frequency without increasing the switching frequency. The proposed modulation method is easy to implement as it requires a smaller number of carriers compared to standard phase-shift pulse width modulation, and can be used for cascaded and modular H-bridge multilevel converters. Additionally, the proposed method can be used to balance power between all switching devices in a multilevel converter.

[0073] Os princípios das modalidades exemplares descritos acima podem ser estendidos ou adaptados a várias outras topologias de conversor multinível que em geral têm, para cada fase, várias pernas de comutação incluindo pelo menos um dispositivo de comutação. Estes podem incluir, por exemplo, e sem limitação, tipo reivindicado por diodo, tipo preso ao capacitor (com capacitores flutuantes) entre outros.[0073] The principles of the exemplary embodiments described above can be extended or adapted to various other multilevel converter topologies that generally have, for each phase, multiple switching legs including at least one switching device. These may include, for example, and without limitation, diode-claimed type, capacitor-bound type (with floating capacitors) among others.

[0074] Enquanto modalidades específicas foram descritas em detalhe, aqueles versados na técnica apreciarão que várias modificações e alternativas àqueles detalhes poderiam ser desenvolvidas à luz dos ensinamentos gerais da invenção. Por exemplo, elementos descritos em associação com modalidades diferentes podem ser combinados. Consequentemente, as disposições particulares descritas devem ser meramente ilustrativas e não devem ser interpretadas como limitando o escopo das reivindicações ou invenção, que devem receber toda a extensão das reivindicações anexas, e todos e quaisquer equivalentes das mesmas. Deve ser notado que o termo "compreendendo" não exclui outros elementos ou etapas, o uso dos artigos "o", "a" não exclui uma pluralidade, e o termo "múltiplo" se refere a "uma pluralidade de", isto é, mais que um[0074] While specific embodiments have been described in detail, those skilled in the art will appreciate that various modifications and alternatives to those details could be developed in light of the general teachings of the invention. For example, elements described in association with different embodiments may be combined. Accordingly, the particular provisions described shall be merely illustrative and shall not be construed as limiting the scope of the claims or invention, which shall receive the full extent of the appended claims, and any and all equivalents thereof. It should be noted that the term "comprising" does not exclude other elements or steps, the use of the articles "the", "a" does not exclude a plurality, and the term "multiple" refers to "a plurality of", i.e. more than one

Claims

1. Method for controlling multiple switching devices (15a-d, 75a-b) of a multilevel converter (1, 70), characterized in that it comprises: providing a plurality of carrier signals (C1-C6) and a signal reference signal (34-80), the reference signal (34, 80) comprising a waveform band divided into 2N contiguous bands (B1-B6) for a converter with N cells per phase, and each band (B1-B6 ) occupies 1/N of a maximum modulation index m, dynamically allocate the plurality of carrier signals (C1-C6) in the multiple switching devices (15a-d, 75a-b), and generate pulse width modulation signals (18, 77) to generate switching events of the multiple switching devices (15a-d, 75a-b) based on a comparison of dynamically allocated carrier signals (C1, C6) with the reference signal (34, 80), wherein the plurality of carrier signals (C1-C6) comprises a phase shift between the carrier signals (C1-C6), and wherein the plurality of carrier signals (C1-C6) are dynamically allocated to the multiple switching devices ( 15a-d, 75a-b), so that for each switching device (15a-d, 75a-b), the plurality of carrier signals (C1-C6) are rotated and selected based on a position of the reference signal (34, 80) relative to bands (B1, B6).

2. Method, according to claim 1, characterized by the fact that the lag (Tnova_dephase) is where N is the number of cells in a phase, Nlevels is the number of line-neutral voltage states of the multilevel converter (1, 70).

3. Method according to claim 1, characterized by the fact that each switching device (15a-d, 75a-b) comprises a rotating carrier signal (CR1-CR6) which is a function of carrier signals (C10C6 ), and wherein a selected carrier signal (C1-C6) corresponds with a band (B1-B6) that is instantaneously occupied by the reference signal (34, 80).

4. Method according to claim 3, characterized by the fact that the rotating carrier signal (CR1-CR6) of each switching device (15a-d, 75a-b) is: where Bi is a binary signal that is equal to 1(one) or 0(zero), Kj is a coefficient having the value -1 or 1, and Cm corresponds with the carrier signals C1-C6.

5. Method, according to claim 4, characterized by the fact that Bi is equal to 1 (one) when the reference signal (34, 80) is within band i, and is equal to 0 (zero) when the reference signal (34, 80) is outside band i, where i corresponds to the number of the plurality of continuous bands (B1-B6).

6. Method according to claim 1, characterized in that the switching of a first carrier signal (C1C6) to a second carrier signal (C1-C6) occurs at a crossing of a first band (B1-B6 ) with a second band (B1-B2).

7. Method according to claim 1, characterized by the fact that dynamically allocating the various carrier signals (C1-C6) is performed by a finite state machine (50).

8. Method according to claim 1, characterized by the fact that the multilevel converter (1, 70) is configured as a cascaded H-bridge multilevel converter (1) or a modular multilevel converter (70).

9. Method according to claim 1, characterized by the fact that the reference signal (34, 80) comprises a waveform that has a substantially sinusoidal shape.

10. The method of claim 1, wherein the plurality of carrier signals (C1-C6) comprise a waveform having a substantially triangular shape.

11. Multilevel converter (1, 70) for producing a multiphase AC power supply, characterized in that it comprises: several power cells (12, 74) for supplying power to one or more phases, each power cell (12, 74) 74) comprising multiple switching devices (15a-d, 75a-b) incorporating semiconductor switches, and a pulse width modulation controller (30, 31) connected to each of the power cells (12, 74) to control a voltage output of the plurality of power cells (12, 74) controlling a switching event of each of the switching devices (15a-d, 75a-b) by pulse width modulation, wherein the pulse width modulation controller pulse (30, 31) is configured to: dynamically allocate multiple carrier signals (C1-C6) to multiple switching devices (15a-d, 75a-b), and generate pulse width modulation signals (18, 77) to generate switching events of the multiple switching devices (15a-d, 75a-b) based on a comparison of dynamically allocated carrier signals (C1, C6) with the reference signal (34, 80), with the reference (34, 80) comprises a waveform range divided into 2N contiguous bands (B1-B6) for a converter with N cells per phase, and each band (B1-B6) occupies 1/N of a maximum modulation index m, wherein the plurality of carrier signals (C1-C6) comprise a phase shift between the carrier signals (C1-C6), and wherein the plurality of carrier signals (C1-C6) are dynamically allocated to the multiple carrier signals (C1-C6) switching device (15a-d, 75a-b), so that for each switching device (15a-d, 75a-b), the various carrier signals (C1-C6) are rotated and selected based on a signal position reference (34, 80) in relation to the bands (B1, B6).

12. Multilevel converter (1, 70), according to claim 11, characterized by the fact that the multilevel converter (1, 70) is configured as a cascaded H-bridge multilevel converter (1) or modular multilevel converter (70) .

13. Multilevel converter (1, 70), according to claim 11, characterized by the fact that the phase shift (Tnova_phase) between the carrier signals (C1-C6) is: where N is the number of cells in a phase, Nlevels is the number of line-neutral voltage states of the multilevel converter (1, 70).

14. Multilevel converter according to claim 11, characterized by the fact that the various carrier signals (C1-C6) are dynamically allocated using a finite state machine (50) in communication with the pulse width modulation controller (30, 31).

15. The multilevel converter of claim 11, wherein an output of the multiphase AC power supply is connected to a load comprising an electrical machine.