TRANSDUCTEUR
La présente invention se rapporte à un transducteur comprenant une première paire de bornes branchées sur une tension continue, une seconde paire de bornes reliées par des moyens inductifs, un premier commutateur commandé reliant une première borne de ladite première paire à une première borne de ladite seconde paire, un second commutateur commandé reliant ladite première borne de ladite première paire à la seconde borne de ladite seconde paire, et des moyens de commande de commutateur raccordés aux dits premier et second commutateurs commandés pour les fermer périodiquement et en alternance afin d'appliquer une tension aux dites bornes de la seconde paire.
Un tel transducteur est déjà connu dans la technique, par exemple par le brevet des Etats-Unis d'Amérique
US 4. 011. 410.
Un but de la présente invention est de réaliser un transducteur capable de fournir aux moyens inductifs divers types de formes d'ondes, par exemple des sinusoïdes de fréquence basse par rapport à celle commandant les commutateurs .
Ce but est atteint par le fait que les dits premier et second commutateurs commandés sont reliés aux dites première et seconde bornes de ladite seconde^paire au travers de moyens filtrants passe-bas équilibrés.
Une autre particularité caractéristique du présent transducteur est que les dits moyens filtrants passe-bas comprennent une première et une seconde inductances couplées magnétiquement et respectivement raccordées entre ledit premier commutateur commandé et ladite première borne de ladite seconde paire, et entre ladite seconde borne de ladite seconde paire et ledit second commutateur commandé.
De cette façon les inductances couplées magnétiquement peuvent accumuler et restituer de l'énergie pendant.
les fermetures et les ouvertures des commutateurs de façon à ce que des temps de commutation inégaux puissent être utilisés pour synthétiser divers types de formes d'ondes aux moyens inductifs.
Les buts et caractéristiques de l'invention décrits ci-dessus ainsi que d'autres et la manière de les obtenir deviendront plus clairs et l'invention elle-même sera mieux comprise, en se référant à la description suivante d'un exemple de réalisation de l'invention pris en relation avec les dessins qui l'accompagnent et dont :
Fig. 1 montre un transducteur DAI réalisé selon l'invention; Fig. 2a et 2b montrent des formes d'ondes apparaissant dans le circuit de commutation SM de DAI; Figs. 3a à 3j montrent diverses formes d'ondes de signaux apparaissant aux bornes de sortie 01 et 02 de DAI.
Le but du transducteur DAI montré à la Fig. 1 est de transformer une tension continue VIN générée par une source SR en une tension de sortie alternative sinusoïdale à 800 Hertz VOUT aux bornes de la charge LD.
A cette fin, le DAI utilise des techniques de modulation de largeur d'impulsion (PWM). Cependant, d'autres formes d'ondes que des sinusoïdes peuvent être obtenues. La tension VIN peut varier entre 15 et 45 Volts.
Dans certains cas, DAI peut également prendre de la puissance à la charge LD et la restituer à la source SR. Ceci se produit durant une partie du cycle de VOUT pour des charges LD réactives capacitives ou inductives, ou durant le cycle entier de VOUT pour des charges LD telles qu'un moteur ralentissant (freinant) ou un dispositif quelconque produisant de l'énergie comme ce sera décrit plus loin.
Le transducteur DAI a des bornes d'entrée 11 et 12 et des bornes de sortie 01 et 02 auxquelles la source SR et la charge LD sont respectivement raccordées. Il comprend un transformateur à 800 Hertz TR, un filtre à inductances couplées FI, une unité de commutation de puissance SM et une unité de commande de commutation SC.
Le transformateur à 800 Hertz TR a un enroulement primaire scindé W1, W2 bobiné de façon bifilaire sur un noyau toroïdal pour réduire l'impédance de mode commun. Les enroulements primaires W1, W2 et secondaire W3 de TR sont séparés par un écran constitué d'une feuille de cuivre mise à la terre. La borne d'entrée 11 est raccordée au point commun des enroulements W1 et W2 dont les autres extrémités sont raccordées aux bornes d'entrée T1 et T2 de TR respectivement. L'enroulement secondaire W3 de TR a ses extrémités raccordées aux bornes de sortie 01 et 02. La tension entre T1 et 11, appelée VT1I1, est en phase avec la tension entre 01 et 02, appelée V0102.
Dans le cas présent, le nombre de tours des enroulements W1, W2 et W3 du transformateur TR sont égaux de sorte que VI1T1 et VI1T2 sont égaux en amplitude mais opposés en phase ou polarité et que V0102 a l'amplitude et la phase de VI1T2.
Il est à noter que le transformateur TR peut être remplacé par un moteur possédant les enroulements W1 et W2. Dans ce cas, l'enroulement secondaire W3 est absent.
Le filtre à inductances couplées FI a des bornes de sortie T1 et T2 raccordées aux bornes de même noms de TR, et des bornes d'entrée T3 et T4 auxquelles l'unité de commutation de puissance SM est raccordée. FI comprend des inductances couplées CH1 et CH2 qui forment un composant avec des enroulements bobinés de façon bifilaire et qui est conçu de façon à ne pas se saturer pour le courant le plus important qui puisse circuler dans le convertisseur. Les enroulements CH1 et CH2 ont le même nombre de tours et ont une inductance identique L. CH1 et CH2 sont de plus orientés de façon opposée et raccordés entre les bornes T1 et T3, et T4 et T2 respectivement. La sortie des-inductances couplées, c'est-à-dire les bornes T1
et T2, est court-circuité par un condensateur C1 de façon à ce que le courant de ripple à la fréquence de commutation circule comme mode commun dans le primaire du transformateur
à 800 Hertz TR.
L'unité de commutation de puissance SM est raccordée
à la borne d'entrée 12 et a des bornes de sortie T3 et T4 'raccordées aux bornes d'entrée de même noms de FI. SM a également une borne commune T5 qui est directement raccordée
à 12 et des bornes d'entrée de commande T6 et T7 auxquelles l'unité de commande de commutation SC est raccordée. SM comprend deux transistors de commutation bipolaires NPN Q1
et Q2 raccordés entre les bornes 12 et T3, et 12 et T4 respectivement, et commandés via les bornes T6 et T7 respectivement. Plus en détail, Q1/Q2 a ses émetteur, collecteur et base raccordés aux bornes 12, T3/T4 et T6/T7 respectivement. Des diodes de courant inverse D1 et D2 courtcircuitent les chemins collecteur-émetteur des transistors
de commutation Q1 et Q2 respectivement, les cathodes de ces diodes étant raccordées aux collecteurs des transistors.
L'unité de commande de commutation SC (non-montrée
en détail) a une borne commune T5 raccordée à la borne commune de même nom de SM, des bornes de sortie de commande T6 et T7 respectivement raccordées aux bornes d'entrée de commande de même noms de SM, et des bornes d'entrée T8 et T9 respectivement raccordées aux bornes de sortie 01 et 02.
SC comprend des moyens pour ajuster le rapport travail/repos des commutateurs commandés formés par les transistors Q1 et Q2 de SM. Ces transistors fonctionnent, sous le contrôle
de SC, dans une configuration ouverture-avant-fermeture.
SC comprend de plus un premier générateur interne (non-montré)
<EMI ID=1.1>
qui est plus élevée que les 800 Hertz requis, et un second générateur interne (non-montré) produisant une forme d'onde de référence à 800 Hertz.
Pour les besoins de la description TR est considéré parfait sans pertes, sans courant de magnétisation et sans réactance de fuite et C1 est considéré comme n'ayant pas de pertes, pas de réactance aux hautes fréquences et une réactance élevée à la fréquence de sortie du convertisseur. Les inductances couplées CH1 et CH2 peuvent être considérées comme une inductance avec deux enroulements.
-Une inductance peut accumuler de l'énergie avec une certaine tension aux bornes de son enroulement et restituer de l'énergie avec une autre tension. En plus, les inductances couplées peuvent accumuler de l'énergie dans un enroulement CH1/CH2 et la restituer dans l'autre enroulement CH2/CH1.
Le fonctionnement du transducteur DAI
mentionné ci-dessus est brièvement décrit ci-après en faisant référence à Fig. 1 et à Fig. 2 qui montrent des formes d'ondes apparaissant dans le transducteur de la Fig. 1. Plus particulièrement, Figs. 2a et 2b représentent la tension VT produite entre les bornes T3 et T4 lorsque des signaux de commande sont appliqués aux bases de Q1 et Q2 par l'unité de commande de commutation SC via les bornes
T6 et T7 respectivement. Cette tension VT est une forme d'onde pulsée modulée en durée ou largeur (PWM) par la forme d'onde de référence à 800 Hertz de SC et a une fréquence porteuse égale à celle du premier générateur interne, mentionné ci-dessus, de SC. Chaque période de durée t1+t2 de VT est constituée d'une première partie de durée t1 et d'une seconde partie de durée t2. Durant t1, le transistor Q1 conduit alors que Q2 est bloqué, et l'inverse est vrai durant t2.
Par l'action filtrante du filtre à inductances couplées FI, les composantes de la fréquence porteuse sont extraites de la forme d'onde VT afin d'obtenir la forme d'onde désirée à 800 Hertz qui est montrée en lignes hachurées dans les Figs. 2a et 2b. La même forme d'onde est produite à l'enroulement secondaire W3 du transformateur TR et constitue la tension de sortie VOUT.
Il est à noter que la Fig. 2b montre le cas où la tension d'entrée VIN dépasse la tension de sortie de pointe VP de VOUT, alors que la Fig. 2a est le cas limite où ces deux tensions sont les mêmes. Dans ce dernier cas, la modulation du signal PWM est de 100 %.
La fig. 3 montre des formes d'ondes de signaux générés aux bornes de sortie 01 et 02 pour quatre charges LD possibles. Les Figs. 3a et:3f identiques donnent une référence de phase pour les Figs. 3b à 3e et 3g à 3j respectivement et représentent la tension de sortie VOUT entre les bornes
01 et 02 de la Fig. 1.
Lorsque la charge LD est résistive, le courant IOUT est en phase avec la tension VOUT et est représenté par IR dans la Fig. 3b. La puissance résultante PR est représentée à la Fig. 3c et est toujours positive. Cela signifie que toute la puissance est transmise de la source SR vers la charge LD.
Lorsque la charge LD est réactive, c'est-à-dire capacitive ou inductive, le courant est déphasé par rapport à la tension VOUT (Figs. 3a et 3f) et la puissance résultante a une valeur moyenne égale à zéro. Cela signifie
que la puissance transmise de la source SR vers la charge LD pendant un premier demi cycle est renvoyée par la charge LD vers la source SR pendant le demi cycle suivant. Les Figs. 3d et 3e montrent le courant IC et la puissance PC dans une charge LD capacitive, alors que les Figs. 3i et 3j montrent le courant IL et la puissance PL dans une charge LD inductive.
Lorsque la charge LD est une source de puissance, par exemple un moteur ralentissant, le courant IP est en
-
opposition de phase avec la tension VOUT et la puissance PP est toujours négative, c'est-à-dire qu'elle est uniquement transmise de la.charge LD vers la source SR. Ceci est utile lorsque la charge LD est un moteur et la source SR
une batterie d'accumulateurs puisque cette batterie est alors chargée pendant le ralentissement du moteur qui y
est raccordé.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à des exemples particuliers, il est bien entendu que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
REVENDICATIONS
1. Transducteur (DAI) comprenant une première paire
de bornes (11, 12) branchées sur une tension continue (VIN), une seconde paire de bornes (T1, T2) reliées par des moyens inductifs (W1, W2), un premier commutateur commandé (Q1) reliant une première borne (12) de ladite première paire
à une première borne (T1) de ladite seconde paire, un
second commutateur commandé (Q2) reliant ladite première borne (12) de ladite première paire à la seconde borne (T2)
de ladite seconde paire, et des moyens de commande de commutateur (SC) raccordés aux dits premier et second commutateurs commandés pour les fermer périodiquement et en alternance afin d'appliquer une tension aux dites bornes de la seconde paire, caractérisé en ce que les dits premier (Q1)
et second (02) commutateurs commandés sont reliés aux dites première (T1) et seconde (T2) bornes de ladite seconde
paire au travers de moyens filtrants passe-bas équilibrés
(CH1, CH2, C1).
TRANSDUCER
The present invention relates to a transducer comprising a first pair of terminals connected to a DC voltage, a second pair of terminals connected by inductive means, a first controlled switch connecting a first terminal of said first pair to a first terminal of said second pair, a second controlled switch connecting said first terminal of said first pair to the second terminal of said second pair, and switch control means connected to said first and second controlled switches to close them periodically and alternately to apply a voltage across said terminals of the second pair.
Such a transducer is already known in the art, for example by the patent of the United States of America
US 4,011,410.
An object of the present invention is to provide a transducer capable of providing the inductive means with various types of waveforms, for example sinusoids of low frequency relative to that controlling the switches.
This object is achieved by the fact that said first and second controlled switches are connected to said first and second terminals of said second pair by means of balanced low-pass filtering means.
Another characteristic feature of the present transducer is that said low-pass filtering means comprise first and second inductances magnetically coupled and respectively connected between said first controlled switch and said first terminal of said second pair, and between said second terminal of said second pair and said second controlled switch.
In this way the magnetically coupled inductors can accumulate and restore energy during.
closings and openings of switches so that uneven switching times can be used to synthesize various types of inductive waveforms.
The objects and characteristics of the invention described above as well as others and the manner of obtaining them will become clearer and the invention itself will be better understood, with reference to the following description of an exemplary embodiment of the invention taken in conjunction with the accompanying drawings, of which:
Fig. 1 shows a DAI transducer produced according to the invention; Fig. 2a and 2b show waveforms appearing in the DAI SM switching circuit; Figs. 3a to 3j show various waveforms of signals appearing at output terminals 01 and 02 of DAI.
The purpose of the DAI transducer shown in Fig. 1 is to transform a direct voltage VIN generated by a source SR into an alternating sinusoidal output voltage at 800 Hertz VOUT at the terminals of the load LD.
To this end, the DAI uses pulse width modulation (PWM) techniques. However, other waveforms than sinusoids can be obtained. The VIN voltage can vary between 15 and 45 Volts.
In some cases, DAI can also take power from the load LD and restore it to the source SR. This occurs during part of the VOUT cycle for reactive capacitive or inductive LD loads, or during the entire VOUT cycle for LD loads such as a motor slowing down (braking) or any energy producing device like this. will be described later.
The DAI transducer has input terminals 11 and 12 and output terminals 01 and 02 to which the source SR and the load LD are respectively connected. It includes an 800 Hertz TR transformer, a FI coupled inductance filter, a SM switching power unit and a SC switching control unit.
The 800 Hertz TR transformer has a split primary winding W1, W2 wound in a two-wire fashion on a toroidal core to reduce the common mode impedance. The primary windings W1, W2 and secondary W3 of TR are separated by a screen made up of a grounded copper foil. The input terminal 11 is connected to the common point of the windings W1 and W2, the other ends of which are connected to the input terminals T1 and T2 of TR respectively. The secondary winding W3 of TR has its ends connected to the output terminals 01 and 02. The voltage between T1 and 11, called VT1I1, is in phase with the voltage between 01 and 02, called V0102.
In the present case, the number of turns of the windings W1, W2 and W3 of the transformer TR are equal so that VI1T1 and VI1T2 are equal in amplitude but opposite in phase or polarity and that V0102 has the amplitude and the phase of VI1T2.
It should be noted that the transformer TR can be replaced by a motor having the windings W1 and W2. In this case, the secondary winding W3 is absent.
The coupled inductance filter FI has output terminals T1 and T2 connected to the terminals with the same names of TR, and input terminals T3 and T4 to which the power switching unit SM is connected. FI comprises coupled inductances CH1 and CH2 which form a component with windings wound in a two-wire fashion and which is designed so as not to saturate for the largest current which can flow in the converter. The windings CH1 and CH2 have the same number of turns and have an identical inductance L. CH1 and CH2 are moreover oriented in opposite directions and connected between the terminals T1 and T3, and T4 and T2 respectively. The output of the coupled inductors, i.e. the terminals T1
and T2, is short-circuited by a capacitor C1 so that the ripple current at the switching frequency flows as common mode in the primary of the transformer
at 800 Hertz TR.
Power switching unit SM is connected
to the input terminal 12 and has output terminals T3 and T4 'connected to the input terminals of the same names of FI. SM also has a common terminal T5 which is directly connected
to 12 and the control input terminals T6 and T7 to which the switching control unit SC is connected. SM includes two NPN Q1 bipolar switching transistors
and Q2 connected between terminals 12 and T3, and 12 and T4 respectively, and controlled via terminals T6 and T7 respectively. In more detail, Q1 / Q2 has its emitter, collector and base connected to terminals 12, T3 / T4 and T6 / T7 respectively. Reverse current diodes D1 and D2 bypass the collector-emitter paths of the transistors
switching Q1 and Q2 respectively, the cathodes of these diodes being connected to the collectors of the transistors.
The SC switching control unit (not shown
in detail) has a common terminal T5 connected to the common terminal of the same name of SM, control output terminals T6 and T7 respectively connected to the control input terminals of the same name of SM, and input terminals T8 and T9 respectively connected to the output terminals 01 and 02.
SC comprises means for adjusting the work / rest ratio of the controlled switches formed by the transistors Q1 and Q2 of SM. These transistors work, under the control
of SC, in an open-before-close configuration.
SC further includes a first internal generator (not shown)
<EMI ID = 1.1>
which is higher than the required 800 Hertz, and a second internal generator (not shown) producing a reference waveform of 800 Hertz.
For the purposes of the description TR is considered perfect without losses, without magnetization current and without leakage reactance and C1 is considered to have no losses, no reactance at high frequencies and high reactance at the output frequency of the converter. The coupled inductors CH1 and CH2 can be considered as an inductor with two windings.
-An inductor can accumulate energy with a certain voltage across its winding and restore energy with another voltage. In addition, the coupled inductors can accumulate energy in one CH1 / CH2 winding and restore it in the other CH2 / CH1 winding.
How the DAI transducer works
mentioned above is briefly described below with reference to Fig. 1 and in Fig. 2 which show waveforms appearing in the transducer of FIG. 1. More particularly, Figs. 2a and 2b represent the voltage VT produced between the terminals T3 and T4 when control signals are applied to the bases of Q1 and Q2 by the switching control unit SC via the terminals
T6 and T7 respectively. This voltage VT is a pulsed waveform modulated in duration or width (PWM) by the reference waveform at 800 Hertz from SC and has a carrier frequency equal to that of the first internal generator, mentioned above, of SC. Each period of duration t1 + t2 of VT consists of a first part of duration t1 and a second part of duration t2. During t1, the transistor Q1 conducts while Q2 is blocked, and the reverse is true during t2.
By the filtering action of the filter with coupled inductances FI, the components of the carrier frequency are extracted from the waveform VT in order to obtain the desired waveform at 800 Hertz which is shown in hatched lines in Figs. 2a and 2b. The same waveform is produced at the secondary winding W3 of the transformer TR and constitutes the output voltage VOUT.
It should be noted that FIG. 2b shows the case where the input voltage VIN exceeds the peak output voltage VP of VOUT, while FIG. 2a is the limiting case where these two voltages are the same. In the latter case, the modulation of the PWM signal is 100%.
Fig. 3 shows waveforms of signals generated at output terminals 01 and 02 for four possible LD loads. Figs. 3a and: 3f identical give a phase reference for Figs. 3b to 3e and 3g to 3j respectively and represent the output voltage VOUT between the terminals
01 and 02 of Fig. 1.
When the load LD is resistive, the current IOUT is in phase with the voltage VOUT and is represented by IR in FIG. 3b. The resulting power PR is shown in FIG. 3c and is always positive. This means that all the power is transmitted from the source SR to the load LD.
When the load LD is reactive, that is to say capacitive or inductive, the current is out of phase with respect to the voltage VOUT (Figs. 3a and 3f) and the resulting power has an average value equal to zero. That means
that the power transmitted from the source SR to the load LD during a first half cycle is returned by the load LD to the source SR during the next half cycle. Figs. 3d and 3e show the current IC and the power PC in a capacitive load LD, while Figs. 3i and 3j show the current IL and the power PL in an inductive load LD.
When the load LD is a source of power, for example a motor slowing down, the current IP is in
-
phase opposition with the voltage VOUT and the power PP is always negative, that is to say that it is only transmitted from the load LD to the source SR. This is useful when the load LD is a motor and the source SR
a storage battery since this battery is then charged during the engine slowing down
is connected.
Although the principles of the invention have been described above with reference to specific examples, it is understood that this description is made only by way of example and does not constitute in any way a limitation of the scope of the invention .
CLAIMS
1. Transducer (DAI) comprising a first pair
of terminals (11, 12) connected to a direct voltage (VIN), a second pair of terminals (T1, T2) connected by inductive means (W1, W2), a first controlled switch (Q1) connecting a first terminal (12 ) of said first pair
at a first terminal (T1) of said second pair, a
second controlled switch (Q2) connecting said first terminal (12) of said first pair to the second terminal (T2)
of said second pair, and switch control means (SC) connected to said first and second switches controlled to close them periodically and alternately in order to apply a voltage to said terminals of the second pair, characterized in that said first (Q1)
and second (02) controlled switches are connected to said first (T1) and second (T2) terminals of said second
pair through balanced low-pass filter media
(CH1, CH2, C1).