BR112016022034B1 - Método e aparelho para determinar a presença de um sinal de portadora secundária em um sinal de soma no domínio do tempo - Google Patents

Abstract

DETECÇÃO DE TRANSMISSÃO DE CHAMADAS SIMULTÂNEAS. A presente invenção refere-se a um método de determinação da presença de um sinal de onda portadora secundário em um sinal de soma de domínio do tempo que inclui um sinal de onda portadora primário, em que o método compreende: a transformação do sinal de soma no domínio da frequência; a extração de pelo menos um pico que corresponde a um tom heteródino do sinal de soma transformado; a determinação da presença de um sinal de onda portadora secundário no sinal de soma com base em pelo menos um dito pico. Um aparelho correspondente também é divulgado.

Description

Campo da Invenção

[01] A presente invenção refere-se a um aparelho e a um méto do para a detecção de transmissões de chamadas simultâneas, em particular as transmissões com modulação de amplitude de banda lateral dupla (DSB-AM).

Antecedentes

[02] A Transmissão de chamadas simultâneas (SCT) é uma si tuação em que duas ou mais transmissões ocorrem simultaneamente na mesma banda de frequência. O ouvinte final só vai poder então (normalmente) compreender a mais potente do par de transmissões. Um exemplo é ilustrado na Figura 1.

[03] Esta é uma situação potencialmente perigosa, uma vez que o remetente da transmissão mais fraca pode supor que elas foram realmente ouvidas pelo ouvinte final e a ação foi tomada por conseguinte. Uma situação em que a ação consequente deve ser incrivelmente perigosa pode ser onde dois aviões transmitem um sinal a um controlador do tráfego aéreo simultaneamente, o qual responde então, e ambos os aviões acreditam que a resposta é dirigida aos mesmos. Tal cenário pode ser observado por um operador humano treinado alerta que escuta os fenômenos característicos dos tons de interferência de voz e heteródinos que são causados pela diferença de frequência entre os dois transmissores. No entanto, isso só funciona de maneira confiável quando o transmissor mais fraco se encontra (1) dentro da banda de potência do transmissor mais forte, por exemplo, de 0 a -20 dB e (2) o heteródino se encontra na banda de áudio filtrada (por exemplo, de 300 Hz a 3,5 kHz). A primeira condição pode não ser sa- tisfeita se a origem de uma transmissão for muito mais distante do que a outra (isto é, um avião é ouvido e o outro se encontra a vários quilômetros de distância); a segunda condição pode não ser satisfeita se a diferença da frequência entre os dois transmissores (definida pela precisão do quartzo no equipamento transmissor) for menor.

[04] De fato, a SCT pode ocorrer muito fora desses valores de vido aos efeitos do mundo real, tais como a perda de propagação, o erro de múltiplas passagens e o erro de frequência.

[05] Desse modo, a detecção automática da SCT é uma carac terística desejável para os rádios.

[06] O documento de patente US2010/0067570A1 descreve um aparelho adaptado para detectar automaticamente quando duas transmissões ocorrem simultaneamente. Essa fase do sistema demo- dula o sinal de soma da transmissão dupla ao converter o sinal em fase e de quadratura de banda base em fase e amplitude não enroladas. Uma 'oscilação' periódica está presente na fase desenrolada se houver transmissões separadas em frequências próximas, uma vez que a diferença na frequência faz com que os fasores das transmissões girem um ao redor do outro. Essa série no tempo de fase é então submetida à transformação de Fourier ao usar um banco de transformadores com comprimentos de janela variados para determinar se qualquer transmissão secundária (isto é, um pico devido ao 'oscilação' de fase desenrolada') está presente. Um tom de advertência é adicionado à saída de áudio se uma transmissão secundária for detectada para alertar o operador quanto à situação.

[07] Essa solução proposta tem vários inconvenientes significa tivos. A etapa de produção de uma série no tempo de fase é um processo intrinsecamente não linear (uma vez que envolve a execução de um arco tangente) e assim os erros se propagam à medida que o processo progride se manifestando como produtos da intermodulação no espectro de saída que não estão fisicamente presentes na entrada. Além disso, em condições no mundo real essa solução pode gerar potencialmente grandes ocorrências de 'falsos positivos' onde um alerta é soado quando somente uma transmissão está presente. Isso ocorre porque esse sistema não tem nenhuma maneira de suprimir os danos de sinais comuns tais como o zumbido de rede sinusoidal, FM (modulação em frequência) incidente, efeitos de múltiplas passagens seletivos de frequência e ruído de fase 1/f2 (frequência ao quadrado recíproca). Todos esses efeitos podem introduzir potencialmente uma determinada quantidade de 'oscilação' de fase desenrolada e então ser identificados como transmissões secundárias.

[08] Os falsos positivos são muito prejudiciais porque eles fa zem com que um operador perca a fé na confiabilidade do equipamento se ele ficar 'uivando' com demasiada frequência. Isso pode resultar na desativação completa pelo operador da característica de SCT automática ou então na tomada de uma medida de mitigação desnecessária tal como a repetição das instruções. Devido ao fato que o Controle do Tráfego Aéreo é uma atividade crítica de segurança, um sistema de detecção de SCT deve ser altamente tolerante às imperfeições de sinais reais de modo que seja da mais alta confiabilidade que pode ser obtida.

[09] Por outro lado, os falsos negativos são inevitáveis quando a transmissão secundária é muito fraca em potência, quando não fica mais discernível do piso do ruído, e também na situação em que a transmissão secundária é sobreposta na transmissão mais forte com uma diferença de frequência insignificante.

[010] Portanto, uma solução melhorada se faz necessária.

[011] Em uma modalidade, é provido um método de determina ção de presença de um sinal de portadora secundário em um sinal de soma do domínio do tempo que inclui um sinal de portadora primário, em que o método compreende: a transformação do sinal de soma no domínio de frequência; a extração de pelo menos um pico que corresponde a um tom heteródino do sinal de soma transformado; a determinação da presença de um sinal de portadora secundário no sinal de soma com base em pelo menos um dito pico. Tal método propicia uma maneira eficiente de determinar a presença de um sinal de portadora secundário em um sinal de soma do domínio do tempo de uma maneira resistente aos falsos positivos; especificamente de uma maneira linear que não introduz produtos da intermodulação.

[012] De preferência, o método também compreende a identifica ção de um sinal de portadora primário dentro do sinal de soma.

[013] De preferência, o método também compreende a determi nação de um conjugado de uma banda lateral do sinal de portadora primário do domínio de frequência e a atenuação do sinal e portadora primário ao usar o dito conjugado da banda lateral do sinal primário.

[014] De preferência, o conjugado da banda lateral do sinal pri mário é subtraído da banda lateral de frequência oposta do sinal de soma.

[015] De preferência, a etapa de transformação no domínio de frequência é executada ao usar uma transformada de Fourier (FT).

[016] De preferência, a etapa de transformação no domínio de frequência é executada ao usar uma transformação distinta que compreende lotes de entrada e de saída.

[017] De preferência, o sinal é dividido e mapeado na entrada de uma transformação com um tamanho maior do que o sinal, em que uma parte central da transformação que compreende lotes de entrada com valores iguais a zero é colocada.

[018] De preferência, uma segunda metade do sinal é mapeada em uma primeira parte da entrada da transformação e uma primeira metade do sinal é traçada em uma parte final da entrada da transfor- mação.

[019] De preferência, a identificação de um sinal de portadora primário compreende a estimativa de uma frequência de portadora primária.

[020] De preferência, a estimativa da frequência de uma portado ra primária compreende a determinação de pelo menos um lote de saída da mais elevada frequência da magnitude e a determinação da frequência de pico. Esta é uma maneira computacionalmente eficiente de determinar a frequência de pico.

[021] De preferência, os três lotes de saída da frequência mais elevada são determinados e uma curva quadrática é configurada de modo a interpolar a frequência de pico. Isso acarreta uma estimativa mais exata da frequência de pico em comparação ao lote da frequência com a magnitude mais elevada.

[022] De preferência, o método também compreende a conver são para baixo do sinal da soma de domínio de frequência com base na dita frequência estimada.

[023] De preferência, o método também compreende a rotação de fase do sinal de soma convertido para baixo do domínio de frequência.

[024] De preferência, a conversão para baixo é executada por meio da convolução da saída de FT com um filtro de janela.

[025] De preferência, o filtro de janela compreende uma função de cosseno de forma fechada.

[026] De preferência, o filtro de janela compreende uma janela da família Blackman, de preferência uma janela de Blackman-Nuttall.

[027] De preferência, o filtro de janela compreende um dentre Kaiser ou de Equiondulação.

[028] De preferência, a determinação da presença de uma transmissão secundária compreende a execução de uma análise da simetria no dito pico.

[029] Em uma outra modalidade, é provido um método de deter minação da presença de um segundo sinal de portadora em um sinal de soma do domínio do tempo, em que o método compreende: a identificação de um sinal de portadora primário dentro do sinal de soma; a atenuação do sinal de portadora primário dentro do sinal da soma; a extração de pelo menos um pico que corresponde a um tom heteródi- no; a execução de uma análise da simetria em pelo menos um dito pico para determinar a presença de uma transmissão secundária. Tal método propicia uma maneira eficiente de determinar a presença de um sinal de portadora secundário em um sinal de soma do domínio do tempo de uma maneira resistente aos falsos positivos; especificamente, a análise da simetria reduz a possibilidade dos efeitos de ruídos simétricos que são considerados como um sinal de portadora secun-dário.

[030] De preferência, a identificação de um sinal de portadora primário compreende a estimativa de uma frequência de portadora primária.

[031] De preferência, a identificação de um sinal de portadora primário compreende a estimativa da fase da portadora primária.

[032] De preferência, o método compreende a transformação do sinal de soma no domínio da frequência.

[033] De preferência, a estimativa da frequência de uma portado ra primária dentro do sinal de soma compreende a determinação de pelo menos um lote de saída da mais elevada frequência da magnitude e a determinação da frequência de pico.

[034] De preferência, a estimativa de fase é executada ao deter minar pelo menos um lote de saída da mais elevada frequência da magnitude e a determinação da fase do componente da frequência de pico.

[035] De preferência, os três lotes de saída da frequência mais elevada são determinados e uma curva é configurada para interpolar a frequência de pico.

[036] De preferência, a curva configurada é uma curva quadráti ca.

[037] De preferência, depois da conversão para baixo, o compo nente da quadratura do sinal amostrado do domínio do tempo é transformado no domínio da frequência antes da extração de pico.

[038] De preferência, a conversão para baixo compreende a mis- turação do sinal amostrado com um sinusoide com uma frequência e uma fase que correspondem a uma frequência e uma fase estimadas e da portadora primária.

[039] De preferência, a transformação no domínio da frequência é uma Transformada de Fourier (FT), de preferência uma Transformada de Fourier Rápida (FFT).

[040] De preferência, a análise da simetria compreende: a deter minação de uma medida da razão da magnitude de um pico em uma determinada frequência acima de uma frequência central com a magnitude do sinal na frequência correspondente abaixo da frequência central. Essa razão é uma medida facilmente calculada da simetria de uma característica particular.

[041] De preferência, o método compreende a comparação da dita razão de assimetria a um limite predeterminado.

[042] De preferência, a magnitude do pico é usada conjuntamen te com a dita razão na determinação da presença de uma transmissão secundária.

[043] De preferência, o método compreende a produção de um valor de confiança de uma transmissão de portadora secundária que está presente com base na magnitude de pico e na razão de assimetria.

[044] De preferência, a presença de uma transmissão secundária só é determinada se um pico que corresponde à portadora de uma transmissão primária estiver presente.

[045] De preferência, a presença de uma transmissão secundária só é determinada se a magnitude do dito pico da portadora primária estiver acima de um limite predeterminado.

[046] De preferência, a presença de uma transmissão secundária só é determinada se a largura do dito pico da portadora primária estiver abaixo de um limite de frequência predeterminado.

[047] De preferência, depois da extração de pico, se dois picos estiverem dentro de uma separação de frequência mínima um em relação ao outro, os picos são combinados em um único pico antes da determinação da presença de uma portadora secundária.

[048] De preferência, a separação de frequência mínima fica en tre 5 Hz e 50 Hz, de preferência entre 7 Hz e 15 Hz, e é de preferência de cerca de 10 Hz.

[049] De preferência, o pico com a magnitude mais baixa é des cartado.

[050] De preferência, o sinal de soma é decimado de modo a re duzir a largura de banda.

[051] De preferência, a saída de transformação do domínio da frequência é transformada de modo a compensar a ondulação do de- cimador.

[052] De preferência, a transformação do ganho é a recíproca do ganho devido à resposta do espectro da magnitude do decimador.

[053] De preferência, o sinal de soma é amostrado.

[054] De preferência, o sinal de soma é amostrado em blocos sobrepostos.

[055] De preferência, a amostragem consiste nos T segundos mais recentes do sinal e a taxa de amostragem é de M vezes por se- gundo, onde T*M>1.

[056] De preferência, T fica entre 1 e 4, e M fica entre 2 e 8.

[057] De preferência, T = 2 e M = 4.

[058] De preferência, o método também compreende: a estimativa de um piso do ruído do sinal convertido para baixo; a subtração de uma medida do dito piso do ruído do sinal antes da extração de pico.

[059] De preferência, em que a estimativa do piso do ruído com preende a execução de uma média móvel.

[060] De preferência, a média móvel compreende a soma de blo cos contíguos das amostras D1 e o cálculo do número médio através de D2 dos ditos blocos.

[061] De preferência, D1 é mais ou menos igual a D2.

[062] De preferência, o método também compreende o alerta de um operador quanto à presença de uma transmissão secundária.

[063] De preferência, o alerta de um operador compreende a in trodução de um tom em uma saída de áudio ou um sinalizadora em uma corrente de dados.

[064] De preferência, o alerta de um operador compreende a in dicação da presença de uma transmissão secundária em uma interface do usuário.

[065] De preferência, o alerta de um operador compreende a in dicação do nível de confiança da presença de uma transmissão secundária.

[066] Em uma outra modalidade, é provido um método de redu ção de artefatos de janela em uma transformação no tempo/frequência de um sinal; aplicação da dita função de janela a um sinal; mapeamento do sinal na entrada de uma transformação superamostrada; em que uma parte central da entrada da transformação tem lotes de entrada com valores iguais a zero; execução de uma transformação no tem- po/frequência; emissão de um espectro da frequência do sinal. Tal mé- todo reduz os artefatos que são conduzidos no sinal que podem ser incorretamente identificados como um sinal de portadora secundário.

[067] De preferência, a transformação é uma transformada de Fourier.

[068] De preferência, uma segunda metade do sinal é mapeada em uma primeira parte da entrada da transformação e uma primeira metade do sinal é mapeada em uma parte final da entrada da transformação.

[069] De preferência, o método também compreende a etapa de determinação da presença de um sinal de portadora secundário do espectro da frequência do sinal.

[070] De preferência, o método também compreende o alerta de um usuário quanto à presença de um sinal de portadora secundário.

[071] De preferência, o sinal compreende uma comunicação de voz.

[072] De preferência, a comunicação de voz é transmitida de um avião e destinada a ser recebida por um controlador do tráfego aéreo.

[073] Em uma outra modalidade, é provido um aparelho adaptado para executar um método de acordo com qualquer reivindicação precedente.

[074] Em uma outra modalidade, é provido um aparelho para de terminar a presença de um sinal de portadora secundário em um sinal de soma do domínio do tempo que inclui um sinal de portadora primário, em que o aparelho compreende: um meio para transformar o sinal de soma no domínio da frequência; um meio para extrair pelo menos um pico que corresponde a um tom heteródino do sinal de soma transformado; um meio para determinar a presença de um sinal de portadora secundário no sinal de soma com base em pelo menos um dito pico.

[075] Em uma outra modalidade, é provido um aparelho para de terminar a presença de um segundo sinal de portadora em um sinal de soma do domínio do tempo, em que o método compreende: um meio para identificar um sinal de portadora primário dentro do sinal de soma; um meio para atenuar o sinal de portadora primário dentro do sinal da soma; um meio para extrair pelo menos um pico que corresponde a um tom heteródino; um meio para executar uma análise da simetria em pelo menos um dito pico para determinar a presença de uma transmissão secundária.

[076] Em uma outra modalidade, é provido um aparelho para re duzir artefatos de janela em uma transformação no tempo/frequência de um sinal; um meio para aplicar uma função de janela a um sinal; um meios para mapear o sinal na entrada da transformação supera- mostrada; em que uma parte central da entrada da transformação tem lotes de entrada com valores iguais a zero; um meio para executar uma transformação no tempo/frequência; um meio para emitir um espectro da frequência do sinal.

[077] De preferência, o aparelho compreende um rádio.

[078] A invenção estende-se a todos os novos aspectos ou ca racterísticas descritos e/ou ilustrados no presente documento. Outras características da invenção são caracterizadas pelas outras reivindicações independentes e dependentes.

[079] Qualquer característica em um aspecto da invenção pode ser aplicada a outros aspectos da invenção, em qualquer combinação apropriada. Em particular, os aspectos do método podem ser aplicados aos aspectos do aparelho, e vice-versa.

[080] Além disso, as características implementadas em hardware podem ser implementadas em software, e vice versa. Qualquer referência às características de software e hardware no presente documento deve ser interpretada de maneira correspondente.

[081] A invenção também provê um programa de computador e um produto de programa de computador que compreende o código do software adaptado, quando executado em um aparelho de processamento de dados, para executar qualquer um dos métodos descritos no presente documento, incluindo toda e qualquer de suas etapas componentes.

[082] A invenção também provê um programa de computador e um produto de programa de computador que compreende o código de software que, quando executado em um aparelho de processamento de dados, compreende qualquer uma das características do aparelho descrito no presente documento.

[083] A invenção também provê um programa de computador e um produto de programa de computador que tem um sistema operacional que suporta um programa de computador para realizar qualquer um dos métodos descritos no presente documento e/ou para incorporar qualquer uma das características do aparelho descrito no presente documento.

[084] A invenção também provê um meio que pode ser lido por computador que armazena no mesmo o programa de computador tal como acima mencionado.

[085] A invenção também provê um sinal que contém o programa de computador tal como acima mencionado, e um método de transmissão de tal sinal.

[086] Qualquer característica do aparelho tal como descrito no presente documento também pode ser fornecida como uma característica do método, e vice-versa. Tal como usado no presente documento, as características de meios mais função podem ser expressas alternativamente em termos de sua estrutura correspondente, tais como um processador apropriadamente programado e uma memória associada.

[087] Também deve ser apreciado que as combinações particula res das várias características descritas e definidas em todos os aspectos da invenção podem ser implementadas e/ou fornecidas e/ou usa- das independentemente.

[088] Neste relatório descritivo, a palavra 'ou' pode ser interpreta da no sentido exclusivo ou inclusivo a menos que esteja indicado de alguma outra maneira.

[089] A invenção estende-se aos métodos e/ou aparelhos subs tancialmente tal como descrito no presente documento com referência aos desenhos anexos.

[090] Puramente a título de exemplo, a presente invenção é ilus trada pelos desenhos anexos, nos quais:

[091] a Figura 1 mostra um cenário de transmissão de chamadas simultâneas (SCT);

[092] a Figura 2 mostra um sinal modulado em amplitude de ban da lateral dupla (DSB AM) exemplificador;

[093] a Figura 3 é um fluxograma exemplificador de um método de detecção de SCT;

[094] a Figura 4 é um diagrama esquemático de um aparelho operável para executar o método mostrado na Figura 3;

[095] a Figura 5 mostra janelas sobrepostas do compensador de janela deslizante da Figura 3;

[096] a Figura 6 é uma ilustração da 'FFT amortecido em zero' da Figura 3;

[097] a Figura 7 mostra filtros exemplificadores para o uso em um método de detecção SCT;

[098] a Figura 8 mostra o efeito dos filtros da Figura 7 em um en velope equivalente do domínio do tempo (entrada de FFT) exemplifi- cador;

[099] a Figura 9(a) mostra um gráfico da frequência exemplifica- dor de um sinal secundário, sobreposto em um sinal primário contendo voz e interferência de rede de 400 Hz presente;

[0100] a Figura 9(b) mostra o sinal da Figura 9(a) depois da con- versão para baixo;

[0101] a Figura 10(a) mostra o lado esquerdo do sinal da Figura 9(b) refletido no lado direito;

[0102] a Figura 10(b) mostra o sinal da Figura 10(a) depois do cancelamento de DSB-AM e uma estimativa do piso do ruído;

[0103] a Figura 11(a) mostra o sinal da Figura 10(b) depois da estimativa do piso do ruído;

[0104] a Figura 11(b) mostra a métrica da assimetria dos picos detectados do sinal da Figura 10(a);

[0105] a Figura 12 mostra um gráfico de 'espaço de característica' do pico e a métrica de assimetria de um grande número de simulações;

[0106] a Figura 13(a) mostra um cenário no qual uma SCT e o ruído de rede de 400 Hz estão ausentes;

[0107] a Figura 13(b) mostra um cenário no qual uma SCT está presente e o ruído de rede de 400 Hz está ausente;

[0108] a Figura 13(c) mostra um cenário no qual uma SCT e o ruído de rede de 400 Hz estão presentes;

[0109] a Figura 14 mostra um fluxograma de um método alternativo para a detecção de SCT; e

[0110] a Figura 15 é uma ilustração dos componentes em fase e quadratura de um sinal onde uma SCT está presente.

Descrição Detalhada

[0111] Neste relatório descritivo, o termo 'transmissão primária' ou 'onda portador primária' refere-se à transmissão com a potência mais elevada. O termo 'transmissão secundária' ou 'portadora secundária' refere-se a qualquer outra transmissão (com menor potência) que ocorre ao mesmo tempo de um outro avião.

[0112] A comunicação do controlador de tráfego aéreo (ATC) a um avião é em geral muito concisa, cada transmissão tem tipicamente menos de 10 segundos de duração, e pode ser tão curta quanto 2 ou 3 segundos. Por esta razão, a latência na detecção de uma transmissão de chamada secundária (SCT) é de preferência de menos de 2 a 3 segundos para este campo de uso. O termo 'simultâneo' neste relatório descritivo refere-se à situação na qual duas transmissões se sobrepõem no tempo, tal como nesse cenário em que um ATC não deve ouvir a SCT ou então o áudio deve ser filtrado pelo rádio.

[0113] Um sinal de DSB-AM de voz típico pode ser descrito integralmente pelo sinal de domínio do tempo complexo:

[0114] onde • t é o tempo em segundos • A é uma constante de ganho (proporcional à potência do Quadrado Médio da Raiz (RMS) do transmissor) • v(t) é o sinal de áudio de valor real, normalizado para (-1, +1) para pico a pico • k é a profundidade de modulação na banda (0, 1) expressa como uma porcentagem. • wc é a frequência de portadora em radianos/s, tipicamente igual a cerca de (2p) 118 MHz. • ? é algum deslocamento de fase nocional (em radianos) com respeito a t = 0. • j é ^-1.

[0115] O espectro (isto é, a transformada de Fourier) de tal sinal é mostrado na Figura 2 - X(w). O sinal é centrado em uma frequência de portadora teoricamente infinitesimal Wc. Na realidade, essa banda de portadora é ampliada por imperfeições do sistema e da transmissão. Há bandas laterais 'simétricas conjugadas' em um ou outro lado de Wc, de maneira tal que, para dentro da largura de banda de v(t), X(wc + w) é o mesmo que X(wc - w); magnitude e fase conjugada iguais.

[0116] Para uma manipulação conveniente posterior, o conjugado de DSB-AM foi expresso ao computar primeiramente o conjugado do fasor da portadora como

[0117] onde * indica conjugação.

[0118] A propriedade de simetria de conjugado significa que é mantida a igualdade seguinte (aproximada na prática, devido às imperfeições do sistema e aos efeitos externos).

[0119] As imperfeições no sistema são devidas ao ruído, às imperfeições de cancelamento e aos sinais sobrepostos (tal como um transmissor secundário fraco devido a SCT). A fim de encontrar estes, o cálculo a seguir é executado:

[0120] A fim de executar tal cálculo, as propriedades do sinal de portadora primário (isto é, wc e c) devem ser primeiramente conhecidas. Uma vez que a portadora primária tenha sido identificada, ela pode ser isolada e removida, permitindo que a análise subsequente de Y(w) determine se ocorreu uma SCT.

[0121] A Figura 3 ilustra um fluxo de dados de alto nível de um método exemplificador (indicado como a detecção de SCT do Domínio da Frequência (FD)') para detectar a presença de uma transmissão de chamada secundária em um sinal de entrada. A entrada é uma série no tempo de banda base de IQ (em fase/quadratura) de elevada taxa de amostra (real ou complexo) e as saídas são resultados da detecção de SCT (por exemplo, como um tom inserido no sinal de áudio ou um sinalizador colocado em uma corrente de dados). Cada etapa é descrita em mais detalhes a seguir na seguinte vista geral resumida.

[0122] Tal como usado no presente documento, o termo "sinal de soma" (e similar) é de preferência conotado a um sinal recebido por um receptor (por exemplo, um sistema de controle do tráfego aéreo). Tal sinal da soma compreende de preferência um sinal de portadora primário, ruído, e potencialmente um sinal de portadora secundário (onde presente); o termo "soma" implica meramente, de preferência, que tais elementos (sinal de portadora primário, ruído, etc.) estão presentes em um mesmo sinal.

[0123] Um sinal da soma é recebido e convertido em uma amostra de banda base de IQ. Esse sinal é decimado 300 (amostrado para baixo), removendo os componentes desnecessários da frequência de modo a reduzir a carga em etapas de processamento posteriores.

[0124] O sinal decimado é amostrado ao usar um compensador de janela deslizante sobreposto 302 que armazena um determinado comprimento do sinal a ser processado. A amostragem do sinal significa que todo o sinal não precisa ser processado de uma vez, melhorando a latência de detecção e reduzindo a carga do processador.

[0125] O comprimento do compensador é determinado pela relação entre a carga do processador na análise de amostras longas e na precisão de detecção aumentada (isto é, elevada razão entre sinal e ruído) que as amostras mais longas propiciam. A taxa de amostragem (isto é, o número de janelas por segundo) é determinada por uma relação entre a carga do processador no processamento de um grande número de janelas dentro um período de tempo curto e a latência de detecção de SCT.

[0126] Cada amostra da janela é então inserida em uma transformada de Fourier rápida (FFT) 304 - X(w) de saída - para processamento adicional no domínio da frequência. Uma FFT é preferível a uma transformada de Fourier (FT) contínua porque é muito menos intensa no processador. Outras transformações distintas, tais como transformações de ondinhas ou filtros de linhas espectrais, podem ser usadas.

[0127] A etapa de decimação pode introduzir uma 'ondulação do decimador' na saída do domínio da frequência, e esta é corrigida na etapa 306 antes de processamento adicional.

[0128] A frequência da transmissão de portadora primária é estimada 308, e a saída de FFT é convertida para baixo 310 com base nessa frequência. Os elementos em fase para a transmissão de portadora primária são então cancelados mediante a subtração do conjugado das frequências de banda lateral negativas do sinal primário de suas frequências de banda lateral positivas de contraparte no sinal da soma (decimado, amostrado para baixo, domínio da frequência) 312.

[0129] O sinal restante - Y(w) - é devido ao ruído da fase ou aos outros sinais a frequências diferentes (que podem ser SCTs) para a transmissão de portadora principal no sinal. Esse sinal é analisado quanto aos picos 316 (definidos por um limite) acima de um piso de ruído estimado 314. Esses picos são indicativos de uma SCT que está presente, uma vez que representam partes significativas da magnitude do sinal que não estão na mesma frequência de portadora que a transmissão primária (por exemplo, os picos que correspondem a um tom heteródino). No entanto, outros efeitos, tais como zumbidos da rede e ruído de fase, podem aparecer como picos acima de um piso de ruído nominal. Os efeitos do ruído tais como esses que afetam as bandas laterais da portadora primária são tipicamente simétricos em torno da frequência de portadora primária, desse modo uma análise da assimetria 318 é executada para determinar se um pico particular tem pico de um pico de 'imagem no espelho' correspondente'. Essa análise é executada ao usar um 'limite de assimetria'. O pico também é analisado quanto à sua magnitude (acima do piso do ruído) uma vez que os picos de uma potência mais elevada são mais prováveis como transmissões secundárias do que variações no ruído. Esses dois parâmetros (e/ou outros) são combinados em uma 'Classificação de Espaço de Característica' 320 e uma SCT pode ser sinalizada se uma amostra contiver um pico que excede o(s) limite(s) predeterminado(s).

[0130] Esse processo é executado continuamente para cada janela amostrada do sinal de entrada. Deve ser observado que o método foi mostrado como dividido em numerosas etapas distintas ao passo que na prática muitas dessas etapas podem ocorrer simultaneamente ou como parte de uma única etapa.

[0131] O processo descrito acima (após a amostragem) é realizado inteiramente no espectro de janelas do tempo do sinal e não do que qualquer série no tempo. Isso é significativo, uma vez que a diferença física (distinguível) principal entre as transmissões primária e secundária é a ligeira diferença na frequência central. A análise do espectro é desse modo focada no problema fundamental. Além disso, todos os processos acima são matematicamente lineares, desse modo reduzindo bastante o potencial de introdução de artefatos espúrios, ou para que os erros se propaguem e sejam amplificados à medida que o processo continua.

[0132] A Figura 4 mostra um diagrama esquemático de um receptor de rádio 104 adaptado para executar os processos envolvidos na detecção de uma transmissão de chamada secundária tal como descrito acima.

[0133] Um sinal é recebido por uma antena e inserido em um conversor Analógico em Digital (CAD) 402. A seção pontilhada 400 repre- senta um receptor de rádio digital simplificado sem nenhuma capacidade de detecção de SCT. O sinal digital é demodulado mediante a demodulação da unidade 403 com o auxílio um processador central 422 e da memória 424. Isto é passado então a uma unidade de saída de áudio 420 e o áudio é emitido. Um rádio digital real pode incluir muitos componentes adicionais (tais como circuitos sintonização, filtragem e amplificação), mas tais componentes são omitidos para maior clareza nessa figura.

[0134] Esse processo de extração de áudio ocorre independentemente da detecção de SCT, uma vez que esta representa a finalidade principal do rádio 104, para converter sinais recebidos em áudio (ou outras informações úteis). Os componentes usados para a detecção de SCT são mostrados fora da seção pontilhada 400.

[0135] O sinal digital é decimado (amostrado para baixo) pelo de- cimador 404 antes de ser amostrado em um compensador de janela deslizante 406. Cada janela é passada então através de uma transformada de Fourier rápida (FFT) 408.

[0136] O espectro emitido da FFT tem filtros/janelas 410 aplicados ao mesmo de modo a produzir o sinal definido por Y(w) na equação 4. Essa saída é passada a um comparador 412, o qual, com o circuito lógico 412 e os limites armazenados na memória 424, determina se ocorreu uma SCT. Em caso positivo, o operador é notificado, por exemplo, por um tom que é inserido na saída de áudio e/ou um sinalizador (tal como um indicador em uma interface do usuário) é levantado através do gerador de tom/sinalizador 418. Outras informações a respeito da SCT, tal como a indicação de um nível da confiança, ou o registro temporal do evento, também podem ser emitidas.

[0137] A Figura 4 mostra os componentes separados para maior clareza, ao passo que na realidade muitos desses componentes podem ser combinados como um único componente (tal como o compa- rador, a lógica combinada com o processador) ou então divididos em componentes separados.

[0138] A descrição a seguir também detalha as várias etapas descritas resumidamente acima.

Decimação 300

[0139] Em um receptor de rádio DSB-AM, o sinal digital intermediário depois da conversão de analógico em digital está frequentemente a uma taxa de amostra mais elevada do que é requerido para suportar as bandas laterais de DSB-AM de um sinal primário.

[0140] O estágio de decimação 300 representa a filtragem de passagem de baixa frequência dependente de contexto e a amostragem para baixo que podem ser requeridas para reduzir a largura de banda do sinal a um valor de, por exemplo, ±7 kHz a uma taxa de amostra de fs = 14 kHz. Por exemplo, tal largura de banda irá suportar um sinal de DSB-AM primário com uma largura de banda de áudio de 4 kHz (A) e até ±3 kHz de erro de frequência (B). A relação entre A, B e fs é ilustrada a seguir, com valores adicionais exemplificadores:

[0141] A finalidade da decimação é dupla: (1) reduzir a carga computacional e (2) rejeitar os sinais fora da banda de interesse para a detecção de SCT. A etapa de decimação (e a subsequente equaliza- ção da ondulação) não deve ser necessária se estas questões não fossem de nenhuma relevância (por exemplo, se o conversor analógico em digital tivesse uma baixa taxa de amostra).

[0142] O desenho do decimador tem de preferência uma região de transição estreita (por exemplo, 10% da banda de passagem) com baixa ondulação baixo de banda de passagem (0 a 3 dB) e elevada atenuação de banda de parada (por exemplo, mais de 40 dB), isto é, uma especificação típica para um decimador de alta qualidade para aplicações de áudio. Uma especificação de máscara de passagem de baixa frequência típica com o terceiro conjunto de parâmetros fornecido na tabela acima deve ser ±1 dB da ondulação da banda de passagem até 5 kHz, uma região de transição de 5 kHz a 7 kHz, e -60 dB de ganho na banda de parada de decimação.

[0143] Deve ser observado que se a série no tempo for somente real, então um oscilador e um misturador complexos são requeridos para a conversão para baixo do sinal antes do decimador. O filtro de passagem de baixa frequência de decimação requer então uma atenuação suficiente da banda de parada para remover adequadamente a imagem do conjugado deslocado na frequência.

Compensador de janela deslizante 302

[0144] Este estágio apresenta ao bloco mais recente de T segundos dos dados da amostra M vezes um segundo para os estágios de processamento subsequentes tal como ilustrado na Figura 5. Os blocos têm de preferência um grau elevado de sobreposição para maximizar a possibilidade de detectar uma transmissão secundária assim que começar. Os valores típicos para este estágio (para o exemplo de ATC discutido acima) são T = 2 segundos, M = 4 Hz, neste caso o tempo mais longo possível entre um começo do evento de SCT e o final de uma janela -tmax é 1/M = 0,25 segundo. No entanto, nem todos os eventos de SCT podem ser detectados em um período de tempo tão curto uma vez que o sinal pode ser demasiadamente fraco; em tais circunstâncias, devido à sobreposição das janelas, a janela seguinte deve ter 0,5 segundo de SCT para detectar, e assim por diante. Uma SCT constante detectável deve ser detectada desse modo dentro de T + tmax (= T + 1/M) segundos. A fim de assegurar a sobreposição, a identidade seguinte deve manter: T*M>1, mas idealmente a cerca de 8 janelas sobrepostas, de modo que T*M8.

[0145] A finalidade consiste em permitir que sinais fortes sejam detectados rapidamente pelo sistema a uma granularidade grossa no tempo, mas também permitir que um histórico no tempo adequado permita a integração coerente e a detecção de sinais secundários fracos.

[0146] Em uso, M vezes um segundo, um compensador que compreende os últimos T segundos de dados é processado. Isso resulta em cada bloco de dados com um comprimento de 1/M segundos sendo processado T*M vezes no total. Para fins de ilustração T pode ficar na banda de 1 a 4 segundos e M pode ficar na banda de 2 a 16. T rege o período de integração coerente para detectar os sinais de SCT fracos e é vantajoso que seja longo e mais ou menos o mesmo comprimento que as emissões de transmissão primária típicas. O valor de (1/M) rege a latência máxima para a detecção de sinais de SCT fortes, e é vantajoso que M seja elevado para a latência baixa. A carga de processamento é proporcional ao produto T*M, e desse modo há uma relação entre o desempenho e a carga do processador quando da seleção de valores de T e M.

[0147] Embora em uso um grande número de compensadores de janela seja processado, para fins de clareza, a descrição a seguir é focalizada unicamente no processamento de uma única janela.

FFT amortecida em zero superamostrada 304

[0148] A Figura 6 ilustra como a janela de análise atual do compensador é mapeada na FFT de entrada com 'amortecimento zero''. O mapeamento é não convencional, uma vez que o compensador é dividido em duas metades e a primeira metade é mapeada na parte final da FFT de entrada e a segunda metade é mapeada no começo da FFT de entrada, com as entradas com valor igual a zero ocupando as amostras intermediárias. Isto melhora a operação de conversão para baixo do domínio da frequência tal como descrito a seguir.

[0149] O tamanho de FFT NFFT é escolhido como mais ou menos duas vezes o tamanho da janela do compensador para prover uma superamostragem suficiente para processamento subsequente. A escolha da razão de superamostragem a cerca de x 2 é uma relação entre dois fatores conflitantes: (1) a amostragem crítica em torno de x 1 de superamostragem não é viável porque a conversão para baixo requer um filtro de reamostragem impraticavelmente longo para a fidelidade de cancelamento de DSB-AM requerida, (2) o desempenho do sistema, dito, a > x 3 de superamostragem resulta em um benefício de desempenho insignificante à custa de uma maior complexidade computacional na FFT. É claro que razões de superamostragem de mais de x 3 podem ser usadas se a complexidade computacional não for um problema - por exemplo, se a fidelidade de cancelamento for muito importante.

[0150] Por exemplo com uma taxa de amostragem de sinais, fs, de 14 kHz e T = 2 segundos, o compensador tem um comprimento de 28.000 amostras. Isso indica que um tamanho de FFT NFFT = 65.536 (a razão de superamostragem é de 2,34) é apropriado; presumindo que uma função de biblioteca de Processamento de Sinal Digital (DSP) padrão é usada requerendo um tamanho de potência de dois (isto é, NFFT = 2n, onde n ? Z+, no exemplo acima, n = 16). A relação entre essas variáveis e combinações exemplificadoras é indicada na tabela a seguir:

[0151] Dependendo dos requisitos/restrições operacionais, uma razão de superamostragem maior ou menor pode ser usada. Quanto maior a superamostragem, mais intensa no processador deve ser a análise resultante (devido ao número maior de 'lotes' de frequência distintos no domínio da frequência), mas o sistema deve ser mais preciso devido (pelo menos) ao espectro que tem uma definição maior.

[0152] Para uma conveniência posterior, o vetor de saída de FFT é denotado como vetor x com elementos Xi onde i = {0, 1..., NFFT-1} contando a partir do lote de frequência zero.

Equalização de Ondulação de Decimador 306

[0153] O filtro de passagem de baixa frequência discutido acima com referência à decimação pode ter uma ondulação de banda de passagem significativa a fim de ser implementável com um custo realista. A ondulação da banda de passagem é um artefato que se manifesta no espectro de um sinal transformado que tem filtros de passagem de baixa frequência imperfeitos (ou seja, não quadrados) aplicados ao mesmo.

[0154] A flutuação de ganho através da banda de interesse pode degradar a capacidade de executar o cancelamento de banda lateral de portadora primária, uma vez que afeta a propriedade de simetria de conjugado explorada na equação 3. Uma maneira barata e simples de compensar esse efeito consiste em calcular a ondulação através da banda decimada H(w) da FFT da resposta ao impulso causada pela decimação, e aplica a compensação de ganho e de fase à saída da FFT de 1/H(w).

[0155] A transformação inversa 1/H(w) é armazenada como um vetor de pesos complexos de NFFT que é aplicado à saída diretamente depois que a FFT foi computada.

[0156] Embora H(w) seja simétrico em torno de zero hertz, ele não é simétrico em torno da portadora primária, de modo que não deve ser cancelado quando do cálculo de Y(w) - o que é descrito em mais detalhes a seguir.

Estimativa de Frequência de Portadora Primária 308

[0157] O lote de saída de FFT da mais elevada magnitude (denotado como lote j) é detectado e a sua potência e frequência são medidas. Afirma-se que esta é a portadora primária (isto é, o tom sinusoidal mais potente) e essas medidas são passadas para o estágio de classificação discutido a fim de detectar se qualquer sinal primário está presente. A identificação da frequência de portadora primária conduz à identificação de sinais de portadora não primários (tal como uma SCT).

[0158] Ao tomar as amostras de magnitude dos três lotes de saída de FFT {j-1, j, j+1}, uma curva parabólica (quadrática) parabólica pode ser ajustada aos pontos ao usar, por exemplo a álgebra linear de forma fechada. A frequência de lote fracionária f na banda de -0,5 a 0,5 do valor máximo da parábola ajustada é tomada como a melhor esti-mativa da frequência de portadora primária verdadeira w:. A supera- mostragem da FFT (por exemplo, duas vezes a superamostragem) provê um lobo principal interpolado da portadora primária e facilita desse modo uma estimativa da posição de pico exata. A estimativa de pico da portadora primária exata permite uma conversão para baixo mais exata, conduzindo a um cancelamento de DSB-AM melhorado subsequente, uma vez que o ponto central da reflexão é mais exato.

[0159] Neste estágio, a largura do lobo principal primário pode ser avaliada ao procurar a partir do pico na frequência tanto negativa quanto positiva até que os lotes que são de < 3 dB (cerca de < 0,5 na potência) do pico sejam identificados (isto é, largura total, metade do máximo (FWHM) do lobo principal primário). As bordas anterior e posterior do transmissor primário na janela de análise causa lobos principais largos, e essa medida podem ser útil no estágio de 'classificação de característica' posterior para avaliar a atividade do domínio do tempo de um transmissor primário.

Conversão para baixo de domínio da frequência 310

[0160] A conversão para baixo de domínio de frequência é execu- tada ao gerar um filtro de impulso finito que muda os lotes de frequência por -(j+f) lotes (isto é, por Wc) de modo que o máximo subjacente do lobo principal de portadora primária é alterado com precisão para o lote de frequência zero. Esta etapa torna eficazmente o sinal de portadora primário simétrico a cerca de zero hertz, tornando a computação e a determinação dos eventos de SCT posteriores mais simples.

[0161] A fórmula para o filtro é fornecida na equação 5 onde Ncoeffs = 4, w = [,3635819, -0,4891775, 0,1365995, -0,0106411]

[0162] w gera uma janela de Blackman-Nuttall que tem um bom desempenho do lobo lateral. Outras janelas podem ser usadas como janelas de 'Kaiser' ou 'Equiondulação', mas janelas da família de cosseno tais como a família Hamming, Hann, Blackman, têm o benefício da implementação de combinar um bom desempenho do lobo lateral com a computação precisa e simples ao usar cossenos.

[0163] O valor xLIM configura os limites para a janela (isto é, é avaliado com zero para |x| > xLIM) e, desse modo, define a qualidade da reamostragem (um valor típico seria xLIM = 5). Um valor pequeno é desejável a fim de minimizar a complexidade de processamento da conversão para baixo. A escolha de xLIM é discutida em mais detalhes a seguir com referência às Figuras 7 e 8.

[0164] Os componentes deste filtro de conversão para baixo de domínio da frequência são mostrados na Figura 7. Essa figura também mostra as 'amostras de metade de lote' que podem estar presentes devido à superamostragem de FFT descrita acima com referência à Figura 6. O efeito desses lotes fracionários é descrito em mais detalhes a seguir com referência à Figura 8.

[0165] A conversão para baixo é executada ao usar a equação 6 como uma convolução circular na saída de FFT x, mas incluindo apenas os termos diferentes de zero da equação 5 para minimizar o custo computacional. Por exemplo, com xLIM = 5, somente 2xLIM+1 = 11 (-5 a +5) multiplicações/acumulações são necessárias por lote. Isso é análogo à implementação de um filtro de Resposta a Impulso Finito (FIR) curto.

[0166] A convolução de domínio da frequência de dois sinais é análoga à multiplicação de seus equivalentes do domínio do tempo. Neste caso, a transformada de Fourier inversa do termo g(x) na equação 6 é um sinusoide de frequência arbitrária com uma função de envelope dependente da amostragem: esta é a unidade quando as amostras são tomadas em uma grade a valores de números inteiros de x (isto é, f = 0) e (no pior caso) tem rampa e um ponto igual a zero quando as amostras são tiradas em uma grade a meio caminho entre os lotes de FFT (isto é f = ±0,5) tal como ilustrado na Figura 8. Outros valores de f criam envelopes intermediários entre estes extremos. Embora esse processo não seja necessário se somente os valores de números inteiros de f fossem usados, essa medida deve introduzir erros na frequência central e desse modo significam que a análise da assimetria posterior deve acarretar esses erros.

[0167] A explanação matemática para o fenômeno do envelope mostrado na Figura 8 é tal como segue. A equação 5 compreende o produto de dois termos; (1) uma função sen(x)/x com suporte infinito em x (que tem demasiados termos para computar na prática) e 2) uma função de janela compactamente suportada (que torna a computação de g(x) econômica). No domínio do tempo, por analogia, essa é a con- volução circular (1) de um sinusoide de frequência arbitrária e (2) um filtro de passagem de baixa frequência que corresponde à IFFT com mudança de frequência da função da janela. A saída desse processo de filtragem é sinusoide na amplitude da unidade, exceto onde uma descontinuidade da fase passa através do filtro onde as duas extremidades do sinusoide são "emendadas" uma à outra de maneira circular. Isso cria a "depressão" característica no envelope do sinusoide ilustrado na Figura 8 que é o pior caso quando uma continuidade de 180 graus passa através (tal como ocorre com o caso de metade do lote).

[0168] A Figura 8 também explica a utilidade do amortecimento zero não convencional descrito acima de mapeamento da "1a metade" e da "2a metade" do compensador de entrada a intervalos do domínio do tempo onde a função do envelope é quase exatamente a unidade. O mapeamento da segunda metade da janela do tempo para a primeira parte da entrada e vice versa significa que a entrada da FFT mantém a sua ordem no tempo uma vez que o final da primeira metade é eficazmente contíguo com o começo da segunda metade (uma vez que a FFT pode ser visualizada como envolta em torno da superfície de um cilindro). Desse modo, se o produto equivalente do domínio do tempo for tomado (ao tomar IFFTs nocionais da convolução do domínio da frequência), nós temos o efeito desejado do sinal multiplicado por um sinusoide complexo de amplitude de unidade a fim de efetuar uma conversão para baixo precisa de alta qualidade do sinal primário. O desvio ligeiro da unidade em relação à parte não amortecida em zero da função do envelope é permitido, uma vez que uma janela retangular padrão perfeita não é necessária. Uma tolerância do desvio do máximo da função de envelope de cerca de 1% é a preferível.

[0169] A escolha de xLIM é uma função da razão de superamostra- gem (NFFT/fsxT) de modo a ser o menor valor para minimizar a complexidade computacional do filtro de janela enquanto não colide na 'planu- ra' da função de envelope. Se xLIM for demasiadamente pequeno, a função de envelope deve começar a se curvar sobre as seções da IFFT que contêm os dados do sinal, o que resulta na modificação do sinal antes do cancelamento de DSB-AM. O valor de xLIM que satisfaz essa relação foi encontrado empiricamente como sendo de cerca de (12/razão de superamostragem).

[0170] O estágio final na conversão para baixo consiste na rotação da saída de FFT de maneira tal que a portadora primária é de fase zero (rotação de fase). Isso é executado pela Equação 7 onde x é a saída de FFT convertida para baixo derivada da equação 6.

Cancelamento de DSB-AM (do sinal primário) 312

[0171] O cancelamento de DSB-AM 312 tal como discutido acima é efetuado ao aplicar a equação 8 a fim de gerar um vetor de saída y que compreende NFFT/2+1 lotes (o lote de frequência zero e o lado direito do espectro). Uma vez que Y(w) é, por definição matemática, um conjugado simétrico em torno de zero para uma portadora primária ideal, somente a computação do lado direito (isto é, frequência positiva) é necessária. Somente a informação da magnitude é tomada em y com a finalidade da detecção de pico e, desse modo, o módulo é tomado.

[0172] A qualidade do cancelamento de DSB-AM 312 é dependente da coerência temporal do sinal primário. O ruído da fase na portadora primária pode conduzir a alguma alimentação através de componentes de tons nas bandas laterais que podem aparecer como tons distintos em Y(w). Uma técnica simples para identificar tais tons ao usar o conceito de 'assimetria' de potência é descrita a seguir.

[0173] A subtração do conjugado das frequências negativas das frequências positivas do sinal da soma (depois da conversão para baixo) cancela eficazmente a parte do sinal em fase com a portadora primária (atenuando a portadora primária do domínio da frequência dentro do sinal de soma), deixando apenas sinais que introduziram o ruído de fase no sinal de soma. Esses sinais incluem o ruído de fase (que deve estar em geral a um nível baixo através de uma ampla banda de frequências) e tons específicos, que devem se manifestar como picos no gráfico da frequência.

Estimativa do piso do ruído 314

[0174] Os tons de SCT em y são caracterizados por picos de banda estreita isolados contra um piso do ruído após o cancelamento de DSB-AM da transmissão de portadora primária. Desse modo, a fim de detectar picos, uma estimativa do piso do ruído que não é impelida por picos de tons deva ser efetuada. Os níveis de ruído podem não ser constantes em toda a banda de frequência em questão, de modo que o nível de ruído em cada lote da frequência é estimado a fim de 1) capturar as transmissões secundárias acima do nível de ruído local, mas potencialmente abaixo do nível de ruído em outra parte, e 2) descontar os lotes da frequência com níveis de ruído mais elevados do que em outra parte. Uma única estimativa do nível de ruído através de todo o espectro da frequência pode não esclarecer tais circunstâncias, o que resulta, no caso de 1) falsos negativos, e no caso de 2) falsos positivos. Qualquer um desses cenários é indesejáveis, em particular os falsos negativos, de modo que em uma implementação de ATC tais eventos podem resultar em uma situação perigosa.

[0175] Uma maneira eficaz para determinar uma estimativa do piso do ruído dependente da frequência consiste em calcular uma média móvel da magnitude através de uma banda de lotes centrados em tor- no de um lote de frequência particular. Se uma banda de lote grande o bastante for usada e os picos não forem frequentes, esta seria uma representação exata do piso do ruído nesse lote de frequência. Em um exemplo, um filtro estatístico da ordem de grau de janela deslizante curto é aplicado, o qual extrai, por exemplo, o lote de potência médio como estimativa do piso do ruído. Os filtros análogos são usados para remover o ruído de impulso de outras funções suaves em aplicações tais como o processamento de imagem.

[0176] Este conceito é expresso simplesmente na equação 9 onde a estimativa da janela mediana é de mais de ±NNFE lotes (um valor típico é NNFE = 256 quando NFFT = 65.536). Se a janela for demasiadamente longa, as mudanças dependentes da frequência no piso do ruído são suavizadas e o piso do ruído não responde aos efeitos locais tais como a coloração dos filtros. Por outro lado, se NNFE for demasiadamente curto, os picos de SCT legítimos podem impelir adversamente a estimativa do piso do ruído, fazendo que com eles sejam suavizados e descontados subsequentemente. Foi verificado que um valor para NNFE de cerca de ^NFFT satisfaz essa relação, mas outras infor-mações (tais como fontes de ruído conhecidas) podem ser levadas em consideração na escolha de NNFE.

[0177] Ocorre um problema quando a janela é aplicada bem no começo e final de y onde os lotes inexistentes são focados fora do limite. Uma solução consiste em refletir nos lotes ausentes do respectivo limite de maneira tal que, por exemplo, o lote i = -1 advém do lote i = +1, e similarmente desse modo, para o final de y.

[0178] A filtragem mediana é cara de computar em termos do tempo de processamento e de potência. Uma otimização prática consiste em decimar y ao somar os blocos contíguos das amostras D1 e ao usar então um filtro mediano muito mais curto sobre ±D2 no sinal decimado resultante. O tamanho de janela agregado é NNFE = D1D2. Por exemplo, D1 = 16 e D2 = 16 quando NNFE = 256. Isso tem pouca perda de desempenho quando a série no tempo y é dominada pelo piso do ruído e tem picos localizados de modo esparso. Em uma modalidade, Di = D2 = ^NNFE, isso divide a carga de processamento uniformemente entre o processo médio móvel linear e o processo de filtragem mediana não linear. Em outras modalidades, menos janelas maiores podem ser tomadas ou, alternativamente, mais janelas menores. A escolha do comprimento das janelas D1, D2 também é dependente da relação entre demasiadamente curto que é dominada por picos e demasiadamente longo perdendo a tendência do ruído, por exemplo, cada um de D1 e D2 pode variar entre 4 e 64 como uma ilustração geral nessas cir-cunstâncias.

[0179] A média é a estatística de ordem de grau padrão para desenhar, mas outras medidas da tendência central são possíveis, por exemplo o 40° centil, que será menos impelido por picos, mas mais suscetível às amostras de ruído de baixa potência.

Detecção de pico de ondas portadoras secundárias 316

[0180] Os picos são identificados em y mediante a identificação dos máximos locais, onde yi>yi-1 e yi>yi+1. A execução só desta análise pode acarretar uma série de flutuações espúrias no piso do ruído, e por essa razão somente os picos (isto é, valores de yi) que satisfazem um determinado limite predefinido (peak_metric_thresh) são identificados como candidatos da SCT. Os valores exemplificadores para peak_metric_thresh são fornecidos a seguir com referência às Figuras 11 a 14, mas podem variar de cerca de 0,85 a 3 (ou maiores do que 3) dependendo da situação.

[0181] Em uma modalidade isso é onde os picos distintos em y são 10peak_metric_thresh vezes maiores do que o piso do ruído n (local). Isso é denotado como subconjunto P do conjunto de todos os valores de i possíveis (índices de lote) que satisfazem a equação 10.

[0182] Isto acarreta o valor da métrica de pico (principalmente para finalidades de diagnóstico) na equação 11.

[0183] O limite peak_metric_thresh é de preferência um parâmetro configurado em sistema que pode ser calculado uma vez com a cali- bração do sistema; alternativamente, pode ser calculado dinamicamente de modo a resultar em um sistema com uma taxa e falso positiva específica. Isso pode ser útil se a variação no piso do ruído (isto é, a exatidão da estimativa do piso do ruído) mudar com o passar do tempo de modo que o sistema se torne mais suscetível a falsos negativos (se a variação diminuir) ou ele se torna mais suscetível a falsos positivos (a variação aumenta). Em uma situação média, um valor para o limite da métrica de pico p(i) deve ficar entre 1 e 4, e com mais preferência entre 2 e 3 como uma ilustração geral nestas circunstâncias.

[0184] Uma outra métrica que pode ser usada para reduzir o número de picos candidatos consiste em especificar que dois picos devem ser separados por uma frequência mínima ou então eles são tratados como um único pico (isto é, o pico menor é desconsiderado). O limite min_freq_sep é definido. Em um exemplo, este fica entre 5 Hz e 50 Hz, de preferência entre 7 Hz e 15 Hz, e de preferência é de cerca de 10 Hz. A desconsideração do pico menor de um par proximamente separado de picos tem um impacto insignificante na capacidade de detectar tons secundários genuínos quando as detecções de pico são separadas de modo esparso. Tal característica permite que os picos fortes, por exemplo, zumbido da rede de 400 Hz (que são altamente simétricos em conjugados) absorvam as suas próprias características de lobo lateral que são muito mais fracas na potência, mas mais assimétricas e, desse modo, podem causar falsos positivos. O método identifica os picos mais fracos do conjunto P de que estão dentro de +/-min_freq_sep do tom secundário atual candidato que está sendo analisado, e marca os mesmos para a eliminação do conjunto P mediante a colocação dos mesmos no conjunto Q tal como segue (com o comentário que acompanha cada etapa): Q = {} cria um conjunto vazio Q para tudo i; i e P i é um contador para todos os picos candidatos no conjunto P para todo j; j e P j é um contador para todos os picos candidatos no conjunto P se cada pico j é comparado com cada outro pico i no conjunto P para se j tem uma magnitude menor do que i e estiver dentro da separação de frequência mínima de i (i e j são números de lote de frequência, de modo que são convertidos primeiramente em uma diferença de frequência real ao multiplicar pela amostragem fs e ao dividir pelo número total de lotes N). Deve ser observado que quando j==i a condição não é satisfeita devido à desigualdade de magnitude estrita. Q := Q u j os picos j que satisfazem a condição acima são adicionados ao conjunto Q terminam (se) terminam (para) terminam (para)

Análise da Assimetria da Potência 318

[0185] Com os índices de tons secundários candidatos fornecidos em P, uma métrica de assimetria de valor real não negativo é computada ao usar a equação 12. Esta é uma medida de quão assimétrica é a potência entre as frequências positiva e negativa (com respeito à portadora primária convertida para baixo na frequência zero).

[0186] Uma análise da assimetria favorece os eventos de SCT 'legítimos' em relação a outro ruído de fase, uma vez que os eventos de SCT têm (por definição) uma frequência central deslocada daquela da portadora primária e, desse modo, são assimétricos em torno da portadora primária (e, após a conversão para baixo, são assimétricos em torno de zero hertz). Há uma probabilidade baixa de um outro tom precisamente no sinal oposto de frequência, uma vez que este deve corresponder a uma terceira SCT a uma frequência muito específica.

[0187] Por outro lado, os sinais primários "no pior caso" com as propriedades deletérias (1) de elevado ruído de fase e (2) banda laterais de voz contaminadas com tons de interferência (por exemplo, a eletricidade da rede) geram ondas portadoras secundárias candidatas que são muito simétricas na potência (a partir da definição do núcleo de simetria de conjugado de DSB-AM).

[0188] Desse modo, a métrica de assimetria a(i) provê uma maneira útil de explorar os valores que são pré-computados em outra parte no processo (isto é, lotes de X(w) convertido para baixo no vetor x) para rejeitar falsos positivos dos transmissores primários de qualidade pobre.

[0189] Um limite, asym_metric_thresh, para o valor de a(i) é definido onde os picos que não satisfazem esse limite são descartados como sendo demasiadamente simétricos, e desse modo são improvavelmente SCTs. O limite de assimetria provê um meio para descontar os picos que têm uma potência residual elevada depois da subtração devido ao fato que os picos simétricos tiveram uma elevada potência antes da subtração - por exemplo, se o sinal tiver um nível elevado de ruído (que não é perfeitamente simétrico), ou devido a efeitos externos tais como zumbido da rede. As Figuras 12, 13(b) e 13(c) a seguir mostram cenários nos quais o limite de assimetria é utilizado para reduzir a taxa de falsos positivos ao limitar o número de eventos acima do limite de potência que devem ser considerados de outra maneira como eventos de SCT.

Classificação de Espaço de Característica 320

[0190] Antes que um pico candidato do conjunto P possa ser determinado como um evento de SCT, uma série de verificações pode ser executada.

[0191] De modo que uma SCT esteja presente, deve haver primeiramente a presença de um pico primário. Isso elimina falsos positivos quando não há nenhuma transmissão sendo recebida. Um limite pri- mary_pk_thresh é definido onde a análise de SCT é realizada somente se o pico primário estiver acima desse limite. Esse limite é corrigido pela quantidade de ganho aplicada ao sinal (AGC_gain) para medir a potência absoluta do sinal primário.

[0192] Um limite também é configurado para a largura máxima permitida do pico primário, primary_bw_thresh, onde a análise de SCT só é realizada se a largura do pico primário do portadora for maior do que esse limite. Isso assegura que um determinado limite mais baixo seja satisfeito na razão marca-espaço do transmissor primário na janela de análise, por exemplo, pode ser desejável que a transmissão primária ocupe pelo menos 50% da janela do tempo. Isso pode impedir algumas anomalias devido às bordas anteriores que entram ou às bordas posteriores que saem da janela de análise. A largura do pico primário da portadora é uma saída que é simples de gerar e que provê alguma informação clara sobre a atividade temporal do transmissor primário.

[0193] A seção a seguir descreve a lógica que pode implementar a parte de classificação do método. Entradas da estimativa da frequência de portadora primária

[0194] As entradas adicionais a seguir são usadas para detectar a presença de um sinal primário (e tem limites associados): • primary_pk Valor da magnitude do pico primário • primary_bw Largura de pico primário de 3 dB nos lotes (FWHM) • AGC_gain

[0195] O ganho da magnitude do Controle de Ganho Automático aplicado em outra parte no receptor. Impacto de AGC na cadeia de RX

[0196] O Controle de Ganho Automático (AGC) irá modular a banda dinâmica dos sinais; portanto, o valor do primary_pk é escalado pela quantidade de AGC aplicada e desse modo precisa ser reescalado pela recíproca do ganho de AGC de modo a ter uma potência absoluta em termos de dBm. Lógica de Decisão Exemplificadora

[0197] A lógica de decisão é a seguir fornecida como um exemplo de como gerar uma saída de detecção de Boole.

[0198] Essa análise deve resultar em um 'sim' ou 'não' de Boole a qualquer pico que tiver passado nos estágios de filtragem precedentes de modo que permaneça no conjunto P candidato (por exemplo, que fica acima do limite de pico e não fica próximo na frequência a um outro pico).

[0199] Os valores exatos dos parâmetros usados na análise (por exemplo, a(i) e p(i)) podem ser usados em uma análise 'de quadrante', em que a combinação dos mesmos em um espaço de característica conduz a uma determinação de SCT positiva.

[0200] Uma análise mais generalizada consiste em configurar uma função de densidade de probabilidade apropriada da forma prob(peak_metric, assimetria_metric) com SCT presente ("H1") ou SCT ausente ("H0") e então é computada uma razão de probabilidade para tomar a decisão. A forma exata da função de probabilidade deve depender da aplicação, bem como de outros fatores tais como a taxa de falsos positivos desejada.

[0201] Um algoritmo mais sofisticado do que a lógica da decisão descrita acima, com algum modelo estatístico das funções da densidade do parâmetro sob hipóteses H1/H0 diferentes (por exemplo, Modelo de Misturas de Gauss, Aglomeração Indistinta, Rede Neural, ou Máquinas de Vetor de Suporte), deve ser capaz de gerar uma saída 'suave' com um valor de confiança, por exemplo entre zero e um.

[0202] Tal nível de confiança podia ser realimentado ao usuário final para finalidades de informação e/ou de calibração.

Resultados da simulação

[0203] Para ilustrar a operação do método proposto, o cenário de sinal 'difícil' a seguir que compreende a presença de SCT é demonstrado, em que o cenário apresenta: • Sinal de DSB-AM primário contendo voz e zumbido da rede de 400 Hz alto aditivo • Erro de frequência de portadora primária • Ruído de fase significativo na portadora primária • Sinal de DSB-AM secundário contendo voz • Ruído de Gauss Branco Aditivo (AWGN)

[0204] A Figura 9 mostra o espectro X(w) dos sinais de entrada (a) e de saída (b) da Conversão Para Baixo do Domínio da Frequência. A portadora primária, as bandas laterais de voz, as bandas laterais de tons da rede de 400 Hz e o sinal secundário (criando um cenário de SCT-presente) são marcados. Após a conversão para baixo, a portadora primária é alterada para a frequência zero, o que torna as duas bandas laterais da voz e da rede de 400 Hz e a portadora de um sinal secundário respectivamente simétricas e assimétricas em torno da frequência zero, tal como discutido acima.

[0205] A Figura 10 ilustra os resultados do espectro de cancelamento de DSB-AM Y(w) (a) e espectro estimado de piso de ruído N(w) (b) em comparação às metades de frequências positivas e negativas superpostas de X(w). O cancelamento de DSB-AM atingiu uma atenuação de cerca de 25 dB do tom de 400 Hz com uma atenuação insignificante da portadora secundária. Isso ocorre porque o zumbido da rede de 400 Hz modula a portadora primária e, desse modo, é simétrica no conjugado com respeito à portadora primária. Isto significa que essa característica é bastante atenuada pelo estágio de cancelamento de DSB-AM do domínio da frequência proposto. No entanto, a portadora secundária não é simétrica no conjugado com respeito à portadora primária e não é atenuada de maneira significativa.

[0206] A estimativa do piso do ruído, N(w) - mostrada na Figura 10(b), segue o envelope espectral subjacente de Y(w) sem muita polarização dos picos isolados em Y(w). Deve ser observado que o cancelamento de DSB-AM imperfeito do sinal primário (semicoerente, qualidade pobre) conduziu a alguma inserção do espectro de voz primário que é seguido pela estimativa do piso do ruído N(w).

[0207] A Figura 11 ilustra os picos detectados (peak_metric_thresh é configurado baixo em um valor de 0,85 para permitir falsas detecções para a caracterização). Dois picos são detectados corretamente respectivamente para o tom da rede de 400 Hz e a portadora secundária. Embora a métrica de pico seja da magnitude comparável (mostrada na Figura 11(a)), as métricas de assimetria são diferentes (Figura 11(b)).

[0208] Por extensão, se uma corrida de Monte Carlo de 1.000 simulações for executada com os mesmos parâmetros, mas com ruído randomizado e mudanças da frequência, é obtido o gráfico de difusão informativo na Figura 12 da métrica de pico versus a métrica de assimetria. Há dois aglomerados distintos causados (1) pelas detecções simétricas altamente potentes devido aos tons de 400 Hz fracamente cancelados e (2) pelos tons altamente assimétricos devido à portadora secundária genuína. O desenho do espaço da característica tal como descrito acima pode ser usado para distinguir entre esses dois conjuntos diferentes de picos candidatos até mesmo com parâmetros de sinais 'difíceis'.

[0209] Vários limites podem ser usados para determinar eventos de SCT legítimos. A Figura 14 ilustra a utilidade de tais limites. Para fins de ilustração, a configuração empírica de asym_metric_thresh0.4 e de peak_metric_thresh 3.5 exclui a maior parte dos falsos positivos de 400 Hz e ainda inclui a maior parte dos positivos verdadeiros do aglomerado de sinal secundário genuíno tal como mostrado pela Figura 12.

[0210] Três outros cenários são ilustrados na Figura 13, tal como descritos na tabela a seguir:

[0211] Tais 'classificações do espaço de característica' podem ser fornecidas a um usuário para a análise do sistema, ou a determinação de SCT pode ser executada diretamente nos dados sem nenhuma saída gráfica.

Detecção de SCT 'de domínio misto'

[0212] Uma modalidade alternativa onde ambas a série do tempo e o espectro do sinal recebido são processados é descrita a seguir. Essa modalidade pode ser a preferível se o poder de processamento for limitado, uma vez que o processamento de grandes quantidades de FFTs e suas saídas pode ser intensivo para o processador, especialmente se a FFT for superamostrada de maneira significativa.

[0213] A Figura 14 mostra um fluxograma de alto nível para o método 'de domínio misto'; muitas das etapas têm etapas correspondentes no método de detecção de SCT de domínio da frequência. O detalhe que está relacionado às etapas correspondentes descritas acima aplica-se a esta modalidade alternativa, a menos que esteja indicado explicitamente de alguma outra maneira.

[0214] As primeiras etapas são tal como descrito previamente, em que o sinal de entrada é decimado 300 e 'picado' em janelas sobrepostas 302.

[0215] O método é então ramificado, com uma ramificação executando uma FFT 500, estimando a frequência 502 e a fase 504 da transmissão primária no sinal. A fase pode ser estimada ao determinar a fase das amostras usadas na determinação do pico (por exemplo, a amostra da mais elevada magnitude e as duas de um ou outro lado). As amostras da mais elevada magnitude devem ser muito provavelmente da portadora primária, de modo que irão mais provavelmente ter a fase primária. A frequência e a fase da portadora primária são usadas para converter para baixo 505 as janelas do domínio do tempo ao misturar cada janela com um sinusoide complexo com a mesma frequência e mudança de fase que a transmissão de portadora primária.

[0216] O sinal pode ser ilustrado pela Figura 15 onde os componentes em fase (I) e de quadratura (Q) de um sinal convertido para baixo na frequência (x'(t)) são traçados. Se houvesse somente uma transmissão de portadora primária livre de ruído de fase perfeita, esse vetor deveria ficar na constante ? com a sua magnitude (isto é, comprimento) mudando com o tempo. Se houver qualquer sinal aditivo (tal como SCT ou ruído de fase), o ângulo do vetor também deve mudar.

[0217] A fim de medir essa parte do sinal, o sinal é submetido a uma rotação de fase de ? e a parte do vetor que se move ao longo do eixo Q é medida. Essa etapa corresponde à etapa de 'Quadratura dividida' 506 na Figura 14. Esse processo é matematicamente linear e, desse modo, a informação é preservada e nenhum efeito de intermo- dulação artificial é propagado para as etapas de processamento seguintes.

[0218] Uma FTT de entrada real somente 508 é executada no componente Q do sinal submetido a rotação de fase. Isso provê um espectro a partir do qual são detectados os picos 510 que correspondem aos componentes fora de fase do sinal original.

[0219] A análise desses picos para determinar a presença de um evento de SCT segue então da mesma maneira que foi descrita acima.

Alternativas e modificações

[0220] O relatório descritivo acima refere-se principalmente à situação na qual duas transmissões simultâneas estão presentes, mas o mesmo sistema deve poder alertar o usuário quanto a qualquer número de transmissões simultâneas. O relatório descritivo foi limitado ao cenário anterior uma vez que este é estatisticamente muito mais provável.

[0221] Além disso, o relatório descritivo acima está principalmente relacionado às transmissões de voz simultâneas recebidas por um controlador de tráfego aéreo, mas deve ser apreciado que o sinal não tem que consistir necessariamente em transmissões de voz. Por exemplo, pode consistir em informação digital codificada em uma transmissão de rádio AM.

[0222] Na descrição acima, o conjugado da banda lateral de frequência negativa é subtraído da banda lateral de frequência positiva relacionada do sinal de soma de modo a cancelar a portadora primária. A operação oposta é igualmente possível por meio da qual o conjugado de banda lateral de frequência positiva é subtraído da banda lateral de frequência negativa relacionada do sinal de soma.

[0223] Várias bandas e/ou valores são fornecidos nesta descrição, frequentemente com referência a modalidades específicas, sendo principalmente derivados dos valores tais como o tamanho de janela de compensador T, a taxa de amostragem fs e a largura de banda de áudio/sinal. Os elementos versados na técnica irão compreender que, para aplicações ou condições operacionais diferentes, o sistema e o método podem operar mais eficazmente com esses valores modificados.

[0224] Deve ser compreendido que a presente invenção foi descrita acima puramente a título de exemplo, e as modificações de detalhes podem ser feitas dentro do âmbito da invenção.

[0225] Os numerais de referência que aparecem nas reivindicações são apenas a título de ilustração e não terão nenhum efeito limitador no âmbito das reivindicações.

Claims (16)

1. Método para determinar a presença de um sinal de portadora secundária em um sinal de soma no domínio do tempo que inclui um sinal de portadora primária, caracterizado pelo fato de compreender as etapas de: transformar o sinal de soma no domínio do tempo para um sinal de soma no domínio da frequência, pelo qual o sinal de soma no domínio da frequência é uma combinação linear da transmissão primária e da transmissão secundária; extrair pelo menos um pico do sinal de soma transformado; determinar a presença do sinal de portadora secundária no sinal de soma com base no referido pelo menos um pico.

2. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente identificar o sinal de portadora primária dentro do sinal de soma.

3. Método de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente determinar um conjugado de uma banda lateral do sinal de portadora primária no domínio da frequência; e atenuar o sinal de portadora primária ao usar o dito conjugado da banda lateral do sinal primário.

4. Método de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que o conjugado da banda lateral do sinal primário é subtraído da banda lateral de frequência oposta do sinal de soma.

5. Método de acordo com qualquer uma das reivindicações 2 a 4, caracterizado pelo fato de que a identificação de um sinal de portadora primária compreende estimar uma frequência de portadora primária.

6. Método de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente converter para baixo o sinal da soma no domínio da frequência com base na dita frequência esti- mada, preferencialmente compreendendo adicionalmente a rotação de fase do sinal de soma convertido para baixo no domínio da frequência e/ou em que a conversão para baixo é executada mediante a convolução da saída da transformada com um filtro de janela.

7. Método de acordo com qualquer reivindicação precedente, caracterizado pelo fato de que a determinação da presença de uma transmissão secundária compreende executar uma análise da simetria no dito pelo menos um pico.

8. Método de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que a identificação de um sinal de portadora primário compreende estimar a fase da portadora primária.

9. Método de acordo com qualquer uma das reivindicações 6 a 8, caracterizado pelo fato de que a conversão para baixo compreende misturar o sinal amostrado com uma senóide com uma frequência e fase que correspondem a uma frequência e uma fase estimadas da portadora primária.

10. Método de acordo com qualquer reivindicação precedente, caracterizado pelo fato de que a presença de uma transmissão secundária só é determinada se um pico que corresponde à portadora de uma transmissão primária estiver presente, preferencialmente em que a presença de uma transmissão secundária só é determinada se a magnitude do dito pico da portadora primária estiver acima de um limite predeterminado.

11. Método de acordo com qualquer reivindicação precedente, caracterizado pelo fato de que, depois da extração de pico, se dois picos estiverem dentro de uma separação de frequência mínima um do outro, os picos são combinados em um único pico antes da determinação da presença de uma portadora secundária preferencialmente em que a separação de frequência mínima fica entre 5 Hz e 50 Hz, de preferência entre 7 Hz e 15 Hz, e de preferência aproximadamente 10 Hz.

12. Método de acordo com qualquer reivindicação precedente, caracterizado pelo fato de que o sinal de soma é decimado de modo a reduzir a largura de banda.

13. Método de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que a saída da transformada no domínio da frequência é transformada no ganho para compensar a ondulação do decima- dor, preferencialmente em que a transformada do ganho é a recíproca do ganho devido ao espectro da magnitude do decimador.

14. Método de acordo com qualquer reivindicação precedente, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente alertar um operador quanto à presença de uma transmissão secundária, preferencialmente em que o alerta de um operador compreende pelo menos um dentre: inserir um tom em uma saída de áudio e indicar a presença de uma transmissão secundária em uma interface do usuário.

15. Aparelho para determinar a presença de um sinal de portadora secundária em um sinal de soma no domínio do tempo que inclui um sinal de portadora primária, em que o aparelho é caracterizado pelo fato de compreender: um meio para transformar o sinal de soma no domínio do tempo para um sinal de soma no domínio da frequência, pelo qual o sinal de soma no domínio da frequência é uma combinação linear da transmissão primária e da transmissão secundária; um meio para extrair pelo menos um pico do sinal de soma transformado; um meio para determinar a presença do sinal de portadora secundária no sinal de soma com base em pelo menos um dito pico.

16. Aparelho de acordo com a reivindicação 15, caracteri- zado pelo fato de que compreende um rádio, preferencialmente um rádio definido por software.