BR112016024526B1

BR112016024526B1 - METHOD FOR PROCESSING A RADIO SIGNAL, AND, RADIO RECEIVER

Info

Publication number: BR112016024526B1
Application number: BR112016024526-1A
Authority: BR
Inventors: Brian W. Kroeger; Paul J. Peyla
Original assignee: Ibiquity Digital Corporation
Priority date: 2014-04-21
Filing date: 2015-04-16
Publication date: 2023-07-04

Abstract

MÉTODO PARA PROCESSAMENTO DE UM SINAL DE RÁDIO, E, RECEPTOR DE RÁDIO Um método para processamento de um sinal de rádio inclui: receber um sinal de rádio em canal em banda FM, incluindo uma pluralidade de subportadoras moduladas digitalmente em bandas laterais superior e inferior; amostrar o sinal de rádio em canal em banda FM para produzir um sinal de entrada, incluindo amostras digitais complexas de uma combinação de um desejado das bandas laterais superior e inferior e de um interferente FM; remover componentes interferentes FM do primeiro sinal por filtragem de corta-faixa para produzir um sinal filtrado de corta-faixa; ponderar o sinal filtrado de cortafaixa para produzir um sinal filtrado de corta-faixa ponderado; usar um filtro paramétrico para filtrar o sinal de entrada para produzir um sinal de entrada filtrado paramétrico; e combinar o sinal filtrado de corta-faixa ponderado e o sinal de entrada filtrado paramétrico para produzir um sinal de saída. Um receptor de rádio que implementa o método também é incluído.METHOD FOR PROCESSING A RADIO SIGNAL, AND, RADIO RECEIVER A method for processing a radio signal includes: receiving a channel radio signal in FM band including a plurality of digitally modulated subcarriers in upper and lower sidebands; sampling the channel radio signal in the FM band to produce an input signal including complex digital samples of a desired combination of the upper and lower sidebands and an FM interferer; removing FM interfering components from the first signal by bandpass filtering to produce a bandpass filtered signal; weighting the band-stop filtered signal to produce a weighted band-stop filtered signal; using a parametric filter to filter the input signal to produce a parametric filtered input signal; and combining the weighted band-stop filtered signal and the parametric filtered input signal to produce an output signal. A radio receiver that implements the method is also included.

Description

FIELD OF THE INVENTION

[001] Esta invenção refere-se a métodos e aparelho para receber e processar sinais de rádio em canal, em banda, e mais particularmente a métodos e aparelho para reduzir os efeitos de interferência de sinais de FM em canais de rádio adjacentes.[001] This invention relates to methods and apparatus for receiving and processing in-band, in-channel radio signals, and more particularly to methods and apparatus for reducing the interference effects of FM signals on adjacent radio channels.

BACKGROUND OF THE INVENTION

[002] O sistema de HD Radio™ de Corporação Digital iBiquity está projetado para permitir uma evolução suave de rádio de modulação de amplitude analógica (AM) e modulação de frequência (FM) atual para um sistema em canal em banda completamente digital (IBOC). Este sistema entrega áudio digital e serviços de dados para receptores móveis, portáteis, e fixos de transmissores terrestres nas bandas de rádio de frequência média (MF) e frequência muito alta (VHF) existentes.[002] iBiquity Digital Corporation's HD Radio™ system is designed to allow a smooth evolution from today's analog amplitude modulation (AM) and frequency modulation (FM) radio to an all-digital in-band channel (IBOC) system. . This system delivers digital audio and data services to mobile, portable, and fixed receivers from terrestrial transmitters in the existing medium frequency (MF) and very high frequency (VHF) radio bands.

[003] Sinais de IBOC podem ser transmitidos em um formato híbrido incluindo uma portadora analógica modulada em combinação com uma pluralidade de subportadoras moduladas digitalmente, ou em um formato todo digital em que a portadora modulada analógica não é usada. Usando o formato híbrido, radiodifusores podem continuar transmitindo AM e FM análogo simultaneamente com alta qualidade e sinais digitais mais robustos, lhes permitindo e aos seus ouvintes converterem de rádio análogo para digital enquanto mantendo suas alocações de frequência atuais. Formas de onda híbridas e todas digitais de IBOC são descritas na Patente US No. 7.933.368, que está por este meio incorporada por referência.[003] IBOC signals may be transmitted in a hybrid format including a modulated analogue carrier in combination with a plurality of digitally modulated subcarriers, or in an all-digital format in which the analogue modulated carrier is not used. Using the hybrid format, broadcasters can continue to broadcast analogue AM and FM simultaneously with high quality and more robust digital signals, allowing them and their listeners to convert from analogue to digital radio while maintaining their current frequency allocations. Hybrid and all-digital waveforms of IBOC are described in US Patent No. 7,933,368, which is hereby incorporated by reference.

[004] Sinais de canais de rádio adjacentes podem interferir com as portadoras moduladas digitalmente de um sinal de IBOC híbrido. Uma técnica de Primeiro Cancelador Adjacente (FAC) pode ser usada para diminuir os efeitos de interferência de FM primeiro adjacente às bandas laterais digitais de um sinal de Rádio HD na banda de radiodifusão de FM.[004] Signals from adjacent radio channels can interfere with the digitally modulated carriers of a hybrid IBOC signal. A First Adjacent Canceller (FAC) technique can be used to lessen the effects of FM interference first adjacent to the digital sidebands of an HD Radio signal in the FM broadcast band.

SUMMARY

[005] Em um aspecto da invenção, um método para processar um sinal de rádio inclui: receber um sinal de rádio de FM em canal em banda incluindo uma pluralidade de subportadoras moduladas digitalmente em bandas laterais superior e inferior; amostrar o sinal de rádio de FM em canal em banda para produzir um sinal de entrada incluindo amostras digitais complexas de uma combinação desejada das bandas laterais superior e inferior e um interferente de FM; remover componentes de interferente de FM do primeiro sinal por filtragem de corta-faixa para produzir um sinal filtrado em corte-faixa; ponderar o sinal filtrado em corta-faixa para produzir um sinal filtrado em corta-faixa ponderado; usar um filtro paramétrico para filtrar o sinal de entrada para produzir um sinal de entrada filtrado paramétrico; e combinar o sinal filtrado em corta-faixa ponderado e o sinal de entrada filtrado paramétrico para produzir um sinal de saída.[005] In one aspect of the invention, a method for processing a radio signal includes: receiving an in-band channel FM radio signal including a plurality of digitally modulated subcarriers in upper and lower sidebands; sampling the in-band channel FM radio signal to produce an input signal including complex digital samples of a desired combination of the upper and lower sidebands and an FM interferer; removing FM interfering components from the first signal by band-stop filtering to produce a band-cut filtered signal; weighting the band-stop filtered signal to produce a weighted band-stop filtered signal; using a parametric filter to filter the input signal to produce a parametric filtered input signal; and combining the weighted bandpass filtered signal and the parametric filtered input signal to produce an output signal.

[006] Em outro aspecto da invenção, um receptor de rádio incluindo: uma entrada recebendo um sinal de rádio de FM em canal em banda original incluindo uma pluralidade de subportadoras moduladas digitalmente em bandas laterais superior e inferior; e circuitos de processamento para amostrar o sinal de rádio de FM em canal em banda para produzir um sinal de entrada incluindo amostras digitais complexas de uma combinação desejada das bandas laterais superior e inferior e um interferente de FM, remover componentes de interferente de FM do primeiro sinal por filtragem de corta- faixa para produzir um sinal filtrado em corta-faixa, ponderar o sinal filtrado em corta-faixa para produzir um sinal filtrado em corta-faixa ponderado, usar um filtro paramétrico para filtrar o sinal de entrada para produzir um sinal de entrada filtrado paramétrico, e combinar o sinal filtrado em corta-faixa ponderado e o sinal de entrada filtrado paramétrico para produzir um sinal de saída.[006] In another aspect of the invention, a radio receiver including: an input receiving an FM radio signal in original band channel including a plurality of digitally modulated subcarriers in upper and lower sidebands; and processing circuitry for sampling the in-band channel FM radio signal to produce an input signal including complex digital samples of a desired combination of the upper and lower sidebands and an FM interferer, removing FM interferer components from the former signal by band-stop filtering to produce a band-stop filtered signal, weighting the band-stop filtered signal to produce a weighted band-stop filtered signal, using a parametric filter to filter the input signal to produce a signal filtered input signal, and combine the weighted bandpass filtered signal and the parametric filtered input signal to produce an output signal.

BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

[007] A figura 1 é um diagrama esquemático de um sinal de FM IBOC híbrido e dois sinais de canal adjacentes.[007] Figure 1 is a schematic diagram of a hybrid FM IBOC signal and two adjacent channel signals.

[008] A figura 2 é um diagrama de bloco funcional simplificado de um receptor de FM IBOC.[008] Figure 2 is a simplified functional block diagram of an FM IBOC receiver.

[009] A figura 3 é um diagrama de bloco funcional de filtros de isolamento.[009] Figure 3 is a functional block diagram of isolation filters.

[0010] A figura 4 é um gráfico ilustrando sinais de banda base superior e inferior deslocados em frequência para CC.[0010] Figure 4 is a graph illustrating frequency-shifted DC upper and lower baseband signals.

[0011] A figura 5 é um diagrama de bloco funcional de um primeiro cancelador adjacente.[0011] Figure 5 is a functional block diagram of a first adjacent canceller.

[0012] A figura 6 é um diagrama de bloco funcional de filtros de isolamento com um filtro de mistura de FAC paramétrico.[0012] Figure 6 is a functional block diagram of isolation filters with a parametric FAC mix filter.

[0013] A figura 7 é um diagrama de bloco funcional de outro primeiro cancelador adjacente para uma taxa de amostra de dizimação por 4.[0013] Figure 7 is a functional block diagram of another adjacent first canceller for a decimation sample rate by 4.

[0014] A figura 8 é um diagrama de bloco funcional de outro primeiro cancelador adjacente para uma taxa de amostra de dizimação por 4.[0014] Figure 8 is a functional block diagram of another adjacent first canceller for a decimation sample rate by 4.

[0015] A figura 9 é um diagrama de bloco funcional mostrando Combinação de Razão Máxima para misturar um sinal processado por Primeiro Cancelador Adjacente e um sinal de desvio.[0015] Figure 9 is a functional block diagram showing Maximum Ratio Combining for mixing a signal processed by First Adjacent Canceller and an offset signal.

DETAILED DESCRIPTION

[0016] A descrição seguinte descreve várias modalidades de um método e aparelho que proveem desempenho de Primeiro Cancelador Adjacente (FAC) melhorado ponderando a mistura de pelo menos uma porção de um sinal de entrada original com um sinal processado por FAC.[0016] The following description describes various embodiments of a method and apparatus that provide improved First Adjacent Canceller (FAC) performance by weighting mixing at least a portion of an original input signal with a FAC-processed signal.

[0017] O primeiro cancelador adjacente diminui os efeitos de interferência de FM analógica primeiro adjacente em bandas laterais digitais primárias coincidentes espectralmente de um sinal de IBOC. A sobreposição espectral potencial de porções análoga primeira adjacente e moduladas digitalmente de um sinal de IBOC é ilustrada na figura 1. A figura 1 é um diagrama esquemático de um sinal de FM IBOC híbrido 10 em um primeiro canal 12 que atravessa cerca de ±200 kHz desta frequência de centro fo. Sinal 10 inclui uma portadora modulada análoga 14 e pluralidades de subportadoras moduladas digitalmente em bandas laterais primárias inferior e superior 16 e 18 (também referida nesta descrição como bandas laterais digitais). Cada banda lateral inclui uma pluralidade de subportadoras que estão moduladas por um sinal digital usando modulação de divisão de frequência ortogonal. Canais adjacentes inferior e superior estão centrados a -200 kHz e +200 kHz com respeito ao centro de canal 12. A figura 1 mostra um primeiro interferente de FM analógico adjacente inferior 20 centrado a -200 kHz do centro de canal 12, e um primeiro interferente de FM analógico adjacente superior 22 centrado a +200 kHz do centro de canal 12. O primeiro interferente de FM analógico adjacente inferior 20 sobrepõe pelo menos uma porção da banda lateral digital primária inferior e interfere com as subportadoras dessa banda lateral. Semelhantemente, o primeiro interferente de FM analógico adjacente superior 22 sobrepõe pelo menos uma porção da banda lateral digital primária superior e interfere com as subportadoras dessa banda lateral.[0017] The first adjacent canceller lessens the effects of first adjacent analog FM interference on spectrally coincident primary digital sidebands of an IBOC signal. The potential spectral overlap of adjacent, digitally modulated first analogue portions of an IBOC signal is illustrated in Figure 1. Figure 1 is a schematic diagram of a hybrid FM IBOC signal 10 on a first channel 12 traversing about ±200 kHz of this center frequency fo. Signal 10 includes an analog modulated carrier 14 and a plurality of digitally modulated subcarriers on lower and upper primary sidebands 16 and 18 (also referred to in this description as digital sidebands). Each sideband includes a plurality of subcarriers that are modulated by a digital signal using orthogonal frequency division modulation. Adjacent lower and upper channels are centered at -200 kHz and +200 kHz with respect to channel center 12. Figure 1 shows a first lower adjacent analog FM choke 20 centered -200 kHz from channel center 12, and a first upper adjacent analog FM interferer 22 centered at +200 kHz from channel center 12. The first lower adjacent analog FM interferer 20 overlaps at least a portion of the lower primary digital sideband and interferes with the subcarriers of that sideband. Similarly, the first adjacent upper analog FM choke 22 overlaps at least a portion of the upper primary digital sideband and interferes with the subcarriers of that sideband.

[0018] Formas de onda híbridas de IBOC DAB e todas digitais adicionais são descritas na Patente US No. 7.933.368, que está por este meio incorporada por referência. Enquanto os espectros de FM dos sinais modulados análogos na figura 1 são mostrados como triangulares, será reconhecido por aqueles qualificados na técnica que estes espectros são caracterizados mais precisamente como em forma de sino.[0018] Hybrid waveforms of IBOC DAB and all additional digital are described in US Patent No. 7,933,368, which is hereby incorporated by reference. While the FM spectra of the analogue modulated signals in Figure 1 are shown as triangular, it will be recognized by those skilled in the art that these spectra are more accurately characterized as bell-shaped.

[0019] A figura 2 é um diagrama de bloco funcional simplificado de um receptor de FM IBOC 100, mostrando porções de um receptor descrito na Patente US No. 7.221.917. Antena 102 serve como um meio para receber um sinal de radiodifusão de áudio digital em canal em banda incluindo um sinal de interesse na forma de uma portadora de FM modulada análoga e uma pluralidade de subportadoras moduladas digitalmente de OFDM localizadas em bandas laterais superior e inferior com respeito à portadora de FM modulada análoga. O receptor inclui um circuito de extremidade dianteira 104 que está construído conforme técnicas bem conhecidas. O sinal em linha 106 da extremidade dianteira é misturado em misturador 108 com um sinal em linha 110 de um oscilador local 112 para produzir um sinal em linha de frequência intermediária (FI) 114. O sinal de FI passa por um filtro passa- faixa 116 e é então digitalizado por um conversor analógico para digital 118. Um conversor digital a baixo 120 produz componentes de banda base em fase e quadratura do sinal composto. O sinal composto é então separado por filtros de isolamento de FM 122 em um componente de FM analógico em linha 124 e componentes de banda lateral superior e inferior em linhas 126 e 128. O sinal estéreo de FM analógico é demodulado e demultiplexado digitalmente como ilustrado em bloco 130 para produzir um sinal de áudio estéreo amostrado em linha 132.[0019] Figure 2 is a simplified functional block diagram of an FM IBOC receiver 100, showing portions of a receiver described in US Patent No. 7,221,917. Antenna 102 serves as a means for receiving an in-band digital audio broadcasting signal including a signal of interest in the form of an analogue FM modulated carrier and a plurality of OFDM digitally modulated subcarriers located in upper and lower sidebands with respect to the analogue FM modulated carrier. The receiver includes a front end circuit 104 which is constructed in accordance with well known techniques. The front end line signal 106 is mixed in a mixer 108 with an line signal 110 from a local oscillator 112 to produce an intermediate frequency (IF) line signal 114. The IF signal passes through a band pass filter 116 and is then digitized by an analog-to-digital converter 118. A digital-to-down converter 120 produces in-phase and quadrature baseband components of the composite signal. The composite signal is then separated by FM isolation filters 122 into an analog FM component in line 124 and upper and lower sideband components in lines 126 and 128. The analog FM stereo signal is digitally demodulated and demultiplexed as illustrated in block 130 to produce a line-sampled stereo audio signal 132.

[0020] As bandas laterais superior e inferior são processadas inicialmente separadamente depois dos filtros de isolamento. O sinal de banda lateral superior de banda base em linha 126 e o sinal de banda lateral inferior de banda base em linha 128 são processados separadamente por um primeiro cancelador adjacente como ilustrado por blocos 134 e 136, para reduzir o efeito de primeira interferência adjacente. Os sinais resultantes em linhas 138 e 140 são demodulados como ilustrado em blocos 142 e 144. Depois de demodulação, as bandas laterais superior e inferior são combinadas para processamento subsequente e desfeito em quadros em desfazedor de quadros 146. A seguir, o sinal é decodificado em FEC e desintercalado como ilustrado por bloco 148. Um decodificador de áudio 150 recupera o sinal de áudio. O sinal de áudio em linha 152 é então atrasado como mostrado em bloco 154 de forma que o sinal estéreo em linha 156 esteja sincronizado com o sinal estéreo de FM analógico amostrado em linha 132. Então, o sinal estéreo e o sinal estéreo de FM analógico amostrado são misturados como mostrado em bloco 158, para produzir um sinal de áudio misturado em linha 160.[0020] The upper and lower sidebands are initially processed separately after the isolation filters. The in-line baseband upper sideband signal 126 and the in-line baseband lower sideband signal 128 are separately processed by a first adjacent canceller, as illustrated by blocks 134 and 136, to reduce the effect of first adjacent interference. The resulting signals on lines 138 and 140 are demodulated as illustrated in blocks 142 and 144. After demodulation, the upper and lower sidebands are combined for further processing and demodulated into frames in frame derailleur 146. Next, the signal is decoded in FEC and deinterleaved as illustrated by block 148. An audio decoder 150 recovers the audio signal. The on-line audio signal 152 is then delayed as shown in block 154 so that the on-line stereo signal 156 is synchronized with the on-line sampled analog FM stereo signal 132. Then, the stereo signal and the analog FM stereo signal sampled are mixed as shown at block 158 to produce a mixed audio signal at line 160.

[0021] Em um aspecto da invenção, uma melhoria na FAC é realizada usando um filtro paramétrico controlado pelos níveis relativos estimados da banda lateral digital desejada e o interferente de FM. O filtro é conformado em frequência tal que subportadoras digitais perto do centro do interferente de FM primeiro adjacente (isto é, +200 kHz) sejam suprimidas mais do que as subportadoras internas (mais próximas a +100 kHz). Isto acomoda a característica de interferência dependente de frequência do interferente de FM de canal adjacente, onde a densidade espectral de potência de interferência mais em forma de sino está concentrada perto da frequência de centro do interferente. Além disso, esta implementação melhora a simplicidade e eficiência sobre implementações prévias aplicando técnica de vetor em algumas das operações. Como descrito abaixo, substituindo os filtros de IIR recursivos de implementações de FAC prévias com filtros não recursivos (isto é, adição de vetor de FIR) permite implementação mais eficiente em um processador de sinal digital.[0021] In one aspect of the invention, an improvement in the FAC is performed using a parametric filter controlled by the estimated relative levels of the desired digital sideband and the FM interferer. The filter is frequency shaped such that digital subcarriers near the center of the first adjacent FM interferer (i.e., +200 kHz) are suppressed more than the inner subcarriers (closer to +100 kHz). This accommodates the frequency-dependent interference characteristic of the adjacent channel FM interferer, where the more bell-shaped interference power spectral density is concentrated near the center frequency of the interferer. Furthermore, this implementation improves simplicity and efficiency over previous implementations by applying vector technique in some of the operations. As described below, replacing the recursive IIR filters of previous FAC implementations with non-recursive filters (ie FIR vector addition) allows for more efficient implementation in a digital signal processor.

[0022] Em uma modalidade da invenção, o primeiro cancelador adjacente está embutido dentro da seção de filtro de isolamento do receptor. A figura 3 é um diagrama de bloco de alto nível de uma porção de um receptor de Rádio HD com filtros de isolamento para separar as bandas laterais digitais superior e inferior. Os filtros de isolamento separam as bandas laterais digitais primárias superior e inferior tanto do sinal de FM analógico (em uma forma de onda de IBOC híbrida) ou as subportadoras digitais secundárias (em uma forma de onda de IBOC toda digital). Esta separação permite ao sinal de FM analógico e bandas laterais digitais serem amostradas a uma taxa mais baixa para processamento eficiente subsequente, e habilita aquisição de sinal independente e processamento de FAC em qualquer banda lateral digital. Na figura 3, todos os sinais são complexos.[0022] In one embodiment of the invention, the first adjacent canceller is embedded within the isolation filter section of the receiver. Figure 3 is a high-level block diagram of a portion of an HD Radio receiver with isolation filters to separate the upper and lower digital sidebands. Isolation filters separate the upper and lower primary digital sidebands of either the analog FM signal (in a hybrid IBOC waveform) or the secondary digital subcarriers (in an all digital IBOC waveform). This separation allows the analog FM signal and digital sidebands to be sampled at a lower rate for efficient subsequent processing, and enables independent signal acquisition and FAC processing on any digital sideband. In Figure 3, all signals are complex.

[0023] No exemplo da figura 3, um sinal de entrada a uma taxa de amostra de 744,1875 ksps é provido em linha 170. Filtro de FIR de meio- quarto 172 filtra a porção modulada análoga do sinal de entrada para produzir uma saída de FM que é subtraída ao combinador 174 do sinal de entrada que foi atrasado como mostrado em bloco 176. Isto produz um sinal em linha 178 representando o sinal nas subportadoras moduladas digitalmente do sinal de IBOC recebido. Chave 180 conecta o sinal de entrada digital ou o sinal de FM filtrado a um filtro de FIR de meia-banda 182, para produzir um sinal todo digital secundário em linha 184 e um sinal de FM amostrado em linha 186.[0023] In the example of FIG. 3, an input signal at a sampling rate of 744.1875 ksps is provided on line 170. Half-quarter FIR filter 172 filters the analog modulated portion of the input signal to produce an output which is subtracted to combiner 174 from the input signal which has been delayed as shown in block 176. This produces a line signal 178 representing the signal on the digitally modulated subcarriers of the received IBOC signal. Switch 180 connects the digital input signal or filtered FM signal to a half-band FIR filter 182 to produce an all-digital in-line secondary signal 184 and an in-line sampled FM signal 186.

[0024] O sinal em linha 178 é separado em sinais de banda lateral digital superior e inferior como mostrado pelo filtro de FIR de Hilbert 188, dizimado através de dois blocos 190, atrasos 192 e 194, e combinador 196. O sinal de banda lateral digital superior é deslocado em frequência como mostrado por multiplicador 198 e passado a um primeiro cancelador adjacente de banda lateral superior 200. O sinal de banda lateral digital inferior é deslocado em frequência como mostrado por multiplicador 202 e passado a um primeiro cancelador adjacente de banda lateral inferior 204.[0024] The on-line signal 178 is separated into upper and lower digital sideband signals as shown by Hilbert FIR filter 188, decimated through two blocks 190, delays 192 and 194, and combiner 196. The sideband signal The upper digital sideband signal is frequency shifted as shown by multiplier 198 and passed to an adjacent first upper sideband canceller 200. The lower digital sideband signal is frequency shifted as shown by multiplier 202 and passed to an adjacent first sideband canceller. Bottom 204.

[0025] Seguindo primeiro cancelamento adjacente, os sinais de banda lateral superior e inferior são passados por filtros de FIR de meia-banda 206 e 208 respectivamente para produzir um sinal de banda lateral superior em linha 210 e um sinal de banda lateral inferior em linha 212. Um filtro de pré- aquisição de banda lateral superior 214 e um filtro de pré-aquisição de banda lateral inferior 216 também estão incluídos.[0025] Following first adjacent cancellation, the upper and lower sideband signals are passed through half-band FIR filters 206 and 208 respectively to produce an in-line upper sideband signal 210 and an in-line lower sideband signal 212. An upper sideband pre-acquisition filter 214 and a lower sideband pre-acquisition filter 216 are also included.

[0026] No exemplo da figura 3, os filtros de isolamento da figura 3 operam a uma taxa de amostra complexa de cerca de 372 kHz, e processam independentemente as bandas laterais digitais primárias superior e inferior. Amostras digitais de banda base complexas são entradas aos filtros de isolamento a uma taxa de 744.187,5 amostras por segundo de um módulo de sintonizador de receptor de Rádio HD de IBOC típico. O sinal de entrada é gerado em um módulo de sintonizador de Rádio HD com uma saída digital amostrada a taxa de amostra complexa de 744,1875 kHz, e pode ser derivado de um sinal de FM análogo, FM híbrido, ou FM todo digital. A banda passante de entrada deveria alcançar aproximadamente ±275 kHz em qualquer lado de frequência de centro para acomodar processamento de FAC.[0026] In the example of Figure 3, the isolation filters of Figure 3 operate at a complex sample rate of about 372 kHz, and independently process the upper and lower primary digital sidebands. Complex baseband digital samples are input to the isolation filters at a rate of 744,187.5 samples per second from a typical IBOC HD Radio receiver tuner module. The input signal is generated in an HD Radio tuner module with a digital output sampled at a complex sample rate of 744.1875 kHz, and can be derived from an analog FM, hybrid FM, or all digital FM signal. The input passband should reach approximately ±275 kHz on either side of center frequency to accommodate FAC processing.

[0027] O filtro de isolamento de banda lateral primária deveria ter fase linear e uma taxa de amostra de saída mínima consistente com características de banda passante. Para acomodar subportadoras digitais em bandas laterais primárias estendidas, como também processamento de FAC, as bandas laterais superior e inferior deveria cada uma deveria ter uma banda passante localizada entre 100 kHz e 270 kHz da frequência de centro. Este filtro pode ser projetado usando uma taxa de amostra de saída de decimar por 4 de 2 estágios (186,046875 ksps). O processamento de FAC é executado entre os estágios de filtro a 372 ksps para diminuir serrilhado induzido por FAC de artefatos de FAC como ruído.[0027] The primary sideband isolation filter should have linear phase and a minimum output sample rate consistent with passband characteristics. To accommodate digital subcarriers in extended primary sidebands, as well as FAC processing, the upper and lower sidebands should each have a passband located between 100 kHz and 270 kHz from the center frequency. This filter can be designed using a 2-stage decimate-by-4 output sample rate (186.046875 ksps). FAC processing is performed between filter stages at 372 ksps to decrease FAC-induced aliasing from FAC artifacts such as noise.

[0028] A figura 3 mostra que a taxa de amostra de saída do filtro de Hilbert é uma metade da taxa de amostra de entrada. Esta dizimação por 2 resulta em filtragem eficiente dos sinais de banda lateral digitais de USB e LSB. O serrilhado resultante tem pequeno efeito nas subportadoras digitais. Além disso, o alcance de frequência de saída de filtro é mais de +186 kHz depois de dizimação. Desde que as bandas laterais digitais alcançam de aproximadamente 100 kHz a 200 kHz em qualquer extremidade, os 14 kHz (200-186 kHz) de cada extremidade são serrilhados à extremidade oposto do alcance de frequência de filtro.[0028] Figure 3 shows that the output sample rate of the Hilbert filter is one half of the input sample rate. This decimation by 2 results in efficient filtering of USB and LSB digital sideband signals. The resulting aliasing has little effect on digital subcarriers. Furthermore, the filter output frequency range is more than +186 kHz after decimation. Since the digital sidebands range from approximately 100 kHz to 200 kHz at either end, the 14 kHz (200-186 kHz) at either end is aliased to the opposite end of the filter frequency range.

[0029] É desejável centrar a banda lateral próxima a cc para processamento subsequente. Portanto, um deslocamento de frequência é aplicado às bandas laterais antes de processamento de FAC. Em um exemplo, a USB isolada é deslocada em frequência por 3/8 da taxa de amostra, ou - 139,5 kHz, e a LSB isolada é deslocada em frequência por +139,5 kHz. Isto desloca um primeiro interferente adjacente potencial para 60,5 kHz para a USB e -60,5 kHz para a LSB. O deslocamento de frequência reduz a complexidade permitindo filtragem de meia-banda e quarta-banda simétrica (real) subsequente.[0029] It is desirable to center the sideband close to dc for subsequent processing. Therefore, a frequency shift is applied to the sidebands before FAC processing. In one example, the isolated USB is frequency shifted by 3/8 of the sample rate, or -139.5 kHz, and the isolated LSB is frequency shifted by +139.5 kHz. This shifts a first adjacent potential interferer to 60.5 kHz for USB and -60.5 kHz for LSB. Frequency shifting reduces complexity by allowing half-band and subsequent symmetric (real) fourth-band filtering.

[0030] Na prática, o deslocamento de frequência pode ser realizado misturando a USB de entrada por. De uma maneira semelhante, a LSB de entrada é deslocada por . Este deslocamento de frequência permite ao fasor complexo ser armazenado em uma tabela de consulta circular com só oito coeficientes complexos por ciclo. A entrada de FAC depois de deslocamento de frequência é mostrada na figura 4, onde a USB é a curva 250, e a LSB é a curva 252.[0030] In practice, frequency shifting can be performed by mixing the input USB by . In a similar way, the input LSB is shifted by . This frequency shift allows the complex phasor to be stored in a circular lookup table with only eight complex coefficients per cycle. The FAC input after frequency shift is shown in figure 4, where USB is curve 250, and LSB is curve 252.

[0031] O processo de FAC é seguido por um Filtro de Meia-banda que dizima por 2. Isto resulta em saídas de USB e LSB a 186 ksps. Desde que a frequência de USB foi deslocada por -139,5 kHz, e a frequência de LSB foi deslocada por +139,5 kHz, os sinais de banda lateral digitais resultantes estão centrados próximo de cc.[0031] The FAC process is followed by a Halfband Filter that decimates by 2. This results in USB and LSB outputs at 186 ksps. Since the USB frequency was shifted by -139.5 kHz, and the LSB frequency was shifted by +139.5 kHz, the resulting digital sideband signals are centered around dc.

FAC implementation

[0032] Um diagrama de bloco funcional de uma FAC é mostrado na figura 5. O sinal de entrada em linha 300 é assumido ser uma combinação de uma das bandas laterais digitais de um sinal de IBOC (também chamada uma banda lateral desejada), um primeiro interferente de FM adjacente, e ruído. A mesma FAC é aplicada separadamente a cada banda lateral digital.[0032] A functional block diagram of an FAC is shown in Figure 5. The input signal on line 300 is assumed to be a combination of one of the digital sidebands of an IBOC signal (also called a desired sideband), a first adjacent FM interferer, and noise. The same FAC is applied separately to each digital sideband.

[0033] A técnica de FAC produz artefatos que espalham ruído pela largura de banda de sinal inteira. Para prevenir corrupção da banda lateral alternada, as bandas laterais primárias superior e inferior são processadas separadamente. Além disso, artefatos de FAC introduzem interferência significante à banda lateral digital primária coincidente espectralmente.[0033] The FAC technique produces artifacts that scatter noise across the entire signal bandwidth. To prevent corruption of the alternating sideband, the upper and lower primary sidebands are processed separately. Furthermore, FAC artifacts introduce significant interference to the spectrally coincident primary digital sideband.

[0034] Cancelamento primeiro adjacente é realizado rastreando e rejeitando a portadora de FM instantânea usando efetivamente um filtro corta- faixa dinâmico. A frequência de portadora instantânea de um sinal de FM analógico varia com tempo. Para simplificar a filtragem de um interferente de FM, sua portadora instantânea é misturada (convertida a baixo) para cc pela operação de magnitude (MAG) 302, para produzir primeiro sinal representante da magnitude do sinal de entrada. Isto permite o uso de um filtro corta-faixa de cc 304, 306 para remover a interferência de FM, em que o bloco 304 produz segundo sinal representante da magnitude média do primeiro sinal. Bloco 306 subtrai o segundo sinal do primeiro sinal para produzir um sinal de magnitude de corta-faixa, e o multiplicador 310 combina o sinal de magnitude de corta-faixa com uma versão normalizada do sinal de entrada para produzir o sinal filtrado em corta-faixa. O interferente de FM instantâneo também é normalizado 308 para produzir um sinal de entrada normalizado ('signorm), por esse meio criando um oscilador local para retornar o sinal de banda básica filtrado por corta-faixa à frequência ocupada pelo sinal de entrada antes de conversão a baixo 310.[0034] Adjacent-first cancellation is accomplished by tracking and rejecting the instantaneous FM carrier effectively using a dynamic band-cut filter. The instantaneous carrier frequency of an analog FM signal varies with time. To simplify filtering of an FM interferer, its instantaneous carrier is mixed (downconverted) to dc by magnitude operation (MAG) 302 to produce a first signal representative of the magnitude of the input signal. This allows the use of a dc band cut filter 304, 306 to remove FM interference, wherein block 304 produces a second signal representative of the average magnitude of the first signal. Block 306 subtracts the second signal from the first signal to produce a bandpass magnitude signal, and multiplier 310 combines the bandpass magnitude signal with a normalized version of the input signal to produce the bandpass filtered signal. . The instant FM interferer is also normalized 308 to produce a normalized ('signorm) input signal, thereby creating a local oscillator to return the bandpass-filtered baseband signal to the frequency occupied by the input signal before conversion. down 310.

[0035] O filtro corta-faixa de cc é implementado como segue: filtragem de passa- baixo (média) 304 isola o interferente de FM instantâneo. A filtragem média substitui o filtro de IIR passa-baixo de implementações prévias. Esta substituição permite uma implementação de processamento de vetor mais eficiente do que operações de filtragem recursivas. O interferente isolado é então subtraído 306 do sinal de magnitude convertido a baixo. A saída de filtro corta-faixa resultante inclui o sinal de entrada de banda base menos a interferência de FM extraída. O componente de conversão à cima 310 então retorna o sinal filtrado por corta-faixa (isto é, 'signotch') a sua fase/frequência original multiplicando-o com o sinal de corta-faixa.[0035] The dc band-cut filter is implemented as follows: low-pass (average) filtering 304 isolates instantaneous FM interference. Average filtering replaces the low-pass IIR filter of previous implementations. This override allows for a more efficient array processing implementation than recursive filtering operations. The isolated interferer is then subtracted 306 from the downconverted magnitude signal. The resulting band-stop filter output includes the baseband input signal minus the extracted FM interference. Upconverting component 310 then returns the bandpass filtered (i.e., 'signotch') signal to its original phase/frequency by multiplying it with the bandpass signal.

[0036] No exemplo da figura 5, o filtro de 'meannotch' 312 é usado para estimar a magnitude da parte restante do sinal de corta-faixa. Os sinais 'meanmag' e 'meannotch' são usados para computar uma razão das magnitudes do interferente de FM ao sinal digital.[0036] In the example of FIG. 5, the 'meannotch' filter 312 is used to estimate the magnitude of the remaining part of the bandpass signal. The 'meanmag' and 'meannotch' signals are used to compute a ratio of FM interferer magnitudes to the digital signal.

[0037] A operação do algoritmo de FAC implementada pelo diagrama da figura 5 pode ser descrita como segue. O sinal de entrada amostrado pode ser representado em amplitude (magnitude) e forma de fase como Estas amostras são indexadas sobre um vetor finito de elementos incluindo um tempo de símbolo de OFDM, para conveniência. O interferente de FM analógico composto mais sinais de banda lateral digitais desejados podem ademais ser representados como onde bn é a magnitude do interferente de FM, θn é a fase instantânea do interferente de FM, e dn é o sinal de banda lateral digital complexo desejado. Ruído adicional, interferência, ou desvanecimento não é discutido nesta análise.[0037] The operation of the FAC algorithm implemented by the diagram in figure 5 can be described as follows. The sampled input signal can be represented in amplitude (magnitude) and phase form as These samples are indexed over a finite array of elements including an OFDM symbol time, for convenience. The composite analog FM interferer plus desired digital sideband signals can further be represented as where bn is the magnitude of the FM interference, θn is the instantaneous phase of the FM interference, and dn is the desired complex digital sideband signal. Additional noise, interference, or fading is not discussed in this review.

[0038] Assumindo que uma taxa de amostra implementada geralmente é 372 kHz, o tamanho de vetor de entrada é então 1080 amostras complexas, de n = 0, ..., 1079. Amostras dos símbolos sucessivos são renumeradas através da mesma gama, mas processadas em sucessão enquanto mantendo rastro da contagem de símbolo em um processo separado. Amostras são precisadas dos símbolos adjacentes quando o alcance da resposta de impulso de filtro se estende além dos pontos extremos de símbolo para convolução apropriada. Neste caso, as amostras de símbolo indexadas imediatamente prévias 1077, 1078, e 1079 são reindexadas para conveniência nesta descrição como -3, -2, e -1, por exemplo. Semelhantemente, as primeiras amostras do símbolo seguinte são indexadas 1080, 1090, e 1091.[0038] Assuming that an implemented sample rate is usually 372 kHz, the input vector size is then 1080 complex samples, from n = 0, ..., 1079. Samples from successive symbols are renumbered through the same range, but processed in succession while keeping track of the symbol count in a separate process. Samples are needed from adjacent symbols when the range of the filter impulse response extends beyond symbol extreme points for proper convolution. In this case, the immediately previous indexed symbol samples 1077, 1078, and 1079 are reindexed for convenience in this description as -3, -2, and -1, for example. Similarly, the first samples of the next symbol are indexed 1080, 1090, and 1091.

[0039] Assuma que de forma que o efeito de captura de FM seja invocado. As magnitudes de sinal são assumidas serem um pouco constante através do tamanho de processamento de vetor de FAC (sobre um símbolo, ou 1080 amostras a 372 ksps). Assim, a FAC é principalmente não afetada por desvanecimento plano. Porém, desvanecimento seletivo de frequência resultará em artefatos FM para AM ao estimar a amplitude de FM b no filtro corta-faixa. A magnitude de sinal (sigmag da figura 1) ou ssgn^ é computada como: [0039] Assume that so that the FM capture effect is invoked. Signal magnitudes are assumed to be somewhat constant across the FAC vector processing size (about one symbol, or 1080 samples at 372 ksps). Thus, the FAC is mostly unaffected by flat fading. However, frequency selective fading will result in FM to AM artifacts when estimating the FM b amplitude in the band-cut filter. The signal magnitude (sigmag of figure 1) or ssgn^ is computed as:

[0040] Desde que, a aproximação de expansão de série truncada seguinte é útil: [0040] Since, The following truncated series expansion approach is useful:

[0041] Além disso, o efeito de captura de FM implica que a fase do sinal digital mais interferente de FM é aproximada pela fase do componente de. Então, a magnitude do sinal de entrada pode ser aproximada por: [0041] In addition, the FM capture effect implies that the phase of the most interfering FM digital signal is approximated by the phase of the FM component. . Then, the magnitude of the input signal can be approximated by:

[0042] E{sigmag}, é estimar a magnitude do interferente de FM mais uma pequena polarização devido ao sinal digital e ruído. [0042] E{sigmag}, is to estimate the magnitude of FM interference plus a small polarization due to digital signal and noise.

[0043] Os termos zero-médio de fatores não correlatados resultam em. Este valor é subtraído da magnitude de sinal de entrada para formar a saída de filtro corta-faixa. Este filtro corta-faixa pode ser visto como um corta-faixa espectral que rastreia a frequência instantânea do sinal de FM, com: [0043] The zero-mean terms of uncorrelated factors result in . This value is subtracted from the input signal magnitude to form the output band-stop filter. This bandpass filter can be seen as a spectral bandpass that tracks the instantaneous frequency of the FM signal, with:

[0044] Desde que a amplitude de FM é assumida ser quase constante através da constante de tempo de filtro, então.[0044] Since the FM amplitude is assumed to be nearly constant across the filter time constant, then .

[0045] Além disso, o termo com já é assumido ser pequeno, e seu valor esperado é subtraído disto, fazendo isto desprezível, assim [0045] In addition, the term with is already assumed to be small, and its expected value is subtracted from it, making it negligible, so

[0046] Então a saída do filtro corta-faixa pode ser aproximada por: [0046] Then the band-cut filter output can be approximated by:

[0047] A seguir, a saída do filtro corta-faixa é multiplicada 310 pelo fasor normalizado do sinal de entrada para restaurar a fase que foi removida previamente pela função de magnitude. [0047] Next, the band-cut filter output is multiplied by 310 by the normalized phasor of the input signal to restore the phase that was previously removed by the magnitude function.

[0048] No seguinte, três identidades trigonométricas podem ser aplicadas para simplificar a expressão prévia: [0048] In the following, three trigonometric identities can be applied to simplify the previous expression:

[0049] Substituição das identidades trigonométricas produz: [0049] Substitution of trigonometric identities produces:

[0050] Manipulação e simplificação adicionais produz: .[0050] Additional manipulation and simplification produces: .

[0051] A saída de 'signotch' contém um termo de sinal digital e um termo de interferência. O termo de sinal tem metade da magnitude do sinal de banda lateral digital desejado. O termo de interferência tem a mesma magnitude, mas está espalhado através de frequência pelo quadrado do espectro de sinal de FM (e j 2 Φn). Então a densidade de interferência é determinada pela convolução do conjugado do espectro de banda lateral digital com o quadrado do espectro de FM. Este espalhamento espectral reduz a densidade espectral de potência da interferência na largura de banda do sinal desejado. Além disso, o pico do espectro de interferência está deslocado do sinal desejado porque o interferente de FM está centrado na borda extrema do espectro de banda lateral digital desejado. Este espalhamento espectral resulta em uma quantidade pequena, mas aceitável de serrilhado quando amostrado à taxa de amostra complexa de 372 kHz.[0051] The 'signotch' output contains a digital signal term and an interference term. The signal term is half the magnitude of the desired digital sideband signal. The interference term has the same magnitude, but is spread across frequency by the square of the FM signal spectrum (ej 2 Φn). Then the interference density is determined by convolution of the conjugate of the digital sideband spectrum with the square of the FM spectrum. This spread spectrum reduces the power spectral density of the interference in the desired signal bandwidth. Furthermore, the peak of the interference spectrum is offset from the desired signal because the FM interferer is centered on the extreme edge of the desired digital sideband spectrum. This spectral spread results in a small but acceptable amount of aliasing when sampled at the complex sample rate of 372 kHz.

[0052] Embora a ocupação de espectro de sinal possa indicar que a banda lateral poderia ser amostrada a uma taxa mais baixa (tal como 186 kHz) para reduzir exigências de processamento, o serrilhado fica maior e degrada especialmente as partições de OFDM opcionais estendidas internas (isto é, canais lógicos P4 e P3) quando presente.[0052] Although the signal spectrum occupancy might indicate that the sideband could be sampled at a lower rate (such as 186 kHz) to reduce processing requirements, the aliasing gets bigger and especially degrades the internal extended optional OFDM partitions (that is, P4 and P3 logical channels) when present.

FAC mix

[0053] O primeiro cancelador adjacente gera artefatos que degradam a banda lateral digital primária desejada. Quando a potência de interferência é alta relativa à potência na banda lateral digital desejada, estes artefatos são mascarados, e processamento de FAC melhora significativamente desempenho digital. Porém, quando o nível de interferência diminui, os benefícios de processamento de FAC diminuem. A algum ponto, processamento de FAC faz mais dano que bem à banda lateral digital desejada.[0053] The first adjacent canceller generates artifacts that degrade the desired primary digital sideband. When the interference power is high relative to the power in the desired digital sideband, these artifacts are masked, and FAC processing significantly improves digital performance. However, when the interference level decreases, the processing benefits of FAC decrease. At some point, FAC processing does more harm than good to the desired digital sideband.

[0054] Dependendo do nível relativo da interferência de FM, a primeira saída de cancelador adjacente é misturada entre o sinal de FM filtrado por corta-faixa e o sinal de entrada paramétrico filtrado. A proporção relativa dos dois sinais é determinada medindo a quantidade relativa de interferência removida pelo filtro corta-faixa. Esta medição é executada comparando a energia presente na entrada e saída do filtro corta-faixa. Como resultado, quando o nível relativo de interferência aumenta ou diminui, o sinal filtrado por corta-faixa é "misturado" suavemente dentro ou fora da saída de primeiro cancelador adjacente, respectivamente.[0054] Depending on the relative level of FM interference, the first adjacent canceller output is mixed between the bandcut-filtered FM signal and the parametric-filtered input signal. The relative proportion of the two signals is determined by measuring the relative amount of interference removed by the band-stop filter. This measurement is performed by comparing the energy present at the input and output of the band-stop filter. As a result, when the relative interference level increases or decreases, the bandpass-filtered signal is smoothly "mixed" into or out of the adjacent first canceller output, respectively.

[0055] O componente de razão de mistura 314 mede a potência da interferência de FM relativa à potência da banda lateral digital desejada, e calcula a mistura apropriada de sinais processados e não processados. Como mostrado na figura 5, o bloco 304 determina uma média do sinal de magnitude de corta-faixa, o bloco 314 determina uma razão da média do sinal de magnitude de corta-faixa e o segundo sinal. Bloco 318 usa a razão para computar primeiro e segundo parâmetros de mistura (k e c). Parâmetro de mistura k é usado para produzir a ponderação do sinal filtrado por corta-faixa.[0055] The mix ratio component 314 measures the FM interference power relative to the desired digital sideband power, and calculates the appropriate mix of processed and unprocessed signals. As shown in Figure 5, block 304 determines an average of the banding magnitude signal, block 314 determines a ratio of the average of the banding magnitude signal and the second signal. Block 318 uses the ratio to compute first and second blending parameters (k and c). Mix parameter k is used to produce the weighting of the band-filtered signal.

[0056] Esta razão é computada como a razão da média do vetor 'sigmag' à média dos valores absolutos de elementos do vetor 'notchmag'. Como mostrado em bloco 316, esta razão é então usada para computar o par de parâmetros de mistura c e k. [0056] This ratio is computed as the ratio of the average of the 'sigmag' vector to the average of the absolute values of elements in the 'notchmag' vector. As shown at block 316, this ratio is then used to compute the blend parameter pair c and k.

[0057] O parâmetro de mistura k pondera simplesmente a soma do sinal de corta-faixa 'signotch' de FM em multiplicador 318 para produzir um sinal filtrado por corta-faixa ponderado. O parâmetro de mistura c é usado para computar os coeficientes do Filtro de Mistura de FAC Paramétrico, que conforma o espectro do sinal de entrada não processado. Isto é preferível sobre as técnicas prévias, onde o sinal não processado era não filtrado e não compensado para o espectro de interferência de FM em forma de sino não uniforme. O espectro é conformado para aplicar mais atenuação à porção espectral do sinal não processado, que é mais afetada pelo interferente de FM (isto é, próximo a ±200 kHz).[0057] Mix parameter k simply weights the sum of the FM 'signotch' bandpass signal at multiplier 318 to produce a weighted bandpass filtered signal. The mixing parameter c is used to compute the coefficients of the Parametric FAC Mixing Filter, which shapes the spectrum of the raw input signal. This is preferable over previous techniques, where the raw signal was unfiltered and uncompensated for the non-uniform bell shaped FM interference spectrum. The spectrum is shaped to apply more attenuation to the spectral portion of the unprocessed signal that is most affected by FM interference (ie, close to ±200 kHz).

[0058] O filtro paramétrico 320 aplica maior atenuação quando a razão indica que o sinal de FM interferente é maior. Parâmetro de mistura c é usado como um coeficiente no filtro paramétrico.[0058] The parametric filter 320 applies greater attenuation when the ratio indicates that the interfering FM signal is greater. Mixing parameter c is used as a coefficient in the parametric filter.

[0059] A meta é maximizar a razão de sinal para ruído (SNR) de cada subportadora pela banda lateral digital. Um filtro de FIR de fase linear é projetado com coeficientes complexos que foram determinados empiricamente para aproximar Combinação de razão Máxima (MRC) para cada uma das subportadoras. MRC é uma técnica onde sinais (subportadoras neste caso) são combinados dos sinais processados por corta-faixa e desvio filtrados (entrada) em proporção as suas SNRs. A SNR de ambos os sinais processados por corta-faixa e de desvio filtrados era determinada e medida através de simulação com um primeiro interferente adjacente de FM típico. O Filtro Mistura de Paramétrico de FAC é definido por sua transformada z em forma não causal, assumindo que compensação de atraso de grupo por 4 amostras é aplicada apropriadamente. As expressões de transformada z para os filtros de USB e LSB são: [0059] The goal is to maximize the signal-to-noise ratio (SNR) of each subcarrier across the digital sideband. A linear phase FIR filter is designed with complex coefficients that have been empirically determined to approximate the Maximum Ratio Combination (MRC) for each of the subcarriers. MRC is a technique where signals (subcarriers in this case) are combined from band-cut and shift-filtered (input) processed signals in proportion to their SNRs. The SNR of both the filtered bandpass and shift processed signals was determined and measured by simulation with a typical FM adjacent first interferer. The FAC Parametric Blend Filter is defined by its z-transform in non-causal form, assuming that 4-sample group delay compensation is properly applied. The z-transform expressions for the USB and LSB filters are:

[0060] O sinal filtrado por corta-faixa ponderado e a saída do filtro paramétrico (isto é, o sinal de filtro paramétrico) são combinados em ponto de adição 322 para produzir um sinal de saída de FAC em linha 324. O espectro do Filtro de Mistura de FAC Paramétrico é mostrado na figura 6. O espectro de frequência da USB para este gráfico é deslocado por +139,5 kHz para mostrar a frequência real antes do deslocamento de -139,5 kHz da figura 3. Assim, a borda superior da banda lateral digital está próxima a 200 kHz enquanto a borda inferior da banda lateral digital está próxima a 100 kHz, como mostrado na figura 6. A figura 6 mostra 6 gráficos espectrais correspondendo a 6 valores de c através de sua gama de 0,0, 0,2, 0,4, 0,6, 0,8, e 1,0. Um gráfico da banda lateral digital alcançando aproximadamente 100 kHz a 200 kHz também é mostrado. O filtro tem a maior atenuação (nenhum sinal) quando c=0, e nenhuma atenuação quando c=1. Quando c está entre 0 e 1, o espectro é conformado para prover mais atenuação às frequências próximas a 200 kHz.[0060] The weighted bandpass-filtered signal and the output of the parametric filter (ie, the parametric filter signal) are combined at summation point 322 to produce an in-line FAC output signal 324. The Filter spectrum The Parametric FAC Mixing Range is shown in Figure 6. The USB frequency spectrum for this plot is shifted by +139.5 kHz to show the actual frequency before the -139.5 kHz shift in Figure 3. Thus, the edge The upper edge of the digital sideband is close to 200 kHz while the lower edge of the digital sideband is close to 100 kHz, as shown in figure 6. Figure 6 shows 6 spectral plots corresponding to 6 values of c across its range from 0, 0, 0.2, 0.4, 0.6, 0.8, and 1.0. A plot of the digital sideband spanning approximately 100 kHz to 200 kHz is also shown. The filter has the most attenuation (no signal) when c=0, and no attenuation when c=1. When c is between 0 and 1, the spectrum is shaped to provide more attenuation at frequencies close to 200 kHz.

[0061] O Filtro de Mistura Paramétrico de FAC requer amostras além de qualquer extremidade do vetor de tamanho de símbolo, por causa do alcance de filtro de FIR. Isto poderia ser inconveniente. Amostras de sinal de valor zero poderiam ser anexadas às extremidades do vetor de entrada em vez das amostras reais de vetores adjacentes, para ajudar em convolução das derivações de filtro de FIR. A degradação deveria ser mínima e não há nenhuma degradação quando FAC não está misturada dentro.[0061] The FAC Parametric Blend Filter requires samples beyond either end of the symbol size vector because of the FIR filter range. This could be inconvenient. Zero-valued signal samples could be appended to the ends of the input vector instead of the actual samples from adjacent vectors, to aid in convolution of the FIR filter derivations. Degradation should be minimal and there is no degradation when FAC is not mixed in.

Context and Implementation

[0062] Uma quantidade pequena, mas aceitável de serrilhado de FAC resulta quando o algoritmo de FAC corre na taxa de amostra complexa de 372 kHz, ou dizimação por 2. Este serrilhado fica maior e mais danoso aos canais lógicos P3 e P4 quando FAC é corrido a uma taxa de amostra de 186 kHz, ou dizimação por 4. Como resultado, algumas modificações secundárias para o Filtro de Isolamento e algoritmo de FAC são recomendadas para implementações de 186 kHz dizimadas por 4. Embora operar a 186 kHz (fs/4) não seja recomendado, o algoritmo de FAC aprimorado pode ser habilitado a toda hora a esta taxa de amostra reduzida para economizar processamento de processador.[0062] A small but acceptable amount of FAC aliasing results when the FAC algorithm runs at the complex sample rate of 372 kHz, or decimation by 2. This aliasing gets bigger and more damaging to logic channels P3 and P4 when FAC is run at a sample rate of 186 kHz, or decimation by 4. As a result, some minor modifications to the Isolation Filter and FAC algorithm are recommended for 186 kHz implementations decimated by 4. Although operating at 186 kHz (fs/4 ) is not recommended, the improved FAC algorithm can be enabled at all times at this reduced sample rate to save processor processing.

[0063] Um diagrama de bloco dos Filtros de Isolamento modificados para a opção de dizimação por 4 (186 ksps) é mostrado na figura 7. Como no exemplo da figura 3, os filtros de isolamento da figura 7 separam as bandas laterais digitais primárias superior e inferior tanto do sinal de FM analógico (forma de onda híbrida) ou as subportadoras digitais secundárias (forma de onda toda digital). Esta separação permite ao sinal de FM analógico e bandas laterais digitais serem amostrados a uma taxa mais baixa para processamento eficiente subsequente, e habilita a aquisição de sinal independente e processamento de FAC em qualquer banda lateral digital. Na figura 7, todos os sinais são complexos.[0063] A block diagram of the Isolation Filters modified for the decimation by 4 option (186 ksps) is shown in figure 7. As in the example in figure 3, the isolation filters in figure 7 separate the upper primary digital sidebands and below either the analog FM signal (hybrid waveform) or the secondary digital subcarriers (all digital waveform). This separation allows the analog FM signal and digital sidebands to be sampled at a lower rate for efficient subsequent processing, and enables independent signal acquisition and FAC processing on any digital sideband. In figure 7, all signals are complex.

[0064] Um sinal de entrada a uma taxa de amostra de 744,1875 ksps é provido em linha 370. Filtro de FIR de meio-quarto 372 filtra a porção modulada análoga do sinal de entrada para produzir uma saída de FM que subtraída a combinador 374 do sinal de entrada que foi atrasado como mostrado em bloco 376. Isto produz um sinal em linha 378 representando o sinal nas subportadoras moduladas digitalmente do sinal de IBOC recebido. Chave 380 conecta o sinal de entrada digital ou o sinal de FM filtrado a um filtro de FIR de meia-banda 382, para produzir um sinal todo digital secundário em linha 384 e um sinal de FM amostrado em linha 386.[0064] An input signal at a sampling rate of 744.1875 ksps is provided on line 370. Half-quarter FIR filter 372 filters the analog modulated portion of the input signal to produce an FM output that is subtracted from the combiner 374 of the input signal that has been delayed as shown in block 376. This produces a line signal 378 representing the signal on the digitally modulated subcarriers of the received IBOC signal. Switch 380 connects the digital input signal or filtered FM signal to a half-band FIR filter 382 to produce an in-line secondary all digital signal 384 and an in-line sampled FM signal 386.

[0065] O sinal em linha 378 é separado em sinais de banda lateral digital superior e inferior como mostrado pelo filtro de FIR de Hilbert 388, para dizimado através de dois blocos 390, atrasos 392 e 394, e combinador 396. O sinal de banda lateral digital superior é deslocado em frequência como mostrado por multiplicador 398 e passado a um primeiro cancelador de USB adjacente 400. O sinal de banda lateral digital inferior é deslocado em frequência como mostrado por multiplicador 402 e passado a um primeiro cancelador de LSB adjacente 404.[0065] The inline signal 378 is separated into upper and lower digital sideband signals as shown by Hilbert's FIR filter 388, for decimation through two blocks 390, delays 392 and 394, and combiner 396. The band signal The upper digital sideband signal is frequency shifted as shown by multiplier 398 and passed to an adjacent first USB canceller 400. The lower digital sideband signal is frequency shifted as shown by multiplier 402 and passed to an adjacent first LSB canceller 404.

[0066] As FACs produzem um sinal de banda lateral superior em linha 406 e um sinal de banda lateral inferior em linha 408. Um filtro de pré- aquisição de banda lateral superior 410 e um filtro de pré-aquisição de banda lateral inferior 412 também estão incluídos.[0066] The FACs produce an in-line upper sideband signal 406 and an in-line lower sideband signal 408. An upper sideband pre-acquisition filter 410 and a lower sideband pre-acquisition filter 412 also Are included.

[0067] Note que o FIR de Hilbert dizima agora por 4 de forma que o algoritmo de FAC possa correr à taxa de amostra reduzida. Outra diferença da implementação de fs/2 da figura 3 é que os serrilhados da saída de FIR de Hilbert estão deslocados por jn. Isto produz o mesmo deslocamento de frequência líquido de +139,5 kHz que é usado na implementação de dizimação por 2.[0067] Note that Hilbert's FIR now decimates by 4 so that the FAC algorithm can run at the reduced sample rate. Another difference from the fs/2 implementation in Figure 3 is that the aliasing of Hilbert's FIR output is offset by jn. This produces the same net frequency shift of +139.5 kHz that is used in the Decimation by 2 implementation.

[0068] A figura 8 é um diagrama de bloco funcional do FAC para operação de dizimação por 4. Há só duas mudanças ao algoritmo de FAC daquele ilustrado previamente na figura 5. A primeira modificação é a expressão em bloco 316' para o Peso de Mistura de FAC c. [0068] Figure 8 is a functional block diagram of the FAC for the decimation by 4 operation. There are only two changes to the FAC algorithm from the one previously illustrated in Figure 5. The first modification is the block expression 316' for the Weight of FAC mix c.

[0069] A segunda mudança é que o espaçamento de derivação de Filtro de Mistura Paramétrico de FAC em bloco 320' está diminuído de duas amostras para uma amostra. [0069] The second change is that the FAC Parametric Mix Filter tap spacing in block 320' is decreased from two samples to one sample.

[0070] Uma técnica de Combinação de razão Máxima (MRC) poderia ser usada para misturar o sinal processado por FAC e os sinais de desvio, substituindo o Filtro de Mistura de FAC Paramétrico. Esta técnica está ilustrada na figura 9. Um vetor de sinal é entrado em linha 500. Cancelamento de primeiro adjacente é realizado rastreando e rejeitando a portadora de FM instantânea usando efetivamente um filtro corta-faixa dinâmico. A frequência de portadora instantânea de um sinal de FM analógico varia com tempo. Para simplificar a filtragem de um interferente de FM, sua portadora instantânea é misturada (convertida a baixo) para cc pela operação de magnitude (MAG) 502. Isto permite o uso de um filtro corta-faixa de cc 504, 506 para remover a interferência de FM. O interferente de FM instantâneo também é normalizado 508, por esse meio criando um oscilador local para retornar o sinal de banda base filtrado por corta-faixa à frequência ocupada pelo sinal de entrada antes de conversão a baixo 510.[0070] A Maximum Ratio Blending (MRC) technique could be used to mix the FAC processed signal and the offset signals, replacing the Parametric FAC Blend Filter. This technique is illustrated in Figure 9. A signal vector is input on line 500. First Adjacent Cancellation is accomplished by tracking and rejecting the instantaneous FM carrier effectively using a dynamic bandpass filter. The instantaneous carrier frequency of an analog FM signal varies with time. To simplify filtering of an FM interferer, its instantaneous carrier is mixed (downconverted) to dc by magnitude operation (MAG) 502. This allows the use of a dc band cut filter 504, 506 to remove the interference. from FM. The instantaneous FM interferer is also normalized 508, thereby creating a local oscillator to return the bandpass filtered baseband signal to the frequency occupied by the input signal before downconversion 510.

[0071] Os demoduladores de OFDM separados 512, 514 são usados em cada caminho, requerendo capacidade de processamento aumentada para o demodulador adicional. A métrica de bit ponderada e equalizada correspondente seria combinada por adição simples 516. Este método elimina a necessidade para estimar a razão do interferente e níveis de banda lateral digital. O desempenho de MRC deveria ser melhor do que as técnicas de mistura de filtro paramétricas porque reage à modulação variável do interferente de FM para cada símbolo. Um filtro de pré-aquisição 518 está incluído para o sinal de banda lateral superior.[0071] Separate OFDM demodulators 512, 514 are used in each path, requiring increased processing capacity for the additional demodulator. The corresponding equalized and weighted bit metric would be combined by simple addition 516. This method eliminates the need to estimate the interferer ratio and digital sideband levels. The performance of MRC should be better than parametric filter mixing techniques because it reacts to the varying modulation of the FM interferer for each symbol. A pre-acquisition filter 518 is included for the upper sideband signal.

[0072] Os vários métodos de processamento de sinal descritos acima podem ser implementados em um receptor de rádio ou outro aparelho tendo uma entrada para receber o sinal de rádio e um ou mais processadores ou outros circuitos de processamento programados ou caso contrário configurados para executar o processamento de sinal precisado para implementar os processos.[0072] The various signal processing methods described above may be implemented in a radio receiver or other apparatus having an input for receiving the radio signal and one or more processors or other processing circuits programmed or otherwise configured to perform the signal processing needed to implement the processes.

[0073] Em uma modalidade, os métodos descritos aqui podem ser implementados em um receptor de rádio incluindo uma entrada recebendo um sinal de rádio em canal em banda de FM original incluindo uma pluralidade de subportadoras moduladas digitalmente, em bandas laterais superior e inferior; e circuitos de processamento para amostrar o sinal de rádio em canal em banda de FM para produzir um sinal de entrada incluindo amostras digitais complexas de uma combinação de uma desejada das bandas laterais superior e inferior e um interferente de FM, remover componentes de interferente de FM do primeiro sinal por filtragem de corta-faixa para produzir um sinal filtrado por corta-faixa, ponderar o sinal filtrado por corta- faixa para produzir um sinal filtrado por corta-faixa ponderado, usar um filtro paramétrico para filtrar o sinal de entrada para produzir um sinal de entrada filtrado paramétrico, e combinar o sinal filtrado por corta-faixa ponderado e o sinal de entrada filtrado paramétrico para produzir um sinal de saída.[0073] In one embodiment, the methods described herein can be implemented in a radio receiver including an input receiving a channel radio signal in the original FM band including a plurality of digitally modulated subcarriers in upper and lower sidebands; and processing circuitry for sampling the radio signal in the FM band channel to produce an input signal including complex digital samples of a desired combination of the upper and lower sidebands and an FM interferer, removing FM interferer components of the first signal by band-stop filtering to produce a band-stop filtered signal, weight the band-stop filtered signal to produce a weighted band-stop filtered signal, use a parametric filter to filter the input signal to produce a parametric filtered input signal, and combine the weighted bandpass filtered signal and the parametric filtered input signal to produce an output signal.

[0074] Em várias modalidades do receptor de rádio, a proporção relativa do sinal filtrado por corta-faixa ponderado e do sinal de entrada filtrado paramétrico pode ser determinada medindo a quantidade relativa de interferente removida pelo filtro corta-faixa. Os circuitos de processamento podem ser configurados para remover componentes de interferente de FM do sinal de entrada por filtragem de corta-faixa para produzir um sinal filtrado por corta-faixa: produzindo um primeiro sinal representante da magnitude do sinal de entrada, produzindo um segundo sinal representante da magnitude média do primeiro sinal, subtraindo o segundo sinal do primeiro sinal para produzir um sinal de magnitude de corta-faixa, e multiplicando o sinal de magnitude de corta-faixa com uma versão normalizada do sinal de entrada para produzir o sinal filtrado por corta-faixa. Os circuitos de processamento podem ser configurados para determinar uma média do sinal de magnitude de corta-faixa, para determinar uma razão da média do sinal de magnitude de corta-faixa e o segundo sinal, usar a razão para computar primeiro e segundo parâmetros de mistura, e usar os primeiros parâmetros de mistura para produzir a ponderação do sinal filtrado por corta-faixa. Os circuitos de processamento podem usar os segundos parâmetros de mistura como coeficientes do filtro paramétrico. O filtro paramétrico de receptor de rádio pode conformar o espectro do sinal de entrada para aplicar mais atenuação a uma porção espectral do sinal de entrada que é mais afetada pelo interferente de FM. A razão pode representar a potência do interferente de FM relativo à potência da banda lateral digital desejada. Os circuitos de processamento podem anexar amostras de sinal de valor zero às extremidades do sinal de entrada antes de usar um filtro paramétrico para filtrar o sinal de entrada para produzir um sinal de entrada filtrado paramétrico. Os circuitos de processamento podem separar as amostras digitais complexas das bandas laterais superior e inferior, desloca em frequência as amostras digitais complexas das bandas laterais superior e inferior para produzir amostras digitais de banda de base complexas das bandas laterais superior e inferior, e usa os filtros de isolamento para processar separadamente as amostras digitais de banda base complexas das bandas laterais superior e inferior.[0074] In various embodiments of the radio receiver, the relative proportion of the weighted bandpass filtered signal and the parametric filtered input signal can be determined by measuring the relative amount of interferent removed by the bandpass filter. The processing circuits can be configured to remove FM interference components from the input signal by bandpass filtering to produce a bandpass filtered signal: producing a first signal representative of the magnitude of the input signal, producing a second signal representing the average magnitude of the first signal, subtracting the second signal from the first signal to produce a band-stopping magnitude signal, and multiplying the band-stopping magnitude signal with a normalized version of the input signal to produce the signal filtered by lane cutter. Processing circuits can be configured to determine an average of the band-cutting magnitude signal, to determine a ratio of the average of the band-cutting magnitude signal and the second signal, use the ratio to compute first and second mixing parameters , and use the first mix parameters to produce the weighting of the band-filtered signal. Processing circuits can use the second mixing parameters as parametric filter coefficients. The radio receiver parametric filter can shape the input signal spectrum to apply more attenuation to a spectral portion of the input signal that is most affected by FM interference. The ratio may represent the power of the FM interferer relative to the power of the desired digital sideband. Processing circuits can append zero value signal samples to the ends of the input signal before using a parametric filter to filter the input signal to produce a parametric filtered input signal. Processing circuits can separate the complex digital samples of the upper and lower sidebands, frequency shift the complex digital samples of the upper and lower sidebands to produce complex baseband digital samples of the upper and lower sidebands, and use the filters of isolation to separately process the complex baseband digital samples of the upper and lower sidebands.

[0075] Enquanto a presente invenção foi descrita em termos de várias modalidades, será entendido por aqueles qualificados na técnica que várias modificações podem ser feitas às modalidades expostas sem partir da extensão da invenção como publicada nas reivindicações.[0075] While the present invention has been described in terms of various embodiments, it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to the foregoing embodiments without departing from the scope of the invention as set out in the claims.

Claims

1. Method for processing a radio signal, characterized in that it comprises: receiving a channel radio signal in the FM band including a plurality of digitally modulated subcarriers in upper and lower sidebands; sampling the channel radio signal in the FM band to produce an input signal including complex digital samples of a desired combination of the upper and lower sidebands and an FM interferer; removing FM interfering components from the first signal by bandpass filtering to produce a bandpass filtered signal; weighting the band-stop filtered signal to produce a weighted band-stop filtered signal; using a parametric filter to filter the input signal to produce a parametric filtered input signal; and combining the weighted band-stop filtered signal and the parametric filtered input signal to produce an output signal.

2. Method according to claim 1, characterized in that the relative proportion of the weighted band-stop filtered signal and the parametric filtered input signal is determined by measuring the relative amount of interferent removed by the band-stop filter.

3. Method according to claim 1, characterized in that removing FM interfering components from the input signal by bandpass filtering to produce a bandpass filtered signal comprises: producing a first signal representative of the magnitude of the bandpass signal Prohibited; producing a second signal representative of the average magnitude of the first signal; subtracting the second signal from the first signal to produce a band-cutting magnitude signal; and multiplying the bandpass magnitude signal with a normalized version of the input signal to produce the bandpass filtered signal.

4. Method according to claim 3, characterized in that it additionally comprises: determining an average of the band-cutting magnitude signal; determining a ratio of the average of the band-cutting magnitude signal and the second signal; use the ratio to calculate the first and second blending parameters; and use the first blend parameter to produce the weight for the band-cut filtered signal.

5. Method according to claim 4, characterized in that it additionally comprises: using the second blending parameter as the coefficient of the parametric filter.

6. Method according to claim 5, characterized in that the parametric filter models the input signal spectrum to apply more attenuation to a spectral part of the input signal, which is more affected by FM interference.

7. Method according to claim 4, characterized in that the ratio represents the power of the FM interferer in relation to the power of the desired digital sideband.

8. Method according to claim 1, characterized in that before using a parametric filter to filter the input signal to produce a parametric filtered input signal, the zero value signal samples are attached to the ends of a vector input sign.

9. Method according to claim 1, characterized in that it additionally comprises: separating the complex digital samples from the upper and lower sidebands; frequency shifting the complex digital samples of the upper and lower sidebands to produce complex baseband digital samples of the upper and lower sidebands; and use the isolation filters to process the complex baseband digital samples separately from the upper and lower sidebands.

10. Method according to claim 9, characterized in that: each of the complex baseband digital samples of the upper and lower sidebands and the lower sideband isolation filters has a passband located between 100 kHz and 270 kHz from a center frequency of the radio signal in an FM band channel.

11. Radio receiver, characterized in that it comprises: an input that receives a radio signal in an original FM band channel, including a plurality of digitally modulated subcarriers in upper and lower sidebands; and processing circuitry for sampling the channel radio signal in the FM band to produce an input signal including the complex digital samples of a desired combination of the upper and lower sidebands and an FM interferer, removing interfering components FM of the first signal by band-stop filtering to produce a band-stop filtered signal, weight the band-stop filtered signal to produce a weighted band-stop filtered signal, use a parametric filter to filter the input signal to producing a parametric filtered input signal, and combining the weighted band-cut filtered signal and the parametric filtered input signal to produce an output signal.

12. Radio receiver according to claim 11, characterized in that the relative proportion of the weighted bandpass filtered signal and the parametric filtered input signal is determined by measuring the relative amount of interference removed by the filter. range.

13. Radio receiver according to claim 11, characterized in that the circuitry processing removes FM interfering components from the input signal by bandpass filtering to produce a bandpass filtered signal by: producing a first signal representative of the magnitude of the input signal, producing a second signal representative of the average magnitude of the first signal, subtracting the second signal from the first signal to produce a banding magnitude signal, and multiplying the banding magnitude signal -band with a normalized version of the input signal to produce the band-cut filtered signal

14. Radio receiver according to claim 13, characterized in that the circuitry processing determines an average of the band-cutting magnitude signal, determines a ratio of the mean of the band-cutting magnitude signal and the second signal, uses the ratio to calculate the first and second blending parameters, and uses the first blending parameter to produce the weighting of the band-cut filtered signal.

15. Radio receiver according to claim 14, characterized in that the circuitry processing uses the second blending parameter as the coefficient of the parametric filter.

16. Radio receiver according to claim 15, characterized in that the parametric filter models the input signal spectrum to apply more attenuation to a spectral part of the input signal, which is more affected by FM interference.

17. Radio receiver according to claim 14, characterized in that the ratio represents the power of the FM interferer in relation to the power of the desired digital sideband.

18. Radio receiver according to claim 11, characterized in that the circuitry processing attaches the zero value signal samples to the ends of the input signal before using a parametric filter to filter the input signal to produce a vector of parametric filtered input signal.

19. Radio receiver according to claim 11, characterized in that the circuitry processing separates the complex digital samples from the upper and lower sidebands, shifts the frequency of the complex digital samples from the upper and lower sidebands, to produce complex baseband digital samples from the upper and lower sidebands, and use the isolation filters to separately process the complex baseband digital samples from the upper and lower sidebands.

20. Radio receiver according to claim 19, characterized in that: each of the complex baseband digital samples of the upper and lower sidebands and the lower sideband isolation filters has a passband located between 100 kHz and 270 kHz from a center frequency of the radio signal in an FM band channel.