"Processeur de signaux audio et système réducteur de
bruit de fond".
"Processeur de signaux audio et système réducteur de bruit de fond".
La présente invention a pour objet un processeur de signaux audio enregistrés, particulièrement destiné à obtenir à partir d'un enregistrement stéréo avec information spatiale ou "surround", les signaux pour les canaux individuels, en tenant compte aussi
des caractéristiques particulières de la salle d'écoute et notamment de sa dimension.
Dans ce but, le processeur de signaux audio suivant l'invention comprend un préamplificateur assurant une sélection et une définition de bande des signaux audio provenant du lecteur d'enregistrement, un réducteur de bruit, un décodeur permettant d'obtenir à
partir de signaux d'entrée stéréo avec une information dite spatiale ou "surround", les signaux de gauche,
de centre, de droite et éventuellement d'ambiance,
et un ou des étages de sortie pour l'attaque des reproducteurs sonores.
Le processeur suivant l'invention trouve une application particulière dans le domaine cinématographique, pour le décodage de la bande sonore des films modernes avec effet sonores spéciaux,
Dans une forme de réalisation préférée, le processeur suivant l'invention comprend des entrées multiples stéréo, des commutateurs électroniques permettant de sélectionner une paire d'entrées stéréo correspondantes à un moment donné, des circuits sommateurs et des circuits de filtre passe-bande permettant de limiter vers le bas et vers le haut les signaux transmis, ainsi qu'un circuit sommateur recevant les sorties de ces filtres pour former un signal monophonique si l'enregistrement est lui-même monophonique, la connexion dans le circuit de ce dernier circuit sommateur se faisant à l'aide de commutateurs électroniques.
Un problème toujours présent avec un enregistrement sonore est celui du bruit de fond. Pour tenter de le résoudre, divers systèmes réducteurs ont été mis au point, sur la base d'un codage préalable à l'enregistrement et d'un décodage correspondant lors de la reproduction. Un tel système est notamment celui mis au point par les laboratoires Dolby et il existe actuellement une variante de ce système qui est utilisée pour l'enregistrement de la bande sonore de films cinématographiques avec effet spécial ("surround soud").
L'invention a aussi pour but d'offrir un système de réduction de bruit de fond pouvant notamment être utilisé avec un processeur de signaux audio tel que défini précédemment et permettant aussi la reproduction correcte, bien que suivant un principe différent, de la bande sonore de films produits suivant le système Dolby.
Dans ce but, le réducteur de bruit suivant l'invention a pour caractéristique que son signal d'entrée est divisé entre trois parcours, à savoir un premier parcours passif avec une résistance ohmique, un second parcours passif avec un filtre passe-bas suivi d'une résistance, et un troisième parcours actif avec un filtre passe-haut, un amplificateur et un expanseur comportant un redresseur de signal couplé à un condensateur
et une diode de Zener, pour commander une cellule amplificatrice à gain variable, suivie d'un déphaseur
à 180[deg.] et d'une résistance, les résistances en série
avec la sortie des trois parcours étant ramenées à un amplificateur sommateur, le gabarit de transfert global
du système étant calculé de manière à présenter trois sections, une première section traitant les signaux
à faible niveau, par exemple de -40 dB et moins, avec
un transfert linéaire, la seconde section traitant
les signaux moyens, par exemple de -40 à -10 dB, avec une expansion d'un facteur par exemple de l'ordre de 1,3,
et la troisième section traite les signaux forts, par exemple de -10 dB et plus, de manière linéaire.
D'autres détails et particularités de l'invention ressortiront de la description ci-après, donnée à titre d'exemple non limitatif et en se référant aux dessins annexés, dans lesquels :
La figure 1 est un schéma synoptique du processeur de signaux audio suivant l'invention. La figure 2 est un schéma plus détaillé du préamplificateur de la figure 1 . La figure 3 est un schéma de principe d'un commutateur électronique. La figure 4 est un schéma synoptique du système réducteur de bruit de fond incorporé dans le processeur de la figure 1.
Les figures 5 à 8 sont des diagrammes utilisés pour l'explication du fonctionnement du système réducteur de bruit de la figure 4.
La figure 9 est un schéma synoptique du décodeur de canaux de reproduction sonore du processeur illustré à la figure 1. La figure 10 est un schéma synoptique du circuit de retard utilisé avec le processeur de la figure 1. La figure 11 est un schéma d'un circuit de commande de cpnstante de temps utilisé dans le système réducteur de bruit suivant l'invention. La figure 12 est un schéma d'un autre circuit de commande de constante de temps pouvant être utilisé avec le système réducteur de bruit suivant l'invention. La figure 1 est le schéma synoptique du processeur de signaux audio enregistrés. Dans la forme de réalisation illustrée, le processeur possède deux entrées symétriques Ll/Rl et L2/R2, qui sont couplées par des transformateurs d'impédance T à des circuits préamplificateurs 1 à 4.
Des commutateurs électroniques 5 à 8, permettant la sélection des sources de signaux, envoient les signaux d'entrée sélectionnés à des circuits sommateurs 9 et 10. Les commutateurs 5 à 8 sont commandés de telle sorte qu'une seule source soit sélectionnée à un moment donné, tandis que l'autre est bloquée. Les signaux sélectionnés passent par des filtres passe-bande 11 et
12, avec des fréquences de coupure de 35 Hz et 18 kHz par exemple, de façon à limiter la bande transmise aux signaux audio utiles,,, La partie décrite jusqu'à présent constitue le bloc préamplificateur A du processeur.
En ce qui concerne les signaux d'entrée, il
peut s'agir de n'importe quels signaux audio enregistrés, de préférence sous forme stéréo et avec une information d'ambiance. Il s'agira notamment des signaux provenant
de la bande sonore d'un film de type spatial ou "surround sound".
Les signaux provenant du préamplificateur sont appliqués à un bloc réducteur de bruit de fond et de sélection mono/stéréo. Les signaux sont envoyés vers des modules de réduction de bruit de fond 13 et
15, décrits plus en détail ci-après, et vers un amplificateur sommateur 14. Ce dernier additionne les signaux Ll/Rl ou L2/R2 suivant la sélection d'entrée. On obtient ainsi un signal monophonique qui est appliqué à un filtre dit "académique" 15, du type passe-bas avec une courbe d'atténuation de -20 dB à 9000 Hz et une pente de -6 dB par octave. La sélection entre
une reproduction stéréo ou mono est effectuée par des commutateurs électroniques 17 à 19. Dans le cas d'un enregistrement stéréo, les signaux traversent les modules réducteurs de bruit 13 et 15 et les commutateurs
17 et 19 alors conducteurs, tandis que le commutateur
18 est bloqué. Les signaux passent ensuite par des circuits sommateurs 20 et 21.
Dans le cas d'un enregistrement monophonique, les commutateurs 17 et 19 sont bloqués, tandis que le commutateur 18 est conducteur. Les signaux gauche (L) et droit (R) additionnés par le circuit 14 et filtrés par le circuit 16, traversent le commutateur 18 pour être répartis entre les circuits sommateurs 20 et 21.
Les signaux sont alors envoyés au bloc C comportant le décodeur de canaux de reproduction et éventuellement des préamplificateurs pour d'autres sources de signaux audio (tourne-disques, etc) . Ces signaux du bloc B traversent d'abord des préamplificateurs 22 et 23 pour parvenir à des commutateurs électroniques 26 et 27, tandis que ceux provenant des autres sources traversent des préamplificateurs
24 et 25 pour être appliqués à des commutateurs électroniques 28 et 29. Tous ces commutateurs permettent
la sélection des signaux appropriés.
Les signaux audio parviennent alors à un décodeur 30 permettant d'extraire de l'enregistrement des signaux gauche, centre, droit et ambiance dans le cas d'un film du type "surround sound" par exemple.
Si la salle d'écoute est grande (salle de cinéma), le décodeur peut aussi produire des signaux centre gauche et centre droit pour éviter un trou dans l'image sonore.
Les sorties du décodeur sont envoyées à des amplificateurs de correction et de puissance 31 à 41 pour attaquer les reproducteurs sonores.
Le signal d'ambiance est amené à passer par un circuit de retard afin de compenser tout effet d'écho dû à l'emplacement des reproducteurs d'ambiance à l'arrière de la salle .
Enfin/les différents commutateurs électroniques sont commandés par un module G à circuits numériques assurant un mode de commande logique approprié.
En se référant à la figure 3, on décrira à présent plus en détail le principe des divers commutateurs utilisés suivant l'invention et dont la conception particulière permet d'atteindre une diaphonie particulièrement faible .
Le signal d'entrée 1 est offert au drain d'un transistor à effet de chap Tl, dont le gate reçoit par une diode Dl, une tension de commande, positive ou négative. Avec une tension positive, le transistor Tl est conducteur et envoie le signal d'entrée à sa source,
qui est connectée à un second transistor à effet de champ T2. Le gate de ce dernier est également connecté
à une tension de commande, négative dans le cas présent. T2 est donc bloqué et il offre une très grande résistance au signal par rapport à la masse à laquelle sa source est connectée. Le signal peut donc parvenir sans atténuation à la sortie 2. Les tensions de commande de Tl et T2 sont inverses. Par conséquent, quand on bloque avec une tension négative le transistor Tl pour empêcher le signal de passer, une tension positive est appliquée au transistor T2 et il devient conducteur, ce qui permet de dériver vers la masse tout signal résiduel traversant
Tl à cause de sa résistance élevée mais finie en position de blocage. Ceci permet d'améliorer largement le rapport de diaphonie entre les signaux sélectionnés.
Pour permettre le couplage parallèle de plusieurs transistors T2 sur une même ligne de signaux
sans court-circuiter celle-ci à la masse lorsque les transistors T2 sont rendus conducteurs, on a prévu pour chaque paire de commutateurs électroniques, un amplificateur sommateur recevant à ses entrées les sorties de commutateurs prenant à tout moment des positions inverses et dont la sortie attaque la ligne commune qui
est ainsi découplée de la masse.
Tout enregistrement, qu'il soit magnétique ou optique, présente le problème de l'apparition d'un bruit de fond lors de sa reproduction. De nombreux systèmes de réduction de ce bruit ont déjà été proposés, dont un des plus connus est celui mis au point par les laboratoires Dolby. Une variante de ce système Dolby est appliquée à l'enregistrement de la bande sonore de films à effet spatial, dit "surround sound". La présente invention offre un système de réduction du bruit de fond à la reproduction qui permet le décodage d'un enregistrement effectué suivant ce système Dolby, bien que par l'application d'autres principes.
On se référera tout d'abord à la figure 4,
où l'on peut observer qu'un signal d'entrée 1 est distribué sur trois parcours différents, à savoir un premier parcours passif avec une résistance 11, un second parcours passif avec une cellule de filtre passe-bas 12
et une résistance 10, et enfin un troisième parcours actif comportant un filtre passe-haut 2, un amplificateur 3, un dispositif expanseur 15 avec un redresseur
4 auquel est couplé un condensateur 7 et une diode de Zener 6, et qui commande une cellule d'amplificateur à gain variable 5. Ce dernier est suivi par un déphaseur de 180[deg.] 8 et une résistance 9.
Les signaux obtenus après les résistances 9, 10 et 11 sont additionnés dans un amplificateur sommateur
13 et ils se présentent à sa sortie 14. Le filtre passehaut 2 a son point -3 dB à 250 Hz et il en est de même du filtre passe-bas 12. Par conséquent la partie
active n 'agit qu' à partir de 250 Hz et, les fréquences basses sont légèrement traitées à faible niveau par le système expanseur.
La courbe de transfert globale est représentée à la figure 5 et elle comporte trois parties . La première partie 1 traite les signaux à faible niveau, par exemple .-40dB et moins . Dans cette région, le transfert est linéaire. Avec la même échelle pour les deux axes, cette partie de courbe fait un angle de 45[deg.] dans le quadrant inférieur gauche.
La seconde partie 2 traite les signaux entre
-40 dB et -10 dB par exemple. Il s'agit de la partie correspondant à l'expansion, ce qui signifie que pour une variation à l'entrée de X dB, la sortie varie de Y x X dB, y étant le facteur d'expansion, choisi ici <EMI ID=1.1>
La troisième partie 3 agit pour les signaux de -10 dB et plus et le transfert s'y fait linéairement. On obtient ainsi une courbe de transfert totale semblable à celle adoptée par les laboratoires Dolby, mais par des moyens différents.
En effet suivant l'invention, on procède à l'addition des signaux provenant des trois parcours composant l'expanseur. Pour un signal de faible amplitude, ce sont les circuits directs 11 et 12/10 qui fournissent la fraction la plus importante du signal
de sortie .
Dans le cas d'un signal d'entrée du niveau élevé, c'est le parcours actif qui fournit la fraction la plus importante du signal de sortie. Le circuit actif est un expanseur, par exemple du type NE 571
ou analogue, avec un taux d'expansion de 2/1. Le circuit expanseur actif 15 comprend un redresseur 4 et une cellule amplificatrice à gain variable 5, suivie par un amplificateur opérationnel non représenté à la figure 4 car il n'est pas indispensable à la bonne compréhension du système. Son gabarit de transfert est donné par la figure 6. Lors de l'application d'un même signal d'entrée aux circuits 4 et 5 à la figure 4 et qu'on en augmente l'amplitude, le condensateur 7 se charge avec
un potentiel croissant correspondant qui commande la cellule à gain variable pour augmenter son gain. Lorsque le signal d'entrée décroît, le condensateur 7 se décharge à travers une résistance interne du circuit 15, de l'ordre de 10 kohms et il provoque donc une réduction du gain. Le circuit 15 est calculé de façon à offrir un
taux de variation de 2/1. De même, pour un signal d'entrée de 0 dB, il donne un signal de sortie de 0 dB. De part et d'autre de ce point, la variation est de 2/1. Pour faire varier la position de ce point de niveau
égal, on peut agir sur les entrées des circuits 4 et 5
ou sur la sortie du dispositif 15. Il semble préférable d'agir sur l'entrée du circuit 4 afin d'éviter une production de bruit de fond supplémentaire et d'éviter une surmodulation de la cellule 5.
Il a été indiqué précédemment que la courbe
de transfert à la figure 5 devient linéaire à partir d'environ - 10 dB, c'est-à-dire donc que le gain de la cellule 5 devient stable. Ceci est réalisé en bloquant
à un niveau approprié la tension au condensateur 7 à l'aide de la diode de Zener 6 en parallèle.
A la figure 7, on constate que l'action de
la diode de Zener 6 commence à un niveau d'environ - 10 dB de l'entrée .
La caractéristique de transfert de la partie active est illustrée à la figure 8, courbe 1. Il faut encore diminuer le facteur d'expansion et la correction de la caractéristique de transfert en dessous de -40 dB. Pour diminuer le taux d'expansion, un circuit passif à transfert linéaire est connecté en parallèle avec le circuit actif. C'est le rapport entre les résistances
à la figure 4 qui détermine le taux d'expansion. Dans le présent cas,on choisit un rapport donnant un taux d'expansion de 1,3. La caractéristique linéaire produite par la résistance recoupe à un niveau -35 dB la caractéristique non linéaire de l'expanseur, comme indiqué par les courbes 2 et 1 à la figure 8. La courbe 3 est la somme des courbes 1 et 2. Par suite de l'éloignement exponentiel de la courbe 1, la caractéristique devient linéaire à partir de -40 dB.
Tel que décrit ci-dessus, le système réducteur de bruit a pour défaut intrinsèque de ne travailler qu'avec une seule constante de temps en ce qui converne
<EMI ID=2.1>
de temps résulte de la résistance interne du circuit redresseur (environ 10 kohms) et la capacité externe de celui-ci. Avec une constante de temps de l'ordre de
30 milisecondes on obtient des résultats avantageux, mais il faut éliminer les fréquencex basses avant l'entrée
du redresseur pour éviter des distortions et par conséquent ces fréquences basses doivent passer par un circuit de filtre passe bas pour les représenter à la sortie.
Un autre inconvénient apparaît quand l'expanseur est confronté à des signaux impulsifs à haute énergie, comme dans le cas des sons d'un piano. En effet, cette énergie est suffisante pour charger complètement le condenseur du redresseur, avec pour résultat l'entrée en action de l'expanseur. Le son atteignant rapidement à nouveau le niveau zéro, tandis que le condensateur ne
se décharge que plus lentement, le souffle ou bruit
de fond devient audible pendant une fraction de seconde, ce qui entraîne un effet de "pompage" du souffle très gênant . La solution à ce problème consiste à modifier les temps d'attaque et de déclin en fonction de la nature du signal à traiter.
Une première solution possible est illustrée à la figure 11 et consiste à décharger le condensateur C3,couplé au circuit redresseur de l'expanseur, très rapidement quand le signal d'entrée tombe brusquement à un niveau faible ou nul. L'entrée 1 du circuit applique le signal provenant du filtre passe-haut de l'expanseur à un redresseur deux alternances. Une première constante de temps est fixée par un condensateur Cl et une résis-
<EMI ID=3.1>
positif de décharge lors de la diminution du signal d' entrée. Cette cellule est suivie par un circuit différentiel à sortie bloquée en niveau par une diode Dl pour les tensions négatives. Une croissance brusque de la tension au condensateur Cl n'a pas d'effet à la sortie du circuit différentiel tandis qu'avec une chute brusque de cette tension, une impulsion négative apparaît à la sortie. La longueur de l'impulsion est fixée par un condensateur C2 et une résistance R2 et cette constante de temps doit être plus brève que celle de la cellule précédente, pour une action différentielle. Un circuit Al inverse l'impulsion et l'applique à un transistor à effet de champ devenant conducteur lors de l'application d'une tension positive à son gâte, ce qui provoque la décharge du condensateur C3 par la résistance R5.
Une deuxième solution possible est illustrée
à la figure 12. Dans ce cas, on détecte le niveau du signal avec un détecteur de crête formé par un ampli-ficateur Al, une diode Dl et un condensateur Cl. Une
<EMI ID=4.1>
teur Cl après sa charge au niveau du signal d'entrée provenant d'un redresseur deux alternances.Le signal
est alors envoyé par un étage tampon dans une résistance R2 et charge un condensateur C2. Lors d'une variation brusque de sens positif du signal d'entrée, le courant traversant R2 y engendre une chute de tension qui, si elle dépasse la tension limite d'une diode D3 connectée en série avec une résistance R3 en parallèle avec R2, rend cette diode conductrice avec pour résultat la charge du condensateur C2 à travers une résistance de valeur fixée par la mise en parallèle de R2 et R3. Lors de cette charge, un point est atteint où la tension est inférieure à la tension limite de D3, celle-ci se bloque et isole la
<EMI ID=5.1>
permet de terminer la charge du condensateur . Lors d'impulsions négatives, avec un déclin du signal, le condensateur se décharge à travers R2 et l'impédance de l'étage tampon (environ 10 ohms). Le courant de décharge étant élevé lors d'une chute brusque du signal, la chute de tension dans la résistance R2 est suffisante pour rendre conductrice la diode D2. Aucune résistance n'étant prévue dans ce circuit, à l'exception de l'impédance de sortie de l'étage tampon, le condensateur se décharge immédiatement à travers la diode. Le condensateur se décharge jusqu'au niveau de la tension momentanée à la sortie de l'étage tampon. Cette décharge se fait à la vitesse du déclin du signal pour autant que la constante de temps Cl/Ri soit suffisamment brève par rapport au déclin du signal.
La sortie 3 du circuit de commande est connectée dans ce cas à l'entrée de la cellule à
gain variable.
Pour adapter la constante de temps à la fréquence du signal, on peut prévoir plusieurs circuits identiques traitant chacun une gamme de fréquences particulière . Les gammes peuvent être choisies avec des
filtres passe-bande. Il est ainsi plus facile d'adapter
les constantes de temps aux signaux à traiter.
Après passage par le système réducteur de
bruit de fond, les signaux parviennent au décodeur de canaux. Dans celui-ci, illustré à la figure 9, le signal d'ambiance est décodé par soustraction des canaux gauche
et droit à l'aide d'un amplificateur d'instrumentation
formé par des circuits 8, 9 et 10, cette configuration offrant une même impédance d'entrée sur chacune des
entrées. De plus,on obtient une forte réjection de mode commun avec un tel amplificateur.
Le circuit 5 est un simple sommateur faisant l'addition des canaux gauche et droit pour rétablir le
canal central qui est déphasé de 180[deg.] par rapport aux
canaux gauche et droit. Dans le cas d'une grande salle d'écoute, on peut aussi produire des canaux centre-gauche
et centre-droit à partir des trois canaux précédents
au moyen de circuits de soustraction 6 et 7. La canal central déphasé de 180[deg.] est soustrait du canal gauche
pour former le canal centre-gauche et du canal droit pour former le canal centre-droit. Les circuits 3 et 4 sont
des inverseurs de phase interposés dans les lignes des canaux gauche et droit afin de rétablir la phase correcte entre les divers canaux de sortie 11,12,13,14,15 et 16.
Le circuit de retard pour le signal d'ambiance est illustré à la figure 10. Il s'agit d'un circuit
de retard analogique et non numérique. Le signal d'entrée A traverse d'abord un filtre passe-haut 1 qui élimine les fréquences basses en dessous de 100 Hz, car elles possèdent une trop grande amplitude pouvant entraîner des distorsions. Ensuite le signal est comprimé dans un circuit compresseur 2, à la sortie duquel le signal passe par un filtre passe-bas du type Butterworth du sixième ordre avec une fréquence de coupure de 13 kHz,
ce qui permet d'éviter une distortion de "fold-over". Après adaptation de niveau dans un circuit 4, les signaux parviennent aux circuits de retard 5 et 6, du type "bucket brigade" ou mémoires analogiques à registres. Ces mémoires sont commandées par une bascule 9 rythmée par
un oscillateur 7 à fréquence fixe suivi par un circuit diviseur variable 8. On peut faire varier la fréquence d'échantillonnage entre 40 et 400 kHz, ce qui permet des retards de 10 à 100 millisecondes. Ensuite, les signaux traversent un filtre passe-bas de type Butterworth du
8e ordre avec une fréquence de coupure de 10 kHz, qui élimine tout composant de la fréquence d'échantillonnage, puis les signaux sont amplifiés par un circuit 11 et appliqués à un circuit expanseur 12, qui agit à l'inverse du circuit compresseur 2 pour rétablir les signaux originaux. Cette compression-expansion permet un gain de dynamique et une réduction du bruit de fond dans le circuit de retard de l'ordre de 30 dB.
Les signaux sont encore envoyés à divers correcteurs et enfin aux amplificateurs de puissance pour pouvoir attaquer les reproducteurs sonores disposés aux endroits appropriés de la salle d'écoute.
Il doit être entendu que la présente invention n'est en aucune façon limitée aux formes de réalisation ci-avant et que bien des modifications peuvent y être apportées sans sortir du cadre du présent brevet.
Par exemple, il est possible de coder les signaux avant enregistrement, pour obtenir l'effet de réduction de bruit de fond, en les faisant passer par un système réalisant une compression symétrique de l'expansion effectuée dans le système expanseur du réducteur de bruit du bloc B. Ce système compresseur est alors conçu de manière inverse du système expanseur.
REVENDICATIONS
1. Processeur de signaux audio enregistrés, caractérisé en ce qu'il comprend un préamplificateur assurant une sélection et une définition de bande des signaux audio provenant d'un lecteur d'enregistrement,
un réducteur de bruit, un décodeur permettant d'obtenir à partir de signaux d'entrée stéréo avec une information dite spatiale ou "surround", les signaux de gauche, de centre, de droite et éventuellement d'ambiance, et un ou des étages de sortie pour l'attaque des reproducteurs sonores.
"Audio signal processor and reduction system
background noise".
"Audio signal processor and background noise reduction system".
The subject of the present invention is a processor of recorded audio signals, particularly intended for obtaining, from a stereo recording with spatial or "surround" information, the signals for the individual channels, also taking into account
particular characteristics of the listening room and in particular its size.
For this purpose, the audio signal processor according to the invention comprises a preamplifier ensuring a selection and a band definition of the audio signals coming from the recording player, a noise reduction, a decoder making it possible to obtain
from stereo input signals with so-called spatial or "surround" information, the signals on the left,
center, right and possibly ambience,
and one or more output stages for attacking the sound reproducers.
The processor according to the invention finds a particular application in the cinematographic field, for decoding the soundtrack of modern films with special sound effects,
In a preferred embodiment, the processor according to the invention comprises multiple stereo inputs, electronic switches making it possible to select a pair of corresponding stereo inputs at a given time, summing circuits and bandpass filter circuits making it possible to limit the transmitted signals downwards and upwards, as well as a summing circuit receiving the outputs of these filters to form a monophonic signal if the recording is itself monophonic, the connection in the circuit of this last summing circuit is doing it using electronic switches.
An ever present problem with sound recording is that of background noise. In an attempt to resolve it, various reduction systems have been developed, on the basis of a coding prior to recording and of a corresponding decoding during reproduction. One such system is in particular that developed by the Dolby laboratories and there is currently a variant of this system which is used for recording the soundtrack of cinematographic films with special effect ("surround weld").
The invention also aims to provide a background noise reduction system which can in particular be used with an audio signal processor as defined above and also allowing the correct reproduction, although according to a different principle, of the sound track. of films produced using the Dolby system.
For this purpose, the noise reduction device according to the invention has the characteristic that its input signal is divided between three paths, namely a first passive path with an ohmic resistance, a second passive path with a low-pass filter followed by '' a resistor, and a third active path with a high-pass filter, an amplifier and an expander comprising a signal rectifier coupled to a capacitor
and a Zener diode, to control a variable gain amplifier cell, followed by a phase shifter
at 180 [deg.] and a resistance, the resistances in series
with the output of the three routes being reduced to a summing amplifier, the overall transfer template
of the system being calculated so as to present three sections, a first section dealing with the signals
at low level, for example of -40 dB and less, with
a linear transfer, the second section dealing with
average signals, for example from -40 to -10 dB, with an expansion of a factor for example of the order of 1.3,
and the third section processes strong signals, for example from -10 dB and above, in a linear fashion.
Other details and particularities of the invention will emerge from the description below, given by way of nonlimiting example and with reference to the appended drawings, in which:
Figure 1 is a block diagram of the audio signal processor according to the invention. Figure 2 is a more detailed diagram of the preamplifier in Figure 1. Figure 3 is a block diagram of an electronic switch. FIG. 4 is a block diagram of the background noise reduction system incorporated in the processor of FIG. 1.
Figures 5 to 8 are diagrams used for the explanation of the operation of the noise reduction system of Figure 4.
Figure 9 is a block diagram of the sound reproduction channel decoder of the processor illustrated in Figure 1. Figure 10 is a block diagram of the delay circuit used with the processor of Figure 1. Figure 11 is a diagram of a time constant control circuit used in the noise reduction system according to the invention. Figure 12 is a diagram of another time constant control circuit that can be used with the noise reduction system according to the invention. FIG. 1 is the block diagram of the processor of recorded audio signals. In the illustrated embodiment, the processor has two balanced inputs L1 / R1 and L2 / R2, which are coupled by impedance transformers T to preamplifier circuits 1 to 4.
Electronic switches 5 to 8, allowing selection of signal sources, send the selected input signals to summing circuits 9 and 10. Switches 5 to 8 are controlled so that only one source is selected at a time given, while the other is blocked. The selected signals pass through bandpass filters 11 and
12, with cut-off frequencies of 35 Hz and 18 kHz for example, so as to limit the band transmitted to the useful audio signals ,,, The part described so far constitutes the preamplifier block A of the processor.
Regarding the input signals, there
can be any audio signal recorded, preferably in stereo form and with background information. This will include signals from
of the soundtrack of a spatial or "surround sound" film.
Signals from the preamplifier are applied to a background noise reduction and mono / stereo selection block. The signals are sent to background noise reduction modules 13 and
15, described in more detail below, and to a summing amplifier 14. The latter adds the signals L1 / R1 or L2 / R2 according to the input selection. A monophonic signal is thus obtained which is applied to a so-called "academic" filter 15, of the low-pass type with an attenuation curve of -20 dB at 9000 Hz and a slope of -6 dB per octave. The selection between
stereo or mono reproduction is carried out by electronic switches 17 to 19. In the case of stereo recording, the signals pass through the noise reduction modules 13 and 15 and the switches
17 and 19 then conductors, while the switch
18 is blocked. The signals then pass through summing circuits 20 and 21.
In the case of monophonic recording, the switches 17 and 19 are blocked, while the switch 18 is conductive. The left (L) and right (R) signals added by the circuit 14 and filtered by the circuit 16, pass through the switch 18 to be distributed between the summing circuits 20 and 21.
The signals are then sent to block C comprising the reproduction channel decoder and possibly preamplifiers for other sources of audio signals (record players, etc.). These signals from block B first pass through preamplifiers 22 and 23 to reach electronic switches 26 and 27, while those from other sources pass through preamplifiers
24 and 25 to be applied to electronic switches 28 and 29. All these switches allow
selecting the appropriate signals.
The audio signals then arrive at a decoder 30 making it possible to extract from the recording signals left, center, right and ambience in the case of a film of the "surround sound" type for example.
If the listening room is large (cinema room), the decoder can also produce center left and center right signals to avoid a hole in the sound image.
The outputs of the decoder are sent to correction and power amplifiers 31 to 41 to attack the sound reproducers.
The ambient signal is passed through a delay circuit in order to compensate for any echo effect due to the location of the ambient reproducers at the rear of the room.
Finally / the various electronic switches are controlled by a module G with digital circuits ensuring an appropriate logic control mode.
Referring to Figure 3, we will now describe in more detail the principle of the various switches used according to the invention and whose particular design allows to achieve a particularly low crosstalk.
The input signal 1 is offered to the drain of a chap effect transistor Tl, the gate of which receives by a diode Dl, a control voltage, positive or negative. With a positive voltage, the transistor Tl is conductive and sends the input signal to its source,
which is connected to a second field effect transistor T2. The gate of the latter is also connected
at a control voltage, negative in this case. T2 is therefore blocked and it offers a very high resistance to the signal compared to the ground to which its source is connected. The signal can therefore reach output 2 without attenuation. The control voltages of T1 and T2 are inverse. Consequently, when the transistor Tl is blocked with a negative voltage to prevent the signal from passing, a positive voltage is applied to the transistor T2 and it becomes conductive, which allows any residual signal passing through to ground.
Tl because of its high resistance but finished in the locked position. This greatly improves the crosstalk ratio between the selected signals.
To allow parallel coupling of several T2 transistors on the same signal line
without short-circuiting it to ground when the transistors T2 are made conductive, there is provided for each pair of electronic switches, a summing amplifier receiving at its inputs the outputs of switches at any time taking opposite positions and the output of which attack the common line which
is thus decoupled from the mass.
Any recording, whether magnetic or optical, presents the problem of the appearance of background noise during its reproduction. Many noise reduction systems have already been proposed, one of the best known of which is that developed by the Dolby laboratories. A variant of this Dolby system is applied to recording the soundtrack of films with spatial effect, called "surround sound". The present invention provides a system for reducing background noise at reproduction which allows the decoding of a recording made according to this Dolby system, although by applying other principles.
We will first refer to Figure 4,
where we can observe that an input signal 1 is distributed over three different paths, namely a first passive path with a resistor 11, a second passive path with a low-pass filter cell 12
and a resistor 10, and finally a third active path comprising a high-pass filter 2, an amplifier 3, an expander device 15 with a rectifier
4 to which is coupled a capacitor 7 and a Zener diode 6, and which controls a variable gain amplifier cell 5. The latter is followed by a 180 [deg.] Phase shifter 8 and a resistor 9.
The signals obtained after resistors 9, 10 and 11 are added in a summing amplifier
13 and they appear at its output 14. The high pass filter 2 has its point -3 dB at 250 Hz and the same is true for the low pass filter 12. Consequently the part
active only acts from 250 Hz and, the low frequencies are slightly processed at low level by the expander system.
The overall transfer curve is shown in Figure 5 and has three parts. The first part 1 deals with low level signals, for example.-40dB and less. In this region, the transfer is linear. With the same scale for both axes, this part of the curve makes an angle of 45 [deg.] In the lower left quadrant.
The second part 2 deals with the signals between
-40 dB and -10 dB for example. This is the part corresponding to the expansion, which means that for a variation at the input of X dB, the output varies from Y x X dB, y being the expansion factor, chosen here <EMI ID = 1.1>
The third part 3 acts for signals of -10 dB and more and the transfer is done there linearly. This gives a total transfer curve similar to that adopted by the Dolby laboratories, but by different means.
According to the invention, the signals from the three paths making up the expander are added. For a weak signal, direct circuits 11 and 12/10 provide the largest fraction of the signal
Release .
In the case of a high level input signal, the active path provides the largest fraction of the output signal. The active circuit is an expander, for example of the type NE 571
or the like, with an expansion rate of 2/1. The active expander circuit 15 comprises a rectifier 4 and a variable gain amplifier cell 5, followed by an operational amplifier not shown in FIG. 4 because it is not essential for a good understanding of the system. Its transfer template is given in FIG. 6. When the same input signal is applied to circuits 4 and 5 in FIG. 4 and the amplitude is increased, the capacitor 7 is charged with
a corresponding increasing potential which controls the variable gain cell to increase its gain. When the input signal decreases, the capacitor 7 discharges through an internal resistance of the circuit 15, of the order of 10 kohms and it therefore causes a reduction in the gain. Circuit 15 is calculated to provide a
rate of change of 2/1. Similarly, for an input signal of 0 dB, it gives an output signal of 0 dB. On either side of this point, the variation is 2/1. To vary the position of this level point
equal, we can act on the inputs of circuits 4 and 5
or on the output of the device 15. It seems preferable to act on the input of the circuit 4 in order to avoid production of additional background noise and to avoid over-modulation of the cell 5.
It was previously indicated that the curve
of transfer in Figure 5 becomes linear from about - 10 dB, that is to say that the gain of cell 5 becomes stable. This is achieved by blocking
at a suitable level the voltage at capacitor 7 using the Zener diode 6 in parallel.
In FIG. 7, it can be seen that the action of
the Zener 6 diode starts at about - 10 dB from the input.
The transfer characteristic of the active part is illustrated in FIG. 8, curve 1. The expansion factor and the correction of the transfer characteristic must still be reduced below -40 dB. To reduce the expansion rate, a passive linear transfer circuit is connected in parallel with the active circuit. It's the relationship between resistances
in Figure 4 which determines the rate of expansion. In the present case, a ratio giving an expansion rate of 1.3 is chosen. The linear characteristic produced by the resistor intersects at a level -35 dB the nonlinear characteristic of the expander, as indicated by curves 2 and 1 in figure 8. Curve 3 is the sum of curves 1 and 2. Consequently from the exponential distance from curve 1, the characteristic becomes linear from -40 dB.
As described above, the noise reduction system has the intrinsic defect of working with only one time constant in what converges
<EMI ID = 2.1>
of time results from the internal resistance of the rectifier circuit (about 10 kohms) and the external capacity of it. With a time constant of the order of
30 milliseconds we obtain advantageous results, but we must eliminate low frequencies before input
rectifier to avoid distortions and therefore these low frequencies must pass through a low pass filter circuit to represent them at the output.
Another disadvantage appears when the expander is confronted with high energy impulse signals, as in the case of the sounds of a piano. Indeed, this energy is sufficient to fully charge the condenser of the rectifier, resulting in the entry into action of the expander. The sound quickly reaches zero again, while the capacitor does not
discharges more slowly, breath or noise
background becomes audible for a fraction of a second, which causes a very annoying "pumping" effect. The solution to this problem consists in modifying the attack and decay times according to the nature of the signal to be processed.
A first possible solution is illustrated in FIG. 11 and consists in discharging the capacitor C3, coupled to the rectifier circuit of the expander, very quickly when the input signal suddenly drops to a low or zero level. Input 1 of the circuit applies the signal from the high pass filter of the expander to a two-wave rectifier. A first time constant is fixed by a capacitor C1 and a resistor
<EMI ID = 3.1>
positive discharge when the input signal decreases. This cell is followed by a differential circuit with output locked in level by a diode Dl for negative voltages. An abrupt increase in the voltage at the capacitor C1 has no effect at the output of the differential circuit while with an abrupt fall in this voltage, a negative pulse appears at the output. The pulse length is fixed by a capacitor C2 and a resistor R2 and this time constant must be shorter than that of the previous cell, for a differential action. A circuit A1 reverses the pulse and applies it to a field effect transistor that becomes conductive when a positive voltage is applied to its jumper, which causes the capacitor C3 to discharge by the resistor R5.
A second possible solution is illustrated
in Figure 12. In this case, the signal level is detected with a peak detector formed by an amplifier-amplifier Al, a diode Dl and a capacitor Cl.
<EMI ID = 4.1>
tor Cl after charging at the input signal from a two-wave rectifier.
is then sent by a buffer stage in a resistor R2 and charges a capacitor C2. During an abrupt change in positive direction of the input signal, the current flowing through R2 generates a voltage drop which, if it exceeds the limit voltage of a diode D3 connected in series with a resistor R3 in parallel with R2, makes this diode conductive, resulting in the charging of the capacitor C2 through a resistance of value fixed by the parallel connection of R2 and R3. During this charge, a point is reached where the voltage is lower than the limit voltage of D3, the latter is blocked and isolates the
<EMI ID = 5.1>
allows the charging of the capacitor to be completed. During negative pulses, with a decline in the signal, the capacitor discharges through R2 and the impedance of the buffer stage (approximately 10 ohms). The discharge current being high during a sudden drop in the signal, the voltage drop in the resistor R2 is sufficient to make the diode D2 conductive. No resistance being provided in this circuit, with the exception of the output impedance of the buffer stage, the capacitor discharges immediately through the diode. The capacitor discharges to the level of the momentary voltage at the output of the buffer stage. This discharge takes place at the speed of the signal decline as long as the time constant Cl / Ri is sufficiently short compared to the signal decline.
The output 3 of the control circuit is connected in this case to the input of the cell to
variable gain.
To adapt the time constant to the frequency of the signal, several identical circuits can be provided, each processing a particular range of frequencies. The ranges can be chosen with
bandpass filters. This makes it easier to adapt
the time constants for the signals to be processed.
After passing through the reducing system of
background noise, the signals reach the channel decoder. In this one, illustrated in figure 9, the ambient signal is decoded by subtraction of the left channels
and right using an instrumentation amplifier
formed by circuits 8, 9 and 10, this configuration offering the same input impedance on each of the
starters. In addition, strong common mode rejection is obtained with such an amplifier.
Circuit 5 is a simple summator adding the left and right channels to restore the
central channel which is 180 [deg.] out of phase with respect to
left and right channels. In the case of a large listening room, we can also produce center-left channels
and center-right from the previous three channels
by means of subtraction circuits 6 and 7. The central channel phase shifted by 180 [deg.] is subtracted from the left channel
to form the center-left channel and the right channel to form the center-right channel. Circuits 3 and 4 are
phase inverters interposed in the lines of the left and right channels in order to restore the correct phase between the various output channels 11,12,13,14,15 and 16.
The delay circuit for the room signal is shown in Figure 10. It is a circuit
analog and not digital delay. The input signal A first passes through a high-pass filter 1 which eliminates the low frequencies below 100 Hz, because they have too great an amplitude which can cause distortions. Then the signal is compressed in a compressor circuit 2, at the output of which the signal passes through a low-pass filter of the sixth order Butterworth type with a cut-off frequency of 13 kHz,
which avoids a distortion of "fold-over". After level adaptation in a circuit 4, the signals reach delay circuits 5 and 6, of the "bucket brigade" type or analog memories with registers. These memories are controlled by a rocker 9 paced by
a fixed frequency oscillator 7 followed by a variable divider circuit 8. The sampling frequency can be varied between 40 and 400 kHz, which allows delays of 10 to 100 milliseconds. Then the signals pass through a Butterworth type low pass filter of the
8th order with a cutoff frequency of 10 kHz, which eliminates any component of the sampling frequency, then the signals are amplified by a circuit 11 and applied to an expander circuit 12, which acts in reverse of the compressor circuit 2 to restore the original signals. This compression-expansion allows a gain in dynamics and a reduction in background noise in the delay circuit of the order of 30 dB.
The signals are also sent to various correctors and finally to the power amplifiers in order to be able to attack the sound reproducers placed in the appropriate places in the listening room.
It should be understood that the present invention is in no way limited to the above embodiments and that many modifications can be made without departing from the scope of this patent.
For example, it is possible to code the signals before recording, to obtain the effect of reduction of background noise, by passing them through a system carrying out a symmetrical compression of the expansion carried out in the expander system of the noise reduction of the block B. This compressor system is then designed in reverse of the expander system.
CLAIMS
1. Processor of recorded audio signals, characterized in that it comprises a preamplifier ensuring selection and definition of the band of the audio signals coming from a recording player,
a noise reducer, a decoder making it possible to obtain, from stereo input signals with so-called spatial or "surround" information, the signals of left, center, right and possibly of ambience, and one or more stages output for attacking sound reproducers.