"Circuit de charge d'un oscillateur à ondes sinusoïdales"
(Inventeur: Ira Jay PITEL)
Priorité de la demande de brevet déposée aux Etats-Unis
d'Amérique le 20 décembre 1976 sous le n[deg.] 752,166, au nom
de Ira Jay PIXEL, dont la Société susdite est l'ayant droit.
La présente invention est relative à des circuits de charge d'oscillateurs à ondes sinusoïdales et, en particulier, à un montage de ce type convenant à une utilisation avec des
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Les circuits de charge actuellement fabriqués, destinés à des lampes fluorescentes, sont très fréquemment du
type auto-transformateur de 120 Hz. Dans ceux-ci, la caractéristique de saturation du transformateur est utilisée pour fournir les courants désirés nécessaires au fonctionnement d'une lampe fluorescente.
Toutefois, on sait que le type auto-transformateur
du circuit de charge est relativement lourd et incommode.
<EMI ID=2.1>
inefficace, ce qui conduit à une production de chaleur excessive, ainsi qu'à une perte d'énergie. Au surplus, les possibilités opératoires sont quelque peu moins que désirées en
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qui est bien dans la gamme des fréquences audibles.
Un autre forme connue de circuit de charge de lampes comprend un circuit oscillateur du type univibrateur en coopération avec un transformateur à noyau saturable. Un transistor de l'oscillateur sature et effectue la saturation de la matière-du noyau du transformateur pour limiter le flux de courant et empêcher que les lampes brûlent.Toutefois, les caractéristiques de saturation de la matière du noyau sont relativement variables et imprévisibles, ce qui rend ce montage indésirable,ou mieux,plus difficile à commander ou contrôler exactement.
Selon une autre conception du montage de charge de lampes, une forme d'onde rectangulaire est développée et appliquée à un réseau de filtrage. Dans ce cas, la forme d'onde rectangulaire est transformée en une forme d'onde sinusoïdale.
Toutefois, le montage à forme d'onde rectangulaire s'est révélé moins efficace que le montage dans lequel une forme d'onde sinusoïdale est directement développée. Pareillement, le filtrage requis pour prévoir une forme d'onde sinusoïdale dérivée
<EMI ID=4.1>
sement coûteux .
D'autre part, une autre forme d'appareil de charge de lampes est décrite dans la demande de brevet américain
<EMI ID=5.1>
(Circuit de charge d'oscillateur accordé), introduite le
19 mars 1976 au nom de la présente Demanderesse. Cet'Le demande
a pour objet un montage joint à un oscillateur accorde comprenant plusieurs enroulements inductifs pour effectuer le développement de la résonance à une fréquence donnée, l'activation
de l'oscillateur couplé à un circuit de lampe et le verrouillage du montage pour arrêter le flux de courant non commandé à travers 1'oscillateur.
<EMI ID=6.1>
nique antérieure, des circuits séparés tant pour des signaux transitoires que l'interférence haute fréquence (IHF). De plus, les circuits de filtrage transitoires connus comprennent un seul dispositif sensible transitoire ou des dispositifs "empilés" de ce type, tandis que les circuits d'interférence haute fréquence comportent au moins deux inducteurs et un transformateur à enroulement anti-inductif. Ce montage est relativement coûteux et semble laisser beaucoup à désirer.
Par conséquent, un but de la présente invention est de concevoir un circuit de charge valorisé, convenant à une utilisation avec une charge de lampe. Un autre but de l'invention est de réaliser un circuit de charge amélioré qui réduit au minimum les transitoires de puissance pendant la commutation des transistors. Un autre but encore de l'invention vise à prévoir un circuit de charge amélioré pourvu de multiples enroulements inductifs de transformateur, agissant d'une manière coopérative et convenant au développement de potentiels protecteurs en réponse aux conditions de charge à
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un circuit de charge amélioré comportant une possibilité de correction de facteur de puissance.
Ces buts, ainsi que d'autres objectifs, avantages et possibilités sont atteints selon un exemple de réalisation de la présente invention en utilisant un circuit de charge doté d'un oscillateur accordé, couplé à un redresseur à courant continu (CC) connecté par un circuit de correction de facteur de
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Un premier transformateur comprend des enroulements raccordés à l'oscillateur et à un enroulement d'un deuxième transformateur en série avec un condensateur pour former un circuit résonnant. Un circuit de charge shunte le condensateur du circuit résonnant. Le deuxième transformateur est doté d'un enroulement associé à un circuit de verrouillage couplé au redresseur CC, tandis que le premier transformateur est muni d'un montage associé pour prévoir une possibilité de correction de la durée de rémanence des transistors, De plus, un circuit conditionnant la ligne de force motrice est également prévu.
L'invention est décrite en détail ci-après en se référant aux dessins annexés au présent mémoire, dans lesquels:
la figure 1 est un exemple de réalisation préféré d'un circuit de charge d'oscillateur accordé à ondes sinusoidales, doté d'une possibilité de correction de facteur de puissance et de correction de temps de rémanence des transistors;
la-figure 2 est un autre exemple de réalisation d'un Circuit d'oscillateur accordé à ondes sinusoïdales, utilisant ,un montage de correction de facteur de puissance et de temps de rémanence; la figure 3 est un graphique des courants de chaque transistor d'un oscillateur à ondes sinusoïdales dépourvu d'un montage de correction de propre temps de rémanence;
<EMI ID=9.1>
transistors dont les voies de commutation sont du type à charge inductible et sont formés en "L"; et la figure 5 est un graphique de la densité des porteurs minoritaires de la base d'un transistor.
Pour mieux comprendre la présente invention, conjointement avec ses buts, autres objectifs, avantages et possibilités, il convient de se référer à la description ci-après et aux revendications accompagnant le présent mémo ira, en liaison avec les dessins annexés.
En se référant à la figure 1 des dessins, le circuit
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ce de tension CA3 couplée, par un circuit 5 de correction de facteur de puissance et de conditionnement de ligne de force motrice, a un redresseur CC7. Un oscillateur 9 à ondes sinusoï-
<EMI ID=11.1>
transformateur liât à un second transformateur 13.
Plus spécifiquement, le circuit 5 de correction de facteur de puissance et de conditionnement de ligne de force motrice comprend une partie de circuit de correction de facteur de puissance dote d'un condensateur 15 shuntant le redresseur
<EMI ID=12.1>
la source de tension CAS. La partie de conditionnement de ligne de force motrice du circuit-1 de correction du facteur de puissance et de conditionnement de ligne de force motrice comprend le premier inducteur 17 couplé lâchement au deuxième inducteur
19, chacun des deux inducteurs 17 et �respectivement connec-
<EMI ID=13.1>
Pareillement, la fonction du redresseur CC7 et de chacun des deux inducteurs 17 et 19 est raccordée, par le premier et le
<EMI ID=14.1>
sion ou à uns terre du circuit. De plus, un suppresseur de transitoires 25 est shunté, dans cet exemple, aux bornes de la source de tension CA3.,
Le redresseur CC7 comprend une première, une deuxième une troisième et une quatrième diode 27, 29, 31 et 33 respectivement sous la forme d'un pont. La jonction de la première et de la deuxième diode 27 et 29 est couplée au premier induc-
<EMI ID=15.1>
tion de facteur de puissance et de conditionnement de ligna de force motrice. Semblablement, la jonction de la troisième et de la quatrième diode 31 et 33 est raccordée au deuxième inducteur 19 et au deuxième condensateur 23 du circuit 5 de correction de facteur de puissance et de conditionnement de ligne de force motrice.
L'oscillateur 9 à ondes sinusoïdales comprend un premier et un deuxième transistor 35 et 37 connectés en série aux bornes du re-dresseur CC7. Le premier transistor 35 a un circuit de polarisation connecté à sa base et est pourvu d'une résistance 39 couplant la base au collecteur et d'un condensateur 41 monté en parallèle, ainsi que d'une diode 43 raccordée à la base. Le deuxième transistor 37 a également un circuit de polarisation pourvu d'une résistance 45 reliant la base au collecteur, ainsi qu'un condensateur 47 monté en parallèle et une diode 49 branchée à la base.
Le premier transformateur 11 comprend un enroulement secondaire fendu dont une première partie 51 est raccordée à l'émetteur et au condensateur 41 monté en parallèle, ainsi qu'à la diode 43 connectée à la base du premier transistor 35. Une seconde partie 53 de l'enroulement secondaire est branchée à l'émetteur et au condensateur 47 monté en parallèle, ainsi <EMI ID=16.1>
deuxième transformateur 13.
Le deuxième transformateur 13 comprend l'enroulement primaire fendu 57 connecté en série à un organe d'accumulation
<EMI ID=17.1>
du premier transfert, mateur 11. Un premier enroulement secondaire
61 du deuxième transformateur 13 est branché à une charge sous
<EMI ID=18.1>
sateur 59 du circuit résonnant série.
Un deuxième enroulement secondaire 69 du deuxième transformateur 13 est doté d'une prise centrale raccordée au redresseur CC7. Les autres extrémités du deuxième enroulement secondaire 69 sont branchées chacune à une diode 71 et 73 respectivement, qui sont couplées par une impédance 75 au redresseur CC7.
<EMI ID=19.1>
chées en série, ainsi qu'une résistance 85 et une diode 83 également branchées en série. Le circuit 77 est raccordé, par l'intermédiaire du condensateur 41 et de la diode 43, à la base du premier transistor 35 et au collecteur de ce même premier transistor 35 et le circuit 78 est branché, par l'intermédiaire du condensateur 47 et de la diode 49, à la base
du deuxième transistor 37 et au collecteur de ce même deuxième
<EMI ID=20.1>
manence, est aussi approprié, tel que ceci est expliqué ciaprès.
Un autre exemple de réalisation du circuit de charge de la figure 1 est reproduit à la figure 2. Dans celui-ci les formes sont en substance semblables et sont désignées par les mêmes références numériques, sauf en ce qui concerne le
<EMI ID=21.1>
des sinusoïdales et le premier et le deuxième transformateur
11 et 13, respectivement.
Dans le circuit 5 de correction de facteur de puissance et de conditionnement de ligne de force motrice de la <EMI ID=22.1> jonction du premier inducteur 17 et du premier condensateur
21 et à la jonction de la source de tension CA3 et du second
<EMI ID=23.1>
ce sens que le suppresseur de transitoires 25 peut être relie à la jonction de la source de tension CA3 et du premier induc-
<EMI ID=24.1>
enroulement secondaire ajouté 87 connecté en série à une impédance, représentée par une résistance 89, et le premier
<EMI ID=25.1>
Ainsi, le montage est prévu pour un procédé alterné de compensation de "durée de rémanence", tel que ceci est expliqué ci-après, et les circuits 77 et 78 de la figure 1 ne sont pas utilisés.
<EMI ID=26.1>
de correction de facteur de puissance et de conditionnement de ligne de force motrice, le conditionneur de ligne de force
<EMI ID=27.1>
couplés mutuellement et raccordant la source de tension CA3 au redresseur CC7 et, par l'intermédiaire du premier et du deuxième condensateur 21 et 23, à la terre du circuit un sup-
<EMI ID=28.1> <EMI ID=29.1>
Le conditionneur Ce ligne de force motrice sert de . filtre de transitoires et d'interférence haute fréquence (IHF). Dans l'exemple de réalisation préféré de la figure 2, une réponse au signal unité non désirée à la source de tension CA3 est soumise à un procédé de filtrage en deux stades. Le suppres-
<EMI ID=30.1>
non désiré et sert aussi de filtre actif. Ensuite, la réponse "pincée" est encore filtrée par un deuxième filtre passe-bas
<EMI ID=31.1>
19 et du circuit de charge.
Au surplus, ce réseau à double filtrage permet l'emploi de dispositifs suppresseurs de transitoires 25 relativement peu coûteux, possédant une possibilité caractéris-
<EMI ID=32.1>
réseaux de réponse au signal unité à seul filtre, bien connus dans la technique antérieure, exigent une caractéristique de "jointure" relativement nette, en raison du grand 'changement du potentiel qui leur est appliqué lorsqu'un signal transitoire apparaît. Toutefois, la technique de double filtrage des circuits prédécrits permet l'utilisation de dispositifsde réponse au signal unité moins coûteux, avec des caractéristiques de "jointure" moins critiques puisque le transitoire est à la fois pincé et filtré.
Pareillement, le premier inducteur 17 et le condensateur 21 respectivement, ainsi que le deuxième inducteur 19 et le condensateur 23 respectivement, servent chacun de filtre passe-bas pour empêcher les signaux IHF apparaissant à la source de tension CA3 de parvenir à la charge ou redresseur CC7, <EMI ID=33.1>
tension CA3 et la redresseur CC sont isoles par rapport aux signaux IHF par le conditionneur de ligne de force motrice 5 situé entre eux.
<EMI ID=34.1>
19 sont couplés lâchement entre eux. De cette façon, les courants tendant à circuler dans le montage du premier inducteur
17 sont annulés par des courants égaux et opposés circulant
<EMI ID=35.1>
le couplage mutuel du premier et du deuxième inducteur 17
et 19 sert à annuler tout déséquilibre dans la circulation du courant et empêche une circulation quelconque des courants vers le circuit de terre de l'appareil.
<EMI ID=36.1>
charge d'oscillateur à ondes sinusoïdales, une tension puisée
<EMI ID=37.1>
Cet oscillateur 9 est couplé au circuit résonnant série qui comprend l'enroulement primaire 55 du premier transformateur ,. 11 - 1 ' enroulement primaire 57 du deuxième transformateur 13
<EMI ID=38.1>
compris le montage résonnant, peuvent agir à une fréquence d'environ 33 KHz.
Le circuit de charge comprenant les lampes 63 et l'enroulement secondaire 61 du deuxième transformateur est shunté aux bornes du condensateur 59 au moyen des condensateurs 65 et 67. Initialement,une majeure partie du courant circulant dans l'oscillateur 9 passe par le circuit résonnant dont l'impédance est relativement basse, tandis que les lampes montées en parallèle apparaissent comme une impédance relativement élevée qui arrête la circulation de courant à travers celle-ci. Lorsque les lampes sont ionisées, une quantité croissante dé courant circule à travers celles-ci, tandis que le courant passant dans le circuit résonnant diminue. Ainsi, le Q
(facteur de surtension) du circuit résonnant parallèle est réduit lorsque le courant disponible est utilisé par la charge des lampes.
<EMI ID=39.1>
raissent comme un circuit ouvert. Dès lors, le flux de courant de l'enroulement primaire 57 du deuxième transformateur 13 augmente. Successivement, la tension développée aux bornes de
<EMI ID=40.1>
accru aux bornes-de l'enroulement secondaire 69 du deuxième transformateur 13. Le potentiel accru de l'enroulement secondaire 69 provoque la conduction des diodes 71 et 73 qui assurent le blocage de la tension apparaissant aux bornes des transistors 35 et 37 et à l'enroulement primaire 57 à une cer-
<EMI ID=41.1>
protégés contre un flux de courant accru agressif, même si un état de circuit ouvert des lampes de charge 63 se produit.
Pareillement, on sait que les transistors ont une caractéristique connue de durée de rémanence qui peut être définie comme le temps nécessaire à l'élimination de l'excès des porteurs minoritaires restant dans la base d'un transistor. Autrement dit, un temps limité est nécessaire pour éliminer l'excès des porteurs minoritaires du circuit de la base chaque fois qu'une commutation d'un transistor doit être effectuée.
Antérieurement, les formes connues du montage de commutation de charge ne prévoyaient pas l'optimalisation des voies de commutation. Par conséquent, il est d'usage courant, dans les circuits inverseurs, de disposer tant d'un courant élevé de collecteur. que d'une tension collecteur-émetteur pendant les opérations de commutation, comme le montre la figure 3. Le courant de collecteur Ic, d'un transistor est <EMI ID=42.1>
de rémanence du transistor. Ainsi, les deux transistors sont conducteurs lorsque l'opération de commutation se produit.
<EMI ID=43.1>
tionnées ci-dessus) du courant du collecteur apparaissant pendant les opérations de commutation, il est d'usage pratique d'utiliser des transistors possédant une haute capacité de
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figure 4.
Toutefois, le montage conçu pour assurer la compensation de la durée de rémanence permet l'utilisation de transistors dont la voie de commutation transitoire de faible puissance a la forme d'un "L" et peut être représentée graphique-
<EMI ID=45.1>
la durée de rémanence permet l'utilisation de transistors de commutation rapides, relativement peu coûteux.
En ce qui concerne la compensation de la durée de rémanence, une technique prévoit un montage pour réduire l'excès des porteurs minoritaires avant la commutation du transistor
<EMI ID=46.1>
état de "saturation" à un état "actif" . Comme le contre le graphique de la figure 5, apparaissant à la page 259 d'une publication de McGraw-Hill intitulée "Electronic Devices and Circuits" (Circuits et dispositifs électroniques), 1967, un excès de porteurs minoritaires est présent dans la base entre
<EMI ID=47.1>
Au surplus, un état "actif" correspond à un état opératoire du transistor ou.la jonction base-collecteur est polarisée inversement. Ainsi, la réduction de l'excès de porteurs minoritaires en substance à zéro par passage à l'état "actif" avant la commutation, élimine substantiellement le problème de la durée de rémanence et permet l'utilisation d'un transistor d'une capacité transitoire de faible puissance.
En se référant au montage de la figure 1, il est visible que chacun des transistors 35 et 37 est associé à un circuit 77 et 79 qui comprend une résistance 81 et une diode 79, ainsi qu'une résistance 85 et une diode 83 connectées en série.
<EMI ID=48.1>
Autrement dit, à mesure que chacun des transistors 35 et 37
se rapproche de l'état de commutation, le courant de circuit
de base est réduit, par les circuits 77 et 79, en une quantité suffisante pour contraindre la tension du collecteur à égaler en substance la tension de la base. Ainsi, un état "actif" est atteint, l'excès de porteurs minoritaires est réduit en substance à zéro, la durée de rémanence est diminuée et la commutation a lieu à la valeur de courant essentiellement zéro du collecteur,
Uneautre technique pour prévoir la "durée de rémanence est représentée dans l'exemple de réalisation à la figure 2. Dans celui-ci, le même courant circule à travers les enroulements primaires 55 et 57 dû premier et du deuxième transformateur 11 et 13, respectivement. L'enroulement secondaire 87 du deuxième
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l'enroulement primaire 91 du transformateur 11 est déphasé pour fournir un courant déphasant de 90[deg.] (avançant la phase) le
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A son tour, ce courant déphasé de 90[deg.] (en avance de phase)présent dans l'enroulement primaire 91 est combiné
<EMI ID=51.1>
ments secondaires 51 et 53 du premier transformateur 11. Ce flux de courant combiné constitue un flux de courant résultant apparaissant à la base des transistors 35 et 37 et déphasant le courant du collecteur d'un angle de phase présélectionné par les valeurs des enroulements et principalement de la résistance 89.
Il en résulte que le courant appliqué à la base des
<EMI ID=52.1>
en phase) le courant du collecteur d'une quantité suffisante permettant de compenser la durée de rémanence'du transistor.
<EMI ID=53.1>
rant zéro du collecteur, ce qui autorise l'emploi de transistors peu coûteux.
On a dcnc prévu un circuit de charge unique d'oscillateur à ondes sinusoïdales convenant spécialement à une utilisation avec des lampes fluorescentes de 35 et 40 watts. L'appareil est efficace, a un poids léger, comprend des élémènts constitutifs peu coûteux et procure une capacité opératoire que l'on considère comme n'ayantpas été obtenue jusqu'ici avec un autre circuit quelconque connu. Pareillement, l'appareil comprend un montage où des transistors peu coûteux, mais efficaces sont utilisés convenablement et où la compensation des états à vide du circuit de charge est prévue.
Bien que l'on ait décrit ci-avant et représenté aux dessins annexés ce que l'on considère actuellement comme des ' exemples de réalisation préférés de l'invention, il apparaîtra aisément aux hommes de métier spécialisés dans la présente technique que de nombreux changements et modifications peuvent être apportés sans s'écarter du cadre de l'invention défini dans las revendications jointes au présent mémoire.
REVENDICATIONS
1.- Circuit conditionneur de ligne de force motrice, caractérisé en ce qu'il comprend une source de tension de courant alternatif pourvu d'une première paire de bornes; un circuit de charge comportant une seconde paire de bornes; un premier et un deuxième inducteur couplant chacun l'une des bornes de la première paire de bornes de la source de tension de courant alternatif à l'une des bornes de la deuxième paire de bornes du-circuit de charge, le premier et le deuxième induc-
<EMI ID=54.1>
mulation de charge branchant chacun la jonction de l'un des premier et deuxième inducteurs et l'une des bornes de la deuxième paire de bornes du circuit de charge à un niveau
de référence de potentiel; et un suppresseur de transitoires raccordant la jonction de l'une des bornes de la première paire de bornes de la source de tension de courant alternatif et de l'un des premier et deuxième inducteurs à la jonction de l'une des bornes de la deuxième paire de bornes du circuit de charge et de l'autre des premier et deuxième inducteurs.
2.- Circuit conditionneur de ligne de force motrice
"Load circuit of a sine wave oscillator"
(Inventor: Ira Jay PITEL)
Priority of the patent application filed in the United States
of America on December 20, 1976 under n [deg.] 752,166, in the name
of Ira Jay PIXEL, of which the aforementioned Company is the beneficiary.
The present invention relates to sine wave oscillator load circuits and, in particular, to such an assembly suitable for use with
<EMI ID = 1.1>
Currently manufactured charging circuits for fluorescent lamps are very frequently of
120 Hz auto-transformer type. In these, the saturation characteristic of the transformer is used to provide the desired currents necessary for the operation of a fluorescent lamp.
However, we know that the auto-transformer type
of the charging circuit is relatively heavy and inconvenient.
<EMI ID = 2.1>
inefficient, which leads to excessive heat production, as well as loss of energy. In addition, the operative possibilities are somewhat less than desired in
<EMI ID = 3.1>
which is well in the range of audible frequencies.
Another known form of lamp charging circuit comprises a univibrator type oscillator circuit in cooperation with a saturable core transformer. An oscillator transistor saturates and saturates the transformer core material to limit current flow and prevent lamps from burning. However, the saturation characteristics of the core material are relatively variable and unpredictable. which makes this assembly undesirable, or better, more difficult to control or control exactly.
According to another design of the lamp load assembly, a rectangular waveform is developed and applied to a filter network. In this case, the rectangular waveform is transformed into a sine waveform.
However, the rectangular waveform setup has been found to be less efficient than the setup in which a sine waveform is directly developed. Likewise, the filtering required to predict a derivative sine waveform
<EMI ID = 4.1>
very expensive.
On the other hand, another form of lamp charging apparatus is described in the United States patent application.
<EMI ID = 5.1>
(Tuned oscillator load circuit), introduced on
March 19, 1976 in the name of the present Applicant. This asks
has for object an assembly joined to a tuned oscillator comprising several inductive windings to carry out the development of the resonance at a given frequency, the activation
of the oscillator coupled to a lamp circuit and locking the assembly to stop the flow of uncontrolled current through the oscillator.
<EMI ID = 6.1>
Previously, separate circuits for both transient signals and high frequency interference (IHF). In addition, known transient filter circuits include a single transient sensitive device or "stacked" devices of this type, while high frequency interference circuits have at least two inductors and an anti-winding transformer. This assembly is relatively expensive and seems to leave a lot to be desired.
Therefore, an object of the present invention is to design an upgraded charging circuit, suitable for use with lamp charging. Another object of the invention is to provide an improved load circuit which minimizes power transients during switching of the transistors. Yet another object of the invention is to provide an improved load circuit provided with multiple inductive transformer windings, acting in a cooperative manner and suitable for the development of protective potentials in response to the load conditions at.
<EMI ID = 7.1>
an improved load circuit including a possibility of power factor correction.
These objects, as well as other objects, advantages and possibilities are achieved according to an exemplary embodiment of the present invention by using a load circuit with a tuned oscillator, coupled to a direct current (DC) rectifier connected by a factor correction circuit
<EMI ID = 8.1>
A first transformer includes windings connected to the oscillator and to a winding of a second transformer in series with a capacitor to form a resonant circuit. A load circuit bypasses the capacitor of the resonant circuit. The second transformer has a winding associated with a latch circuit coupled to the DC rectifier, while the first transformer is provided with an associated circuit to provide a possibility of correction of the remanence time of the transistors, In addition, a circuit conditioning the driving force line is also provided.
The invention is described in detail below with reference to the drawings appended hereto, in which:
FIG. 1 is a preferred embodiment of a sine wave tuned oscillator load circuit, provided with a possibility of power factor correction and of correction of the remanence time of the transistors;
FIG. 2 is another exemplary embodiment of a sine wave tuned oscillator circuit, using a power factor and remanence time correction circuit; FIG. 3 is a graph of the currents of each transistor of a sinusoidal wave oscillator without an assembly for correcting its own remanence time;
<EMI ID = 9.1>
transistors whose switching paths are of the inducible load type and are "L" shaped; and Figure 5 is a graph of the density of minority carriers at the base of a transistor.
In order to better understand the present invention, together with its aims, other objects, advantages and possibilities, reference should be made to the following description and to the claims accompanying this memo, in conjunction with the accompanying drawings.
Referring to Figure 1 of the drawings, the circuit
<EMI ID = 10.1>
This voltage CA3 coupled, by a power factor correction and driving force line conditioning circuit 5, to a rectifier CC7. A sine wave oscillator 9
<EMI ID = 11.1>
transformer linked to a second transformer 13.
More specifically, the power factor correction and power line conditioning circuit 5 comprises a power factor correction circuit portion provided with a capacitor 15 bypassing the rectifier.
<EMI ID = 12.1>
the CAS voltage source. The motive force line conditioning part of the power factor correction and driving force line conditioning circuit-1 comprises the first inductor 17 loosely coupled to the second inductor
19, each of the two inductors 17 and � respectively connec-
<EMI ID = 13.1>
Similarly, the function of the rectifier CC7 and of each of the two inductors 17 and 19 is connected, by the first and the
<EMI ID = 14.1>
or to a circuit earth. In addition, a transient suppressor 25 is shunted, in this example, across the voltage source CA3.,
The rectifier CC7 comprises a first, a second, a third and a fourth diode 27, 29, 31 and 33 respectively in the form of a bridge. The junction of the first and the second diode 27 and 29 is coupled to the first inductor
<EMI ID = 15.1>
tion of power factor and conditioning of driving force ligna. Likewise, the junction of the third and fourth diode 31 and 33 is connected to the second inductor 19 and the second capacitor 23 of the power factor correction and power line conditioning circuit 5.
The sine wave oscillator 9 comprises a first and a second transistor 35 and 37 connected in series to the terminals of the re-straightener CC7. The first transistor 35 has a bias circuit connected to its base and is provided with a resistor 39 coupling the base to the collector and a capacitor 41 connected in parallel, as well as a diode 43 connected to the base. The second transistor 37 also has a bias circuit provided with a resistor 45 connecting the base to the collector, as well as a capacitor 47 connected in parallel and a diode 49 connected to the base.
The first transformer 11 comprises a split secondary winding of which a first part 51 is connected to the emitter and to the capacitor 41 connected in parallel, as well as to the diode 43 connected to the base of the first transistor 35. A second part 53 of the the secondary winding is connected to the emitter and to the capacitor 47 connected in parallel, thus <EMI ID = 16.1>
second transformer 13.
The second transformer 13 comprises the split primary winding 57 connected in series to an accumulation member
<EMI ID = 17.1>
of the first transfer, die 11. A first secondary winding
61 of the second transformer 13 is connected to a load under
<EMI ID = 18.1>
sator 59 of the series resonant circuit.
A second secondary winding 69 of the second transformer 13 has a central tap connected to the rectifier CC7. The other ends of the second secondary winding 69 are each connected to a diode 71 and 73 respectively, which are coupled by an impedance 75 to the rectifier CC7.
<EMI ID = 19.1>
connected in series, as well as a resistor 85 and a diode 83 also connected in series. Circuit 77 is connected, via capacitor 41 and diode 43, to the base of first transistor 35 and to the collector of this same first transistor 35 and circuit 78 is connected, via capacitor 47 and diode 49, at the base
of the second transistor 37 and to the collector of this same second
<EMI ID = 20.1>
manence, is also appropriate, as explained below.
Another exemplary embodiment of the charging circuit of FIG. 1 is reproduced in FIG. 2. In this one the shapes are in substance similar and are designated by the same reference numerals, except with regard to the
<EMI ID = 21.1>
sinusoidals and the first and second transformer
11 and 13, respectively.
In the power factor correction and driving force line conditioning circuit 5 of the <EMI ID = 22.1> junction of the first inductor 17 and the first capacitor
21 and at the junction of the voltage source CA3 and the second
<EMI ID = 23.1>
meaning that the transient suppressor 25 can be connected to the junction of the voltage source CA3 and the first inductor
<EMI ID = 24.1>
added secondary winding 87 connected in series to an impedance, represented by a resistor 89, and the first
<EMI ID = 25.1>
Thus, the setup is provided for an alternate "hangover time" compensation method, as explained below, and circuits 77 and 78 of Fig. 1 are not used.
<EMI ID = 26.1>
power factor correction and driving force line conditioning, the force line conditioner
<EMI ID = 27.1>
mutually coupled and connecting the voltage source CA3 to the rectifier CC7 and, through the first and second capacitors 21 and 23, to the earth of the circuit a sup-
<EMI ID = 28.1> <EMI ID = 29.1>
The conditioner This line of driving force serves as. high frequency transient and interference filter (IHF). In the preferred embodiment of Fig. 2, an unwanted unity signal response at the voltage source CA3 is subjected to a two-stage filtering process. The suppres-
<EMI ID = 30.1>
unwanted and also serves as an active filter. Then the "pinch" response is filtered again by a second low pass filter
<EMI ID = 31.1>
19 and the charging circuit.
In addition, this double-filtered network allows the use of relatively inexpensive transient suppressor devices with characteristic capability.
<EMI ID = 32.1>
Single filter unit signal response networks, well known in the prior art, require a relatively sharp "join" characteristic, due to the large change in potential applied to them when a transient signal occurs. However, the double filtering technique of the pre-described circuits allows the use of less expensive unity signal response devices, with less critical "join" characteristics since the transient is both clamped and filtered.
Likewise, the first inductor 17 and the capacitor 21 respectively, as well as the second inductor 19 and the capacitor 23 respectively, each serve as a low pass filter to prevent IHF signals appearing at the voltage source CA3 from reaching the load or rectifier. CC7, <EMI ID = 33.1>
voltage CA3 and the DC rectifier are isolated from the IHF signals by the driving force line conditioner 5 located between them.
<EMI ID = 34.1>
19 are loosely coupled to each other. In this way, the currents tending to flow in the assembly of the first inductor
17 are canceled by equal and opposite currents flowing
<EMI ID = 35.1>
mutual coupling of the first and second inductor 17
and 19 serves to cancel any imbalance in current flow and prevents any flow of currents to the earth circuit of the apparatus.
<EMI ID = 36.1>
sine wave oscillator load, a pulsed voltage
<EMI ID = 37.1>
This oscillator 9 is coupled to the series resonant circuit which comprises the primary winding 55 of the first transformer,. 11 - 1 'primary winding 57 of the second transformer 13
<EMI ID = 38.1>
including the resonant assembly, can act at a frequency of about 33 KHz.
The load circuit comprising the lamps 63 and the secondary winding 61 of the second transformer is shunted across the capacitor 59 by means of the capacitors 65 and 67. Initially, most of the current flowing in the oscillator 9 passes through the resonant circuit. whose impedance is relatively low, while lamps connected in parallel appear as a relatively high impedance which stops the flow of current through it. As the lamps are ionized, an increasing amount of current flows through them, while the current flowing through the resonant circuit decreases. Thus, the Q
(surge factor) of the parallel resonant circuit is reduced when the available current is used by the load of the lamps.
<EMI ID = 39.1>
emerge as an open circuit. Therefore, the current flow of the primary winding 57 of the second transformer 13 increases. Successively, the voltage developed at the terminals of
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increased at the terminals of the secondary winding 69 of the second transformer 13. The increased potential of the secondary winding 69 causes the conduction of the diodes 71 and 73 which ensure the blocking of the voltage appearing at the terminals of the transistors 35 and 37 and to the 'primary winding 57 to a certain
<EMI ID = 41.1>
protected against aggressive increased current flow, even if an open circuit state of the charging lamps 63 occurs.
Likewise, it is known that transistors have a known characteristic of remanence duration which can be defined as the time necessary for the elimination of the excess of minority carriers remaining in the base of a transistor. In other words, a limited time is necessary to eliminate the excess of the minority carriers from the circuit of the base each time a switching of a transistor must be carried out.
Previously, known forms of load switching assembly did not provide for the optimization of the switching paths. Therefore, it is common practice in inverter circuits to have so much high collector current available. as a collector-emitter voltage during switching operations, as shown in Figure 3. The collector current Ic, of a transistor is <EMI ID = 42.1>
remanence of the transistor. Thus, both transistors are conductive when the switching operation occurs.
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mentioned above) of the collector current occurring during switching operations, it is practical to use transistors having a high capacitance of
<EMI ID = 44.1>
figure 4.
However, the arrangement designed to compensate for the remanence time allows the use of transistors whose low power transient switching path is shaped like an "L" and can be represented graphically.
<EMI ID = 45.1>
the remanence time allows the use of fast, relatively inexpensive switching transistors.
Regarding the compensation of the remanence time, a technique provides for an assembly to reduce the excess of minority carriers before switching the transistor
<EMI ID = 46.1>
state from "saturation" to an "active" state. As against the graph in Figure 5, appearing on page 259 of a McGraw-Hill publication titled "Electronic Devices and Circuits", 1967, an excess of minority carriers is present in the base between
<EMI ID = 47.1>
Furthermore, an "active" state corresponds to an operating state of the transistor where the base-collector junction is inversely biased. Thus, the reduction of the excess of minority carriers substantially to zero by switching to the "active" state before switching, substantially eliminates the problem of the remanence time and allows the use of a transistor with a capacitance. low power transient.
Referring to the assembly of Figure 1, it can be seen that each of transistors 35 and 37 is associated with a circuit 77 and 79 which comprises a resistor 81 and a diode 79, as well as a resistor 85 and a diode 83 connected in series.
<EMI ID = 48.1>
In other words, as each of the transistors 35 and 37
approaches the switching state, the circuit current
base is reduced, by circuits 77 and 79, in an amount sufficient to force the voltage of the collector to substantially equal the voltage of the base. Thus, an "active" state is reached, the excess of minority carriers is reduced substantially to zero, the remanence time is reduced and switching takes place at the substantially zero current value of the collector,
Another technique for predicting "remanence time is shown in the exemplary embodiment in Figure 2. In this, the same current flows through the primary windings 55 and 57 of the first and second transformers 11 and 13, respectively. The secondary winding 87 of the second
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the primary winding 91 of the transformer 11 is phase-shifted to provide a phase-shifting current of 90 [deg.] (advancing the phase) on
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In turn, this phase-shifted current of 90 [deg.] (In phase advance) present in the primary winding 91 is combined
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secondary elements 51 and 53 of the first transformer 11. This combined current flow constitutes a resulting current flow appearing at the base of transistors 35 and 37 and phase-shifting the collector current by a phase angle preselected by the values of the windings and mainly resistance 89.
As a result, the current applied to the base of the
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in phase) the collector current of a sufficient quantity to compensate for the remanence duration of the transistor.
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zero rant of the collector, which allows the use of inexpensive transistors.
A unique sine wave oscillator load circuit has been provided especially suitable for use with 35 and 40 watt fluorescent lamps. The apparatus is efficient, light in weight, includes inexpensive component parts, and provides operating capability which is considered not to have been heretofore obtained with any other known circuit. Likewise, the apparatus comprises an arrangement where inexpensive, but efficient transistors are suitably used and compensation for the no-load conditions of the load circuit is provided.
Although it has been described above and shown in the accompanying drawings what are presently regarded as preferred embodiments of the invention, it will readily be apparent to those skilled in the art of the present art that many changes. and modifications can be made without departing from the scope of the invention defined in the claims appended hereto.
CLAIMS
1.- Power line conditioner circuit, characterized in that it comprises an alternating current voltage source provided with a first pair of terminals; a load circuit including a second pair of terminals; a first and a second inductor each coupling one of the terminals of the first pair of terminals of the alternating current voltage source to one of the terminals of the second pair of terminals of the load circuit, the first and the second induc-
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load mulation each connecting the junction of one of the first and second inductors and one of the terminals of the second pair of terminals of the load circuit to one level
potential reference; and a transient suppressor connecting the junction of one of the terminals of the first pair of terminals of the AC voltage source and of one of the first and second inductors to the junction of one of the terminals of the second pair of terminals of the load circuit and the other of the first and second inductors.
2.- Power line conditioner circuit