Dispositif destiné à modifier la plage dynamique de signaux
d'entrée.
La présente invention concerne d'une façon générale les circuits qui modifient la plage dynamique de signaux, à savoir des compresseurs qui réduisent la plage dynamique et des expanseurs qui étalent la plage dynamique. Plus particulièrement, l'invention s'applique au traitement de signaux de son, mais également au traitement d'autres signaux.
Des compresseurs et des expanseurs sont normalement utilisés ensemble (système de compression-expansion) pour apporter une réduction des bruits; le signal est compressé avant son émission ou son enregistrement et il est expansé après sa réception ou sa reproduction à partir du canal de transmission. Cependant, des compresseurs peuvent être utilisés seuls pour réduire la plage dynamique, par exemple pour l'adaptation à la capacité d'un canal de transmission, sans aucune expansion ultérieure lorsque le signal compressé convient pour l'utilisation finale. En outre, les compresseurs seuls sont utilisés dans certains appareils, particulièrement dans des appareils de reproduction sonore qui sont destinés seulement à émettre ou à enregistrer des signaux compressés, diffusés ou enregistrés préalablement.
Des expanseurs seuls sont utilisés dans certains appareils, particulièrement des appareils de reproduction sonore qui sont destinés seulement à recevoir ou à reproduire des signaux diffusés ou enregistrés préalablement, qui-ont déjà été compressés. Dans certains appareils, particulièrement d'enregistrement et de reproduction, un même dispositif est souvent organisé de manière
à fonctionner en mode commutable, comme un compresseur pour l'enregistrement des signaux et comme un expanseur pour la reproduction de signaux compressés, diffusés ou enregistrés préalablement.
Le taux de compression ou d'expansion peut s'exprimer en dB. Par exemple, une compression.de 10 dB veut dire qu'une plage dynamique d'entrée de N dB est compressée en une plage de sortie de (N-10) dB. Dans un sys-tème de réduction des bruits, une compression de 10 dB suivie par une extension complémentaire de 10 dB est considérée comme apportant une réduction des bruits de 10 dB.
L'invention concerne donc particulièrement un circuit de modification de la plage dynamique d'un signal d'entrée, comportant un premier circuit avec une caractéristique bilinéaire (dans le présent contexte, "linéaire" désigne un gain constant), constitué par :
1) une partie linéaire à bas niveau jusqu'à un seuil,
<EMI ID=1.1>
diaire (gain variable) au-dessus du seuil et jusqu'à un point terminal, introduisant un taux de compression ou un taux d'expansion maximal prédéterminé,
3) une partie linéaire à haut niveau dont le gain est différent de celui de la partie à bas niveau.
La caractéristique est considérée comme une caractéristique bi-linéaire car elle comporte deux parties de gain pratiquement constant..
En pratique, le point de seuil et le point terminal ne sont pas toujours des "points" bien définis.
<EMI ID=2.1>
termédiaire se fond dans les parties linéaires à bas et haut niveau, peuvent chacune varier de forme entre une courbe douce et une courbe pointue, selon les caractéristiques de commande du compresseur et de l'expanseur.
Il faut également noter que des circuits avec
-des , caractéristiques bi-linéaires se distinguent de deux. autres classes connues de circuit, à savoir :
(a) un circuit logarithmique ou non linéaire avec une pente fixe ou variable et une partie non-linéai- re : le gain change sur la totalité de la plage dynamique.
(b) un circuit avec une caractéristique comprenant deux ou plusieurs parties dont une seule est li- <EMI ID=3.1>
<EMI ID=4.1>
<EMI ID=5.1>
sé.
Le seuil peut être réglé au-dessus du niveau de bruit d'entrée ou du niveau de bruit du canal de trans-
<EMI ID=6.1>
cuit ,par les bruits. La partie de haut niveau, de gain pratiquement constant, évite le traitement non-linéaire des signaux de niveau élevé qui pourraient autrement introduire des distorsions. En outre, dans le cas d'un signal de son, pour lequel le circuit doit être syllabique, la partie de niveau élevé constitue une région dans laquelle le circuit doit réagir aux surmodulations qui se produisent quand le niveau du signal augmente brusquement.
Les surmodulations sont supprimées par des diodes d'écretage ou des moyens similaires. Seules des caractéristiques bi-linéaires permettent d'obtenir cette combinaison d'avantages.
La majorité des circuits connus avec une caractéristique bi-linéaire. actuellement utilisés dans les appareils de reproduction sonore du grand public apportent un taux de compression et d'expansion de 10 dB qui convient pour la plupart des cas. Mais ce taux laisse certains bruits audibles à certains auditeurs, et, pour une plus grande fidélité, un taux plus élevé de compression et d'expansion est souhaitable, par exemple 20 dB.
<EMI ID=7.1>
ou d'expansion sans soulever des problèmes qui affectent la- qualité du signal.
Des circuits sont déjà connus, et disponibles dans le commerce, introduisant un taux de compression ou d'expansion de 20 dB ou davantage, mais ce sont généralement des circuits logarithmiques à pente constante dans lesquels il se produit une variation constante de gain dans toute la plage dynamique, ou presque dans toute cette plage. Aux niveaux très bas et très élevés du. signal, ces circuits po-sent davantage de problèmes de distorsion et d'alignement du signal que les circuits bi-linéaires dans lesquels la variation de gain est limitée à une partie intermédiaire de la caractéristique, et les problèmes de surmodulation ..sont plus sévères qu'avec les circuits de caractéristiques bi-linéaires. Des compresseurs-expanseurs connus à pente constante apportent des taux de compression de l'ordre de <EMI ID=8.1>
rant...
Le taux de compression est défini comme le rapport entre la plage dynamique d'accroissement à l'entrée et la plage dynamique d'accroissement à la sortie.
Le taux d'expansion pour un expanseur complémentaire est l'inverse du taux de compression. Si le taux de compres-
<EMI ID=9.1>
d'appliquer le concept du taux d'expansion inverse, qui, dans l'exemple donné ci-dessus est 3:1, c'est-à-dire cor-
<EMI ID=10.1>
description qui va suivre sera limitée dans une large mesure au taux de compression, étant donné que les mêmes considérations s'appliquent, avec des changements appropriés; au taux d'expansion.
Un taux élevé de compression présente l'inconvénient qu'il est difficile d'assurer la complémentarité entre le compresseur et 1 ' expanseur; en particulier, des erreurs de niveau ou des erreurs de réponse en fréquence de la transmission ou du support d'enregistrement conduisent à des erreurs multipliées de façon correspondante
<EMI ID=11.1>
Il est connu (par exemple les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS 2 558 002, US-PS 4 061 874 et la publication de brevet japonais 51-20 124) d'augmenter le taux de compression disponible en connectant en cascade plusieurs étages de compression. Ces circuits connus (dispositifs à impédance commandée, diodes, etc.) multiplient les taux de compression des étages individuels de manière à obtenir un taux de compression élevé. avec l'inconvénient mentionné ci-dessus. Par exemple, un cir-
<EMI ID=12.1>
un taux de compression de 3:1 conduisent à taux global de 6:1. Le taux d'expansion résultant de 1:6 placerait une lourde charge sur l'uniformité du canal de transmission.
Une -autre considération est la demande faite à chaque circuit pour qu'il effectue le changement de gain nécessaire pour établir la caractéristique de compresseur ou d'ex-
<EMI ID=13.1>
cuit qui. effectue des changements précis de gain dans une plage de 10 dB mais nettement plus difficile de réaliser le même circuit pour qu'il effectue des changements précis de gain dans une plage de 20 dB. Il est ainsi difficile d'obtenir une caractéristique contrôlée et reproductible pour un ensemble de compresseur-expanseur. Le brevet japo-
<EMI ID=14.1>
<EMI ID=15.1>
système de réduction'des bruits dans des ensembles de reproduction de haute fidélité.
Il est également connu (brevets des Etats-
<EMI ID=16.1>
connecter en cascade plusieurs étages de compresseurs qui fonctionnent dans des plages de fréquences mutuellement exclusives. Bien que cette disposition ne conduise pas
à une augmentation du taux de compression supérieure à celui d'un seul étage, elle n'apporte non plus aucune aug-
<EMI ID=17.1>
A la lumière de toutes ces considérations, un objet de l'invention est de produire un taux accru de com-
<EMI ID=18.1>
portante du taux de compression et sans demande excessive
à un circuit impliqué dans la production d'un changement de.
<EMI ID=19.1>
Un autre objet est d'obtenir un taux accru de compression ou d'expansion de signaux de son, sans produire <EMI ID=20.1>
produites dans des conditions transitoires du signal.
Un examen serré des circuits bi-linéaires montre qu'ils offrent non seulement les avantages énumé-
<EMI ID=21.1>
un moyen de résoudre le problème du taux élevé de compression dans le cas des circuits de son et également une manière de résoudre le problème des surmodulations élevées.
Il faut noter que la superposition de réglons linéaires n'accroît pas le taux de compression dans ces régions; le taux de compression n'est accru que dans la
<EMI ID=22.1>
donc avéré possible de séparer les régions d'effets dynamiques de manière à obtenir l'augmentation globale souhai- tée de compression sans modifier en même temps et de façon notable le taux maximal global de compression ou d'expansion.
<EMI ID=23.1>
tion est que le résultat global est bi-linéaire, avec tous les avantages que cela présente. Ainsi, la possibi-
<EMI ID=24.1>
représente un autre avantage non reconnu jusqu'à présent de cette classe de dispositifs.
Les objets mentionnés ci-dessus sont atteints selon l'invention, qui se caractérise en ce qu'un premier circuit, qui possède une caractéristique d'entrée-sortie
<EMI ID=25.1>
qui possèdent aussi des caractéristiques bi-linéaires à une fréquence donnée, dans une plage de fréquences communes aux circuits. Les seuils et les régions dynamiques des circuits sont établis à des valeurs différentes de manière
<EMI ID=26.1>
<EMI ID=27.1>
une plage plus large de niveaux intermédiaires d'entrée que pour chacun des circuits individuels, et pour produire une différence accrue entre les gains au niveau d'entrée bas et élevé, mais avec un taux de compression ou d'expansion maximal qui n'est pratiquement pas supérieur au taux maximal de compression d'un seul circuit, grâce à l'étagement.
Dans le cas des circuits de son, si ces circuits comportent des éléments de suppression (ou de limitation) .de surmodulation, il est alors possible d'étager les seuils avec l'étagement des seuils syllabiques. Les surmodulations des circuits ou des étages de plus bas niveau sont réduites de façon correspondante, avec une surmodu-
<EMI ID=28.1>
contraire aux compresseurs logarithmiques courants dans lesquels de larges surmodulations sont produites de façon inhérentes.
Chacun des circuits peut introduire une modification du contenu spectral du signal -par exemple une élévation des aigues de bas niveau dans le cas d'un compresseur. Chaque étage qui suit peut donc être commandé par un signal dont le contenu spectral change progressivement. Dans le cas de signaux complexes, cela a pour effet un étalement spectral des risques d'erreur dans l'opération de décodage. Par exemple, dans le cas d'un enregistreur sur bande magnétique dont la caractéristique de réponse en fréquence n'est pas uniforme, la tendance au décalage spectral réduit les erreurs totales de dynamique et de réponse en fréquence du résultat décodé.
Il y a maintenant lieu de considérer l'importance de l'étagement requis. Pour simplifier, la connexion en série de deux circuits compresseurs sera examinée. Le .taux de compression de chacun des plumier et second circuits augmente de la valeur unitaire au seuil respective jus- <EMI ID=29.1>
flanc croissant du taux de compression. Le taux retombe ensuite à la valeur unitaire, qui sera appelé. le flanc décroissant. Strictement parlant, le flanc décroissant peut approcher l'unité de façon asymptotique mais dans toutes les applications pratiques, il convient de considérer qu'il a atteint l'unité lorsque sa valeur n'en diffère que d'une petite quantité arbitraire .
L'étagement des parties de niveaux intermédiaires des premier et second circuits entraîne le fait que le flanc décroissant d'un circuit chevauche le flanc
<EMI ID=30.1>
la différence entre les deux seuils peut être telle que le chevauchement des flancs entraîne un taux de compression global qui ne dépasse par substantiellement le taux maximal
<EMI ID=31.1>
De préférence, le seuil du second circuit est inférieur à celui du premier circuit (si plus de deux circuits sont utilisés, il est préférable que le seuil de chaque circuit diminue progressivement), dans le cas d'un compresseur, et inversement dans le cas d'un expanseur. En principe, l'ordre peut être inversé, le seuil du premier circuit compresseur étant le plus bas. Avec plus de deux circuits, l'ordre des seuils pour ceux-ci peut être mélangé, et pris dans n'importe quel ordre, pourvu que les parties à niveau intermédiaire des circuits soient convenablement échelonnées.
Il y a donc lieu de considérer que l'étagement idéal est celui par lequel le flanc décroissant d'un circuit chevauche le flanc croissant de l'autre de manière à restreindre autant que possible la région des niveaux dans lesquels_un effet dynamique se produit dans le dispositif total connecté en série, tout en évitant en même temps une augmentation substantielle du taux maximal de compression ou d'expansion par rapport à celui d'un seul dispositif. Ainsi par exemple, si le taux maximal de compression de chaque circuit est 2:1, le taux de compression du circuit global qui s'élève à 2:1, maintient cette valeur sur le chevauchement, et diminue ensuite jusqu'à l'unité.
Ainsi, dans le. cas idéal, il ne se produit aucune augmentation audessus du taux de 2:1, contrairement aux dispositions anté-rieures des étages de compressions en cascade qui multiplient les taux jusqu'à 4:1.
En pratique, il peut être difficile d'obtenir un chevauchement optimal à toutes les fréquences mais . il peut apparaître qu'avec une approximation raisonnable par rapport au cas idéal, il est possible d'éviter que le taux maximal total de compression dépasse excessivement2:1 dans l'exemple donné. Dans un circuit pratique, il peut s'élever par exemple jusqu'à 2,5:1.
Une valeur basse du taux de compression ma-
<EMI ID=32.1>
vre le compresseur plus facilement, afin de fournir une bonne complémentarité entre les canaux de signal possédant des gains et/ou des réponses en fréquence quelque peu incertaines. Cependant un taux bas de compression étale l'action dynamique -sur une plus large gamme de niveaux, amenant une plus grande susceptibilité à la modulation de bruit pour une quantité maximale donnée de différence de réduction de bruit sur le gain aux niveaux d'entrée bas
et haut. De ce fait,.il y a un concours d'effets indési-rables produits à la fois par les taux de compression haut et bas. En conséquence, le taux de compression idéal va dépendre de l'environnement du système et des buts fixés
à la conception de celui-ci.
La. possibilité d'étager des étages bi-linéaires offre au réalisateur un autre moyen pour optimiser l'ensemble d'un circuit. En ce faisant, les formes des caractéristiques de compression des étages individuels peuvent être conçues avec un étagement spécifique en mémoire. Les caractéristiques transitoires des circuits sont aussi prises en considération et l'opportunité est de préférence a-
-doptée d'étager les seuils de suppression de surmodulations dans des compresseurs et expanseurs de signaux de son, de manière à obtenir une surmodulation globale minimale.
Un type de circuit bien connu, appelé "à bande de glissement", et qui peut être utilisé pour chacun des premier et second circuits, apporte la caractéristique souhaitable spécifiée pour le cas de compression ou d'expansion de signaux de son à fréquence élevée, en appliquant une élévation de fréquences élevées (à la compression) ou une coupure (à l'expansion) au moyen d'un filtre passehaut avec une fréquence de coude inférieur variable.
Quand le niveau du signal dans la bande des fréquences élevées augmente, la fréquence du coude du filtre glisse vers le haut afin de réduire la bande accentuée ou coupée et d'exclure le signal utile de l'accentuation ou la coupure. Des exemples de circuits de ce genre se trouvent
<EMI ID=33.1>
<EMI ID=34.1>
la demande de brevet japonais 55 529/71.
Par conséquent, chacun des premier et second . circuits peut être un tel circuit "à bande de glissement" . En principe, les fréquences de coude au repos des deux circuits à bande glissante peuvent être différentes et il est possible d'utiliser ce fait pour obtenir un degré de compression ou d'expansion plus élevé dans une partie de la bande de fréquence traitée que dans une autre. Mais selon un autre développement important de l'invention, les fréquences de coude sont maintenues pratiquement identiques.
Cela apporte l'avantage de discriminations plus nettes entre la région des fréquences où une accentuation ou une coupure doit être appliquée et la région dans laquelles elles ne sont pas appliquées et, par conséquent, une discrimination plus nette entre la région dans laquelle la réduction des bruits n'a pas lieu de se faire en raison de l'apparence d'un signal utile normal, et la région dans laquelle une réduction des bruits reste effective.
<EMI ID=35.1>
nus dans lesquels le spectre de fréquence est séparé en plusieurs bandes par des filtres passe-bande correspondants, et la compression ou l'expansion est effectuée dans chaque bande par un dispositif de commande de gain (un limiteur du <EMI ID=36.1>
<EMI ID=37.1>
<EMI ID=38.1>
panseur.. Des exemples de circuits de ce genre sont donnés dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique US-PS 3 846 719.
Ces circuits de séparation de bande ou à bandes multiples offrent l'avantage d'un effet indépendant dans les, différentes bornes de fréquence et, si cette propriété est requise, ces circuits peuvent être utilisés comme les premier, second ou autres étages des circuits selon l'invention.
<EMI ID=39.1>
cuits peut être un circuit à bandes multiples et l'autre peut être un circuit à bande glissante. Cela peut être intéressant dans un cas spécial dans lequel il y a lieu par exemple d'accentuer le taux de compression où d'expansion dans une partie de la bande totale des fréquences, le circuit à bande glissante et un ou plusieurs canaux à séparation de bande agissant dans cette partie de la bande des fréquences.
Il est connu de réaliser des compresseurs et des expanseurs bi-linéaires, à la fois du type à bande glissante et à séparation de bande, en utilisant un seul circuit de signaux. Mais il est généralement préférable de réaliser ces dispositifs en prévoyant un circuit principal dès signaux qui est linéaire par rapport à la plage
<EMI ID=40.1>
principal, et un autre circuit qui reçoit son signal d'en-
<EMI ID=41.1>
la sortie. est couplée avec le circuit de combinaison.
<EMI ID=42.1>
mandé) et l'autre circuit limité accentue le signal du circuit principal dans le circuit de combinaison dans le cas de compression, mais élève le signal du circuit principal dans le cas d'expansion. Le signal limité de l'autre circuit est plus faible que le signal de circuit principal dans la partie haute de la gamme dynamique d'entrée.
<EMI ID=43.1>
<EMI ID=44.1>
et identifiables.
Ces compresseurs et expanseurs connus sont particulièrement avantageux car ils permettent d'établir le type voulu de caractéristique de transfert d'une façon précise sans problèmes de distorsion à haut niveau. La partie de bas niveau du gain pratiquement constant est établie en affectant à l'autre circuit un.seuil au-dessus du niveau de bruit; au-dessous de ce seuil, l'autre circuit est linéaire. La partie de niveau intermédiaire est formée par la région dans laquelle l'effet de limitation
- de l'autre circuit devient partiellement effective et la partie de haut niveau du gain pratiquement constant s'élève après que le limiteur est devenu entièrement effectif, de sorte que le signal de l'autre circuit cesse d'augmenter et devient négligeable comparativement au <EMI ID=45.1>
élevée de la plage dynamique d'entrée, la sortis du dis- positif ne délivre effectivement que le signal qui a franchi le circuit principal linéaire, c'est-à-dire linéaire par rapport à la plage dynamique. Dans les circuits de son à double circuits, la suppression de surmodulation est particulièrement commode.
Des exemples de ces circuits connus sont donnés dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS
<EMI ID=46.1>
<EMI ID=47.1>
nent les mêmes résultats mais dans lesquels l'autre cir- cuit possède des caractéristiques inverses aux caracté- ristiques de limiteur, et la sortie de l'autre circuit accentue le signal du circuit principal à la compression et accentue le signal du circuit principal à l'expansion
<EMI ID=48.1>
US-PS 3 875 537).
Comme cela a déjà été indiqué, il n'est pas <EMI ID=49.1>
riante" existent, fonctionnant avec des circuits uniques, comme les décrivent les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS 3 757 254, US-PS 3 967 219, US-PS 4 072 914,
US-PS 3 909 733 et la demande de brevet japonais 55529/71, par exemple. Bien que ces autres formes de circuits ne sont généralement pas susceptibles de donner de bons ré- sultats dans des dispositifs à deux circuits ou peuvent être moins commodes et par conséquent moins économiques, ils permettent généralement d'obtenir des résultats équivalents. Par conséquent, ces circuits connus peuvent aussi être utilisés comme un ou plusieurs des circuits dans un dispositif selon l'invention. Eventuellement, l'un des premier et second circuits peut être un circuit double et l'autre un circuit simple.
D'autres caractéristiques et avantages de
<EMI ID=50.1>
va suivre de plusieurs exemples de réalisations et sur
<EMI ID=51.1>
tifs et sur lesquels :
La figure 1 est un exemple d'un jeu de courbes montrant des caractéristiques bi-linéaires complémentaires de compression et d'expansion, <EMI ID=52.1>
l'invention de façon générale, <EMI ID=53.1> graphique des zones d'effet dynamique, et montrant comment
<EMI ID=54.1>
seurs connectés en série, <EMI ID=55.1>
gure 3 sous une forme encore simplifiée, La figure 5 est une série de courbes caractéristiques bi-linéaires idéales illustrant une technique générale d'étagement des seuils des circuits en série, La figure 6 est un schéma d'un compresseur térieur à bande glissante,
<EMI ID=56.1>
<EMI ID=57.1> La figure 9 est un enregistrement graphique montrant la réponse au-dessous du seuil de compression, de deux compresseurs et expanseurs en série selon un mode de réalisation de l'invention, La figure 10 est un enregistrement graphique montrant la réponse au-dessous du seuil de compression d'un compresseur et expanseur antérieurs, selon les figures 6, 7 et 8, La figure 11 est un enregistrement graphique de la réponse d'entrée-sortie en fonction de la fréquence d'un compresseur comportant des dispositifs en série se- <EMI ID=58.1> La figure 12 est un enregistrement graphique de la réponse d'entrée-sortie en fonction de la fréquence d'un compresseur- antérieur comprenant un seul circuit,
Les figures 13 à 15 sont des séries de courbes de tonalité d'essai illustrant l'effet de bande glissante d'un mode de réalisation de l'invention, avec le circuit des figures 6 et 8, La figure 16 représente les courbes caracté- <EMI ID=59.1>
mode de réalisation de l'invention,
<EMI ID=60.1>
<EMI ID=61.1>
<EMI ID=62.1> La figure 18 représente les courbes caracté- ristiques de nature similaire à celles des figures 11 et <EMI ID=63.1> La figure 1 montre un exemple de caractéris-tique de transfert bi-linéaire complémentaire de compression et d'expansion (à une fréquence particulière), indiquant (pour la caractéristique de compression), la partie de niveau bas de gain pratiquement constant, le seuil, la partie dans laquelle l'effet dynamique se produit, le point de fin, et la partie de niveau haut de gain pratiquement constant. La figure 2 représente de façon générale un dispositif selon l'invention : un premier compresseur bilinéaire 2 reçoit les informations d'entrée et applique <EMI ID=64.1>
4 connecté en série, dont le signal de sortie est appliqué ç un canal N qui transmet des informations avec des bruits. Deux expanseurs bi-linéaires 6 et 8 connectés en série reçoivent le signal d'entrée du canal N par l'expanseur 6 et délivrent un signal de sortie de système de réduction de bruit à la sortie de l'expanseur 8. Les zones d'effet dynamique des dispositifs en série sont séparées ou étagées l'une par rapport à l'autre dans la plage des fréquences, comme cela est courant pour ces dispositifs.
Bien-que la figure représente deux dispositifs de chaque côté du canal d'information N; deux ou plusieurs peuvent convenir l'invention s'applique à deux ou plusieurs compresseurs ou expanseurs bi-linéaires en série. Dans la configuration d'un système de réduction complémentaire des bruits, des nombres égaux de compresseurs et d'expanseurs bi-linéaires en série sont prévus.
L'ordre des étages possédant des caractéristiques particulières dans le compresseur est inversé dans l'expanseur. Par exemple, le dernier étage de l'expanseur est complémentaire du premier étage du compresseur à tous égards - réponse permanente et. réponse dynamique en fonc-
<EMI ID=65.1>
tions dynamiques et .de niveau du signal).
La figure 3 est un exemple de représentation graphique de la séparation ou de l'étagement des deux dis- <EMI ID=66.1>
fonction du niveau d'amplitude d'entrée (axe horizontal) pour un compresseur ou un expanseur fonctionnant à une fréquence particulière. Pour des raisons de clarification, les courbes sont représentées sous une forme idéalisée; en pratique, les courbes sont plutôt dissymétriques dans des modes pratiques de réalisation de systèmes de réduction de bruit du type A et du type B, décrits respectivement dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS 3 849 719 et US-PS Re 28 426. La courbe 12 représente l'effet dynamique d'un compresseur ou expanseur (étage de niveau haut). la courbe 10 est celle d'un autre compresseur ou expanseur (étage de niveau bas), avec une zone
<EMI ID=67.1>
le premier dans la série des compresseurs (le second dans la série des expanseurs), la courbe 12 représente les variations de taux de compression du premier étage (compresseur) en fonction du niveau d'entrée du premier étage et la courbe 10 est la variation du taux de compression du second étage (compresseur) en fonction du niveau d'entrée du premier étage. Les courbes du haut sont celles des
<EMI ID=68.1>
Dans cet exemple, la zone de fonctionnement en réponse au niveau d'amplitude d'entrée sont séparées de manière que le produit des deux courbes donne une caractéristique globale d'un taux de compression ou d'un taux d'expansion qui ne dépasse 2:1 (1:2) entre les deux points de compression maximale 10a et <1>2a (10b et 12b) des deux dispositifs.
Ainsi, même avec deux dispositifs en série, les '.régions d'extrémité de fonctionnement restent encore fixes, le taux maximal de compression et le taux maximal d'expansion ne sont pas augmentés au-delà de celui des dispositifs .simples et les avantages de dispositifs bi-linéaires simples sont conservés. Par conséquent, des erreurs se produisant dans la plage d'effet dynamique, produites par ces dispositifs en série, ne dépassent celles d'un seul dispo- <EMI ID=69.1> sitif.
La plupart des dispositifs bi-linéaires déterminent les régions d'extrémité fixe de gain constant au moyen d'éléments de circuit fixe, préréglé, par exemple des résistances et des condensateurs, qui sont stables de par leur nature et qui ne peuvent introduire des erreurs dynamiques, des distorsions de forme d'onde et autres. Par conséquent, ce n'est que dans une zone de transition de fonctionnement entre les régions de gain constant et linéairs que des parties actives dynamiquement de ces circuits peuvent introduire des erreurs du signal.
Il faut noter que dans la représentation de :La figure 2, l'effet dynamique d'un compresseur ou d'un expanseur logarithmique courant devient une ligne horizontale; par exemple, la ligne 11 est la caractéristique d'un compresseur 2:1, la ligne 13 est celle d'un expanseur 1:2. Il est clair selon cette analyse qu'il n'y a aucune raison de séparer ou d'étager les effets de ces dispositifs.
Dans un but d'analyse et pour obtenir un premier ordre d'approximation des niveaux seuil nécessaires afin d'obtenir un étagement optimal selon l'invention, il convient d'idéaliser encore davantage la figure 3. Il sera donc supposé que chaque compresseur (et expanseur) atteint immédiatement son taux maximal de compression à
un niveau seuil, et maintient ce taux jusqu'à ce qu'il atteigne un point final à un niveau plus élevé pour lequel l'effet dynamique s'arrête brusquement. Ainsi, une série de compresseurs et d'expanseurs, décrits à la manière de la figure 3, apparaissent comme des courbes rectangulaires contigues, comme le montre la figure 4. A titre d'exemple, trois compresseurs et expanseurs de caractéristiques bi-linéaires sont connectés en série. le dispositif de niveau bas qui est de préférence le troisième compresseur (premier expanseur) possède le seuil le
plus bas (T3) représenté à -62 dB, avec son point final
(F3) ) -46 dB qui est le seuil (T2) de l'étage de niveau intermédiaire. Le point final (F2) de ce dernier est à <EMI ID=70.1>
<EMI ID=71.1>
Tous les niveaux sont rapportés à l'entrée globale. Il
est en. outre supposé que le gain de chaque étage est 8 dB
et son rapport maximal de compression 2:1.
La figure 5 représente des courbes caractéristiques idéalisées (sorties en fonction de l'entrée totale) pour la compression, sur la base de l'exemple de la figure 4 (les courbes d'expansion symétriques sont supprimées pour clarifier. La figure montre comment l'effet dynamique de
-chaque étage se produit après celui de l'étage voisin,, ce dont il résulte un rapport global de compression de 2:1 tout en obtenant une compression de 24 dB.
Sur la base de l'examen de.-3 figures 4 et 5,
une seule équation établit la relation entre les niveaux seuils (T), les points finals (F), le rapport maximal de compression (C), et le gain (G) d'un étage particulier :
<EMI ID=72.1>
En utilisant cette équation, les niveaux seuils pour chaque étage peuvent être déterminés avec une approximation raisonnable, au moyen d'une opération itérative.
<EMI ID=73.1>
souhaité avec un gain d'étage de 8 dB et un rapport maximal de compression de 2, l'équation montre que le seuil de. ni-
<EMI ID=74.1>
comme point final (F2) de l'étage d'un niveau intermédiaire pour déterminer. que son seuil doit être -46 dB, et ainsi de mute. Ainsi, chaque étage est rapporté au résultat de. l'étage précédent dans cette analyse. Mais le seuil calculé est le seuil total, rapporté à l'entrée de la série. Pour obtenir le seuil d'un circuit particulier rapporté à sa propre entrée, il faut tenir compte du gain cumulatif du signal jusqu'à ce point. Par exemple, le seuil de l'étage de plus bas niveau de la figure 5 est -46 dB, rapporté <EMI ID=75.1>
point final F, le taux de compression C ou le gain G.
Ainsi, le réalisateur peut déterminer les paramètres de son circuit à partir des buts prévus. Ces buts peuvent comprendre les conditions que le niveau seuil le plus bas soit supérieure au seuil de bruit, que le point final de niveau le plus haut soit suffisamment bas pour permettre l'utilisation d'une protection contre la surmodulation
et que le taux maximal total de compression ne dépasse pas une valeur particulière. Dans les circuits pratiques, le point de seuil et le point final ne sont pas toujours des points bien définis comme dans cette analyse. Comme on l'a vu dans l'introduction, les régions dans lesquelles les parties à niveau intermédiaire de la caractéristique viennent se fondre dans les parties linéaires. à niveaux-bas et élevé peuvent être douces ou pointues, se-
<EMI ID=76.1>
tion dynamique. Ainsi, en pratique, la région de seuil d'un circuit va déborder sur la région du point final d'un autre circuit.
L'examen de l'équation ci-dessus et de la figure 5 montre que pour le cas particulier du taux de compression 2:1, la moitié de l'étagement du seuil est obtenue par les gains du signal des étages, et l'autre moitié par une -polarisation modifiée sur l'élément de commande et/ou un gain modifié d'amplificateur de commande (gain accru pour seuil plus bas). D'une façon similaire, pour des taux de compression 1,5:1 et 3:1 respectivement, 1/3 et 2/3 d'étagement respectivement sont apportés par les gains des étages et 2/3 et 1/3 de l'étagement respecti- vement peuvent être apportés par le circuit de commande.
Dans les figures 1 et 5, zéro dB est un niveau nominal maximum ou de référence. En pratique, une-marge de quelque 10 à 20 dB est prévu au dessus du niveau 0 dB.
Comme cela a déjà été indiqué, il est généra- <EMI ID=77.1>
niveau soit le dernier. Mais une disposition inverse est également possible. Dans le cas inverse, l'amplificateur de commande du premier étage doit avoir un gain élevé pour établir le seuil bas nécessaire. Ce seuil bas, lorsqu'il N'applique uniformément en présence de signaux de niveau
-haut, comme c'est le cas des systèmes à bande glissante
-connus dans la technique antérieure, conduit généralement à de mauvaises performances de modulation et de bruit .pour l'ensemble du système. Dans cette disposition inversée, chaque étage doit introduire un gain suffisant d'amplificateur de commande pour obtenir le gain imposé de cet étage.
En outre, chaque seuil est essentiellement fixe et indépéndant du fonctionnement des autres étages. C'est une conséquence du fait que le gain du signal à chaque étage précédent a diminué substantiellement jusqu'à l'unité quand le
<EMI ID=78.1>
Le calcul des seuils nécessaire pour un étagement optimal dans le cas inverse,est le même que celui du cas préféré.
-Mais le seuil de chaque étage rapporté à sa propre entrée devient le même que le seuil global.
Contrairement à la situation inversée, dans
<EMI ID=79.1>
vé est le premier dans la chaîne des compresseurs et l'étage de niveau bas le dernier), il se produit une action . mutuelle utile entre les gains des étages et les seuils.
<EMI ID=80.1>
nés par les gains du signal des étages précédents. Ainsi, dans un.ensemble à deux étages avec un gain de niveau bas de 10 dB par étage, la condition de gain d'amplificateur
:de commande du second étage est réduit de 10 dB en raison du gain du signal de niveau bas du premier étage. Si un signal de niveau haut apparaît, le gain de 10 dB du premier étage est éliminé et le seuil de l'étage de niveau bas est . effectivement remonté de 10 dB. Avec des compresseurs-ex- <EMI ID=81.1>
de bruit.
Selon la disposition préférée, les gains de tous les otages précédents sont entièrement effectifs jusqu'au seuil d'un étage particulier qui suit. Ainsi, contrairement à l'ordre inversé décrit ci-dessus, la disposition préférée tire mieux profit des gains prédominants du signal des étages individuels. Autrement dit :
1. Dans des conditions de signal à très bas niveau (au-dessous du seuil), la condition de gain d'amplificateur de commande de chaque étage est réduite d'une valeur égale aux gains cumulatifs du signal dans tous les étages précédents. Dans l'exemple de la figure 5, le gain de l'amplificateur de commande nécessaire dans l'étage de plus baa niveau, pour obtenir un seuil de -62 dB, est donc réduit de 16 dB par rapport au gain nécessaire si cet étage travaillait indépendamment ou dans la configuration inversée mentionnée ci-dessus. De façon similaire, le gain de l'amplificateur de commande de l'étage intermédiaire est réduit de 8 dB, conduisant ainsi au circuit le plus économique.
2. Un effet de seuil variable dépendant du signal est obtenu, de sorte qu'avec des étages à bandes glissantes, les effets de modulation par les bruits sont réduits. les seuils effectifs des étages de bas niveau
<EMI ID=82.1>
signai, à une fréquence particulière. Aux niveaux éle-
<EMI ID=83.1>
la caractéristique de transfert), le seuil effectif de l'étage, de plus bas niveau est élevé d'une valeur égale à tous les gains des étages de bas niveau (au-dessous du seuil) jusqu'à ce point. Dans l'exemple de la figure 5, le seuil de l'étage de plus bas niveau, normalement -62dB dans des conditions de signal de niveau bas, est donc relevé de 16 dB jusqu'à -46 dB dans des conditions de signal <EMI ID=84.1>
Dans un premier mode de réalisation pratique de l'invention, utilisant des dispositifs à bandes glissantes en série, le compresseur 2 et l'expanseur 8 de la figure 2 sont essentiellement des dispositifs standards à bandes glissantes du type B, décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique US-PS Re 28 426, tandis que le compresseur 4 et l'expanseur 6 ont des caractéristiques de réponses modifiées. Il s'est avéré qu'avec le bruit produit par les bandes magnétiques en cassettes, un résultat utile est obtenu lorsque le second dispositif (dans le
mode de compression) possède non seulement une réponse éta- gée au niveau d'amplitude d'entrée, mais également une fréquence de coupure à deux ou trois octaves au-dessous de celles d'un dispositif standard de type B. Plus particulièrement , les niveaux seuil du second dispositif sont a- baissés, à la fois les limiteurs et filtres syllabiques et
<EMI ID=85.1>
l'étagement, et la fréquence de coude du fil fixe est abaissée. de 2 ou 3 octaves.
Des détails sur le circuit du type B apparaissent sur les figures 6, 7 et 8 qui sont les mêmes que les figures 4, 5 et 10 respectivement du brevet des Etats-Unis <EMI ID=86.1>
ces circuits, leur fonctionnement et leur théorie y sont décrits. La description qui va suivre des figures 6, 7
<EMI ID=87.1>
Le circuit de la figure 6 est conçu spéciale- ment pour être incorporé dans le canal d'enregistrement d'un enregistreur sur bande grand public, deux de ces circuits étant nécessaires pour un enregistreur stéréophonique. Le signal d'entrée est appliqué à la borne 10, à un étage à charge d'émetteur 12 qui produit un signal sur basse impédance. Ce signal est appliqué d'abord à une borne de sortie 12 par un circuit principal direct, constitué par une résistance 14, et également à un second circuit dont le dernier composant, la résistance 18 également connectes à la borne 16. Les résistances 14 et 18 additionnent les signaux de sortie du circuit principal et de l'autre circuit pour obtenir la loi de compression voulue.
L'autre circuit consiste en un filtre fixe
20, un filtre 22 à coupure variable comprenant un transistor à effet de champ 24 (constituant le filtre/limiteur), et un amplificateur 26 dont la sortie est connectée à un limiteur ou écreteur 28 à double diode, et à
la résistance 18. Le limiteur non linéaire supprime les surmodulations du signal de sortie avec des signaux d'entrée qui croissent brusquement. L'amplificateur 26 élève le signal dans l'autre circuit jusqu'à un niveau tel' que le coude de la caractéristique du limiteur ou suppresseur de surmodulations 28, constitué par des diodes au silicium, soit efficace au niveau approprié du signal dans des conditions transitoires. Le seuil effectif du suppresseur de surmodulations est légèrement supérieur à celui du filtre/limiteur syllabique. Les résistances 14 et 18 sont proportionnées de manière que le degré voulu de compensation d'atténuation soit apporté au signal dans l'autre circuit.
La sortie de l'amplificateur 26 est également connectée à un amplificateur 30 dont le signal de
<EMI ID=88.1>
tégré par un filtre de régularisation 32 pour obtenir la tension de commande du transistor à effet de champ 24.
Deux filtres simples à résistance-condensateur-sont utilisés, bien que des filtres équivalents LC ou LCR pourraient convenir. La fréquence de coupure du
<EMI ID=89.1>
minution de compression a lieu. Le filtre 22 comporte un condensateur 34 en série et une résistance 36 en dériva- tion, suivis par une résistance en série 38 et le transistor à effet de champ 24 dont le circuit source-drain est connecté comme une résistance en dérivation. A l'état de repos, avec un signal nul à la grille du transistor 24, ce dernier est bloqué et présente une impédance pratiquement infinie; la présence de la résistance 38 peut donc être négligée. La fréquence de coupure du filtre 22 est ainsi 88 Hz qui, il faut le noter, est nettement au-dessous de la fréquence de coupure du filtre fixe 20.
Quand le signal sur la grille augmente suffisamment pour que la résistance du transistor à effet de champ passe à moins de 1 k ohm par exemple, la résistance
<EMI ID=90.1>
fréquence de coupure augmente, réduisant de façon marquée
- la bande passante du filtre. Bien entendu, l'élévation de la fréquence de coupure est progressive.
L'utilisation d'un transistor à effet de champ est commode, car dans une plage limitée d'amplitudes du signal, ce composant se comporte comme une résistance linéaire (pour les deux polarités du signal) dont la valeur est déterminée par la tension de commande à la grille.
La résistance 36 et le transistor à effet de champ sont ramenés à une prise réglable 46 d'un diviseur de tension comprenant une diode au germanium 48 de compensation de température. La prise 46 permet de régler le seuil de compression du filtre 22.
L'amplificateur 26 comporte des transistors complémentaires présentant une haute impédance d'entrée
et une basse impédance de sortie'. Etant donné que l'amplificateur attaque le limiteur à diode 28, une impédance de-sortie finie est nécessaire et elle est apportée par une résistance de couplage 50. Comme cela a déjà été indiqué, les diodes 28 sont des diodes au silicium avec
un coude marqué à environ 0, 5 volt.
Le signal sur le limiteur .est par conséquent
<EMI ID=91.1>
par un commutateur 53 lorsqu'il est nécessaire de suppri-
<EMI ID=92.1>
L'amplificateur 30 consiste en un transistor NPN avec un circuit à constante de temps 52 dans l'émetteur, apportant un gain accru aux fréquences élevées. Les fréquences élevées de haute amplitude (par exemple un coup de cymbales) conduisent donc à un rétrécissement rapide de
la bande dans laquelle la compression se produit, évitant ainsi une distorsion du signal.
L'amplificateur est connecté au filtre de régularisation 32 par la diode redresseuse 31. Le filtre est constitué par une résistance 54 en série et un condensateur 55 en dérivation. La résistance 54 est connectée aux bornes d'une diode 58 au silicium qui permet une charge rapide du condensateur 56 pour les attaques brusques, associées avec une bonne régularisation dans des conditions permanentes. La tension aux bornes du condensateur 56 est appliquée directement à la grille du transistor à effet de champ 24.
La figure 7 est un schéma complet de l'expanseur complémentaire, mais une description détaillée n'est pas nécessaire car étant donné que le circuit est identique à celui de la figure 6, et par conséquent les valeurs des composants ne sont pas pour la plus grande partie indiquées-sur la figure 7.
Les différences entre les circuits des figures 6 et 7 sont les suivantes.
Sur la figure 7, l'autre circuit reçoit son signal d'entrée de la borne de sortie 16a, l'amplifica- teur 26a est inverseur et les signaux combinés par les résistances 14 et 18 sont appliqués à l'entrée (base) du transistor 12 à charge d'émetteur dont la sortie (émetteur) est reliée à la borne 16a. Pour assurer une basse impédance d'attaque, la borne d'entrée 10a est connectée
à la résistance 14 par un transistor 60 à charge d'émetteur. Des mesures appropriées doivent être prises pour éviter que le courant d'oscillation de polarisation soit reçu dans l'expanseur.
<EMI ID=93.1>
le fait que le signal de sortie est prélevé à l'émetteur plutôt qu'au collecteur du second transistor PNP. Cette modification impose da passer la résistance 62 de 10 Kohm
(figure 6) du collecteur à l'émetteur (figure 6) ce qui offre automatiquement une impédance de sortie appropriée pour attaquer le limiteur. La résistance 50 est donc supprimée dans le circuit de la figure 7.
Il faut noter qu'il importe pour l'alignement d'un système de réduction de bruit complet de disposer de niveaux égaux du signal sur les émetteurs des transistors
<EMI ID=94.1> sure M sont donc connectées à ces émetteurs. La figure 8 représente un circuit préféré des- <EMI ID=95.1>
des figures 6 et 7. Quand le transistor à effet de champ
24 est bloqué, le second circuit RC 22 est inopérant et
le premier circuit RC 20 détermine la repense de l'autre circuit. Ce circuit perfectionné combine les avantages de phase résultant d'une seule section RC en condition de repos, avec la caractéristique d'atténuation de 12 dB par octave d'un filtre RC à deux sections en présence de signaux.
Dans un circuit pratique, utilisant des transistors à effet de champ MBF 104, la résistance 36a de 39 Kohm est nécessaire pour obtenir une impédance de source finie dans le fonctionnement du transistor à effet de champ. De cette manière, le taux de compression à toutes les. fréquences et niveaux et maintenu à un maximum de l'ordre de 2. La résistance 36a de 39 Kohm remplit la même fonction de limitation de taux de compression dans le cir-
<EMI ID=96.1> figures 6 ou 7. En outre, cette résistance présente un circuit à basse fréquence pour le signal.
Des modifications aux figures 6, 7 et 8 vont maintenant être expliquées. Comme cela a déjà été Indiqué, dans le premier mode pratique de réalisation de l'invention, le compresseur 4 et l'expanseur 6 de la figure 2 comportent des dispositifs du type représenté sur les figures 6, 7 et 8 avec des caractéristiques modifiées.
La modification de la fréquence de. coupure et l'abaissement du seuil sont obtenus respectivement en modifiant les caractéristiques des filtres fixes (filtres fixes 20 de la figure 6) et également le gain de l'amplificateur de commande, en modifiant ses caractéristiques de pré-accentuation
(circuit à constante de temps d'émetteur 52 de l'amplificateur 30 de la figure 6). Le seuil du suppresseur de surmodulations est.abaissé par l'application de polarisations continues-appropriées (dans le sens direct) aux diodes 28.
Les impédances du filtre variable (filtre variable 22 des figures 6 et 8) sont laissés généralement inchangés afin de conserver une adaptation. appropriée aux caractéristiques des éléments disponibles de circuit variable commandé par tension. Des modifications qui conviennent du circuit à bandes glissantes du type B des figures 6, 7 et 8 consis- <EMI ID=97.1>
dans. le filtre fixe 20 en une valeur de 18 Kohm pour abaisser de deux ou trois octaves la fréquence de coupure. Pour augmenter le gain de l'amplificateur de commande, la capacité du condensateur du circuit de constante de temps d'émetteur 52 de l'amplificateur 30 est augmentée de
<EMI ID=98.1>
<EMI ID=99.1>
<EMI ID=100.1>
au silicium 28, réduisant ainsi de plusieurs décibels le niveau de suppression de surmodulation.
Le filtre variable 22 possède une caractéristique de passage de toutes les fréquences en réponse à
-la tension de commande au repos, et par conséquent, la coupure du filtre d'ensemble est abaissé de deux ou trois octaves. L'augmentation de la capacité du condensateur . dans le circuit d'émetteur de l'amplificateur de commande 30 augmente le gain de l'amplificateur à une fréquence donnée. Comme cela a été expliqué ci-dessus ainsi que dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique US-PS Re 28 426 précité, quand la tension de commande (provenant de l'amplificateur 30, du redresseur 31 et du filtre 32) augmente, la fréquence de coupure du filtre RC variable 22 augmente.
Ainsi, avec de grandes valeurs de capacité dans le circuit 52, le filtre variable réagit en élevant la fréquence à partir de sa valeur de repos en réponse aux signaux du plus bas niveau, étageant ainsi la réponse au niveau ou le seuil par rapport à celui du circuit du type B non modifié.
La réponse au niveau peut être étagée de nombreuses. manières autres que de changer le circuit d'émetteur de l'amplificateur de commande. D'autres possibilités comprennent le changement de la polarisation de l'élément de commande, modifiant par ailleurs le gain de l'amplifi-
<EMI ID=101.1>
du signal entre le circuit du filtre et le circuit de dérivation du signal de commande, et ainsi de suite.
Certains détails des circuits 6, 7 et 8 ont évolué au cours des années et des formes plus modernes du
<EMI ID=102.1>
rence au circuit particulier décrit dans le brevet précité a pour but de faciliter la présentation.
La figure 9 représente une courbe réelle d'en- <EMI ID=103.1>
compression de deux compresseurs connectés en série, le premier étant modifié de la manière décrite ci-dessus; la réponse de l'expanseur est également représentée. Il y a lieu de la comparer avec la figure 10 (qui est. la figure
<EMI ID=104.1>
gistrement graphique de la réponse au-dessous du seuil de compression d'un seul compresseur ou expanseur des figures 6, 7 et 8.
La figure 11 'est un enregistrement graphique de la réponse d'entrée/sortie des compresseurs en série, en fonction de la fréquence. L'examen des courbes de réponse montre les deux zones dynamiques des courbes indiquant. les deux régions étagées d' action. Bine que l'ob-
<EMI ID=105.1>
pour démontrer l'effet étage des dispositifs, il est préférable en pratique que ces courbes soient aussi régulières que possible sans zone dynamique ou variations brusques notables. Les lignes parallèles A et B sont tracées à travers les régions seuil : la ligne A se rapporte au circuit standard. et la ligne B au circuit modifié. Il y a lieu
de comparer ces courbes avec la figure 12 (qui provient
du brevet précité) qui sont des courbes de réponse similaires pour un seul compresseur à bandes glissantes du type B non modifié. La figure 11 montre que le compresseur constitué par des dispositifs en série apporte une compression pratiquement double, distribuée sur une plus grande
<EMI ID=106.1>
L'effet de bande variable des dispositifs en série à effets étages ressort des figures 13 et 14, montrant la réponse à une tonalité d'essai d'enregistreur sur bande des compresseurs connectés en série. Il y a lieu de les .comparer avec la figure 15 (qui est la figure 15 du brevet précité) qui est -un enregistrement graphique réel obtenu avec le circuit de la figure 6, incorporant la figure 8. L'effet de bande variable apparaît en traçant la réponse en fréquence du compresseur au moyen d'une tonalité d'essai
<EMI ID=107.1>
presseur) en présence d'un signal de niveau élevé; la tonalité d'essai est détectée à la sortie du compresseur par un filtre de poursuite. Le signal de niveau élevé fait fonctionner les circuits du compresseur, la courbe montrant l'effet sur la fréquence de rétablissement du filtre.
La figure 13 montre la réponse pour une tonalité d'essai à -65 dB et des signaux à 200 Hz, à des niveaux allant de -28 dB et au-dessous, jusqu'à +10 dB. La figure <EMI ID=108.1> <EMI ID=109.1>
Dans un autre mode pratique de réalisation de l'invention, apportant de meilleures performances, le compresseur 2 et l'expanseur 8 de la figure 2 sont tous deux des modifications de dispositifs standards du type B. Les fréquences de coude des dispositifs en série' sont abaissés de deux octaves afin d'obtenir une caractéristique de réponse à bas niveau à croissance brusque . L'étalement d'effet dynamique est apporté en diminuant les seuils (à la fois la suppression syllabique et de surmodulations) du second dispositif (dans le mode de compression).
<EMI ID=110.1>
vention est que les réponses en fréquences des circuits individuels sont combinées. Si la caractéristique de réduction de bruit de croissance la plus brusque est souhai-
<EMI ID=111.1>
<EMI ID=112.1>
à bas niveau (au repos).
Par conséquent, dans le présent mode de réalisation, le choix de caractéristiques identiques des fil-
<EMI ID=113.1>
type B standard conduit à une caractéristique qui augmente rapidement au-dessus de 300 Hz environ. Ainsi, le système devient susceptible d'apporter une réduction substantielle des bruits dans la plage critique de 300 Hz à 2 KHz. région dans laquelle le bruit de bande peut se discerner a- <EMI ID=114.1>
<EMI ID=115.1>
gligeable au-dessous de 300 Hz. environ. En n'apportant
<EMI ID=116.1>
<EMI ID=117.1>
fondamentales de signaux et améliore la complémentarité dans des enregistreurs sur bandes pratiques qui peuvent introduire par exemple des erreurs de réponses en fréquences résultant de sauts de tête et autres. En outre, en évitant la compression des signaux à basse fréquence, la compatibilité de l'ensemble est améliorée car l'accentuation des signaux à basse fréquence produirait un ronflement gênant et une accentuation des basses lorsque des bandes codées sont lues su: des dispositifs ne comprenant pas d'expanseurs complémentaires.
Pour en revenir aux figures 6 et 8, dans les deux dispositifs en série du présent mode pratique de réalisation, la résistance du filtre fixe 20 est passée de 3,3 Kohm à 13 Kohm, ce qui entraîne une diminution
<EMI ID=118.1>
inférieure des filtres 20 et 22, jusqu'à environ 375 Hz.
Dans le second dispositif, la capacité du condensateur dans le circuit d'émetteur 52 de l'amplificateur de commande 30 est augmentée dans un rapport d'environ 4 comme dans le précédent mode de réalisation. Il en résulte un étagement des niveaux seuil d'environ 10 à 15 dB (en fonction du niveau et de la fréquence du signal). Une polarisation appropriée est appliquée au circuit 28 de limiteur à diodes pour abaisser le niveau de suppression de surmodulations.
Selon une modification du dernier mode de réalisation décrit, la capacité du condensateur 34 du filtre 22 peut être augmentée jusqu'à 0,01 uF afin d'améliorer la constance des caractériztiques d'une unité à l'autre, et d'améliorer les caractéristiques de modulation par les bruits. Dans ce cas, en raison des constantes de temps pratiquement égales du filtre fixe 20 et du filtre variable 22, la disposition est équivalente à celle d'un filtre variable unipolaire et le filtre fixe peut être éliminé. Dans ce cas, la résistance 36a (dont la valeur est 47 Kohm dans les formes modernes de circuit du type B) est placée en dérivation sur le circuit sourcedrain du transistor à effet de champ 24 afin d'obtenir une fréquence de coude au repos d'environ 375 Hz.
Il est cependant souhaitable de maintenir le filtre fixe dans le circuit de niveau haut de manière que le circuit puisse être commùté afin de fonctionner lui-même comme un circuit standard du type B.
En pratique, un appareil du grand public comportant les dispositifs perfectionnés décrits ci-dessus sont compatibles avec le logiciel existant, non codé et codé du type B (par exemple des bandes magnétiques et
des diffusions en modulation de fréquence). Lea appareils perfectionnés comportent un dispositif standard du type 3 et par conséquent, ils peuvent âtre commutés pour fonc-
<EMI ID=119.1>
type B. Par ailleurs, quand des bandes magnétiques enregistrées sont disponibles, codées selon ce système perfectionné, des appareils existants du type B peuvent faire apparaître des informations excessives à haute fréquence ou "de brillance" qui peuvent être traitées en réglant la commande de tonalité à haute fréquence de la même manière que des appareils non équipés traitent actuellement le logiciel codé du type B.
Le circuit normal du type B décrit dans le brevet US Re 28426 possède un taux de compression maximal d'environ 2:1. Ce taux de compression s'est avéré un bon choix pratique pour les systèmes compresseurs-expanseurs
à bande-cassette grand public. Dans les circuits connectés en série des modes de réalisation décrits plus haut, chaque circuit retient un taux de compression maximal d'environ 2:1, et le taux de compression maximal sur toute la combinaison des circuits série est d'environ 2:1 pour la plupart des niveaux de signal et fréquences d'entrée. Toutefois, dans la réalisation pratique, il est difficile d'éviter des taux quelque peu plus élevés, tels 2,5:1
dans une petite gamme de niveaux et fréquences- Ceci peut être -toléré si le taux de compression n'est pas plus qu'environ 2,5:1 (en environ 1 à 1,25 fois celui de chaque circuit), et si la gamme de niveaux et fréquences intéressés n'est pas large.
Un autre mode particulier de réalisation de l'invention décrit en regard de la figure 2 comporte un compresseur et un expanseur sous la forme d'un dispositif à bandes séparées, comme le décrivent les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS 3 846 719 et US-PS
3 903 485, l'autre compresseur et l'autre expanseur étant des dispositifs à bandes glissantes. Un dispositif à bandes séparées ou à plusieurs bandes qui convient est décrit dans le "Journal of the Audio Engineering Society", volume 15, No. 4, octobre 1967, pages 383 à 388. Des dispositifs à bandes séparées avec les paramètres décrits
<EMI ID=120.1>
de dispositifs du type A.
Dans un mode pratique de réalisation, un compresseur du type A reçoit un signal d'entrée constant et attaque à sa sortie un dispositif à bande glissante adapté spécialement. Il est plus avantageux de disposer le dispositif de type A de manière à recevoir un signal d'entrée non traité car il est conçu pour traiter un signal d'entrée constant. Le fait de placer en premier le dispositif à bande glissante apporte un inconvénient de changer le signal d'entrée constant en une forme qui convient moins à l'entrée du dispositif du type A. A la reproduction, l'expanseur à bande glissante reçoit le signal de canal N, le traite et l'applique à l'expanseur de type A.
La figure 16 représente des courbes similaires à celles de la figure 9 pour la réponse aux signaux de niveau. bas d'un compresseur de type A seul, le compresseur à bande glissante seul et la réponse combinée du compresseur. Les courbes de réponse à l'expansion sont complémentaires, comme selon la figure 9. Le dispositif du .type A apporte une compression de 10 dB jusqu'à environ 5 KHz, et .au-dessus, l'augmentation de niveau croît progressivement jusqu'à 15 dB à 15 KHz. Il est tiré profit de cette réponse croissante de la caractéristique du type A pour dé� �
<EMI ID=121.1>
fréquences élevées (voir la partie à haute fréquence de la courbe à "bande glissante" sur la figure 16); cela est avantageux en ce qui concerne la réduction des effets des incertitudes de réponse du canal à haute fréquence, comme cela sera expliqué plus en détail ci-après. Ainsi, la çourbe de réponse combinée croit progressivement jus-
<EMI ID=122.1>
environ 14 KHz, puis elle décroît. Le dispositif à bande glissante est réalisé pour comporter des seuils de fonctionnement et des zones résultantes d'effet dynamique
<EMI ID=123.1>
La figure 17 représente une série de courbes de réponse à des niveaux différents pour les compresseurs en série du type A et à bande glissante- Ces courbes présentent le même type d'informations que sur la figure 11.
La région hachurée C indique généralement les régions dy-
<EMI ID=124.1>
la région hachurée D correspond à l'action du dispositif à bande glissante. Cette disposition conduit à un taux maximal de compression, qui, à tous niveaux et toutes fréquences ne dépasse pas environ 2:1 et elle est par conséquent relativement exempte des effets d'amplification d'erreurs dans les canaux pratiques d'enregistrement sur bande magnétique.
Il est bien entendu qu'à titre d'exemple, un dispositif standard du type A est connecté en série avec un dispositif spécial à. bande glissante. Mais en principe, le dispositif du type A peut être modifié pour décaler ces zones d'effet dynamique de manière à obtenir la meilleure adaptation aux zones d'effet du dispositif à bande glis-
<EMI ID=125.1>
Les valeurs précises d'étagement ou de décalage nécessaire dans cette configuration et dans d'au-
<EMI ID=126.1>
le traitement du signal. Le but de l'étagement des zones.
<EMI ID=127.1>
groupement des courbes de réponse. Ce groupement est une groupement des courbes de réponse. Ce groupement est une indication de taux élevés de compression ou d'expansion.
.Par exemple, la figure 18 montre un groupement excessif, c'est-à-dire qu'à certaines fréquences et niveaux, un changement du niveau d'entrée de 10 dB entraîne un changement <EMI ID=128.1>
optimale, avec un étagement approprié, un rapport de 2:1 n'est jamais beaucoup dépassé dans un compresseur-expanseur à cassette sur la majeure partie de la gamme de niveaux et fréquences. Dans d'autres types de systèmes de transmission, des taux de compression plus élevés peuvent être acceptables.
REVENDICATIONS
1) Dispositif destiné à modifier la plage dynamique d'un signal d'entrée, caractérisé par le fait qu'il comprend un premier circuit (2, 6) avec une caractéristique bi-linéaire constituée par une partie de bas niveau
de gain pratiquement constant jusqu'à un seuil, une partie de niveau intermédiaire au-dessus du seuil, avec un gain variable introduisant un taux maximal de compression ou d'expansion, et une partie de haut niveau de gain pratiquement constant, différent du gain de la partie de bas niveau, et un second circuit (4, 8) qui possède.aussi une caractéristique bi-linéaire dans une plage de fréquences
-commune aux circuits, les parties de niveaux intermédiaires des caractéristiques des circuits étant étagées dans une plage de fréquences commune aux circuits de manière à produire un changement de gain dans une plus large plage de niveaux intermédiaires d'entrée que pour chacun des circuits individuellement et une différence accrue entre les gains des niveaux d'entrée inférieurs ou supérieurs,
mais avec un taux maximal de compression ou d'expansion qui n'est pratiquement pas supérieur à celui d'un seul circuit grâce à l'étagement.
Device for changing the dynamic range of signals
entry.
The present invention relates generally to circuits which modify the dynamic range of signals, namely compressors which reduce the dynamic range and expanders which spread the dynamic range. More particularly, the invention applies to the processing of sound signals, but also to the processing of other signals.
Compressors and expanders are normally used together (compression-expansion system) to provide noise reduction; the signal is compressed before transmission or recording and it is expanded after reception or reproduction from the transmission channel. However, compressors can be used alone to reduce the dynamic range, for example to adapt to the capacity of a transmission channel, without any further expansion when the compressed signal is suitable for end use. In addition, compressors alone are used in certain devices, particularly in sound reproduction devices which are intended only to transmit or record compressed, broadcast or previously recorded signals.
Only expanders are used in some devices, particularly sound reproducing devices which are intended only to receive or reproduce previously broadcast or recorded signals which have already been compressed. In some devices, particularly recording and reproducing, the same device is often organized so
to operate in switchable mode, as a compressor for recording signals and as an expander for reproducing compressed, broadcast or previously recorded signals.
The compression or expansion rate can be expressed in dB. For example, 10 dB compression means that a dynamic input range of N dB is compressed into an output range of (N-10) dB. In a noise reduction system, compression of 10 dB followed by an additional extension of 10 dB is considered to provide a reduction of noise of 10 dB.
The invention therefore particularly relates to a circuit for modifying the dynamic range of an input signal, comprising a first circuit with a bilinear characteristic (in the present context, "linear" denotes a constant gain), consisting of:
1) a linear part at a low level up to a threshold,
<EMI ID = 1.1>
diary (variable gain) above the threshold and up to an end point, introducing a predetermined compression ratio or maximum expansion rate,
3) a high level linear part whose gain is different from that of the low level part.
The characteristic is considered as a bi-linear characteristic because it comprises two parts of practically constant gain.
In practice, the threshold point and the end point are not always well-defined "points".
<EMI ID = 2.1>
intermediate merges into the linear parts at low and high level, can each vary in shape between a soft curve and a sharp curve, depending on the control characteristics of the compressor and the expander.
It should also be noted that circuits with
- bi-linear characteristics are distinguished from two. other known circuit classes, namely:
(a) a logarithmic or non-linear circuit with a fixed or variable slope and a non-linear part: the gain changes over the entire dynamic range.
(b) a circuit with a characteristic comprising two or more parts of which only one is linked <EMI ID = 3.1>
<EMI ID = 4.1>
<EMI ID = 5.1>
se.
The threshold can be set above the input noise level or the noise level of the trans-
<EMI ID = 6.1>
cooked, by noises. The high level part, of practically constant gain, avoids the non-linear processing of high level signals which could otherwise introduce distortions. In addition, in the case of a sound signal, for which the circuit must be syllabic, the high level part constitutes a region in which the circuit must react to the overmodulations which occur when the level of the signal increases suddenly.
Over-modulation is suppressed by clipping diodes or similar means. Only bi-linear characteristics allow this combination of advantages to be obtained.
The majority of known circuits with a bi-linear characteristic. currently used in consumer sound reproduction devices provide a compression and expansion rate of 10 dB which is suitable for most cases. However, this rate leaves certain audible noises to certain listeners, and, for greater fidelity, a higher compression and expansion rate is desirable, for example 20 dB.
<EMI ID = 7.1>
or expansion without raising problems that affect the quality of the signal.
Circuits are already known, and commercially available, introducing a compression or expansion rate of 20 dB or more, but these are generally logarithmic circuits with constant slope in which there is a constant variation of gain throughout the dynamic range, or almost throughout this range. At very low and very high levels of. signal, these circuits have more distortion and signal alignment problems than bi-linear circuits in which the gain variation is limited to an intermediate part of the characteristic, and the over-modulation problems are more severe. than with circuits with bi-linear characteristics. Known compressor-expanders with constant slope provide compression rates of the order of <EMI ID = 8.1>
rant ...
The compression ratio is defined as the ratio between the dynamic range of increase at the input and the dynamic range of increase at the output.
The expansion rate for a complementary expander is the inverse of the compression rate. If the compression rate
<EMI ID = 9.1>
to apply the concept of the inverse expansion rate, which in the example given above is 3: 1, i.e.
<EMI ID = 10.1>
description which follows will be largely limited to the compression ratio, since the same considerations apply, with appropriate changes; at the rate of expansion.
A high compression ratio has the drawback that it is difficult to ensure complementarity between the compressor and the expander; in particular, level errors or frequency response errors of the transmission or of the recording medium lead to correspondingly multiplied errors
<EMI ID = 11.1>
It is known (for example the United States patents US-PS 2,558,002, US-PS 4,061,874 and Japanese patent publication 51-20,124) to increase the compression ratio available by connecting in cascade multiple stages of compression. These known circuits (devices with controlled impedance, diodes, etc.) multiply the compression rates of the individual stages so as to obtain a high compression rate. with the disadvantage mentioned above. For example, a
<EMI ID = 12.1>
a compression ratio of 3: 1 leads to an overall ratio of 6: 1. The resulting expansion ratio of 1: 6 would place a heavy load on the uniformity of the transmission channel.
Another consideration is the request made to each circuit to make the gain change necessary to establish the characteristic of compressor or of ex-
<EMI ID = 13.1>
cooked who. makes precise gain changes in the 10 dB range, but much more difficult to make the same circuit for precise gain changes in the 20 dB range. It is thus difficult to obtain a controlled and reproducible characteristic for a set of compressor-expander. The Japanese patent
<EMI ID = 14.1>
<EMI ID = 15.1>
noise reduction system in high fidelity reproduction systems.
It is also known (United States patents
<EMI ID = 16.1>
cascading multiple stages of compressors operating in mutually exclusive frequency ranges. Although this provision does not lead
an increase in the compression ratio greater than that of a single stage, it does not bring any increase either.
<EMI ID = 17.1>
In the light of all these considerations, an object of the invention is to produce an increased rate of com-
<EMI ID = 18.1>
bearing compression ratio and without excessive demand
to a circuit involved in producing a change in.
<EMI ID = 19.1>
Another object is to obtain an increased rate of compression or expansion of sound signals, without producing <EMI ID = 20.1>
produced under transient signal conditions.
A close examination of bi-linear circuits shows that they not only offer the advantages listed
<EMI ID = 21.1>
a means of solving the problem of the high compression ratio in the case of sound circuits and also a way of solving the problem of high over-modulation.
It should be noted that the superposition of linear regions does not increase the compression ratio in these regions; the compression ratio is only increased in the
<EMI ID = 22.1>
it therefore proved possible to separate the dynamic effect regions so as to obtain the desired overall increase in compression without at the same time and significantly modifying the maximum overall compression or expansion rate.
<EMI ID = 23.1>
tion is that the overall result is bi-linear, with all the advantages that this has. So the possibility
<EMI ID = 24.1>
represents another advantage hitherto unrecognized from this class of devices.
The objects mentioned above are achieved according to the invention, which is characterized in that a first circuit, which has an input-output characteristic
<EMI ID = 25.1>
which also have bi-linear characteristics at a given frequency, in a range of frequencies common to the circuits. Thresholds and dynamic regions of circuits are set to different values so
<EMI ID = 26.1>
<EMI ID = 27.1>
a wider range of intermediate input levels than for each of the individual circuits, and to produce an increased difference between the gains at low and high input level, but with a maximum compression or expansion rate which is not practically no higher than the maximum compression ratio of a single circuit, thanks to the staging.
In the case of sound circuits, if these circuits include elements for suppressing (or limiting) over-modulation, it is then possible to stagger the thresholds with the staging of the syllabic thresholds. The overmodulations of the circuits or of the lowest level stages are reduced correspondingly, with an overmodu-
<EMI ID = 28.1>
unlike common log compressors in which large over-modulation is inherently produced.
Each of the circuits can introduce a modification of the spectral content of the signal - for example an elevation of the low level treble in the case of a compressor. Each subsequent stage can therefore be controlled by a signal whose spectral content changes gradually. In the case of complex signals, this has the effect of spectral spreading of the risks of error in the decoding operation. For example, in the case of a magnetic tape recorder whose frequency response characteristic is not uniform, the tendency to spectral shift reduces the total dynamics and frequency response errors of the decoded result.
The importance of the required tiering must now be considered. For simplicity, the series connection of two compressor circuits will be examined. The compression rate of each pen tray and second circuit increases from the unit value to the respective threshold up to <EMI ID = 29.1>
increasing flank of the compression ratio. The rate then falls back to the unit value, which will be called. the decreasing flank. Strictly speaking, the falling edge can approach the unit asymptotically but in all practical applications, it should be considered that it has reached the unit when its value differs from it only by an arbitrary small quantity.
The staggering of the intermediate level portions of the first and second circuits results in the fact that the decreasing flank of a circuit overlaps the flank
<EMI ID = 30.1>
the difference between the two thresholds may be such that the overlapping of the flanks results in an overall compression rate which does not substantially exceed the maximum rate
<EMI ID = 31.1>
Preferably, the threshold of the second circuit is lower than that of the first circuit (if more than two circuits are used, it is preferable that the threshold of each circuit decreases progressively), in the case of a compressor, and vice versa in the case an expander. In principle, the order can be reversed, the threshold of the first compressor circuit being the lowest. With more than two circuits, the order of the thresholds for these can be mixed, and taken in any order, provided that the intermediate level parts of the circuits are suitably staggered.
It should therefore be considered that the ideal stage is that by which the decreasing flank of one circuit overlaps the increasing flank of the other so as to restrict as much as possible the region of the levels in which a dynamic effect occurs in the total device connected in series, while at the same time avoiding a substantial increase in the maximum compression or expansion rate compared to that of a single device. So for example, if the maximum compression ratio of each circuit is 2: 1, the compression ratio of the overall circuit which amounts to 2: 1, maintains this value on the overlap, and then decreases to unity .
So in the. ideally, there is no increase above the 2: 1 ratio, unlike the earlier arrangements of the cascade compression stages which multiply the rates up to 4: 1.
In practice, it may be difficult to obtain optimal overlap at all frequencies but. it may appear that with a reasonable approximation to the ideal case, it is possible to prevent the total maximum compression ratio from exceeding excessively 2: 1 in the example given. In a practical circuit, it can rise for example up to 2.5: 1.
A low value of the compression ratio ma-
<EMI ID = 32.1>
see the compressor more easily, to provide good complementarity between signal channels with somewhat uncertain gains and / or frequency responses. However, a low compression ratio spreads the dynamic action over a wider range of levels, leading to greater susceptibility to noise modulation for a given maximum amount of noise reduction difference in gain at low input levels.
and high. Therefore, there is a competition of undesirable effects produced by both the high and low compression rates. As a result, the ideal compression ratio will depend on the system environment and the goals set.
at the conception of it.
The possibility of staging bi-linear stages offers the producer another means of optimizing an entire circuit. In doing so, the shapes of the compression characteristics of the individual stages can be designed with specific storage in memory. The transient characteristics of the circuits are also taken into account and the opportunity is preferably a-
-dopted to stagger the thresholds for suppressing overmodulation in compressors and expanders of sound signals, so as to obtain a minimum overall overmodulation.
A well-known type of circuit, called a "slip band", which can be used for each of the first and second circuits, provides the desirable characteristic specified for the case of compression or expansion of high frequency sound signals, by applying a high frequency rise (at compression) or a cut (at expansion) by means of a high pass filter with a variable lower bend frequency.
As the signal level in the high frequency band increases, the frequency of the filter bend slides upward to reduce the boosted or cutband and to exclude the useful signal from boosting or cutting. Examples of such circuits can be found
<EMI ID = 33.1>
<EMI ID = 34.1>
Japanese patent application 55 529/71.
Therefore, each of the first and second. circuits can be such a "sliding band" circuit. In principle, the quiescent bend frequencies of the two sliding band circuits can be different and it is possible to use this fact to obtain a higher degree of compression or expansion in a part of the treated frequency band than in another. But according to another important development of the invention, the bend frequencies are kept practically identical.
This brings the advantage of sharper discriminations between the frequency region where a boost or cut must be applied and the region in which they are not applied and, consequently, a sharper discrimination between the region in which the reduction of There is no reason to make noise due to the appearance of a normal useful signal, and the region in which noise reduction remains effective.
<EMI ID = 35.1>
in which the frequency spectrum is separated into several bands by corresponding band-pass filters, and compression or expansion is carried out in each band by a gain control device (a limiter of the <EMI ID = 36.1>
<EMI ID = 37.1>
<EMI ID = 38.1>
healer. Examples of circuits of this kind are given in United States patent US-PS 3,846,719.
These band or multiple band separation circuits offer the advantage of an independent effect in the different frequency terminals and, if this property is required, these circuits can be used as the first, second or other stages of the circuits according to the invention.
<EMI ID = 39.1>
cooked may be a multi-band circuit and the other may be a sliding-band circuit. This can be interesting in a special case in which it is necessary for example to accentuate the compression rate or expansion in a part of the total frequency band, the sliding band circuit and one or more channels with separation of band acting in this part of the frequency band.
It is known to produce compressors and bi-linear expanders, both of the sliding band type and of band separation, using a single signal circuit. However, it is generally preferable to make these devices by providing a main signal circuit which is linear with respect to the range.
<EMI ID = 40.1>
main circuit, and another circuit which receives its signal
<EMI ID = 41.1>
the exit. is coupled with the combination circuit.
<EMI ID = 42.1>
mandé) and the other limited circuit enhances the signal of the main circuit in the combination circuit in the case of compression, but raises the signal of the main circuit in the case of expansion. The limited signal from the other circuit is weaker than the main circuit signal in the upper part of the dynamic input range.
<EMI ID = 43.1>
<EMI ID = 44.1>
and identifiable.
These known compressors and expanders are particularly advantageous because they allow the desired type of transfer characteristic to be established in a precise manner without high level distortion problems. The low-level part of the practically constant gain is established by assigning to the other circuit a threshold above the noise level; below this threshold, the other circuit is linear. The intermediate level part is formed by the region in which the limiting effect
- of the other circuit becomes partially effective and the high level part of the practically constant gain rises after the limiter has become fully effective, so that the signal of the other circuit stops increasing and becomes negligible compared to the <EMI ID = 45.1>
high of the dynamic input range, the output of the device effectively only delivers the signal which has crossed the main linear circuit, that is to say linear with respect to the dynamic range. In dual circuit sound circuits, overdrive suppression is particularly convenient.
Examples of these known circuits are given in the patents of the United States of America US-PS
<EMI ID = 46.1>
<EMI ID = 47.1>
have the same results but in which the other circuit has characteristics opposite to the limiter characteristics, and the output of the other circuit enhances the signal of the main circuit at compression and enhances the signal of the main circuit at l 'expansion
<EMI ID = 48.1>
US-PS 3,875,537).
As already stated, it is not <EMI ID = 49.1>
"exist, operating with single circuits, as described in the United States of America patents US-PS 3,757,254, US-PS 3,967,219, US-PS 4,072,914,
US-PS 3,909,733 and Japanese patent application 55529/71, for example. Although these other forms of circuits are generally not likely to give good results in two-circuit devices or may be less convenient and therefore less economical, they generally provide equivalent results. Consequently, these known circuits can also be used as one or more of the circuits in a device according to the invention. Optionally, one of the first and second circuits can be a double circuit and the other a single circuit.
Other features and benefits of
<EMI ID = 50.1>
will follow several examples of achievements and on
<EMI ID = 51.1>
and on which:
FIG. 1 is an example of a set of curves showing complementary bi-linear characteristics of compression and expansion, <EMI ID = 52.1>
the invention in general, <EMI ID = 53.1> graph of the dynamic effect zones, and showing how
<EMI ID = 54.1>
sisters connected in series, <EMI ID = 55.1>
gure 3 in a still simplified form, FIG. 5 is a series of ideal bi-linear characteristic curves illustrating a general technique of staging the thresholds of the circuits in series, FIG. 6 is a diagram of a sliding band compressor,
<EMI ID = 56.1>
<EMI ID = 57.1> FIG. 9 is a graphic recording showing the response below the compression threshold, of two compressors and expanders in series according to an embodiment of the invention, FIG. 10 is a graphic recording showing the response below the compression threshold of a previous compressor and expander, according to FIGS. 6, 7 and 8, FIG. 11 is a graphic recording of the input-output response as a function of the frequency of a compressor comprising serial devices se- <EMI ID = 58.1> FIG. 12 is a graphic recording of the input-output response as a function of the frequency of a prior compressor comprising a single circuit,
Figures 13 to 15 are series of test tone curves illustrating the sliding band effect of an embodiment of the invention, with the circuit of Figures 6 and 8, Figure 16 shows the characteristic curves <EMI ID = 59.1>
embodiment of the invention,
<EMI ID = 60.1>
<EMI ID = 61.1>
<EMI ID = 62.1> Figure 18 represents the characteristic curves similar in nature to those of Figures 11 and <EMI ID = 63.1> Figure 1 shows an example of a complementary bi-linear transfer characteristic of compression and expansion (at a particular frequency), indicating (for the compression characteristic), the low level part of practically constant gain, the threshold, the part in which the dynamic effect occurs, the end point, and the high level part of practically constant gain. FIG. 2 generally represents a device according to the invention: a first bilinear compressor 2 receives the input information and applies <EMI ID = 64.1>
4 connected in series, the output signal of which is applied to an N channel which transmits information with noises. Two bi-linear expanders 6 and 8 connected in series receive the input signal of the N channel through the expander 6 and deliver an output signal of a noise reduction system at the output of the expander 8. The zones of dynamic effect of the devices in series are separated or stepped relative to each other in the frequency range, as is common for these devices.
Although the figure shows two devices on each side of the information channel N; two or more may suit the invention applies to two or more compressors or bi-linear expanders in series. In the configuration of a complementary noise reduction system, equal numbers of compressors and bi-linear expanders in series are provided.
The order of the stages having particular characteristics in the compressor is reversed in the expander. For example, the last stage of the expander is complementary to the first stage of the compressor in all respects - permanent response and. dynamic response based on
<EMI ID = 65.1>
dynamic and signal level).
FIG. 3 is an example of a graphic representation of the separation or the staging of the two dis- <EMI ID = 66.1>
function of the input amplitude level (horizontal axis) for a compressor or expander operating at a particular frequency. For clarification reasons, the curves are shown in an idealized form; in practice, the curves are rather asymmetrical in practical embodiments of noise reduction systems of type A and of type B, described respectively in the patents of the United States of America US-PS 3 849 719 and US-PS Re 28 426. Curve 12 represents the dynamic effect of a compressor or expander (high level stage). curve 10 is that of another compressor or expander (low level stage), with a zone
<EMI ID = 67.1>
the first in the series of compressors (the second in the series of expanders), curve 12 represents the variations in compression ratio of the first stage (compressor) as a function of the input level of the first stage and curve 10 is the variation the compression ratio of the second stage (compressor) as a function of the input level of the first stage. The upper curves are those of
<EMI ID = 68.1>
In this example, the operating area in response to the input amplitude level are separated so that the product of the two curves gives an overall characteristic of a compression rate or an expansion rate that does not exceed 2 : 1 (1: 2) between the two maximum compression points 10a and <1> 2a (10b and 12b) of the two devices.
Thus, even with two devices in series, the operating end regions remain still fixed, the maximum compression rate and the maximum expansion rate are not increased beyond that of the simple devices and the advantages simple bi-linear devices are kept. Consequently, errors occurring in the dynamic effect range, produced by these devices in series, do not exceed those of a single device. <EMI ID = 69.1> sitive.
Most bi-linear devices determine fixed end regions of constant gain using fixed, preset circuit elements, for example resistors and capacitors, which are inherently stable and cannot introduce errors dynamics, waveform distortions and the like. Therefore, it is only in an operating transition zone between the constant and linear gain regions that dynamically active parts of these circuits can introduce signal errors.
It should be noted that in the representation of: Figure 2, the dynamic effect of a current compressor or logarithmic expander becomes a horizontal line; for example, line 11 is the characteristic of a 2: 1 compressor, line 13 is that of a 1: 2 expander. It is clear from this analysis that there is no reason to separate or stagger the effects of these devices.
For the purpose of analysis and in order to obtain a first order of approximation of the threshold levels necessary in order to obtain an optimal staging according to the invention, it is advisable to further idealize FIG. 3. It will therefore be assumed that each compressor ( and expander) immediately reaches its maximum compression ratio at
a threshold level, and maintains this rate until it reaches an end point at a higher level for which the dynamic effect suddenly stops. Thus, a series of compressors and expanders, described in the manner of FIG. 3, appear as contiguous rectangular curves, as shown in FIG. 4. By way of example, three compressors and expanders with bi-linear characteristics are connected in series. the low level device which is preferably the third compressor (first expander) has the threshold the
lower (T3) represented at -62 dB, with its end point
(F3)) -46 dB which is the threshold (T2) of the intermediate level stage. The end point (F2) of the latter is at <EMI ID = 70.1>
<EMI ID = 71.1>
All levels are reported to the global entry. he
is. furthermore assumed that the gain of each stage is 8 dB
and its maximum compression ratio 2: 1.
FIG. 5 represents idealized characteristic curves (outputs as a function of the total input) for compression, based on the example of FIG. 4 (the symmetrical expansion curves are deleted to clarify. The figure shows how the dynamic effect of
- each stage occurs after that of the neighboring stage, which results in an overall compression ratio of 2: 1 while obtaining compression of 24 dB.
Based on the review of.-3 Figures 4 and 5,
a single equation establishes the relationship between the threshold levels (T), the end points (F), the maximum compression ratio (C), and the gain (G) of a particular stage:
<EMI ID = 72.1>
Using this equation, the threshold levels for each floor can be determined with a reasonable approximation, using an iterative operation.
<EMI ID = 73.1>
desired with a floor gain of 8 dB and a maximum compression ratio of 2, the equation shows that the threshold of. or-
<EMI ID = 74.1>
as the end point (F2) of the stage of an intermediate level to determine. that its threshold should be -46 dB, and so mute. Thus, each stage is related to the result of. the previous floor in this analysis. But the calculated threshold is the total threshold, reported at the entry of the series. To obtain the threshold of a particular circuit related to its own input, account must be taken of the cumulative gain of the signal up to this point. For example, the lowest level threshold in Figure 5 is -46 dB, reported <EMI ID = 75.1>
end point F, compression ratio C or gain G.
Thus, the director can determine the parameters of his circuit from the planned goals. These goals may include conditions that the lowest threshold level be above the noise threshold, that the highest level endpoint is low enough to allow the use of over-modulation protection
and that the maximum total compression ratio does not exceed a particular value. In practical circuits, the threshold point and the end point are not always well-defined points as in this analysis. As we saw in the introduction, the regions in which the intermediate level parts of the characteristic merge into the linear parts. at low and high levels can be soft or sharp,
<EMI ID = 76.1>
dynamic tion. Thus, in practice, the threshold region of one circuit will extend beyond the region of the end point of another circuit.
Examination of the above equation and of FIG. 5 shows that for the particular case of the compression ratio 2: 1, half of the staging of the threshold is obtained by the gains of the signal of the stages, and the other half by a modified polarization on the control element and / or a modified gain of control amplifier (increased gain for lower threshold). Similarly, for compression ratios 1.5: 1 and 3: 1 respectively, 1/3 and 2/3 of stepping respectively are provided by the gains of the stages and 2/3 and 1/3 of l 'staging respectively can be provided by the control circuit.
In Figures 1 and 5, zero dB is a maximum nominal or reference level. In practice, a margin of some 10 to 20 dB is expected above the 0 dB level.
As already mentioned, it is generally <EMI ID = 77.1>
level be the last. But a reverse arrangement is also possible. In the opposite case, the first stage control amplifier must have a high gain to establish the necessary low threshold. This low threshold, when it does not apply uniformly in the presence of level signals
-high, as is the case with sliding belt systems
known in the prior art, generally leads to poor modulation and noise performance for the whole system. In this inverted arrangement, each stage must introduce a sufficient gain of control amplifier to obtain the imposed gain of this stage.
In addition, each threshold is essentially fixed and independent of the operation of the other stages. This is a consequence of the fact that the signal gain at each previous stage has decreased substantially to unity when the
<EMI ID = 78.1>
The calculation of the thresholds necessary for optimal staging in the opposite case is the same as that of the preferred case.
-But the threshold of each floor related to its own entrance becomes the same as the global threshold.
Unlike the reverse situation, in
<EMI ID = 79.1>
vé is the first in the compressor chain and the low level stage the last), an action occurs. useful mutual between the gains of the stages and the thresholds.
<EMI ID = 80.1>
born by the signal gains of the previous stages. Thus, in a two-stage assembly with a low level gain of 10 dB per stage, the amplifier gain condition
: Second stage control is reduced by 10 dB due to the gain of the low level signal from the first stage. If a high level signal appears, the 10 dB gain of the first stage is eliminated and the threshold of the low level stage is. actually increased by 10 dB. With compressors-ex- <EMI ID = 81.1>
noise.
According to the preferred arrangement, the gains of all the previous hostages are fully effective up to the threshold of a particular stage which follows. Thus, unlike the reverse order described above, the preferred arrangement takes better advantage of the predominant signal gains of the individual stages. In other words :
1. Under very low level signal conditions (below the threshold), the control amplifier gain condition for each stage is reduced by a value equal to the cumulative signal gains in all previous stages. In the example of FIG. 5, the gain of the control amplifier required in the floor with the lowest level, in order to obtain a threshold of -62 dB, is therefore reduced by 16 dB compared to the gain required if this floor worked independently or in the reverse configuration mentioned above. Similarly, the gain of the intermediate stage control amplifier is reduced by 8 dB, thus leading to the most economical circuit.
2. A variable threshold effect depending on the signal is obtained, so that with sliding band stages, the effects of noise modulation are reduced. the effective thresholds of low-level floors
<EMI ID = 82.1>
signai, at a particular frequency. At high levels
<EMI ID = 83.1>
transfer characteristic), the effective threshold of the lowest level stage is raised by a value equal to all the gains of the low level stages (below the threshold) up to this point. In the example of FIG. 5, the threshold of the lowest level stage, normally -62dB under low level signal conditions, is therefore raised from 16 dB to -46 dB under signal conditions <EMI ID = 84.1>
In a first practical embodiment of the invention, using sliding band devices in series, the compressor 2 and the expander 8 of FIG. 2 are essentially standard sliding band devices of type B, described in the patent of United States of America US-PS Re 28 426, while compressor 4 and expander 6 have modified response characteristics. It has been found that with the noise produced by the magnetic tapes in cassettes, a useful result is obtained when the second device (in the
compression mode) has not only a stepped response to the input amplitude level, but also a cutoff frequency two or three octaves below that of a standard type B device. threshold levels of the second device are lowered, both the limiters and syllabic filters and
<EMI ID = 85.1>
stepping, and the bend frequency of the fixed wire is lowered. 2 or 3 octaves.
Details on the Type B circuit appear in Figures 6, 7 and 8 which are the same as Figures 4, 5 and 10 respectively of the United States patent <EMI ID = 86.1>
these circuits, their operation and their theory are described there. The description which follows of FIGS. 6, 7
<EMI ID = 87.1>
The circuit of Figure 6 is specially designed to be incorporated into the recording channel of a consumer tape recorder, two of these circuits being necessary for a stereophonic recorder. The input signal is applied to terminal 10, at a transmitter load stage 12 which produces a signal on low impedance. This signal is applied first to an output terminal 12 by a direct main circuit, constituted by a resistor 14, and also to a second circuit, the last component of which, the resistor 18 also connects to terminal 16. The resistors 14 and 18 add the output signals of the main circuit and the other circuit to obtain the desired compression law.
The other circuit consists of a fixed filter
20, a variable cut-off filter 22 comprising a field effect transistor 24 (constituting the filter / limiter), and an amplifier 26, the output of which is connected to a double diode limiter or clipper 28, and to
resistance 18. The nonlinear limiter suppresses overmodulation of the output signal with input signals which increase sharply. The amplifier 26 raises the signal in the other circuit to a level such that the bend of the characteristic of the over-modulation limiter or suppressor 28, constituted by silicon diodes, is effective at the appropriate level of the signal under conditions transient. The effective threshold of the overmodulation suppressor is slightly higher than that of the syllabic filter / limiter. Resistors 14 and 18 are proportioned so that the desired degree of attenuation compensation is provided to the signal in the other circuit.
The output of amplifier 26 is also connected to an amplifier 30 whose signal
<EMI ID = 88.1>
integrated by a regulation filter 32 to obtain the control voltage of the field effect transistor 24.
Two simple resistance-capacitor filters are used, although equivalent LC or LCR filters may be suitable. The cutoff frequency of the
<EMI ID = 89.1>
compression time takes place. The filter 22 includes a capacitor 34 in series and a shunt resistor 36, followed by a series resistor 38 and the field effect transistor 24 whose source-drain circuit is connected as a shunt resistor. In the quiescent state, with a zero signal at the gate of the transistor 24, the latter is blocked and has a practically infinite impedance; the presence of resistor 38 can therefore be neglected. The cutoff frequency of the filter 22 is thus 88 Hz which, it should be noted, is clearly below the cutoff frequency of the fixed filter 20.
When the signal on the gate increases enough for the resistance of the field effect transistor to fall below 1 k ohm for example, the resistance
<EMI ID = 90.1>
cutoff frequency increases, markedly reducing
- the bandwidth of the filter. Of course, the rise in the cutoff frequency is progressive.
The use of a field effect transistor is convenient, because in a limited range of signal amplitudes, this component behaves like a linear resistance (for the two signal polarities) whose value is determined by the voltage of grid control.
The resistor 36 and the field effect transistor are brought back to an adjustable socket 46 of a voltage divider comprising a germanium diode 48 for temperature compensation. The socket 46 makes it possible to adjust the compression threshold of the filter 22.
Amplifier 26 includes complementary transistors having a high input impedance
and a low output impedance '. Since the amplifier drives the diode limiter 28, a finite output impedance is necessary and this is provided by a coupling resistor 50. As already indicated, the diodes 28 are silicon diodes with
an elbow marked at about 0.5 volts.
The signal on the limiter is therefore
<EMI ID = 91.1>
by a switch 53 when it is necessary to remove
<EMI ID = 92.1>
Amplifier 30 consists of an NPN transistor with a time constant circuit 52 in the transmitter, providing increased gain at high frequencies. The high frequencies of high amplitude (for example a stroke of cymbals) thus lead to a rapid shrinking of
the band in which compression occurs, thus avoiding signal distortion.
The amplifier is connected to the regulation filter 32 by the rectifier diode 31. The filter consists of a resistor 54 in series and a capacitor 55 in bypass. The resistor 54 is connected to the terminals of a silicon diode 58 which allows rapid charging of the capacitor 56 for sudden attacks, associated with good regularization under permanent conditions. The voltage across the capacitor 56 is applied directly to the gate of the field effect transistor 24.
Figure 7 is a complete diagram of the additional expander, but a detailed description is not necessary because since the circuit is identical to that of Figure 6, and therefore the values of the components are not for the most much of it shown in Figure 7.
The differences between the circuits of Figures 6 and 7 are as follows.
In FIG. 7, the other circuit receives its input signal from the output terminal 16a, the amplifier 26a is an inverter and the signals combined by the resistors 14 and 18 are applied to the input (base) of the transistor 12 with emitter charge, the output (emitter) of which is connected to terminal 16a. To ensure low drive impedance, the input terminal 10a is connected
to resistor 14 by a transistor 60 with emitter charge. Appropriate measures must be taken to prevent the polarization oscillation current from being received in the expander.
<EMI ID = 93.1>
the fact that the output signal is taken from the transmitter rather than from the collector of the second PNP transistor. This modification requires to pass the resistance 62 of 10 Kohm
(Figure 6) from the collector to the transmitter (Figure 6) which automatically provides an appropriate output impedance for driving the limiter. The resistor 50 is therefore eliminated in the circuit of FIG. 7.
It should be noted that it is important for the alignment of a complete noise reduction system to have equal signal levels on the emitters of the transistors.
<EMI ID = 94.1> on M are therefore connected to these transmitters. Figure 8 shows a preferred circuit for <EMI ID = 95.1>
of Figures 6 and 7. When the field effect transistor
24 is blocked, the second RC circuit 22 is inoperative and
the first RC circuit 20 determines the rethink of the other circuit. This advanced circuit combines the phase advantages resulting from a single RC section in quiescent condition, with the attenuation characteristic of 12 dB per octave of a two-section RC filter in the presence of signals.
In a practical circuit, using MBF 104 field effect transistors, the resistance 36a of 39 Kohm is necessary to obtain a finite source impedance in the operation of the field effect transistor. In this way, the compression ratio at all. frequencies and levels and maintained at a maximum of around 2. The resistance 36a of 39 Kohm fulfills the same function of limiting the compression ratio in the circuit.
<EMI ID = 96.1> Figures 6 or 7. In addition, this resistor has a low frequency circuit for the signal.
Modifications to Figures 6, 7 and 8 will now be explained. As already indicated, in the first practical embodiment of the invention, the compressor 4 and the expander 6 of FIG. 2 include devices of the type shown in FIGS. 6, 7 and 8 with modified characteristics.
Changing the frequency of. cutoff and lowering of the threshold are obtained respectively by modifying the characteristics of the fixed filters (fixed filters 20 in FIG. 6) and also the gain of the control amplifier, by modifying its pre-emphasis characteristics
(emitter time constant circuit 52 of amplifier 30 of FIG. 6). The threshold of the over-modulation suppressor is lowered by the application of continuous-appropriate polarizations (in the forward direction) to the diodes 28.
The impedances of the variable filter (variable filter 22 in FIGS. 6 and 8) are generally left unchanged in order to maintain an adaptation. suitable for the characteristics of the available voltage-controlled variable circuit elements. Appropriate modifications to the type B sliding belt circuit of Figures 6, 7 and 8 consist of <EMI ID = 97.1>
in. the fixed filter 20 has a value of 18 Kohm to lower the cutoff frequency by two or three octaves. To increase the gain of the control amplifier, the capacitance of the capacitor of the transmitter time constant circuit 52 of the amplifier 30 is increased by
<EMI ID = 98.1>
<EMI ID = 99.1>
<EMI ID = 100.1>
with silicon 28, thereby reducing the overmodulation suppression level by several decibels.
The variable filter 22 has a characteristic of passage of all the frequencies in response to
-the control voltage at rest, and therefore the cut-off of the overall filter is lowered by two or three octaves. Increasing the capacitance of the capacitor. in the transmitter circuit of the control amplifier 30 increases the gain of the amplifier at a given frequency. As explained above as well as in the aforementioned US Patent US-PS Re 28,426, when the control voltage (from amplifier 30, rectifier 31 and filter 32) increases , the cut-off frequency of the variable RC filter 22 increases.
Thus, with large capacitance values in circuit 52, the variable filter reacts by raising the frequency from its rest value in response to the signals of the lowest level, thus staggering the response at the level or the threshold relative to that of the unmodified type B circuit.
The level response can be stepped many. ways other than changing the transmitter circuit of the control amplifier. Other possibilities include changing the polarization of the control element, further modifying the gain of the amplifier.
<EMI ID = 101.1>
of the signal between the filter circuit and the bypass circuit of the control signal, and so on.
Some details of circuits 6, 7 and 8 have evolved over the years and more modern forms of
<EMI ID = 102.1>
The purpose of the particular circuit described in the aforementioned patent is to facilitate presentation.
Figure 9 shows an actual curve of <EMI ID = 103.1>
compression of two compressors connected in series, the first being modified as described above; the expander's response is also shown. It should be compared with Figure 10 (which is. The figure
<EMI ID = 104.1>
graphical recording of the response below the compression threshold of a single compressor or expander in Figures 6, 7 and 8.
FIG. 11 'is a graphic recording of the input / output response of the compressors in series, as a function of the frequency. Examination of the response curves shows the two dynamic areas of the indicating curves. the two regions of action. Bine that the ob-
<EMI ID = 105.1>
to demonstrate the stage effect of the devices, it is preferable in practice for these curves to be as regular as possible without any dynamic zone or noticeable abrupt variations. The parallel lines A and B are drawn through the threshold regions: line A relates to the standard circuit. and line B to the modified circuit. There occurs
to compare these curves with figure 12 (which comes
of the aforementioned patent) which are similar response curves for a single unmodified type B sliding belt compressor. Figure 11 shows that the compressor constituted by devices in series provides a practically double compression, distributed over a greater
<EMI ID = 106.1>
The variable band effect of serial stage effect devices is shown in Figures 13 and 14, showing the response to a test tone of a tape recorder from compressors connected in series. It is necessary to compare them with FIG. 15 (which is FIG. 15 of the aforementioned patent) which is a real graphic recording obtained with the circuit of FIG. 6, incorporating FIG. 8. The effect of variable band appears by plotting the frequency response of the compressor by means of a test tone
<EMI ID = 107.1>
presser) in the presence of a high level signal; the test tone is detected at the compressor output by a tracking filter. The high level signal operates the compressor circuits, the curve showing the effect on the filter reset frequency.
Figure 13 shows the response for a test tone at -65 dB and signals at 200 Hz, at levels from -28 dB and below, up to +10 dB. The figure <EMI ID = 108.1> <EMI ID = 109.1>
In another practical embodiment of the invention, providing better performance, the compressor 2 and the expander 8 of FIG. 2 are both modifications of standard devices of type B. The bend frequencies of the devices in series' are lowered by two octaves to obtain an abruptly growing low-level response characteristic. Dynamic effect spreading is brought about by decreasing the thresholds (both syllabic suppression and over-modulation) of the second device (in the compression mode).
<EMI ID = 110.1>
Note that the frequency responses of the individual circuits are combined. If the sharpest growth noise reduction feature is desired
<EMI ID = 111.1>
<EMI ID = 112.1>
low level (at rest).
Consequently, in the present embodiment, the choice of identical characteristics of the threads
<EMI ID = 113.1>
standard type B leads to a characteristic which increases rapidly above approximately 300 Hz. Thus, the system becomes capable of bringing a substantial reduction in noise in the critical range from 300 Hz to 2 KHz. region in which band noise can be discerned a- <EMI ID = 114.1>
<EMI ID = 115.1>
freezable below 300 Hz. By not bringing
<EMI ID = 116.1>
<EMI ID = 117.1>
signal fundamentals and improves complementarity in practical tape recorders which can introduce for example frequency response errors resulting from head jumps and the like. In addition, by avoiding the compression of the low frequency signals, the compatibility of the whole is improved because the accentuation of the low frequency signals would produce an annoying hum and an accentuation of the bass when coded bands are read on: devices do not including no additional expanders.
Returning to FIGS. 6 and 8, in the two series devices of this practical embodiment, the resistance of the fixed filter 20 has increased from 3.3 Kohm to 13 Kohm, which results in a decrease
<EMI ID = 118.1>
filters 20 and 22, up to approximately 375 Hz.
In the second device, the capacitance of the capacitor in the emitter circuit 52 of the control amplifier 30 is increased in a ratio of approximately 4 as in the previous embodiment. This results in a tiering of the threshold levels of approximately 10 to 15 dB (depending on the level and frequency of the signal). Appropriate bias is applied to the diode limiter circuit 28 to lower the level of overdrive suppression.
According to a modification of the last embodiment described, the capacity of the capacitor 34 of the filter 22 can be increased up to 0.01 uF in order to improve the consistency of the characteristics from one unit to another, and to improve the noise modulation characteristics. In this case, due to the practically equal time constants of the fixed filter 20 and the variable filter 22, the arrangement is equivalent to that of a unipolar variable filter and the fixed filter can be eliminated. In this case, the resistor 36a (whose value is 47 Kohm in modern forms of circuit of type B) is placed in bypass on the sourcedrain circuit of the field effect transistor 24 in order to obtain an elbow frequency at rest d '' about 375 Hz.
It is however desirable to keep the filter fixed in the high level circuit so that the circuit can be switched in order to function itself as a standard type B circuit.
In practice, a device for the general public comprising the improved devices described above are compatible with existing software, unencrypted and encoded of type B (for example magnetic tapes and
frequency modulation broadcasts). Advanced devices have a standard Type 3 device and therefore can be switched to operate.
<EMI ID = 119.1>
type B. In addition, when recorded magnetic tapes are available, coded according to this improved system, existing type B devices can display excessive information at high frequency or "brightness" which can be processed by adjusting the tone control. at high frequency in the same way as non-equipped devices currently process coded type B software.
The normal type B circuit described in US Patent Re 28426 has a maximum compression ratio of approximately 2: 1. This compression ratio has proven to be a good practical choice for compressor-expander systems.
consumer cassette tape. In the circuits connected in series of the embodiments described above, each circuit retains a maximum compression ratio of approximately 2: 1, and the maximum compression ratio over the entire combination of the series circuits is approximately 2: 1 for most signal levels and input frequencies. However, in practical implementation, it is difficult to avoid somewhat higher rates, such as 2.5: 1
in a small range of levels and frequencies - This can be tolerated if the compression ratio is not more than about 2.5: 1 (in about 1 to 1.25 times that of each circuit), and if the range of levels and frequencies involved is not wide.
Another particular embodiment of the invention described with reference to FIG. 2 comprises a compressor and an expander in the form of a device with separate bands, as described in the patents of the United States of America US-PS 3 846,719 and US-PS
3,903,485, the other compressor and the other expander being sliding belt devices. A suitable separate or multi-band device is described in the "Journal of the Audio Engineering Society", volume 15, No. 4, October 1967, pages 383 to 388. Separate band devices with the parameters described
<EMI ID = 120.1>
type A devices
In a practical embodiment, a type A compressor receives a constant input signal and drives a specially adapted sliding band device at its output. It is more advantageous to arrange the type A device so as to receive an unprocessed input signal since it is designed to process a constant input signal. Placing the sliding band device first has the disadvantage of changing the constant input signal to a shape that is less suitable for inputting the type A device. At reproduction, the sliding band expander receives the N channel signal, processes it and applies it to type A expander
FIG. 16 represents curves similar to those of FIG. 9 for the response to the level signals. bottom of a type A compressor alone, the sliding band compressor alone and the combined compressor response. The response curves to the expansion are complementary, as according to figure 9. The device of .type A brings a compression of 10 dB up to approximately 5 KHz, and. Above, the increase in level progressively increases until '' at 15 dB at 15 KHz. This increasing response of the type A characteristic is taken advantage of for de � �
<EMI ID = 121.1>
high frequencies (see the high frequency part of the "sliding band" curve in Figure 16); this is advantageous with regard to reducing the effects of the response uncertainties of the high frequency channel, as will be explained in more detail below. Thus, the combined response curve gradually grows up to
<EMI ID = 122.1>
about 14 KHz, then it decreases. The sliding strip device is designed to include operating thresholds and resulting dynamic effect zones
<EMI ID = 123.1>
FIG. 17 represents a series of response curves at different levels for series A and sliding-band compressors. These curves present the same type of information as in FIG. 11.
The hatched region C generally indicates the regions dy-
<EMI ID = 124.1>
the hatched region D corresponds to the action of the sliding strip device. This arrangement leads to a maximum compression ratio, which at all levels and at all frequencies does not exceed about 2: 1 and is therefore relatively free from the effects of amplification of errors in practical recording channels on magnetic tape .
It is understood that, for example, a standard device of type A is connected in series with a special device to. sliding strip. But in principle, the type A device can be modified to offset these dynamic effect zones so as to obtain the best adaptation to the effect zones of the sliding band device.
<EMI ID = 125.1>
The precise values of stepping or offset required in this configuration and in other
<EMI ID = 126.1>
signal processing. The purpose of staging areas.
<EMI ID = 127.1>
grouping of response curves. This grouping is a grouping of response curves. This grouping is an indication of high rates of compression or expansion.
.For example, Figure 18 shows excessive grouping, i.e. at some frequencies and levels, a change in input level of 10 dB results in a change <EMI ID = 128.1>
optimal, with proper staging, a 2: 1 ratio is never much exceeded in a cassette compressor-expander over most of the range of levels and frequencies. In other types of transmission systems, higher compression ratios may be acceptable.
CLAIMS
1) Device intended to modify the dynamic range of an input signal, characterized in that it comprises a first circuit (2, 6) with a bi-linear characteristic constituted by a low-level part
of practically constant gain up to a threshold, a part of intermediate level above the threshold, with a variable gain introducing a maximum rate of compression or expansion, and a part of high level of practically constant gain, different from the gain of the low level part, and a second circuit (4, 8) which also has a bi-linear characteristic in a frequency range
common to the circuits, the parts of intermediate levels of the characteristics of the circuits being staged in a frequency range common to the circuits so as to produce a gain change in a wider range of intermediate input levels than for each of the circuits individually and an increased difference between earnings at lower or higher entry levels,
but with a maximum compression or expansion rate which is practically no higher than that of a single circuit thanks to the staging.