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Voltmètre digitàf.
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J''I1squ'ici" le type ordinaire d"appareil électronique de sure de là. tension utilisait ce que l'on nomme communément le ?####"''"j"-:## rincipe de 3'appareil de mesure tfd'..Arsonva).U.
1 Comwe .on le saint, ce principe implique fondamentalement ,
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suspens-ion d'une bobine de fil ou son équivalent dans un
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- camp magnétique et Inapplication de la tension à mesurer à cette /..:. binQ .de, q.on qu'un courant traverse la bobine de manière à faire .:, "',' évier .la bobine propartionnellemeut à 1 smp1itude . de la tension .,h.; , .....-., w- -...-- ---- ppliquee. $ÔÎàÀ principe -de fonetionnesent semblable est utilisé "f ..'"' .. "I - I i < ; ¯ ,.w .......'" ,1rsquo -mesure un courant électrique ou'une,,pression.
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elle, balaie une échelle étalonnée appropriée, et, par consé- quent, le mouvement de cet index indioue visulement l'ampli- tude du paramètre électrique à mesurer. Comme on le sait aussi, ce type connu d'appareil de mesure, dont le principe a aussi été considéré comme analogique, ne convient généralement pas pour obte- nir une mesure précise de paramètres électriques comme la tension et/ou le courant et, par conséquent, son champ d'application est relativement limité.
Le circuit électronique de la présente invention, au contraire, convient particulièrement pour la mesure digitale permettant d'obtenir une mesure numérique exacte de tensions con- tinues.
A titre d'exemple seulement, le circuit électronique de la présente invention peut être utilisé de façon très avantageuse avec le compteur digital visualiseur dénommé "Hikok Model DMS-3200 Main Frame" fabriqué par The Hickok Electrical Instrument Company of Cleveland, Ohio.
Lorsque le circuit électronique de la présente invention est utilisé avec ce compteur visualiseur ou un dispositif équivalent, il peut convertir une tension continue de valeur inconnue en un train ou salve d'impulsions dont le nombre d'impul- sions est exactement égal à l'amplitude de la tension inconnue.
Cette salve d'impulsions est ensuite appliquée au compteur - digital visualiseur, celui-ci comptant le nombre d'impulsions et visualisant la sommation numérique de ces impulsions avec une précision allant jusque trois décimales, ce qui permet d'obtenir une visualisation extrêmement précise de la valeur réelle de l'amplitude de la tension continue mesurée.
En l'état actuel des choses, le circuit électronique de la présente invention incorporé à un voltmètre digital, est capable de fournir un rapport digital pour des tensions continues
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allant de zéro à 1000 volts avec une précision de 0,1%, compte te- nu de l'influence des variations de la température ambinate, des variations de la tension de réseau et des fréquences de réseau pouvant varier entre 47 périodes par seconde et 400 périodes par seconde.
Pour le moment, la demanderesse croit que le circuit électronique de la présente invention est approximativement de
5 à 10 fois supérieur au meilleur appareil à index mobile clas- sique pour mesurer des tensions continues.
L'invention a donc pour buts de procurer un appareil électronique qui, lorsqu'on y applique une tension continue de valeur inconnue,soit capable de produire un signal digital exactement égal à la valeur de cette tension, un circuit électronique spécialement construit pour convertir une tension continue de valeur inconnue en une salve d'impulsions dont le nombre d'impulsions soit exactement égal à la valeur de la tension continue précitée, un appareil électronique spécialement construit pour produire un signal digital de sortie exactement égal à la valeur d'une tension continue y appliquée, cet appareil ou circuit comprenant un convertisseur courant continu-fréquence produisant un train d'impulsions dont la fréquence est approximativement proportionnelle à l'amplitude de la tension y appliquée,
-un convertisseur fréquence-courant continu de haute précision couplé au convertisseur courant continu-fréquence et dont la sortie soit proportionnelle au produit d'une tension de référence déterminée et de la fréquence du signal y appliqué, un amplificateur différentiel qui soit couplé à la tension d'entrée à mesurer et à la sortie du convertisseur fréquence-courant continu, le gain de l'amplificateur étant très élevé, et cet amplificateur étant couplé au convertisseur courant continu-fréquence de façon que la sortie du convertisseur
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fréquence-courant continu soit trèa proche de la tension d'entrée mesurée, de sorte que la fréquence du train d'impulsions soit main- tenue proportionnelle à la tension d'entrée à quelques parties en dix Mille près.
D'autres buts et avantages du circuit digital élec- tronique de la présente invention ressortiront clairement de la description d'une forme d'exécution préférée de l'invention décri- te ci-après avec référence aux dessins annexés, dans lesquels :
La figure 1 est un schéma synoptique simplifié du cir- cuit électronique digital de la présente invention montrant aussi diverses formes d'onde de signal apparaissant en différents points de ce circuit.
La figure 2 est un schéma synoptique du circuit complet incorporé dans le circuit électronique digital de la présente in- vantion.
Les figures 3A et 3B sont des schémas de circuit repré- sentant le circuit électronique digital entier de la figure 2, et
La figure 4 est- un schéma du compteur visualiseur
Hickok modèle DMS-3200 auquel le circuit électronique digital de la présente invention peut être connecté afin d'obtenir une visua- lisation digitale d'une tension continue .
Comme la figure 1 le montre, le circuit électronique digital de la présente inventjon comprend un captif lenteur de courant continu 10 auquel on applique une tension continue inconnue E1 à mesurer ainsi qu'une tension continue de rétrocouplage E2, un convertisseur courant continu-fréquence 15 dont !-entrée est connectée à la sortie de l'amplificateur 10 et qui reçoit un signal Eout de cet amplificateur, ce signal étant défini par la formule Eout 104 (E1- E2), un convertisseur fréquence-courant continu 20 dont le signal de sortie est constitué par la tension E qui est rétrocouplée vers l'entrée de l'amplificatieur 10.
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La tension de sortie E2 du convertisseur 20 est une ten- sion continue ayant la même polarité que E1. La tension différence (E1- E est amplifiée dans l'amplificateur 10 et est appliquée à titre de tension de sortie Eout à l'entrée du convertisseur courant continu-fréquence 15. Le convertisseur 15 produit un train d'impulsions représenté par la forme d'onde A dont la fréquence de récurrence des impulsions est approximativement proportionnelle à l'amplitude de la tension Eout y appliquée. Ce train d'impulsions est utilisé pour actionner le convertisseur fréquence-courant continu 20 qui est un convertisseur de haute précision.
Le signal de sortie E2 du convertisseur fréquence-courant continu 20 est proportionnel au produit d'une tension continue de référence four- nie par un circuit à diode de Zener 25 et de la fréquence du train d'impulsions A avec une précision d'environ plus ou moins 0,01%.
En donnant un gain très élevé à la plificateur différentiel 10, par exemple 104, la tension E2 sera très proche de la tension E1 et, par conséquent, la fréquence du train d'impulsions A est main- tenue exactement proportionnelle à l'amplitude de la tension con- tinue E1 mesurée, ceci à quelques parties en dix mille près.
Une salve d'impulsions représentée par la forme d'onde B et ayant le nombre correct d'impulsions pour identifier de façon digitale l'amplitude de la tension El est obtenue en ouvrant un circuit-porte portant la référence 30 pendant un temps réglé avec précision. En maintenant constante la période de temps pendant laquelle le circuit-porte est ouvert, on peut voir que le nombre d'impulsions d'une salve B sera directement proportionnel à la fréquence du train d'impulsions A qui est elle-même directement proportionnelle à la tension E. Par conséquent, le nombre d'impulsions de la salve B est exactement proportionnel à l'amplitude de la tension continue E1 mesurée.
Un générateur de temps de visualisation 35 produit un sigr
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qui est appliqué à une minuterie de porte 38. La minuterie de por- e 38 produit une impulsion de rappel représentée par la tonne d'en de D qui est appliquée à la borne d'entrée "rappel" du compteur digital visualiseur représenté à la figure 4, de sorte que cet appareil est remis à zéro au début de chaque cycle ou période de comptage, l'appareil pouvant ainsi compter avec exactitude les impulsions de la salve d'impulsionsB suivante. La minuterie de porte 38 produit aussi une impulsion d'une largeur précise repré- sentée par la forme d'onde C, le flanc avant de cette forme d'onde étant légèrement en retard sur l'impulsion D.
Cette impulsion C est appliquée au circuit-porte 30 de manière à ouvrir celui-ci pendant un temps déterminé (100 microsecondes), laissant ainsi passer la salve d'impulsions B vers le compteur digital vi- . sualiseur de la figure 4, les formes d'onde B et C étant appliquées à la borne "ENTREE COMPTE" du compteur digital visualiseur de la figure 4, ce compte étant totalisé à cet endroit de manière à donner une valeur digitale visualisée de l'amplitude de la tension E .
On se référera maintenant au schéma synoptique complet de la figure 2 ainsi qu'aux schémas de circuit associés des figures 3A et 3B. Le circuit digital électronique de la présente invention comprend un circuit atténuateur d'entrée portant:la référence 12 et qui est connecté à la borne d'entrée T1 de 1-'appareil de mesure, celui-ci consistant,dans le présent cas, en une résistance à déca- des de neuf megohms conventionnelle (R-R). Ces résistances (R2-R7) sont choisies de manière à avoir un coefficient de températu- re faible et, de préférence, une tolérance de plus ou moins 1%.
On donnera à la fin de la présente description la référence et la valeur de chacune des résistances R2-R7 ainsi que la référence et la valeur de chacun des autres composants associés., ceci pour une forme d'exécution du circuit électronique digital de
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la présente invention.
La tension inconnue E1 à mesurer est normalement appli- quée aux bornes d'entrée en courant continu T1 et T2. La borne d'entrée T2 est la borne de terre qui est habituellement reliée au châssis (non représenté) portant les circuits.
Afin de réduire la capacité d'entrée des circuits de - l'appareil de mesure, une résistance d'un mcgohm supplémentaire
R1 est connectée entre la borne d'entrée en courant continu T1 et la résistance à décades de telle façon que l'impédance d'entrée du circuit digital ait une valeur de 10 megohms pour toutes les échelles.
Une troisième borne d'entrée T3 est prévue pour pouvoir utiliser une sonde de mesure (non représenté). Une telle sonde peut consister en la sonde Hickok numéro 16.970-G3. Cette sonde a une résistance interne d'un megohm de manière à empêcher que la source de la tension inconnue mesurée n'introduise des erreurs dans l'analyse digitale de cette tension.
Un commutateur d'échelles classique 13 comprend deux rangées de contacts fixes 13a, 13b, chaque rangée comportant six contacts fixes. Une paire de contacts mobiles ou curseur: 13c, 13d peuvent venir sélectivement en contact avec un contact fixe de chaque rangée., de manière àappliquer la tension continu: mesurer à la résistance à décades du circuit atténuateur 12. Par exemple, comme la figure 3 A le montre, les contacts Mobiles 13c, 13d touchent le contact fixe supérieur de chaque rangée 13a, 13b pour amener l'atténuateur sur l'échelle de 100 millivolte, la tension inconnue E1 étant ainsi connectée par l'intermédifire de R1 et du contact mobile 13c à l'entrée de la résistance du circuit de césure digital.
Cette tension E1 est aussi shuntée par la résistance R6, le contact 13d, et les résistances R2-R7 vere la borne'de terre T2, ce qui permet d'atténuer effectivexent la ten-
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Les -contacts mobiles 13c, 13d peuvent être réglés de ma- nière semblable de façon à se connecter sélectivement aux différen- tes paires successives de contacts fixes 13a, 13b afin d'amener l'atténuateur 12 sur une des autres échelles de 1 volt, 10 volts,
100 volts et 1000 volts..
La position inférieure du commutateur d'échelles 13 porte la référence "Cal" visible sur la figure 3A et sert à appliquer une tension continue de référence d'une valeur déterminée à l'entrée de l'atténuateur à l'effet d'étalonner le circuit de l'appareil de mesure.
La tension continue atténuée provenant de l'atténuateur 12, Qui peut comprendre une composante en courant alternatif, est alors appliquée par le contact mobile 13c du commutateur d'échelles 13 et le conducteur 14 à l'entrée d'un filtre de courant alternatif 16 qui est connecté entre la borne d'entrée P de l'am- plificateur la et la terre du châssis. Le circuit digital de la présente invention est constitué comme un système intégrateur véritable et il n'est donc * pas nécessaire que la totalité de la composante de courant alternatif soit enlevée.de la tension mesurée.
Le filtre 16 a pour rôle d'atténuer ou de shunter une partie voulue des composants en courant alternatif de la tension mesurée vers la terre du châssis, ceci suffisamment pour empêcher une surcharge et un blocage de l'amplificateur à gain élevé 10.. Si on trouve que la composante de courant alternatif est toujours trop forte lorsque le filtre 16 fonctionne de façon satisfaisante, provoquant ainsi -un fonctionnement erroné des circuits, un filtrage supplémentaire de cette composante alternative peut être obtenu en connectant un condensateur appropriée par exemple un condensateur de.1 microfarad, entre la borne T3 et la borne de terre T2.
Afin d'empêcher une surcharge de l'amplificateur 10 dans
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-'la tension mesurée, un circuit de protection contre les surcharges 18 est prévu et comprend une paire de diodes au silicium CR1, CR2 (voir figure 3A) qui sont connectées entre les bornes d'entrée
P, R de l'amplificateur 10. Dans le cas d'une tension exagérée, cette tension est shuntée à la terre du châssis via le con- ducteur 19, la résistance Rll, la résistance R29 et le conducteur 21 (vo' figure 3B). Comme cela est indiquée 'les diodes CRI, CR2 sont commectées dos à dos de manière à être alternativement con- ductrices durant chaque demi-période de la composante de courant alternatif excessive.
Suivant le réglage du commutateur d'échelles 13, une ten- sion continue d'environ 0,6 volt seulement apparaît entre les bornes P et R de l'amplificateur 10. Par exemple, si une tension continue de 1000 volts est appliquée entre les bornes T1 et T2 alors que le commutateur d'échelles est placé sur l'échelle de
100 millivolts comme cela est représenté à la figure 3A, une ten- sion continue d'environ 730 volts apparaîtra aux bornes de la résistance R1 et les deux bornes d'entrée P, R de l'amplificateur
10 monteront à un niveau de tension continue d'environ 100 volts au-dessus de la terre du châssis.
Le signal filtré sortant du filtre 16 apparaît entre les bornes d'entrée P, R de l'ampluicateur 10 sous la forme d'une tension continue filtrée dont amplitude est déterminée par le commuta, leur d'échelles 13.
Comme précité, cette tension porte la référence E1 et est combinée avec une tension de rétrocouplage E2 provenant du convertisseur fréquence-courant continu 20, la tension différence (E1-E2) -étant appliquée à l'amplifiateur 10.
Un circuit "chpper" 17 comprenant-une paire de photorésistances à grande vitesse V1 et V2 connectées en série entre elles et aux bornes d'entrée P, R de l'amplificateur, sert à trans-
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former la tension continue appliquée à l'amplificateur 10 en un signal à courant alternatif.
Les photo-résistances v1 et V2 sont optiquement couplées par l'intermédiaire de tout moyen de transmission de lumière approprié, par exemple un tube de lucite ou l'équivalent montré ' . schématiquement en 24 sur la figure 3B' à un multivibrateur à tu- bes au néon comprenant les tubes au néon V5 et V6 ainsi que les composants de circuit associés R24, R25 et C16.
Comme cela est représenté, le multivibrateur V5, V6 est un circuit classique connecté entre la terre du châssis et une source de tension appropriée portant la référence +190 volts.
Le multivibrateur est un oscillateur du type astable ou à oscilla- tions libres, la fréquence d'oscillation étant déterminée évidem- ment par la résistance de charge variable R27. Une résistance shunt de charge R26, connectée aux bornes du multivibrateur, sert à dé- terminer la gamme de réglage nécessaire pour la commande en fré- quence de la résistance R27.
Par conséquent, dans - le circuit considéré ici, la fréquence d'oscillation préférée pour le multivibrateur V5, V6 est d'environ 75 périodes par seconde de manière à ne pas être sensible aux transitoires à 60 périodes. Le multivibrateur oscil- lant ainsi, les tubes au néon V5, V6 s'allument alternativement et la lumière émanant de ceux-ci est transmise par le couplage optique précité 24 afin d'actionner alternativement les photo- résistances V1, V2.
L'actionnement alterné des résistances V1, V2 a pour effet de convertir la tension continue d'entrée (E1- E2) appli- quée aux bornes d'entrée P et R de L'amplificateur en un signal à courant-alternatif correspondant qui est alors appliqué par
1'intermédiaire du condensateur de couplage C5 au premier étage de l'amplificateur 10.
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Comme la figure 3b le montre, l'amplificateur 10 comprend quatre étages d'amplification, le deuxième, le troisième et le quatrième étages consistant en des amplificateurs à transistor
NPN conventionnels, respectivement Q3, Q4 et Q5, ces transistors étant connectés en cascade avec-émetteur mis à la terrer. Le pre- mef étage comprend un transistor à effet de champ (FET) Q1 ser- vant à donner à l'amplificateur une impédance d'entrée élevée; ce transistor étant couplé en courant continu au deuxième étage-
Q3.. Comme précité, les étages de l'amplificateur 10 sont couplés ent.re eux en courant continu. Le transistor Q2 et son circuit associé fournissent un courant continu de rétrocouplage voulu à l'étage amplificateur Ql de manière à stabiliser celui-ci.
De façon semblable, le circuit résistance-capacité R20, R21,C10 fournit du courant alternatif de rétrocouplage approprié pour la composante alternative, ce qui augmente aussi la stabilité de l'amplificateur. Avec les valeurs de composants données plus loin, le gain de l'amplificateur 10 est d'environ 3 x 104 (E-E).
Le signal de sortie de l'amplificateur 10 est appliqué par un condensateur C11 à un démodulateur cohérent 26 comprenant des photo-résistances V3 et V4 qui sont aussi optiquement couplées . au multivibrateur V5, V6 par un moyen de transmission de lumière approprié comme un tube en lucite ou l'équivalent, ceci étant représenté schématiquement en 27.
Les photo-résistances V3,V4 fonctionnent de la même façon que les résistances v1, V2 mais cette fois pour transformer le signal à courant alternatif sortant de l'amplificateur 10 en courant continu de l'amplitude correspondante.
Le signal de sortie en courant continu du démodulateur 26 est alors appliqué à un-circuit intégrateur 28 comprenant des résistances et des condensateurs de filtrage C12, C14, R25, C13 et C15, de manière à filtrer encore mieux la tension continue démo-
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dulée. Le signal de sortie du circuit intégrateur 23 apparaiss au point S de la figure 3B est approximativement 104 fois plu grand que l'amplitude de la tension (E1-E2) apparaissant entre les bornes d'entrée P, R de 1'amplificateur 10.
Les condensatei
C12, C13, C14 et C15 sont, de préférence, des condensateurs él lytiques puisque la sortie de l'amplificateur 10 est un signa: à courant alternatif et, corme la figure 3B le montre, ces com sants de filtrage sont connectés dos à dos de manière à pouvoi: desservir un signal à courant alternatif. On peut constater qui la polarité du signal de sortie de l'intégrateur 28 a la mené ; larité que la tension d'entrée mesurée E1.
La tension continue filtrée apparaissant au point S la figure 3B est alors appliquée par le conducteur 29 au conta< mobile 31 du commutateur de polarité S2 et de là par l'un ou l'être des contacts fixes associés 31a,31b à l'entrée d'un coi vertisseur courant continu-fréquence portent la référence géné)
15.
Ce circuit de l'appareil de mesure digital accepte ur tension continue E1 de valeur inconnue soit de sens positif soj de sens négatif alors que le convertisseur 15, tel qu'il est constitué, n'accepte que des tensions continues de sens positif
Par conséquent, on utilise le commutateur de polarité S2 pour appliquer sélectivement au convertisseur 15 avec la polarité -correcte, la tension de sortie du circuit intégrateur 2 qui peut être soit positive soit négative, ayant la même polari que la tension E1 mesurée. A cet effet, l'entrée du convertisse 15 comprend un amplificateur différentiel classique Q19, Q20 et des composants de circuit associés qui servent à inverser un si de sens négatif provenant du circuit intégrateur 28 en un signa de sens positif.
corme la figure 3B le montre, lorsque le conta mobile 31 du commutateur de polarité S2 est ramené vers le haut
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de la position représentée de Manière à venir toucher le contact fixe 3la du commutateur S2, un signal de sens négatif est applic à l'électrode base du transistor Q20 de l'amplificateur différer tiel, de sorte que le transistor Q19 devient fortement conductei
De façon semblable, lorsqu'un signal de sens positif sort de l'intégrateur 28-; le commutateur de polarité S2 est amer dans la position représentée à la figure 3B dans laquelle le con tact mobile 31 touche le contact fixe 31b.
Il s'ensuit que le- signal est appliqué à l'électrode base du transistor Q19, de sor te que ce transistor devient fortement conducteur.
Le signal amplifié sortant de l'électrode collecteur du transistor Q19 est alors appliqué par le conducteur 37 à l'é- lectrode base du transistor amplificateur Q18 qui amplifie davan tage le sienal.
Le convertisseur 15 comprend aussi un transistor à jon tion unique Q17 qui, avec son circuit associé, joue le rôle d'un générateur d'impulsions astable. La fréquence d'oscillation du train d'impulsions produit par le générateur d'impulsions Q17 est évidemment déterminée par ses condensateurs de teps C25 et C26 qui sont connectés aux bornes de son circuit d'entrée ainsi que par le cycle de charge du condensateur C28.
Un circuit de rétrocouplage comprenant le condensateur C26, la résistance R64, la diode CR7 et le condensateur C28, rel la sortie du transistor amplificateur Q18 en retour à l'amplifica teur différentiel Q19, Q20. Le condensateur C26 a une capacité notablement plus faible que celle du condensateur C25 comme cela est exposé ci-après et, par conséquent, il se décharge brusquement de manière à produire une impulsion négative redressée par la diode CR7. La tension continue négative résultante provenant de la diode CR7 est, de ce fait, proportionnelle au taux de récurrence des impulsions produites par le générateur d'impulsions Q17
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cette tension étant appliquée comme tension de rétrocouplage à l'amplificateur différentiel Q19, Q20.
Cette tension de rétro- couplage est appliquée par le conducteur 39 à l'extrémité supérieu- re du condensateur C28 de façon que ce condensateur se charge né- gativement. Ceci a évidemment pour effet de stabiliser la fréquen- ce de fonctionnement du convertisseur courant continu-fréquence
15.
On supposera maintenant que l'appareil de mesure est ré- glé de manière à mesurer une tension continue positive E1 de va- leur connue. Lorsque le signal de sortie de l'intégrateur 28 est appliqué par le contact mobile 31 du commutateur de polarité S2 à l'amplificateur différentiel Q19, Q20, le transistor Q19 est rendu conducteur et le transistor Q18 non conducteur. Il s'en suit que le transistor à jonction unique Q17 devient conducteur et produit une impulsion qui est appliquée à la bascule Q14, Q15.
Lorsque Q17 devient conducteur, le condensateur C26 se décharge de manière à produire une impulsion négative traversant la diode CR7 et atteignant l'extrémité supérieure du condensateur
C28 qui se charge donc au potentiel négatif précité. La tension sur la base du transistor Q19 est, en outre, abaissée par ce po- tentielnégatif, de sorte que le transistor Q19 devient non con- ducteur.
Lorsque le transistor Q19 devient non conducteur, le tran- sistor Q18 devient conducteur, empêchant ainsi le condensateur C25 de se recharger.
Le circuit reste dans cet état jusqu'à ce que la tension provenant de l'intégrateur 28 dépasse la charge négative sur le condensateur C28. Quand cela se produit, la tension de base du transistor Q19 remonte, rendant ainsi le transistor Ç19 conducteur à nouveau. Le transistor Q19 étant conducteur, le transistor Q18 est à nouveau non conducteur et la tension sur le collecteur de
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Q18 et sur l'électrode émetteur du transistor à jonction unique
Q17 commence à remonter à +20 volts. Ce phénomène est retardé pon- dant que le condensateur C25 se charge, après quoi le niveau du potentiel sur l'électrode émetteur remonte suffisamment pour ren- dré le transistor à jonction unique Q17 conducteur le cycle se répétant.
Le temps s'écoulant entre cycles ou le temps s'écou- lant entre impulsions et, de même, le nombre d'impulsions du signal provenant du transistor Q17 dépendent donc de la cadence de charge du condensateur C25 qui dépend elle-même de la cadence de charge du condensateur C28, celle-ci étant par la résistance R70 et par l'amplitude de la tension continue appliquée à l'amplificateur différentiel Q19, Q20.
Si la polarité du signal provenant du circuit intégrateur
28 est d'un type de polarité,, par exemple de sens positif, le com- mutateur de polarité S2 étant actionné de manière que son contact mobile 31 touche le contact fixe 3la qui est considéré comme étant lencontact fixe pour signal négatif", l'entrée vers l'ajaplifica- teur différentiel Q19, Q20 a la polarité incorrecte.
Si cela se produit, le transistor Q18 se sature ou devient fortement conduc- teur de sorte que le transistor Q17 devient non conducteur tandis que le transistor Q21 qui est relié à la sortie du transistor amplificateur Q18 devient aussi non conducteur- Comme la figure 3B le montre, le transistor Q21 est du type NPN monté à émetteur mis à la terre et son circuit contient une lande 42 connectée entre le collecteur et la terre du châssis.
Comme on peut le voir, le cirit de collecteur est aussi relié à une source de tension positive appropriée-,comme la source +190 volts, par l'intermédiaire de résistances de charge R76, R77, de sorte que, lorsque le transistor Q21 devient non conducteur, la tension aux bornes de la lampe 42 augmente au point que cette lampe s'allume de manière à indiquer qu'un signal de "polarité incorrecte" est appliqué à l'en-
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plificateur différentiel Q19, Q20, cet allumage de.
la lampe indi- quant que le commutateur S2 doit changer de position de façon que son contact mobile 31 vienne occuper la position représentée à la figure 3B,en contact avec le contact fixe 31b, c'est-à-dire le "contact fixe de signal positif".
Le commutateur de polarité S2 est aussi pourvu d'un autre contact -mobile 71 qui peut venir toucher sélectivement des contacts fixes 72, 73 servant à connecter l'émetteur du transis- tor Q21 à la terre du châssis ou au conducteur 39 par l'intermé- diaire de la résistance R73, afin d'appliquer la polarisation vou lue au transistor Q21-
Le signal de sortie du transistor à jonction unique
Q17 du convertisseur 17 est une impulsion de sens négatif qui est appliquée à une bascule du convertisseur fréquence-courant continu 20, cette bascule comprenant les transistors Q14 et Q15 dont les électrodes collecteur ou de sortie sont reliées respec- tivement par les conducteurs 46, 47 aux électrodes base des tran- sistors de commutation Q6 et Q7.
Lorsque l'impulsion provenant du transistor générateur Q17 est appliquée, la bascule Q14 et Q15 est alternativement -actionnée de manière à produire un-signal de forme rectangulaire dont la fréquence est évidemment égale à la moitié de la fréquence de l'impulsion provenant du transistor générateur à jonction unique Q17.
L'impulsion à forme d'onde rectangulaire provenant de la bascule Q14, Q15 sert à rendre alternativement les transistors Q6 et Q7 conducteurs lorsqu'elle est appliquée à chaque électrode base des transistors de commutation Q6 et Q7-
Comme cela est indiqué ici, les transistors Q6 et-Q7 sont, ,de préférence, des transistors à effet de champ au silicium métal-oxyde ou du type dit Mosfet, de manière à présenter une
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impédance d'entrée relativement élevée à la bascule, étant ainsi suffisamment insensible aux transitoires de cette dernière.
Couse on peut le voir, le transistor Q7 est relié par le conducteur 50 au contact mobile 51 du commutateur de polarité S2 tout en se trouvant aussi en série avec le transistor de commutatie
Q6.
Le contact mobile 51 du commutateur S2 peut être comman( à la main de façon à venir toucher sélectivement les contacts fixes 54, 55 du commutateur S2.
Le commutateur S2 comporte aussi un contact mobile 56 pouvant être commandé à la main de manière à venir toucher sé- lectivement l'un ou l'autre des contacts fixes 58,59 ainsi qu'un contact mobile 61 qui peut aussi être commandé à la main en même temps que les contacts 51 et 56 afin de venir sélectivement tou- cher l'un ou loutre, des contacts fines 63, 64. Gomme indiquée ces contacts mobiles 56,51, 61 , 31 et 71 auvent être à "com- mande unique" grâce à la barrette 75, ces contacts étant alors actionnés simultanément de manière à venir occuper soit la posi- tion représentée à la figure 3B. soit l'autre position.
Comme cela a déjà été dit, une tension de référence, qui peut être fournie par un circuit à diode de Zener 25, est présent dans l'appareil de mesure de l'invention et, comme la figure 3B le montre, on utilise à cet effet une diode de Zener CR3 dont la cathode est reliée aux contacts fixes 55, 64 tandis que son anode est reliée aux contacts fixes 54, 63 du commutateur S2. Le contact fixe 58 de ce commutateur est relié par le conducteur 66 à une source appropriée de tension continue négative, par exemple -20 vol continus. De façon semblable, le contact fixe 59 est relié par un conducteur 69 à une source de tension continue +20 volts. Le contact mobile 61 est aussi relié par le conducteur 68 a la terre du châssis, comme cela est représenté.
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En présence de ce circuit, les contacts du commutateur
S2 occupant les positions indiquées à la figure 3B tandis que la tension de sortie de 1,'intégrateur 28 de sens positif est de même polarité que la tension continue mesuréeE1, une tension positive de
20 volts est appliquée aux bornes de la diode de Zener CR3 par l'interédiaire du conducteur 67, des contacts 56, 51, du conduc- teur 68 et du contact 61. La tension de disruption de la diode
CR3 qui, comme cela est indiqué dans le tableau de composants donné plus loin, est de préférence du type.IN823A de Général
Electric Company, peut être de l'ordre de 6,5 volts continus, cette tension étant appliquée au transistor de commutation Q7.
Un condensateur C17 est connecté entre les électrodes base réunies des transistors Q6, Q7 et le conducteur 21 qui est la terre du châssis sur la figure 3B.
Comme on peut le voir, la résistance R29 est connectée entre l'électrode base du transistor Q6 et la terre du châssis ou conducteur 21. Une extrémité de la résistance R30 est reliée au point de jonction de la résistance R29 et de l'électrode base du transistor Q6. L'autre extrémité de la résistance R30 est reliée par le conducteur 48 à un curseur 49 du commutateur d'échelles 13.
Le curseur 49 vient sélectivement en contact avec un d'entre une série de contacts fixes a à f inclusivement du commutateur d'échelles 13, des résistances de rattrapage R35-R31 étant respectivement reliées à ces contacts fixes. Comme la figure 3B le montre, l'autre extrémité de chacune de ces résistances de rattrapage est reliée à la terre du châssis ou conducteur 21. Les résistances de rattrapage R31-R34 sont, de préférence, réglables, tandis que la résistance R35 a une valeur fixe donnée dans le tableau dont il a déjà été question. Lorsque le transistor Q7 est conducteur, il sert à charger le condensateur C17 à une tension égale à celle aux bornes de la diode de Zener CR3.
Lorsqu'il est rendu conducteur,
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-Le transistor R6 sert a cecnarger .le condensateur R17 dans ses résistances 429, R30 et les résistances de rattrapage connectées
R31-R35 du commutateur d'échelles 13. La tension produite par la charge et la décharge répétées du condensateur C17 est intégrée par la résistance Rll et le condtnsateur C4 connectés entre eux par le conducteur 19 de façon qu'une tension continue soit appli- quée par la résistance R10 à la borne d'entrée R de l'plifica- teur 10.
Lorsque l'appareil de mesure est initialement mis sous tension, une tension continue apparaît aussi au point R de la figure 3B, cette tension étant proportionnelle au taux de varia- tion de la tension apparaissant au point S. Ceci est obtenu en faisant passer le signal de sortie de l'intégrateur 28 par le con- ducteur 72 dans le condensateur C6 et la résistance R12.
Le signal de sortie de l'intégrateur 28 connut un? composante à courant alternatif et cette composante est renvoyée par le condensateur C6 et la résistance R12 de manière à renforcer' la stabilisation de fonctionnement de l'amplificateur 10. L'appa- reil de mesure restant sous tension, la tension continue intégrée résultant de ces charge et décharge cycliques du condensateur
C17 constitue le signal de rétrocouplage E2 servant à stabiliser l'amplificateur 10. En outre, comme la sortie de l'amplificateur
10 est stabilisée et produit un signal (E1-E2) fois 104, la compo- sante à courant alternatif de ce signal sortant de l'intégrateur 28 est notablement réduite tout en constituant un signal de rétro- couplage efficace au point R.
Le temps nécessaire pour stabiliser l'appareil de mesure peut prendre plusieurs minutes.
Un second signal de sortie provient-du générateur d'im- pulsions Q17, ce signal comprenant des impulsions négatives appa- raissant aux bornes -de la résistance R63. Comme précité, le nombre d'impulsions dans-ce signal de sortie du générateur Q17 dépend de
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l'amplitude du signal de sortie de 1-*intégrateur 28, ce signal luimême étbnt directement 116 àu signal à'entrée ± mesure et appliqua - à l'anpiificateur 10.
Ce second signal'de sortie est appliqué par l'interzaédi
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aire de la résistance R62 et du conducteur 80 eu circuit d'entrée
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constitue par une bascule de Schmidt et faisant partie du compteur visualiseur indiqué à la figure 4,ce compteur 6tàlt/ de priéférence, conme précité, un compteur Hickok modèle eeS-3200.
Les impulsions de ce signal sont totalisées dans le compteur riz snaliseur, le nombre total d'impulsions ctant en 5ubstlce égal à 7,'amplitude de la tension continue mesurée E.
Le fonctionnement du compteur visuàiseur inalcué à la figure 4 est décrit en détail àans le zxant;el d'.;: tr:ctior de la société Hickok Electrical Instrmsent CcWpt:y of Clevelhnd, Ohio et porte le tit.-e "Digital 1-:easuring S;ste:1 -- Main Prame Des-3200". Il est donc inutile d'entrer ici dans des détails de
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fonctionne.ment.
Il suffira de dire que les signaux d'entrée à compter
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sont reçus par le circuit d'entrée du conpteur visualiseur de la figure 4, ce circuit deeitrée étant une bascule de Schnidt. Ces signaux sont coivert-is en des impulsions classiques à temps
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de montée rapide, une impulsion de sortie étant fournie pour chaque impulsion entrante. Les impulsions de la bascule de Schmidt
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sont appliquées au multivibrateur t1ia.ir-p..irn des unités, ce Multivibrateur changeant d'état à chaque Impulsion entrante.
Ce multivibrateur comandedes étages 3'attaque impair et pair qui, à leur tour, appliquent une haute tension aux broches "iNpbires" ,ou "ttpc.1res1' du tube vlsulis±;ur au néon. fin outre, chaque fois que le .multivibrateur 11iwp<.ir-pirn revient dans son t<:.t "p. ;r", 1'=*m- plificateur ï,.aprz et l'étage eQ.rarfxate,r d'impulsions amplifient et confomnent une impulsion est appliquée au compteur en anneau à cinq étages.
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z chaque impulsion entrante provenant de l'anplifica- teur tampon-conformateur, le compteur en anneau à Cinq étages
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avance d'un pas et revient à son état initial à la sîxlme im.pulsion. Le coapteur en anneau commande des tubes d-'a-t.,taque ,qui eux-taértes commandent le tube visualiseur au néon.
.Le tube visualiseur est un tube visualiseur au néon du type biquinaire. Cela signifie que le tube se compose de cinq
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jeux de paires de chîffresichaque paire comprenant un chiffre pair et un chiffre impair. On peut choisir une paire de chiffres
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à 1'lsuallser en commandant les broches'des paires de chiffres 'ce ce tube visualiseur.
Dans ces conditions, en coz;z7dant une broche impaire et une broche paire de ce tube visualiseur on peut
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faire apparattre soit le chiffra pair soit le chiffre impair de la paire déchiffres choisie, c'est-à-dire que pour faire apparaître un 0, on choisit la paire 0-1 et la broche paire, ce qui a pour effet de faire apparaître le chif @@@@
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Lorsque le conptfur en àiùlTàuà cinq étages passe de la paire 8-9 à la paire 0-le une impulsion est b.ppquée à 3'ara- *' plificateur tampon tt conforsateur interméàiaifls dd 1-'étage suivant qui, à son tour, applique une impulsion au multivibrateur "impair- pair" suivant.
Chaque fois que cinq impulsions ont été appliquées au premier compteur en anneau à cinq étages, une impulsion est transférée à la section suivante qui intervient alors de manière à faire apparaître de la même façon une valeur digitale.
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Le circuit de dépassement à'échelle est un nu1tivibra- teur qui est actionné lorsque le compteur en anneau à cinq étages des centaines passe de la paire 8-9 à la paire 0-1. Ceci a pour effet de mettre en action 3'indicateur de dépassement. Une impul- sion de rappel est envoyée aux compteurs en anneau, aux multivi-
EMI21.8
brateure "pair-ijspair" et au multivibrateur de dépassement par le
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générateur Q13 au travers du conducteur 85. Lorsqu'une impulsion est appliquée à cette entrée, le circuit de mesure est amené dans un'étattel.que tous les tubes visualiseurs font apparaître un 0 tandis que l'indicateur de dépassement est hors d'action.
Le signal de sortie du générateur Q17 appliqué au comp- teur -visualiseur de la figure .4 peut atteindre celui-ci par le conducteur 80 aussi longtemps que le transistor Q6 est non con- ducteur, ce transistor pouvant être considéré comme un transistor - de commande de passage 30.
Lorsque le transistor Q16 est saturé, le signal de sor- tie du générateur Q7 apparaissant aux bornes de la résistance R63 est dévié par son circuit émetteur-collecteur vers la terre du châssis.
Le fonctionnement du transistor de commande de passage
Q16 est commandé par un multivibrateur marche-arrêt comprenant les transistors Q9, Q10, Qll, Q12 et les circuits associés (voir fi- gures 3A et 3B), ce multivibrateur fonctionnant en multivibrateur bistable.
Ce multivibrateur est amené dans un de ses deux états stables par une impulsion provenant du générateur de temps d'af- fichage 35 qui comprend le transistor générateur à jonction uni- que Q8 (voir figure 3b) pendant une période de temps déterminée par le réglage de la résistance variable R77 connectée dans son circuit d'émetteur, le rôle de ce réglage étant exposé plus loin.
Ce multivibrateur est rappelé dans son autre état stable par une impulsion provenant du circuit de temps de passage compre- nant le transistor générateur à jonction unique Q13 (voir figure 3B) pendant une période de temps déterminée par le réglage des ré- sistances variables R47 et R48 connectées dans son circuit d'émet- teur et qui commandent,avec la résistance R49, le cycle de charge et de décharge du condensateur C21.
<Desc/Clms Page number 23>
Pendant la période de charge du condensateur C21, le transistor de commande de passage Q16 n'est pas saturé et le si- gnal de sortie du transistor générateur Q17 atteint le compteur visualiseur de la figure 4, où les impulsions sent totalisées de façon digitale et visualisées.
La fréquence de travail du générateur à jonction uni- que Q13 est déterminée par le réglage des résistances variables
R47, R48 qui, à leur tour, déterminent en combinaison avec les résistances R49 et R50, la durée de charge du condensateur C21.
Lorsque le condensateur C21 atteint son niveau de charge choisi, il rend le générateur Q13 conducteur tout en rappelant le multivibrateur Q9-Q12, de sorte qu'un signal de sortie du tran- sistor Q10 est appliqué par le conducteur 83 et la diode CR6 à l'électrode base du transistor de commande de passage Ç16. Il s'ensuit que le transistor Q16 devient conducteur et arrête la totalisation des impulsions du signal provenant du générateur Q17 dans le compteur avec affichage de la figure 4.
Durant cette période d'arrêt, les diodes CR4 et CR5 du circuit du générateur Q13 bloquent le condensateur C21 à la tension à ses bornes.
Cornue précité, le multivibrateur Q9-Q12 est actionné par une impulsion provenant du transistor générateur à jonction unique
Q8 qui, dans le cas considéré du circuit, fonctionne comme un os- cillateur libre. Le cycle de fonctionnement de cet oscillateur Ç8 est déterminé par le réglage de la résistance variable R37 connectée aux bornes de son circuit base-émetteur de façon à commander les temps de charge et de décharge du condensateur C18.
Lorsque le générateur a jonction unique Q13 devient conducteur après la charge du condensateur C21, le signal de sortie de ce générateur rappelle le multivibrateur Q9-Q12, ce sorte qu'un signal provenant du transistor Q16 est appliqué par le
<Desc/Clms Page number 24>
conducteur 83 de façon à rendre le transistor Q16 saturé,, ce qui met fin au comptage d'impulsions représentant la tension mesurée
E1.
L'oscillateur Q8 produit ensuite une inpulsion qui est appliquée par le condensateur C19 à l'électrode base du transist
Q9 de façon à actionner à nouveau le multivibrateur Q9-Q10 qui, à son tour, rend le transistor de commande de passage Q16 non co ducteur, permettant ainsi à nouveau la totalisation des inpulsi représentant la tension inconnue E dans le compteur visualiseur de la figure 4.
L'oscillateur Q8 produit aussi un signal impulsions comme celui représenté par la forme d'onde D de la figure 1, ce signal étant appliqué par le conducteur 85 (voir figures 3A et 3B) à la borne de rappel du compteur visualiseur de la fi- gure 4, de manière à remettre cet appareil à zéro avant qu'il ne reçoive le groupe d'impulsions suivant provenant du transistor générateur Ç17, par exemple le groupe représenté par la forme d'onde A de la figure 1 et représentant la tension inconnue E1.
De cette manière, le signal à impulsions ou le groupe d'impulsions sortant du générateur Q17 est appliqué de façon ré- pétée au compteur visualiseur où ces impulsions sont totalisées de façon digitale et visualisées .
Si on désire visualiser pour une durée indéterminée -le groupe d'impulsions provenant du générateur Q17, on peut fermer l'interrupteur S3 (voir figure 3A) de manière à ettre l'oscille leur Ç8 hors d'action.Dans ces conditions, le compte et le total digital resteront visualisés sur le compteur visualiseur de la figure 4 puisque l'impulsion négative de rappel provenant de l'o cillateur Q8 n'existe plus.
Comme cela a été dit, le voltmètre digital ce la prés te invention a une gamme de mesure allant de 0 à + 1000 volts av
<Desc/Clms Page number 25>
une précision de 0,1%. Pour pouvoir couvrir une gamme aussi large, le circuit de l'appareil de mesure peut être commuté par le commutateur d'échelles 13 sur l'une quelconque de cinq échelles à savoir l'échelle 0 à 99,9 millivolts, l'échelle 0,000 à 0,99 volts, l'échelle 0,00 à 9,99 volts, l'échelle 0,0 à 99,9 volts et l'échelle 0,0 à 1000 volts.
Pour que l'appareil ce mesure fonctionne de façon précise dans une gamme aussi étendue, il est étalonné pour chacune des échelles.
Ceci s'effectue de la façon suivante.
L'appareil de mesure digital des figures 3A et 3B est mis sous tension en reliant celui-ci aux alimentations indiquées, et les conducteurs 80, 85 sont connectés respectivement aux bor- nes d'entrée de compte et de rappel du coupleur visualiseur de la figure 4.
Le commutateur d'échelles est amené dans sa position "Cal" c'est-à-dire sa position d'étalonnage, de sorte que ses contacts mobiles 13c et 13d touchent les contacts fixes inférieure des rangées 13a et 13b. Dans cette position, la tension de sortie du circuit à diode de Zener 25 comprenant la diode CR3 est di- rectement appliquée à l'entrée de l'amplificateur 10.
La valeur digitale apparaissant sur le compteur visualiseur de la figure 4 est notée et peut être enregistrée.
Il va de soi que cette valeur représente la tension de base ou de référence pour l'appareil de mesure.
On fait passer ensuite le commutateur d'échelles 13 (voir figure 3A) sur la position d'échelle "100 millivolts", de sorte que le contact mobile 13c touche le contact fixe supérieur de la rangée 13a comme on le voit sur la.figure 3A, tandis que le contact mobile 13d touche le contact supérieur de la rangée 13b.
Une source de tension continue de 100 millivolts exac
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tement, d'un type standard de laboratoire, est alors connectée entre la borne d'entrée en courent continu T1 et la terre de châssis. Le commutateur d'échelles 13 se trouvant dans la posi- tion indiquée aux figures 3A et 3B, son contact mobile 49 touche le contact fixe A du commutateur de rattrapage 13 de sorte que la résistance R35 est connectée entre ce contact 49- et la terre de châssis.
Comme cette source de tension connue constantes repré- sentant El, est exactement de 100 millivolts continus, la sortie amplifiée de l'amplificateur 10 qui est (E1-E2) fois 104, reste en substance constante.
Lorsque cette tension constante est appliquée au con- vertisseur courant continu-fréquence 15, celui-ci produit un train d'impulsions ayant en substance une fréquence fixe et, par conséquent, un nombre déterminé d'impulsions par unité de temps.
Le train d'impulsions est alors appliqué par le conducteur 80 au compteurvisualiseur de la figure 4, où la valeur visualisée est notée.
Coince on peut le comprendre, le nombre d'impulsions du train d'impulsions provenant du convertisseur courant continufréquence 15 est directement lié à l'amplitude en courant continu du signal de sortie de l'amplificateur 10. De même, comme cela a déjà été dit, la fréquence de commutation des transistors Q6 et Q7 appartenant au convertisseur fréquence-courant continu 20 et, par conséquent, le cycle de charge et de décharge du condensateur C17 sont aussi directement liés à ce train d'impulsions, la fréquence de ce cycle étant exactement la moitié de la fréquence du train d'impulsions.
En outre, grâce à cette liaison directe, on se rendra compte que l'amplitude de la tension de décharge'du condensateur C17, qui, comme cela a été dit, est la tension de rétrocouplage E2, est aussi directement liée à l'amplitude du signal de
<Desc/Clms Page number 27>
EMI27.1
sortie de 1'amplificateur 10 et, par COnSéqUE:nt, à la tension d'en- trée E1 de l'amplificateur 10.
EMI27.2
L'asplitude de la tension de rétrccouplage B2 établie par la décharge du condensateur Ci? aux bornes des résistances R29 R30 et :c35 est faite très proche de la tension mesurée El.
Par exemple, dans le cas d'une tension neswrée E1 égale à 1100 millivolts, la tension àe rétrocouplage normale ±2 établie par ce circuit est égale à 1098 millivolts- De cette manière, comme cela a été dit, l'appareil de mesure de la présente invention peut mesurer de façon digitale une tension continue avec une précision de quelques parties en dix mille. En outre, cotise on le constatera
EMI27.3
maintenant, la fréquence de conzutation ou la période de cosEutati- on des transistors de commutation Q6, Q7 est directement liée à l'amplitude de la tension continue E1 mesurée tandis que
EMI27.4
1J'amplitude de la tension de rétrocouplage E2 est CÍ1.rt-':-;;::r':"".:" liée à la fréquence ou la période de ces transistors de commutation Q6, Q7.
L'appareil de mesure est aussi étalonné en utilisant la tension constante sortant du circuit à diode de Zener 25 à titre de tension d'entrée mesurée E1. A cet effet, le commutateur d'échelles 13 (voir figure 3A) est commuté dans sa position "Cal" de manière à relier la sortie constante du circuit à diode de
EMI27.5
Zener 25 par le conducteur 50 à l'entrée de l'ampliiicateur 10 de manière que cette entrée représente la tension mesurée E1.
La sortie amplifiée de cette tension (El-E2) fois 104 de 1-lamplifi- cateur 10 est alors appliquée au convertisseur courant continufréquence 15 dans lequel cette tension est convertie en un train
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d'jpu3sions d'une fréquence en substance fixe et d'un nombre dé- terminé d'impulsions. Ce train d'impulsions est alors appliqué par le conducteur 80 au compteur visualiseur de la figure 4 dans lequel le nombre d'impulsions de ce train représentant l'am-
<Desc/Clms Page number 28>
plitude digitale de la tension sortant du circuit à diode de Ze
25 est notée et enregistrée.
Par la suite, chaque fois que l'appareil de mesure es' utilisé, le comutateur d'échelles 13 doit être ramené dans cet' position "Cal" pour déterminer si cette tension de la diode de
Zener est à nouveau reproduite. Si la valeur digitale est diffé. rente, on règle la résistance R48 dans le circuit du transisto: commande de passade Q13 jusqu'à ce que l'indication lue soit id, tique à la lecture précéàente. De cette manière, la précision d l'appareil de mesure est référenciée par rapport à la tension du circuit à diode de Zener.
On règle la résistance R37 de manière, à établir la "période d'actionnement" du multivibrateur Ç9-Q12 afin de déterminer eue le nowbre d'impulsions pouvant être transats au coupleur visualiseur soit exactement égal à l'amplitude digital, de la tension de source E1 (100 millivolts).
Le même processus d'étalonnage est suivi en utilisant, une source de tension continue, standard de laboratoire, pour chacune des échelles restantes de l'appareil de esure, notamme pour l'échelle de 1 volt, l'échelle de 10 volts, l'échelle de 100 volts et l'échelle de 1000 volts.
Pour ces étalonnages supplémentaires, le commutateur d'échelles est commuté successivement de façon que son contact . vienne toucher respectivement les contacts fixes b-e afin de co necter sélectivement les résistances de rattrapage R34-R31 entr le contact 49 et la terre du châssis 21, c'est-à-dire dans le circuit du transistor de copulation Q6. Chacune de ces résistas course par exemple la résistance R33 dans le cas où le commutate d'échelles se trouve sur l'échelle de 10 volts, est ensuite rég: de façon à déterminer 1'amplitude de la tension de rétroouplag E2 renvoyée à l'entrée de l'amplificateur 10.
La résistance mis
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en circuit est réglée jusqu'à ce que la valeur digitale relative à la source de tension E1 connue apparaît sur le compteur visualiseur de la figure.4.
<Desc/Clms Page number 30>
EMI30.1
<tb>
<tb>
LISTE <SEP> DE <SEP> COMPOSANTS.
<tb>
C <SEP> = <SEP> Condensateur.
<tb>
R <SEP> = <SEP> Résistance.
<tb>
Q <SEP> = <SEP> Transistor..
<tb>
S <SEP> = <SEP> Commutateur.
<tb>
V <SEP> = <SEP> Cellule <SEP> photo-électrique.
<tb>
REF. <SEP> NO. <SEP> NOM <SEP> ET <SEP> DESCRIPTION.
<tb>
C1 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> polyester <SEP> : <SEP> 1 <SEP> microfarad,
<tb> 10%, <SEP> 200 <SEP> volts.
<tb>
C2 <SEP> Comme <SEP> Cl.
<tb>
C3 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> polyester <SEP> : <SEP> 0,22 <SEP> microfarad,
<tb> 10%, <SEP> 200 <SEP> volts.
<tb>
C4 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> polyester <SEP> : <SEP> 0,47 <SEP> microfarad,
<tb> 10%, <SEP> 200 <SEP> volts.
<tb>
C5 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> polystyrène <SEP> : <SEP> 10.000 <SEP> picofarads,
<tb> 10, <SEP> 160 <SEP> volts.
<tb>
C6 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> polyester <SEP> : <SEP> 0,022 <SEP> microfarad,
<tb> 10%, <SEP> 200 <SEP> volts.
<tb>
C7 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> polystyrène <SEP> : <SEP> 100 <SEP> picofarads,
<tb> 10%, <SEP> 160 <SEP> volts.
<tb> c8 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> électrolytique <SEP> : <SEP> 100 <SEP> microfarads,
<tb> 20%, <SEP> 6 <SEP> volts.
<tb>
C9 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> polystyrène <SEP> : <SEP> 330 <SEP> picrofarads,
<tb> 10%, <SEP> 160 <SEP> volts.
<tb>
C10 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> polystyrène <SEP> : <SEP> 1000 <SEP> picofarads,
<tb> 10%, <SEP> 160 <SEP> volts.
<tb>
C11 <SEP> condensateur, <SEP> Mylar <SEP> dans <SEP> phénolique <SEP> : <SEP> 1,0 <SEP> microfarad,
<tb> 10%, <SEP> 100 <SEP> volts.
<tb>
C12 <SEP> Conme <SEP> C8.
<tb>
C13 <SEP> Condensateur <SEP> fixe,-électrolytique <SEP> : <SEP> 22 <SEP> ffiicrofarads,
<tb> 20%, <SEP> 6 <SEP> volts.
<tb>
C14 <SEP> Comme <SEP> C8.
<tb>
C15 <SEP> Comme <SEP> C13.
<tb>
C16 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> polyester <SEP> : <SEP> 0,047 <SEP> microfarad,
<tb> 10%, <SEP> 200 <SEP> volts.
<tb>
C17 <SEP> Comme <SEP> C5.
<tb>
<Desc/Clms Page number 31>
EMI31.1
R±F,X0. ?1014 gr DESCRIPfI#i.
C18 Condensateur f4t..e,, é"Lectrol-,,tique, tantale : 5,0 m2-cro.Lrads, 2D,1, 20 volts.
EMI31.2
<tb>
<tb>
C19 <SEP> Comme <SEP> C10.
<tb>
C20 <SEP> corme <SEP> C16.
<tb>
EMI31.3
C21 Condensateur fixe, polycarbonate : 0,1 nierofar;-d,
EMI31.4
<tb>
<tb> 5%, <SEP> 75 <SEP> volts.
<tb>
C22 <SEP> Comme <SEP> C9.
<tb>
C23 <SEP> Com=e <SEP> C9. <SEP>
<tb>
EMI31.5
C24 Com=e c9.
C25 Condensateur fixe fils polyester : 0,0022 micro-
EMI31.6
<tb>
<tb> - <SEP> farad, <SEP> 10%, <SEP> 200 <SEP> volts.
<tb>
C26 <SEP> Condensateur <SEP> fixe, <SEP> polystyrène <SEP> : <SEP> 470 <SEP> picofarads,
<tb> 10%, <SEP> 100 <SEP> volts.
<tb>
EMI31.7
C27 Comrie C18.
EMI31.8
<tb>
<tb>
C28 <SEP> Comme <SEP> Cl.
<tb>
C29 <SEP> Comme <SEP> C6. <SEP>
<tb>
CRI <SEP> Dispositif <SEP> semiconducteur: <SEP> diode <SEP> FDM <SEP> 1000.
<tb>
CR2 <SEP> Comme <SEP> CRI. <SEP>
<tb>
CR3 <SEP> Dispositif <SEP> semiconducteur <SEP> : <SEP> diode <SEP> de <SEP> Zener <SEP> IN823A.
<tb>
CR4 <SEP> Dispositif <SEP> semiconducteur: <SEP> diode <SEP> SS1113.
<tb>
CR5 <SEP> Comme <SEP> CR4.
<tb>
EMI31.9
CR6 cor-me CRI.
CR7 COJ21J:.e CRI.
EMI31.10
<tb>
<tb> Ql <SEP> Transistor <SEP> : <SEP> KOSFET.
<tb>
Ç2 <SEP> Transistor <SEP> : <SEP> 2N3397.
<tb>
Q3 <SEP> Comme <SEP> Ç2.
<tb>
Q4 <SEP> Comme <SEP> Q2.
<tb>
Q5 <SEP> Cornue <SEP> Q2.
<tb>
Ç6 <SEP> Transistor <SEP> : <SEP> MOSFET.
<tb>
EMI31.11
Q7 Transistor : à.i0sFi±(pairé avec Ç6).
EMI31.12
<tb>
<tb> Q8 <SEP> Transistor <SEP> à <SEP> jonction <SEP> unique <SEP> : <SEP> 2N2646.
<tb>
Q9 <SEP> Coasse <SEP> Q2.
<tb>
<Desc/Clms Page number 32>
EMI32.1
<tb>
<tb>
REF. <SEP> NO. <SEP> NOM <SEP> ET <SEP> DESCRIPITON.
<tb>
Q10 <SEP> Comme <SEP> Q2.
<tb>
Q11 <SEP> Comme <SEP> Q2.
<tb>
Q12 <SEP> Comme <SEP> Q2.
<tb>
Q13 <SEP> Transistor <SEP> à <SEP> jonction, <SEP> -unique.- <SEP> - <SEP> . <SEP>
<tb>
Q14 <SEP> Transistor <SEP> : <SEP> 2N3638.
<tb>
Q15 <SEP> Comme <SEP> Q14.
<tb>
Q16 <SEP> Transistor <SEP> : <SEP> 2N3638.
<tb>
Q17 <SEP> Comme <SEP> Q8.
<tb>
Q18 <SEP> Comme <SEP> Q2.
<tb>
Q19-Q20 <SEP> Transistors <SEP> paires <SEP> : <SEP> 2N3397.
<tb>
Q21 <SEP> Transistor <SEP> : <SEP> M130-1, <SEP> 130 <SEP> volts.
<tb>
R1 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> nétallique <SEP> : <SEP> 1 <SEP> megohm, <SEP> 0,1%.
<tb>
1 <SEP> v.
<tb>
R2 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> métallique <SEP> : <SEP> 900 <SEP> ohms, <SEP> ¯0,5%
<tb> ¯ <SEP> 10 <SEP> ppm <SEP> à <SEP> + <SEP> 65 <SEP> pp <SEP> (coeff. <SEP> temp.).
<tb>
R3 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> métallique <SEP> : <SEP> 810.000 <SEP> ohms,
<tb> + <SEP> 0,5%, <SEP> coefficient <SEP> de <SEP> température <SEP> : <SEP> + <SEP> lOppm
<tb> a <SEP> ¯ <SEP> 65 <SEP> ppm.
<tb>
R4 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> file <SEP> métallique <SEP> : <SEP> 81.000 <SEP> ohms,
<tb> + <SEP> 0,25%, <SEP> coefficient <SEP> de <SEP> température <SEP> + <SEP> 10 <SEP> ppm
<tb> a <SEP> ¯ <SEP> 65 <SEP> ppm.
<tb>
R5 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> métallique <SEP> : <SEP> 8. <SEP> 100 <SEP> ohms,
<tb> + <SEP> 0,5%, <SEP> coefficient <SEP> de <SEP> température <SEP> + <SEP> 10 <SEP> ppm
<tb> a <SEP> ¯ <SEP> 65 <SEP> ppm.
<tb>
R6 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> métallique <SEP> : <SEP> 4,05 <SEP> megohms,
<tb> + <SEP> 0,5%, <SEP> 1 <SEP> w. <SEP> Coefficient <SEP> de <SEP> température <SEP> +10pp
<tb> a <SEP> ¯ <SEP> 65 <SEP> ppm.
<tb>
R7 <SEP> Comme <SEP> R6.
<tb>
R8 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> 220.000 <SEP> chms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R9 <SEP> Comme <SEP> R8.
<tb>
R10 <SEP> comme <SEP> R8.
<tb>
Rll <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 150.000 <SEP> ohms, <SEP> 10,
<tb> 1/2 <SEP> v.
<tb>
R12 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 470.000 <SEP> ohms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
<Desc/Clms Page number 33>
EMI33.1
<tb>
<tb>
REF.NO. <SEP> NOM <SEP> ET <SEP> COMPOSITION.
<tb>
R13 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 10 <SEP> megohsm, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R14 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 10.000 <SEP> ohms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R15 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 47.000 <SEP> ohms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R16 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> sélectionnée.
<tb>
R17 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition; <SEP> 22.000 <SEP> ohms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R18 <SEP> Comme <SEP> R17.
<tb>
R19 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 4.700 <SEP> chms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R20 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 1,8 <SEP> megohm, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R21 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 56.000 <SEP> ohms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> v.
<tb>
R22 <SEP> Comme <SEP> R19.
<tb>
R23 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 39.000 <SEP> chms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R24 <SEP> ¯ <SEP> ¯¯¯ <SEP> Résistance <SEP> fixe., <SEP> composition: <SEP> 100.000 <SEP> ohms, <SEP> 10%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R25 <SEP> Comme <SEP> R24.
<tb>
R26 <SEP> Comme <SEP> R24.
<tb>
R27 <SEP> Résistance <SEP> variable <SEP> bobinée <SEP> : <SEP> 10.000 <SEP> ohms, <SEP> 20%,
<tb> 2 <SEP> w.
<tb>
R28 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> métallique <SEP> : <SEP> 1.780 <SEP> ohms, <SEP> 1%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R29 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> nétallique <SEP> : <SEP> 511 <SEP> ohms, <SEP> 1%,
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R30 <SEP> Comme <SEP> R28.
<tb>
R31 <SEP> Résistance <SEP> variable <SEP> bobinée; <SEP> 150 <SEP> ohms, <SEP> 20%, <SEP> 2w.
<tb>
R32 <SEP> Comme <SEP> R31.
<tb>
R33 <SEP> Comme <SEP> R31.
<tb>
R34 <SEP> Comme <SEP> R31.
<tb>
R35 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> film <SEP> métallique <SEP> : <SEP> 75 <SEP> ohms, <SEP> 1%, <SEP> 1/2w.
<tb>
R36 <SEP> Comme <SEP> R14.
<tb>
<Desc/Clms Page number 34>
EMI34.1
RFZT'. hI0 . lW-1 Er DESCRIPTION.
R37 Résistance variable., composition : 1 megobm,
EMI34.2
<tb>
<tb> 20%, <SEP> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R38 <SEP> Comme <SEP> R24.
<tb>
R39 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 1.500 <SEP> ohms.,
<tb> . <SEP> 10%, <SEP> 1/2 <SEP> w.
<tb>
EMI34.3
R0 Résistance fixe, composition : ô8 0."U-S, 10%,
EMI34.4
<tb>
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
EMI34.5
R/1 Coaae R14.
EMI34.6
<tb>
<tb> R42 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 270.000 <SEP> os,
<tb> 10%, <SEP> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R43 <SEP> Comme <SEP> R42.
<tb>
EMI34.7
R44 Résistance fixe, composition : 1.000 o:ias, 10,
EMI34.8
<tb>
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R45 <SEP> Comme <SEP> R17.
<tb>
EMI34.9
R.6 Résistance fixe, composition : 8.200 ohias, 10%,
EMI34.10
<tb>
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
EMI34.11
R47 Comme R27-
EMI34.12
<tb>
<tb> R48 <SEP> Résistance <SEP> variable, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 25.000 <SEP> ohms,
<tb> 20%, <SEP> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R49 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition: <SEP> valeur <SEP> détérminée <SEP> lors <SEP> de <SEP> la <SEP> production.
<tb>
R50 <SEP> Comme <SEP> R49R51 <SEP> Comme <SEP> R11.
<tb>
R52 <SEP> Comme <SEP> R44.
<tb>
EMI34.13
R53 ' Résistance fixe, co:pos3tâon : 2.200 ohms, 10 :
EMI34.14
<tb>
<tb> 1/2 <SEP> wR54 <SEP> Comme <SEP> R19.
<tb>
R55 <SEP> Comme <SEP> R40.
<tb>
<tb>
R56 <SEP> Résistance <SEP> fixe, <SEP> composition <SEP> : <SEP> 47.000 <SEP> ohms,
<tb>
EMI34.15
10%.
EMI34.16
<tb>
<tb> R57 <SEP> Comme <SEP> R12.
<tb>
<tb>
EMI34.17
R58' " Comme R12- ,t
EMI34.18
<tb>
<tb>
<tb>
EMI34.19
R59 Canue R56.
' A60 Comme R39-
EMI34.20
<tb>
<tb>
<tb> R61 <SEP> Résistance <SEP> fixe., <SEP> composition <SEP> : <SEP> 12.000 <SEP> ohms,
<tb>
EMI34.21
10û, Z/¯z tut.
2K - 'DIV'¯I ¯ Ri ¯ ¯¯¯ ¯ ¯¯
<Desc/Clms Page number 35>
EMI35.1
f:F.idJ. lJ:' ¯ET J).i:.::)CÍÜPl' I#J.
R62 Corjne Ft5,3.
R63 Résistance fixe, conpositiou : 470 ohasj 3Gj, 1f 2w¯ R64 Résistance fixe, compc>si-tîon 1.800 oh'asj 10µ,
EMI35.2
<tb>
<tb> 1/2 <SEP> w- <SEP>
<tb>
<tb>
EMI35.3
R65 - Résistance fixe, composition: 68.000 Oru5S, 10%, 1/2 w.
*R66 Résistance fixe, coiapositioni: 82.000 ohms, z
EMI35.4
<tb>
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R67 <SEP> Comme <SEP> R27.
<tb>
R68 <SEP> Comme <SEP> R24.
<tb>
R69 <SEP> Comme <SEP> R66.
<tb>
R70 <SEP> Comme <SEP> R17.
<tb>
R71 <SEP> Comme <SEP> Rll.
<tb>
EMI35.5
R72 Résistance fixe, co posi tion : 120.000 ohms, 10%,
EMI35.6
<tb>
<tb> 1/2 <SEP> w.
<tb>
R73 <SEP> Comme <SEP> R46.
<tb>
R74 <SEP> Comme <SEP> R24.
<tb>
R75 <SEP> Comme <SEP> R17.
<tb>
R76 <SEP> Comme <SEP> R17.
<tb>
R77 <SEP> Comme <SEP> R56.
<tb>
S1 <SEP> Commutateur <SEP> rotatif-
<tb>
EMI35.7
'82 Cosautateur rotatif .
EMI35.8
<tb>
<tb>
VI <SEP> Cellule <SEP> photo-électrique.
<tb>
V2 <SEP> Comme <SEP> Vl. <SEP>
<tb>
V3 <SEP> Cellule <SEP> photo-électriqueV4 <SEP> Comme <SEP> V3.
<tb>
V5 <SEP> Lampe <SEP> au <SEP> néon <SEP> NE2U <SEP> sélectionné.
<tb> v6 <SEP> Comme <SEP> V5.
<tb>
EMI35.9
Bien que l'on ait décrit ci-dessus une forme d'exécution préférée de l'appareil digital pour la mesure de tensions continues, 1 va de soi que l'on peut apporter diverses modifications, combi-
<Desc/Clms Page number 36>
naisons et arrangements de circuits sans sortir du cadre de la présente invention.
REVENDICATIONS.
EMI36.1
----------------------------
1. Circuit pour produire un signal pulsé à partir d'une tension continue, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de circuit d'entrée pour recevoir une tension continue d'amplitude inconnue, un amplificateur connecté à ce circuit d'entrée, un
EMI36.2
prenier convertisseur connecté à lla!4plie-ficate-ar et pouvant convertir un premier signal en courant contiùu venant de cet aïnpiifi- cateur en un signal pulsé ayant une fréquence qui est proportion-
EMI36.3
nelle à l'amplitude de ce premier signal en courant continu, un.
deuxième convertisseur relié au premier convertisseur et servant à convertir le signal pulsé précité en un second signal en courant continu, un second circuit pour appliquer ce second signal en courant continu au circuit d'entrée précité en opposition par rapport à la dite tension de Manière à obtenir un signal différence
EMI36.4
qui est appliqué à 1 -ampli Lientzar précitée cet amplificateur - servant à amplifier le signal différence de manière à appliquer le premier signal en courant continu au premier convertisseur.
EMI36.5
2. Vol tartre digitale caractérise en ce qu'il comprend un circuit d'entrée pour recevoir une tension continue de valeur inconnue à wesurer, un pr(:!.1icr convertisseur connecté à un amplificateur de saniere à convertir 1ln premier sigtzal en courant continu provenant de cet glïilctenr en un signal pulsé ayant une fréquence qui est proportionnelle à learanlit;7ade de ce premier signal en courant conti:
'"1u, un second convertisseur connecté au pre- mier convertisseur et'coprenant un dispositif de circuit répondant à ce signal pulsé de manière à produire un preaier signal de type oscillatoire ayant une fréquence égale à la moitié de la
<Desc/Clms Page number 37>
fréquence de ce signal pulsé, un commutateur pouvant être actionné alternativement par ce signal de type oscillatoire, une impédance connectée à ce commutateur et cycliquement actionnée par celui-ci de manière à produire un second signal de type oscillatoire dont la fréquence est égale à la moitié de la fréquence du signal pulsé, un moyen pour intégrer ce second signal de type oscillatoire afin de produire un second signal en courant continu,
un second dispositif de circuit pour appliquer le second signal en courant continu au circuit d'entrée précité en opposition par rapport à la tension à mesurer de manière à produire un signal différence qui est appliqué à l'amplificateur, cet amplificateur servant à amplifier ce signal différence afin d'appliquer le premier signal en courant continu au premier convertisseur, et un circuit de sortie pour appliquer le signal p-ülsé à un compteur digital à l'effet de totaliser les impulsions du signal pulsé par unité de temps.
3. voltmètre digital suivant la revendication 2, ca- ractérisé en ce que le gain de 1-'amplificateur est d'une valeur telle que le second signal en courant continu soit très proche de la valeur du premier signal en courant continu.
4. Voltmètre digital suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif de circuit faisant partie du second convertisseur comprend une bascule répondant au signal pulsé de manière à produire un premier signal de type oscillatoire ayant une fréquence égale à la moitié de la fréquence du signal pulsé.
5. Voltmètre digital suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le commutateur faisant partie du second convertisseur comprend plusieurs transistors et une impédance connectée entre ceux-ci, ces transistors étant alternative.ment actionnés par le premier signal de type oscillatoire afin d'ac- tionner de façon cyclique l'impédance précitée.
<Desc/Clms Page number 38>
6. voltmètre digital suivant la revendication 5, caractérisé en ce que l'impédance précitée consiste en un condensa- teur connecté entre les transistors, ce condensateur-étant cycliquement chargé et déchargé de manière à produire le second signal de type oscillatoire.