Dispositif de réglage d'un filtre d' équilibrage adaptatif La présente invention concerne un dispositif destiné au réglage d'un filtre d'équilibrage numérique, de type adaptatif, incorporé dans un ou.plusieurs joncteurs d'abonné, ces joncteurs étant connectés à un étage sélecteur commun dans un autocommutateur téléphonique.
L'invention porte plus particulièrement sur un dispositif destiné au réglage d'un filtre d'équilibrage numérique adaptatif incorporé dans chaque joncteur parmi un groupe de joncteurs d'abonné, connectés en commun à
un autocommutateur téléphonique, ce réglage s'effectuant sous la dépendance de l'impédance d'une ligne connectée
à un joncteur d'abonné. Outre le filtre d'équilibrage, chaque joncteur comprend un circuit de transfert deux
fils à quatre fils entre une ligne entrante à deux fils
et deux branches à quatre fils, un interrupteur destiné
à connecter et à déconnecter le filtre d'équilibrage entre ces branches, des filtres et des convertisseurs dans chacune des branches. Conformément à l'invention, on peut faire varier de façon automatique la caractéristique de fréquence d'un filtre d'équilibrage numérique incorporé dans un joncteur d'abonné, sous la dépendance de la caractéristique de fréquence de l'impédance de ligne connectée au joncteur d'abonné dans une connexion donnée, consi.dé-' rée du filtre d'équilibrage vers la ligne ou le côté "ligne".
En télécommunications, lorsqu'on transmet des communications téléphoniques d'un abonné vers un autre, il est nécessaire de séparer les sens de transmission à l'aide d'un embranchement, encore appelé circuit hybride. Ceci divise la ligne entrante à deux fils et bidirectionnelle provenant d'un poste d'abonné pour donner une transmission à quatre fils, c'est-à-dire deux connexions unidirectionnelles,pour permettre la conversion, le filtrage, l'amplification, etc, du signal, qui ne peuvent être effectués que dans un seul sens.
Lorsque deux postes d'abonné à deux fils sont connectés ensemble par un autocommutateur à quatre fils, il est nécessaire que l'atténuation dans la boucle à quatre fils, c'est-à-dire la boucle comprenant le circuit hybride, les deux chemins unidirectionnels à quatre fils et la connexion ou l'étage de commutation de l'autocommutateur, dépasse une certaine valeur pour éviter les problèmes de stabilité. Une possibilité consiste à incorporer une atténuation dans l'étage de commutation de l'autocommutateur, mais ceci entraîne une atténuation inutile des signaux qui doivent être transmis.
Pour obtenir une atténuation d'embranchement suffisamment élevée, dans le but d'éviter les problèmes de stabilité mentionnés précédemment et donc d'obtenir une séparation des signaux suffisante dans le circuit hybride, l'impédance d'équilibrage de ce circuit doit être adaptée de façon précise à l'impédance dans la ligne qui est connectée à l'autocommutateur au moment considéré, par l'intermédiaire du joncteur d'abonné. Il est donc impossible d'utiliser la même impédance d'équilibrage pour tous les abonnés du fait que, par rapport au circuit hybride,
il peut y avoir une dispersion considérable des impédances d'entrée correspondant aux différentes lignes d'abonné.
Il a été proposé dans l'art antérieur, par exemple dans le brevet des E.U.A n[deg.] 3 982 080,de régler automatiquement la valeur de l'impédance d'équilibrage d'un circuit hybride sous la dépendance de la valeur de l'impédance d'une ligne donnée parmi plusieurs lignes disponibles, pour obtenir ainsi une adaptation d'impédance optimale entre le circuit hybride et la ligne.
L'invention a pour but de réaliser un dispositif destiné au réglage de l'impédance d'équilibrage dans un joncteur d'abonné, du type mentionné ci-dessus, dans le
cas dans lequel l'impédance d'équilibrage comprend un filtre numérique dont on peut faire varier la caractéristique de fréquence de façon classique, en faisant varier les paramètres appliqués au filtre. Le dispositif proposé peut donc être disposé en un point central, par exemple en relation étroite avec l'étage de commutation de l'autocommutateur, afin de pouvoir être utilisé individuellement par plusieurs abonnés.
Le dispositif de l'invention est caractérisé par l'existence d'une unité de commutation connectée aux deux branches à quatre fils, dans le but de connecter une unité de sélection à l'un des joncteurs d'abonné, en même temps que le filtre d'équilibrage est déconnecté de ces branches.
L'unité de sélection comprend :
(a) un générateur de signal de test destiné à émettre un signal de test périodique contenant au moins une fréquence, dans une boucle contenant l'une des branches à quatre fils, la ligne d'abonné et l'autre branche à quatre fils,
(b) un groupe de filtres contenant N filtres numériques connectés en parallèle de façon à recevoir un signal correspondant au signal de test présent à l'entrée du filtre d'équilibrage, la fonction de transfert de chaque filtre du groupe correspondant à la fonction de transfert du filtre équivalent formé par l'impédance de ligne de chaque ligne parmi au moins N lignes qui sont connectées au poste d'abonné et à la partie de ladite boucle qui est connectée au filtre d'équilibrage,
(c) plusieurs circuits de sommation, au nombre de N,
destinés à faire la somme du signal de test qui a parcouru la boucle et du même signal de test filtré dans ledit filtre du groupe de filtres,
(d) une unité de mesure destinée à établir un critère-à partir des signaux provenant des circuits de sommation, par rapport à l'un des filtres dont la fonction de transfert présente la meilleure correspondance avec la fonction de transfert du filtre équivalent, et
(e) une unité de mémoire qui enregistre plusieurs paramètres de filtre correspondant aux paramètres de chacun des filtres du groupe de filtres et qui, sous la dépendance du signal obtenu à partir du circuit de mesure, émet vers le filtre d'équilibrage des signaux correspondant aux paramètres du filtre du groupe dont le signal de sortie satisfait ledit critère, dans le circuit de mesure, après sommation dans les circuits de sommation.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels :
La figure 1 est un schéma synoptique du dispositif de l'invention connecté à un joncteur d'abonné ; La figure 2 représente un filtre numérique qui est incorporé en tant que filtre d'équilibrage dans le joncteur d'abonné correspondant à la figure 1 ; et La figure 3 est un schéma synoptique d'une unité de mesure et d'une unité de mémoire qui font partie de l'unité de sélection de la figure 1.
On voit sur le schéma synoptique de la figure 1 un joncteur d'abonné I, une unité decommutation II qui fait partie d'un autocommutateur téléphonique et une unité de
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connue et il comprend un circuit hybride G dont l'entrée est constituée ,par une connexion bidirectionnelle à deux fils provenant d'un poste d'abonné qui est connecté au joncteur I. Le circuit hybride G est de structure connue
et il a pour fonction de diviser les signaux présents sur la connexion à deux fils en deux chemins de signal unidirectionnels, mais il ne contient pas l'impédance d'équilibrage des circuits classiques. Un premier chemin de signal comprend un convertisseur analogique-numérique AD
et un filtre numérique F4, tandis que le second chemin de signal contient un convertisseur numérique-analogique DA
et un filtre numérique F3. L'entrée de ligne du circuit hybride est désignée par p. Les deux chemins de signal . sont connectés par l'intermédiaire d'un filtre d'équilibrage B, qui correspond à l'impédance d'équilibrage des circuits hybrides connus, et par un circuit de sommation So. La boucle G, AD, F4, SO, B, F3 et DA ainsi formée constitue le circuit hybride proprement dit qui est incorporé dans le joncteur d'abonné I. Si on désigne par Al l'atténuation dans les éléments F3, DA et G et dans le chemin allant vers l'abonné par la ligne, et si on désigne par A2 l'atténuation dans le chemin venant de l'abonné par la ligne et dans les éléments G, AD et F4, l'atténuation A3 dans la boucle est telle que la relation A3-A1-A2 >0 soit satis-faite.
Les signaux qui proviennent du convertisseur DA dans le second chemin de signal doivent être annulés par les signaux provenant du filtre d'équilibrage B dans le circuit de sommation So, ces signaux traversant le circuit hybride G et atteignant le premier chemin de signal et étant également émis sur la ligne et réfléchis à nouveau. D'une manière connue, le convertisseur AD convertit les signaux de parole analogiques entrants provenant du circuit hybride G en signaux codés en MIC, c'est-à-dire en signaux numériques sous la forme d'impulsions binaires. Le convertisseur DA reçoit ces impulsions et il les convertit en signaux analogiques qui sont renvoyés vers l'abonné après avoir traversé le circuit hybride G.
Dans le mode de réalisation considéré du cir-
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lisés pour limiter la bande des signaux dans les deux chemins de signal à la bande de fréquence fixée, par exemple 0-4 kHz, qui correspond à une bande de parole, et ces filtres sont constitués par des filtres numériques d'un type connu. Les conversions analogique-numérique et numériqueanalogique sont effectuées de façon appropriée à une cadence d'échantillonnage qui est par exemple de 512.kHz et qui est plus élevée que celle utilisée dans l'unité de sélection qui suit. Outre la limitation de la bande, les filtres ont pour fonction d'amener la fréquence d'échantillonnage dans les convertisseurs AD et DA à la fréquence' d'échantillonnage inférieure (8 kHz) de l'unité de sélection.
La fonction de filtrage a donc été divisée de façon que les filtres FI et F3 soient connectés dans une branche pour les signaux sortants qui proviennent du joncteur d'abonné, tandis que les filtres F2 et F4 sont destinés aux signaux entrants.
Le filtre d'équilibrage B est du type numérique
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tandis que sa sortie est connectée à une entrée du circuit de sommation So par l'intermédiaire d'un élément de commutation commandé Kl. L'autre entrée du circuit de sommation So est connectée à la sortie du filtre F4 et sa sortie est connectée à l'entrée du filtre F2. Les filtres
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type récursif, tandis que les filtres F3 et F4 sont des filtres transversaux ayant pratiquement le même aspect. Un compresseur numérique CP1 et un extenseur EX1 sont connec-
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pression aux signaux sortants du filtre F2 et une exten-
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Les signaux apparaissant entre les bornes Xa et Xb, qui sont respectivement les signaux de sortie du compresseur CP1 et les signaux d'entrée de l'extenseur EX1, constituent les signaux de parole qui sont acheminés sous forme codée en binaire, du type MIC, dans l'autocommutateur placé à la suite. Le sous-ensembleII symbolise un dispositif de commutation de l'autocommutateur qui est destiné à transmettre les signaux provenant du joncteur d'abonné 1 et à recevoir ceux qui proviennent de l'unité de sélec-
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corporé au circuit sélecteur existant de l'autocommutateur téléphonique, en tant qu'élément de connexion commun, par exemple pour les signaux constitués par des fréquences discrètes qui sont appliquées à l'autocommutateur. Cet élément de connexion est dans la position ouverte pour les communications connectées. Selon une variante, conforme à ce qu'on a représenté sur la figure 1 dans un but de clarté, l'élément de commutation peut consister en une unité séparée des autres unités de connexion de l'autocommutateur, cette unité n'étant actionnée par le processeur central de l'autocommutateur que lorsque l'unité de sélection III
doit fonctionner, lorsqu'elle transmet les signaux du jonc-
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ment de commutation K2 est dans la position fermée, et lorsque-l'unité de sélection III est ainsi connectée, l'élément de commutation Kl est commandé de façon à être ouvert afin de déconnecter le filtre d'équilibrage B. Dans la situation inverse, lorsque l'unité de sélection III est déconnectée
(l'élément de commutation K2 est ouvert), le filtre d'équilibrage B est connecté (communication connectée).
Conformément à l'invention, une unité de sélection III est ainsi branchée dans l'autocommutateur de façon que peur un état décroché d'un poste d'abonné, l'unité III soit connectée au joncteur d'abonné I qui est associé à l'abonné. Conformément au principe de l'invention, l'unité de sélection est conçue de façon à pouvoir desservir plusieurs joncteurs d'abonné connectés à l'autocommutateur commun. Cependant, dans un but de clarté, on a représenté sur la figure 1 un seul élément de commutation
K2 et un seul joncteur d'abonné I. On notera toutefois que plusieurs joncteurs d'abonné peuvent être branchés par l'intermédiaire d'éléments de commutation supplémentaires dans l'étage de commutation II de l'autocommutateur, afin d'être connectés à l'unité_de sélection III. Pour ceci,
il suffit seulement que l'élément de commutation K2 soit commandé par le processeur de l'autocommutateur de façon que lorsque le joncteur d'abonné I correspondant à la figure 1 n'est pas actionné, l'élément de commutation K2 soit ouvert, tandis que l'élément de commutation correspondant qui est associé à un joncteur I à l'état actif
(non représenté sur la figure 1) est fermé.
L'unité III contient un générateur de signal de test TS qui émet un signal de test sous forme numérique, c'est-à-dire un signal sinusoïdal de basse fréquence, codé en conformité avec la conversion des signaux de parole dans le joncteur d'abonné I. Un compresseur numérique CP2, du même genre que le compresseur numérique CP1, est connecté entre la sortie du générateur de signal de test TS
et l'entrée de l'élément de commutation K2. Un filtre numérique Hl est en outre connecté à la sortie du générateur de signal de test et les caractéristiques de ce filtre sont choisies de façon que pour la fréquence du signal
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teur d'abonné I. Plus précisément, si les fonctions de
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en désignant par fo la fréquence du signal de test.
La sortie du filtre Hl est connectée à un groupe de filtres. Ce groupe contient N filtres numériques B1...BN
ayant tous des structures similaires mais des caractéristiques différentes qui correspondent aux caractéristiques de la fonction de transfert "vue" dans la direction de la ligne à deux fils, à partir des bornes b, b' du filtre d'équilibrage B. Le nombre N n'est pas nécessairement le même que le nombre de lignes d'abonné, et un filtre B. peut correspondre à plusieurs lignes. Une entrée de plusieurs circuits de sommation S1...SN est connectée à
la sortie de chaque filtre B1....BN. La seconde entrée de ces circuits de sommation S1...SN est connectée à l'élément de commutation K2 par l'intermédiaire d'un filtre numérique H2 et d'un circuit extenseur EX2. Les caractéristiques du filtre H2 sont choisies de façon qu'il reproduise : la fonction de transfert inverse du filtre
F2 pour la fréquence du signal de test, c'est-à-dire que si les fonctions de transfert des filtres F2 et H2 sont respectivement :
<EMI ID=13.1>
en désignant par fo la fréquence du signal de test.
En association avec le compresseur CP1 (ainsi que les circuits CP2 et EX2), le circuit extenseur EX1 constitue de façon classique un compresseur-extenseur destiné à réduire le bruit de quantification du codage MIC dans le joncteur d'abonné I.
Les sorties des circuits de sommation S1...SN sont connectées à un circuit de mesure M. Ce circuit mesure
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un intervalle de temps approprié, par exemple une période du signal de test, 1/fo, et il est connecté à l'entrée d'adresse d'une mémoire de. coefficients KM. Cette mémoire peut être une mémoire morte dans laquelle sont enregistrés les coefficients pour chacun des filtres B1....BN (ceci sera décrit en détail ultérieurement). Parmi les signaux
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moyenne, c'est-à-dire la plus faible énergie, donne un signal d'adresse qui est appliqué du circuit de mesure M à la mémoire de coefficients KM. Cette dernière est connectée à l'entrée de commande du filtre d'équilibrage B dans le joncteur d'abonné, afin d'appliquer à ce filtre le groupe de coefficients sélectionné.
Avant de décrire le fonctionnement de l'unité de sélection, on décrira de façon plus détaillée la figure 2 qui représente un mode de réalisation du filtre d'équilibrage B. L'entrée b du filtre B est connectée à plusieurs éléments de retard DL1....DLM. L'entrée de chaque élément de retard, ainsi que la sortie du dernier élément de retard DLM,sont connectées à plusieurs multi-
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de ces derniers sont connectées à un circuit de sommation S. Le retard de chaque élément de retard DL1...DLM est déterminé par la cadence d'échantillonnage des signaux entrants du filtre B, par exemple 16 kHz si la cadence d'échantillonnage des signaux qui proviennent de l'autocommutateur est multipliée par un facteur égal à 2 dans le filtre FI. Les entrées de commande des multiplicateurs sont connectées aux N sorties de la mémoire de coefficients KM dans l'unité de sélection III. Le filtre B constitue ainsi un filtre transversal adaptatif qui reçoit des signaux de commande à partir d'une mémoire KM de façon à définir un groupe de coefficients, ce qui permet d'obtenir les caractéristiques de filtrage nécessaires pour le filtre B.
C'est l'unité de sélection III qui détermine le groupe de coefficients nécessaire pour le filtre B afin d'obtenir le meilleur équilibrage pour une ligne d'abonné donnée.
Lorsque le poste téléphonique de l'abonné est à l'état décroché, un signal est émis vers l'autocommutateur de façon à connecter -l'unité de sélection III au joncteur d'abonné I par l'intermédiaire de l'élément de commutation K2. L'élément de commutation Kl est commandé de façon à être ouvert simultanément. Le générateur de signal de test TS émet un signal de test sinusoïdal échantillonné, par exemple la tonalité de connexion sous une forme échantillonnée, qui est soumis à une compression dans le circuit CP2 et à une extension dans le circuit EX1, conformément à une loi de compression-extension fixée. L'atténuation et le déphasage du signal de test sont les mêmes
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aux points b et b' sont donc pratiquement les mêmes. Le signal présent au point b poursuit son chemin en traversant le filtre F3, le convertisseur DA, le circuit hybride G et la ligne d'abonné, et il est réfléchi par le posté téléphonique d'abonné en direction du point c, en passant. par la ligne, le circuit hybride G, le convertisseur AD
et le filtre F4. Le chemin du signal allant du point b
au point c en passant par les éléments mentionnés ci-dessus et par 'la ligne est donc équivalent à un filtre F dont la
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laire à la fonction de transfert B(f) du filtre d'équilibrage, mais de signe inverse. Si on désigne par x(t) le signal appliqué à l'entrée du filtre d'équilibrage B et du filtre F3 et par X(f) la fonction représentative de
ce signal dans le domaine des fréquences, et si on désigne par y(t) le signal de sortie du circuit de sommation So et par Y(f) la fonction représentative de ce signal dans le domaine des fréquences, on a :
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en désignant par F(f) et B(f) les fonctions de transfert res-pectives du filtre équivalent F et du filtre d'équilibrage B.
Lorsque l'élément de commutation Kl est ouvert, c'est-à-dire lorsque l'élément de commutation K2 est fermé, au point de vue du signal, les points b, c sont équiva-
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ximativement identique à 'x(t) et le signal au point c est approximativement identique à y(t). Les caractéristiques de chacun des filtres B1....BN, constituant le groupe de filtres dans l'unité de sélection III, ont été choisies
de façon que ces filtres soient aussi similaires que possible au filtre équivalent F, défini ci-dessus, pour
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dans l'unité de sélection III correspondent respectivement
<EMI ID=23.1>
Pour que l'égalisation des signaux ait lieu dans le circuit de sommation So (lorsque l'élément de commutation Kl
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possible, ce qui implique que le filtre d'équilibrage soit adapté à l'impédance de ligne. On peut donc prendre le signal Yk(t) en tant que mesure de la similitude entre la fonction de transfert de l'un des filtres B1...BN et la fonction de transfert du filtre équivalent F, avec le signe inverse.
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donc déterminée dans l'unité de sélection III, en déterminant la valeur de k (k=l,...,N)du signal Yk(t) qui a la plus faible énergie. L'énergie du signal Yk(t) prove-
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forme :
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ble. Le circuit de mesure M forme donc une valeur quadra-tique moyenne de tous les signaux de sortie provenant des circuits de sommation S1...SN, et un signal apparaissant sur sa sortie ê est émis vers la mémoire de coefficients KM. Cette dernière donne le numéro d'ordre k du filtre Bk pour lequel on obtient la plus faible énergie du signal
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signal de sortie du circuit M est une information d'adresse binaire pour la mémoire de coefficients KM et cette information sélectionne dans cette mémoire le groupe de
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les coefficients associés sont transmis, par exemple sous forme parallèle, de la mémoire KM vers les circuits mul-
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Les filtres Bl.... BNsont réalisés de façon appropriée sous la forme de filtres numériques transversaux du même genre que le filtre d'équilibrage conforme à la figure 2, avec la différence qui consiste en ce que les multiplicateurs numériques des filtres B1...BN ne sont pas variables mais ont des valeurs de multiplication fixes, calculées en mesurant les valeurs d'impédance de ligne pour les lignes d'abonné qui sont connectées à l'autocommutateur.
Le circuit de mesure M et la mémoire de coefficients KM placée, à la suite sont représentés de façon plus détaillée sur la figure 3. Le circuit de mesure comporte N multiplicateurs MU1....MUN dont les entrées forment les N entrées du circuit M. Chaque multiplicateur forme le carré d'un signal entrant y., pour donner en
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ACCN est connecté à chaque sortie de multiplicateur pour faire la somme des valeurs d'échantillon élevées au
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rée qui correspond à la période du signal de test sinusoïdal qui provient du générateur TS. Un circuit comparateur JF.compare les valeurs ainsi formées :
T T
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k=o k=o
sa sortie un signal d'adresse sous forme binaire qui donne le numéro d'ordre i du signal ayant la plus faible valeur.
La mémoire de coefficients KM consiste par exemple en une mémoire morte adressable dans laquelle sont
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pour les N filtres B1....BN. L'adressage effectué à partir du circuit de mesure M entraîne le transfert des coefficients sélectionnés,' sous forme parallèle, vers les
<EMI ID=36.1>
dans le mode décrit ci-dessus.
Le dispositif correspondant à l'invention peut naturellement être modifié sans sortir du cadre de l'invention. Par exemple, le générateur de signal de test peut émettre un signal contenant deux fréquences, une dans la gamme inférieure et l'autre dans la gamme supérieure
de la bande de la parole. Ceci convient dans ,le cas où
on utilise des lignes piipinisées. Les fonctions de trans-
<EMI ID=37.1>
tisfaire les relations données ci-dessus pour ces deux fréquences.
<EMI ID=38.1>
signal et les filtres F2, F4 dans le second déterminent
une cadence d'échantillonnage appropriée dans le filtre B. A titre d'exemple, on a supposé ci-dessus que la cadence d'échantillonnage était de 512 kHz dans les convertisseurs DA et AD et que les filtres F3, F4 portaient la fréquence 'd'échantillonnage à 16 kHz dans le filtre B. Selon ' une variante, le filtre B peut fonctionner à une cadence supérieure et, dans le cas extrême, il peut être directement connecté à l'entrée du convertisseur DA ou à la sortie du convertisseur AD (par l'intermédiaire du circuit
de sommation sa), ou bien il peut fonctionner à une cadence inférieure, en étant connecté à l'entrée du filtre Flou
à la sortie du filtre F2, la cadence d'échantillonnage étant alors de 8 kHz.
La connexion en parallèle des filtres B1...BN dans le groupe de filtres est avantageuse, du fait que
des signaux perturbateurs éventuels provenant de l'abonné ont alors le même effet sur tous les signaux de filtre au moment de la sommation dans les circuits de sommation SI... SN.
Enfin, il n'est pas obligatoire.de prendre la plus faible énergie du signal de sortie des circuits de sommation S1...SN en tant que critère de la meilleure adaptation du filtre B à l'impédance de la ligne. Il est également possible de former la valeur absolue du signal y(t) et d'utiliser comme critère la plus faible valeur absolue.
Il va de soi que de nombreuses autres modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention.
The present invention relates to a device for adjusting a digital balancing filter, of the adaptive type, incorporated in one or more subscriber junctions, these junctions being connected to a common selector stage in a telephone exchange.
The invention relates more particularly to a device intended for adjusting an adaptive digital balancing filter incorporated in each trunk from a group of subscriber trunks, connected in common to
a telephone exchange, this adjustment being made under the dependence of the impedance of a connected line
to a subscriber trunk. In addition to the balancing filter, each trunk includes a two transfer circuit
four-wire son between an incoming two-wire line
and two four-wire branches, a switch for
to connect and disconnect the balancing filter between these branches, filters and converters in each of the branches. In accordance with the invention, the frequency characteristic of a digital balancing filter incorporated in a subscriber junction can be varied automatically, depending on the frequency characteristic of the line impedance connected to the junction subscriber in a given connection, considering the balancing filter towards the line or the "line" side.
In telecommunications, when transmitting telephone communications from one subscriber to another, it is necessary to separate the directions of transmission using a branch, also called a hybrid circuit. This divides the incoming two-wire and two-way line from a subscriber station to give a four-wire transmission, i.e. two one-way connections, to allow conversion, filtering, amplification, etc. , of the signal, which can only be done in one direction.
When two two-wire subscriber stations are connected together by a four-wire branch exchange, it is necessary that the attenuation in the four-wire loop, i.e. the loop comprising the hybrid circuit, the two paths unidirectional four-wire and the connection or the switching stage of the PABX, exceeds a certain value to avoid stability problems. One possibility is to incorporate an attenuation in the switching stage of the PABX, but this leads to an unnecessary attenuation of the signals which have to be transmitted.
To obtain a sufficiently high branching attenuation, in order to avoid the stability problems mentioned above and therefore to obtain sufficient signal separation in the hybrid circuit, the balancing impedance of this circuit must be adapted to precisely to the impedance in the line which is connected to the PABX at the time considered, via the subscriber trunk. It is therefore impossible to use the same balancing impedance for all the subscribers because, compared to the hybrid circuit,
there may be considerable dispersion of the input impedances corresponding to the different subscriber lines.
It has been proposed in the prior art, for example in the US patent n [deg.] 3,982,080, to automatically adjust the value of the balancing impedance of a hybrid circuit under the dependence of the value of the impedance of a given line among several available lines, thus obtaining an optimal impedance adaptation between the hybrid circuit and the line.
The object of the invention is to provide a device intended for adjusting the balancing impedance in a subscriber junctor, of the type mentioned above, in the
case in which the balancing impedance comprises a digital filter whose frequency characteristic can be varied in a conventional manner, by varying the parameters applied to the filter. The proposed device can therefore be arranged at a central point, for example in close relation with the switching stage of the switch, so that it can be used individually by several subscribers.
The device of the invention is characterized by the existence of a switching unit connected to the two four-wire branches, for the purpose of connecting a selection unit to one of the subscriber junctions, at the same time as the balancing filter is disconnected from these branches.
The selection unit includes:
(a) a test signal generator intended to emit a periodic test signal containing at least one frequency, in a loop containing one of the four-wire branches, the subscriber line and the other four-wire branch,
(b) a group of filters containing N digital filters connected in parallel so as to receive a signal corresponding to the test signal present at the input of the balancing filter, the transfer function of each filter of the group corresponding to the function of transfer of the equivalent filter formed by the line impedance of each line among at least N lines which are connected to the subscriber station and to the part of said loop which is connected to the balancing filter,
(c) several summing circuits, N in number,
intended to add up the test signal which has traversed the loop and the same test signal filtered in said filter of the filter group,
(d) a measurement unit intended to establish a criterion -from the signals coming from the summing circuits, with respect to one of the filters whose transfer function has the best correspondence with the transfer function of the equivalent filter, and
(e) a memory unit which stores several filter parameters corresponding to the parameters of each of the filters in the filter group and which, depending on the signal obtained from the measurement circuit, transmits to the balancing filter corresponding signals to the parameters of the group filter whose output signal satisfies said criterion, in the measurement circuit, after summation in the summation circuits.
The invention will be better understood on reading the following description of an embodiment and with reference to the appended drawings in which:
Figure 1 is a block diagram of the device of the invention connected to a subscriber trunk; Figure 2 shows a digital filter which is incorporated as a balancing filter in the subscriber trunk corresponding to Figure 1; and Figure 3 is a block diagram of a measurement unit and a memory unit which are part of the selection unit of Figure 1.
We see on the block diagram of Figure 1 a subscriber trunk I, a switching unit II which is part of a telephone exchange and a communication unit
<EMI ID = 1.1>
known and it comprises a hybrid circuit G, the input of which is constituted by a bidirectional two-wire connection coming from a subscriber station which is connected to trunk I. The hybrid circuit G is of known structure
and it has the function of dividing the signals present on the two-wire connection into two unidirectional signal paths, but it does not contain the balancing impedance of conventional circuits. A first signal path comprises an analog-digital converter AD
and a digital filter F4, while the second signal path contains a digital-to-analog converter DA
and a digital filter F3. The line input of the hybrid circuit is designated by p. The two signal paths. are connected via a balancing filter B, which corresponds to the balancing impedance of known hybrid circuits, and by a summing circuit So. The loop G, AD, F4, SO, B, F3 and DA thus formed constitutes the actual hybrid circuit which is incorporated in the subscriber junctor I. If Al designates the attenuation in the elements F3, DA and G and in the path going to the subscriber by the line, and if A2 denotes the attenuation in the path coming from the subscriber by the line and in the elements G, AD and F4, the attenuation A3 in the loop is such that the relation A3-A1-A2> 0 is satisfied.
The signals from the DA converter in the second signal path must be canceled by the signals from the balancing filter B in the summing circuit So, these signals passing through the hybrid circuit G and reaching the first signal path and also being emitted on the line and reflected again. In a known manner, the converter AD converts the incoming analog speech signals coming from the hybrid circuit G into signals coded in MIC, that is to say into digital signals in the form of binary pulses. The DA converter receives these pulses and converts them into analog signals which are sent back to the subscriber after having crossed the hybrid circuit G.
In the considered embodiment of the circuit
<EMI ID = 2.1>
used to limit the signal band in the two signal paths to the fixed frequency band, for example 0-4 kHz, which corresponds to a speech band, and these filters are constituted by digital filters of a known type. Analog-to-digital and analog-to-digital conversions are carried out appropriately at a sampling rate which is for example 512.kHz and which is higher than that used in the following selection unit. Besides the band limitation, the function of the filters is to bring the sampling frequency in the AD and DA converters to the lower sampling frequency (8 kHz) of the selection unit.
The filtering function has therefore been divided so that the filters FI and F3 are connected in a branch for the outgoing signals which come from the subscriber trunk, while the filters F2 and F4 are intended for the incoming signals.
Balancing filter B is of the digital type
<EMI ID = 3.1>
while its output is connected to an input of the summing circuit So via a controlled switching element Kl. The other input of the summing circuit So is connected to the output of the filter F4 and its output is connected to the input of the filter F2. Filters
<EMI ID = 4.1>
recursive type, while filters F3 and F4 are transverse filters having practically the same aspect. A digital compressor CP1 and an expander EX1 are connected
<EMI ID = 5.1>
pressure at the outgoing signals from the F2 filter and an extension
<EMI ID = 6.1>
The signals appearing between the terminals Xa and Xb, which are respectively the output signals of the compressor CP1 and the input signals of the expander EX1, constitute the speech signals which are conveyed in binary coded form, of the MIC type, in the automatic switch placed next. The sub-assembly II symbolizes a switching device of the automatic exchange which is intended to transmit the signals coming from the subscriber's trunk 1 and to receive those which come from the selector unit.
<EMI ID = 7.1>
incorporated in the existing selector circuit of the telephone exchange, as a common connection element, for example for signals constituted by discrete frequencies which are applied to the exchange. This connection element is in the open position for connected communications. According to a variant, in accordance with what has been shown in FIG. 1 for the sake of clarity, the switching element may consist of a unit separate from the other connection units of the automatic switch, this unit not being actuated by the central processor of the PABX only when the selection unit III
must function, when it transmits the signals of the rod-
<EMI ID = 8.1>
The switching element K2 is in the closed position, and when the selection unit III is thus connected, the switching element K1 is controlled so as to be open in order to disconnect the balancing filter B. In the opposite situation , when selection unit III is disconnected
(the switching element K2 is open), the balancing filter B is connected (communication connected).
In accordance with the invention, a selection unit III is thus connected to the PABX so that, in the event of an off-hook condition of a subscriber station, the unit III is connected to the subscriber trunk I which is associated with the 'subscriber. In accordance with the principle of the invention, the selection unit is designed so as to be able to serve several subscriber junctions connected to the common automatic branch exchange. However, for the sake of clarity, there is shown in Figure 1 a single switching element
K2 and a single subscriber trunk I. Note, however, that several subscriber trunks can be connected via additional switching elements in switching stage II of the PABX, in order to be connected to the unit_of selection III. For this,
it suffices only that the switching element K2 is controlled by the processor of the PABX so that when the subscriber trunk I corresponding to FIG. 1 is not actuated, the switching element K2 is open, while that the corresponding switching element which is associated with an I trunk in the active state
(not shown in Figure 1) is closed.
Unit III contains a TS test signal generator which outputs a test signal in digital form, i.e. a low frequency sinusoidal signal, coded in accordance with the conversion of the speech signals in the trunk subscriber I. A digital compressor CP2, of the same kind as the digital compressor CP1, is connected between the output of the test signal generator TS
and the input of the switching element K2. A digital filter Hl is also connected to the output of the test signal generator and the characteristics of this filter are chosen so that for the signal frequency
<EMI ID = 9.1>
subscriber t I. More specifically, if the functions of
<EMI ID = 10.1>
<EMI ID = 11.1>
<EMI ID = 12.1>
by designating by fo the frequency of the test signal.
The output of the filter H1 is connected to a group of filters. This group contains N digital filters B1 ... BN
all having similar structures but different characteristics which correspond to the characteristics of the transfer function "seen" in the direction of the two-wire line, from the terminals b, b 'of the balancing filter B. The number N n is not necessarily the same as the number of subscriber lines, and a filter B. can correspond to several lines. An input of several summing circuits S1 ... SN is connected to
the output of each filter B1 .... BN. The second input of these summing circuits S1 ... SN is connected to the switching element K2 via a digital filter H2 and an expander circuit EX2. The characteristics of the H2 filter are chosen so that it reproduces: the reverse transfer function of the filter
F2 for the frequency of the test signal, i.e. if the transfer functions of filters F2 and H2 are respectively:
<EMI ID = 13.1>
by designating by fo the frequency of the test signal.
In association with the compressor CP1 (as well as the circuits CP2 and EX2), the expander circuit EX1 conventionally constitutes a compressor-expander intended to reduce the quantization noise of the coding MIC in the subscriber trunk I.
The outputs of the summing circuits S1 ... SN are connected to a measurement circuit M. This circuit measures
<EMI ID = 14.1>
an appropriate time interval, for example a period of the test signal, 1 / fo, and it is connected to the address input of a memory. KM coefficients. This memory can be a read-only memory in which the coefficients for each of the filters B1 .... BN are recorded (this will be described in detail later). Among the signals
<EMI ID = 15.1>
medium, that is to say the lowest energy, gives an address signal which is applied from the measurement circuit M to the memory of coefficients KM. The latter is connected to the control input of the balancing filter B in the subscriber junction box, in order to apply the selected group of coefficients to this filter.
Before describing the operation of the selection unit, FIG. 2 will be described in more detail, which represents an embodiment of the balancing filter B. The input b of the filter B is connected to several delay elements DL1. ... DLM. The input of each delay element, as well as the output of the last DLM delay element, are connected to several multi-
<EMI ID = 16.1>
of these are connected to a summing circuit S. The delay of each delay element DL1 ... DLM is determined by the sampling rate of the incoming signals from filter B, for example 16 kHz if the sampling rate of the signals that come from the switch is multiplied by a factor of 2 in the IF filter. The multiplier control inputs are connected to the N outputs of the coefficient memory KM in the selection unit III. Filter B thus constitutes an adaptive transversal filter which receives control signals from a memory KM so as to define a group of coefficients, which makes it possible to obtain the filtering characteristics necessary for filter B.
It is the selection unit III which determines the group of coefficients necessary for the filter B in order to obtain the best balancing for a given subscriber line.
When the subscriber's telephone set is off-hook, a signal is sent to the PABX so as to connect the selection unit III to the subscriber trunk I via the switching element K2. The switching element K1 is controlled so as to be open simultaneously. The test signal generator TS emits a sampled sinusoidal test signal, for example the connection tone in a sampled form, which is subjected to compression in the circuit CP2 and to an extension in the circuit EX1, in accordance with a law of compression-extension fixed. The attenuation and phase shift of the test signal are the same
<EMI ID = 17.1>
at points b and b 'are therefore practically the same. The signal present at point b continues on its way through the filter F3, the converter DA, the hybrid circuit G and the subscriber line, and it is reflected by the subscriber telephone set towards point c, in passing. by line, hybrid circuit G, AD converter
and the filter F4. The signal path from point b
at point c passing through the elements mentioned above and through 'the line is therefore equivalent to a filter F whose
<EMI ID = 18.1>
the transfer function B (f) of the balancing filter, but of opposite sign. If we designate by x (t) the signal applied to the input of the balancing filter B and the filter F3 and by X (f) the representative function of
this signal in the frequency domain, and if we designate by y (t) the output signal of the summing circuit So and by Y (f) the representative function of this signal in the frequency domain, we have:
<EMI ID = 19.1>
by designating by F (f) and B (f) the respective transfer functions of the equivalent filter F and of the balancing filter B.
When the switching element K1 is open, that is to say when the switching element K2 is closed, from the point of view of the signal, the points b, c are equivalent
<EMI ID = 20.1>
ximatively identical to 'x (t) and the signal at point c is approximately identical to y (t). The characteristics of each of the filters B1 .... BN, constituting the group of filters in the selection unit III, have been chosen
so that these filters are as similar as possible to the equivalent filter F, defined above, for
<EMI ID = 21.1>
<EMI ID = 22.1>
in selection unit III correspond respectively
<EMI ID = 23.1>
So that the equalization of the signals takes place in the summing circuit So (when the switching element Kl
<EMI ID = 24.1>
possible, which implies that the balancing filter must be adapted to the line impedance. We can therefore take the signal Yk (t) as a measure of the similarity between the transfer function of one of the filters B1 ... BN and the transfer function of the equivalent filter F, with the opposite sign.
<EMI ID = 25.1>
therefore determined in the selection unit III, by determining the value of k (k = l, ..., N) of the signal Yk (t) which has the lowest energy. The signal energy Yk (t) comes from
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form:
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<EMI ID = 28.1>
corn. The measurement circuit M therefore forms a mean square value of all the output signals from the summing circuits S1 ... SN, and a signal appearing on its output ê is sent to the memory of coefficients KM. The latter gives the sequence number k of the filter Bk for which the lowest signal energy is obtained
<EMI ID = 29.1>
output signal of circuit M is binary address information for the memory of coefficients KM and this information selects in this memory the group of
<EMI ID = 30.1>
the associated coefficients are transmitted, for example in parallel form, from the memory KM to the multi-circuits.
<EMI ID = 31.1>
The filters Bl .... BN are appropriately produced in the form of transverse digital filters of the same kind as the balancing filter in accordance with FIG. 2, with the difference that the digital multipliers of the filters B1 .. .BN are not variable but have fixed multiplication values, calculated by measuring the line impedance values for the subscriber lines which are connected to the PABX.
The measurement circuit M and the coefficient coefficient memory KM, which are placed next, are shown in more detail in FIG. 3. The measurement circuit comprises N multipliers MU1 .... MUN whose inputs form the N inputs of the circuit M Each multiplier forms the square of an incoming signal y., To give
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ACCN is connected to each multiplier output to sum the high sample values at
<EMI ID = 33.1>
rée which corresponds to the period of the sinusoidal test signal which comes from the generator TS. A JF.com comparator circuit compares the values thus formed:
T T
<EMI ID = 34.1>
k = o k = o
its output an address signal in binary form which gives the sequence number i of the signal having the lowest value.
The memory of coefficients KM consists for example of an addressable read-only memory in which are
<EMI ID = 35.1>
for N filters B1 .... BN. The addressing carried out from the measurement circuit M causes the transfer of the selected coefficients, 'in parallel form, to the
<EMI ID = 36.1>
in the mode described above.
The device corresponding to the invention can naturally be modified without departing from the scope of the invention. For example, the test signal generator can transmit a signal containing two frequencies, one in the lower range and the other in the upper range
of the speech tape. This is suitable in the case where
we use piipinized lines. The trans-
<EMI ID = 37.1>
satisfy the relationships given above for these two frequencies.
<EMI ID = 38.1>
signal and filters F2, F4 in the second determine
an appropriate sampling rate in filter B. As an example, it was assumed above that the sampling rate was 512 kHz in the DA and AD converters and that the filters F3, F4 carried the frequency ' sampling at 16 kHz in filter B. Alternatively, filter B can operate at a higher rate and, in the extreme case, it can be directly connected to the input of the DA converter or to the output of the converter AD (through the circuit
summation sa), or it can operate at a lower rate, by being connected to the input of the Blur filter
at the output of the filter F2, the sampling rate then being 8 kHz.
The parallel connection of filters B1 ... BN in the filter group is advantageous, since
any disturbing signals from the subscriber then have the same effect on all filter signals at the time of summing in the summing circuits SI ... SN.
Finally, it is not compulsory to take the lowest energy of the output signal of the summing circuits S1 ... SN as a criterion of the best adaptation of the filter B to the impedance of the line. It is also possible to form the absolute value of the signal y (t) and to use the lowest absolute value as a criterion.
It goes without saying that many other modifications can be made to the device described and shown, without departing from the scope of the invention.