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Circuit redresseur régulateur de tenaion.
La présente Invention concerne les circuits redresseurs .régulateurs de tension.
L'invention est matérialisée dans un circuit redresseur régulateur de tension dans lequel le déclenchement d'un système redresseur pouvant être commandé est assuré par saturation d'une bobine de réaction saturable dans laquelle le flux est fonction de l'intégrale par rapport au temps de la différence entre la tension de sortie du redresseur ou un échantillon de celle-ci, et une tension de référence qui sont appliquées en opposition à un enroulement d'une bobine de réaction saturable.
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Divers aspects de l'invention apparaîtront aisément à la lecture de la description donnée ci-après, mais on comprendra que l'application de l'invention repose sur le temps mis pour l'établis- sement d'un état de saturation dans le sens direct dans cette bobine de réaction saturable, afin d'établir un trajet faible @ impédance pour l'envoi de signaux de déclenchement au système re- dresseur pouvant être commandé. Le rétablissement de la bobine de réaction saturable résulte ensuite de la force électromotrice entre les bornes de sortie du système redresseur pouvant être commandé.
Dans certaines conditions, en particulier, comme on le, verra plus loin, dans des conditions de limitation de courant, il est désirable d'agencer l'ensemble de telle sorte que la saturation de la bobine de réaction saturable se produise dans le sens inverse pendant sa période de rétablissement. En outre, dans certaines applications de l'invention à un circuit .assurant ,,' la régulation du potentiel de sortie sur une large gamme,l'ensem- ble peut être étudié avantageusement de telle sorte que la bobine de réaction saturable soit saturée dans le sens inverse pendant chaque période de rétablissement.
Dans certaines conditions, la tension de référence .: peut être fournie par une source de tension de référence constante qui peut être constituée par une diode de Zener et dans d'autre cas, par exemple dans l'agencement précité assurant une régula- tion sur une large gamme, la référence peut être constituée par un dispositif à impédance variable tel qu'un transistor commandé par réaction à partir de la sortie du circuit.
La description qui va suivre, faite en regard des dessins annexés, donnés à titre non limitatif, permettra de mieux compren- dre l'invention.
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La Fig.l montre le circuit fondamental faisant l'ob- jet de l'invention.
La Fig.2 est une représentation graphique du fonction- nement du circuit visible sur la fig.1.
La ?ig.3 montre une variante du circuit représente sur la fig.l, dans laquelle la tension de référence est déri- vée de l'alimentation en courant alternatif et qui utilise également une bobine de réaction saturable divisée.
Les Figs.4 et 5 montrent d'autres manières selon lesquelles on peut réduire la puissance prélevée à la source de tension de référence.
La fig.6 montre une variante du circuit représenté sur la tig.l, qui remédie à un certain inconvénient de celui-ci.
La fig. 7 est une représentation graphique expliquant le mode de fonctionnement du circuit représenté sur la fig.6.
Les figs.8 et 9 montrent des variantes du circuit assurant le réglage de sa tension de sortie.
Les figs.10 et 11 montrent des variantes du circuit visible sur la fig. 9, dans lesquelles la compensation de la chute de tension à travers le filtre du circuit fondamental peut être réalisée.
Les figs.12 et.13 montrent des manières selon les- quelles la tension obtenue à la sortie du filtre peut être sta- bilisée.
La fig.14. montre une variante du circuit dans laquelle le circuit de référence est destiné à être utilisé en combi- naison avec un régulateur en série transistorisé, afin de travailler avec une tension de sortie fixe.
La fig.15 montre une variante de circuit selon la- quelle la tension en courant alternatif dans le circuit de la bobine de réaction saturable est modifiée au point de vue niveau
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selon que les conditions rencontrées correspondent à une ten- sion constante ou à une limitation de courant.
La Fig.16 montre une variante du circuit dans laquelle on peut obtenir une isolation effective de la bobine de réaction saturable par rapport à un filtre de sortie .
La Fig.17 montre un mode de réalisation pratique de ' régulateur auquel l'invention est appliquée.
La Fig.18 montre une variante de l'agencement repré- sente sur la fig.15 permettant de travailler avec une réaction,' provenant de la sortie du circuit.
Sur la fig.1 ,deux bornes d'entrée en courant alter- natif 1 et 2 sont connectées aux bornes d'entrée en courant alternatif d'un pont redresseur pouvant être commandé, compor- tant deux redresseurs MR1 et MR2 et deux dispositifs redres- seurs povant être commandés SCR1 et SCR2.
Les dispositif re- dresseurs pouvant être commandés SCR1 et SCR2 sont des dis- positifs redresseurs pouvant être commandés à conductibilité f asymétrique du type rendu conducteur lors de l'application d'un ! signal de déclenchement, et rendu ensuite non conducteurs quand le courant qui les traverse tend'à s'inverser, ou bien quand ce courant tombe au-dessous d'une valeur d'entretien pendant un laps de temps suffisant. Les bornes de sortie du pont redres- seur pouvant être commandé sont connectées par l'intermédiaire d'un filtre électrique comprenant une inductance L et un con- densateur C, à des bornes de sortie en courant continu corres- pondantes 3 et 4.
Il est prévu également, aux bornes du pont redresseur pouvant être commandé, une résistance R3 en série avec une bobine de réaction saturable SR et une source de ré- férence à tension constante Vr. La bobine de réaction saturable SR est supposée être constituée par une petite bobine d'arrêt qui est bobinée sur un noyau en matière magnétique à courbe d'hystérésis rectangulaire, bien que ses caractéristiques ne
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soient pas critiques. Toutefois, on suppose que la bobine de réaction saturable possède un faible courant de magné- tisation à l'état non saturé et une propriété de flux magne- tique exprime en vola/seconde appropriée pour l'application envisagée.
Le point de jonction entre la résistance R3 et la bobine de réaction SR est connecta à travers une résistance R1 à l'électrode de déclenchement du dispositif redresseur pouvant être commandé SCR1 et à travers une résistance R2 à l'électrode de déclenchement du dispositif redresseur pouvant être commandé SCR2. Ces dernières résistances sont prévues pour assurer un partage du courant entre les dispositifs redresseurs pouvant être commandés, et la résistance R3 complète les trajets électrode de déclenchement-cathode pour empêcher la réduction de la tension de claquage des dispositifs redresseurs pouvant être commandés.
D'une façon générale, il est nécessaire, pour obtenir pour le circuit un fonctionnement correct, que la tension de sortie instantanée du système redresseur soit nulle ou presque nulle pendant les intervalles entre les moments où la tension d'alimentation est nulle et ceux auxquels les "dispositifs redresseurs pouvant être commandés sont rendus conducteurs, et on peut supposer que dans le cas usuel d'une' charge présentant une force électromotrice réactive ou uti- lisant un filtre électrique de sortie capacitif, la bobine d'arrêt L assurant un filtrage a une inductance suffisamment élevée pour entretenir un passage de courant continu en direction de la charge.
Lors du fonctionnement du circuit représenté sur la fig.l, on suppose pour faciliter la description, que le pont redresseur pouvant être commandé est rendu conducteur à un angle de phase a par rapport à l'alimentation en courant alternatif pendant chaque demi-cycle. Le pont re- ,dresseur pouvant être commandé est rendu conducteur quand
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la bobine de réaction saturable SR est saturée de sorte que la tension de référence Vr est appliquée à travers les ré- sistances R1 et R2 à l'électrode de commande des dispositifs
SCR1 et SCR2 .Dans ce cas, le noyau est satura à un angle de phase a.
La forme d'onde de la tension produite à la sortie du pont redresseur est représentée sur la fig.2 et on voit qu'entre l'angle a et l'angle w, la différence entre la tension d'alimentation et la tension Vr est appli- quée à la bobine SR dans une direction tendant à supprimer la saturation ou en d'autres termes à rétablir la bobine de réaction saturable. Pour un qngle de phase w, le noyau de la bobine de réaction saturable peut être considéré comme sensiblement rétabli et entre l'angle Ò et l'angle.,. + a, la tension Vr est appliquée à la bobine de réaction saturable dans une direction capable de provoquer à nouveau sa saturation.
On comprendra que les variations du flux dans la. bobine de réaction saturable pendant les intervalles entre c et Ò d'une part et entre Ò et (Ò + a) d'autre part, sont régales et opposées. On considérera par suite que la tension de cotie moyenne au cours d'un demi-cycle à partir du pont redresseur, est égale à Vm et que la tension de référence 'est égale à Vr, et par suite la valeur moyenne de la sortie du redresseur entre a et Ò est égale à Vm Ò/Ò-@ et la tension moyenne aux bornes de la bobine Sr entre a et v est égale à :
EMI6.1
Par suite,en cas d'égalité de flux, on a :
EMI6.2
En conséquenceVm = Vr.
D'une façon idéale,le réglage préalable de la tension de référence Vr à une valeur fixe donnée assure une prédétermination de la tension de sortie du redresseur pou-
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vant être commandé à la même valeur.
Etant donné que le courant de magnétisation de la bobine de réaction saturable 8R est supposé être très faible, la précision de la commande du système n'est pas affectée de façon critique par la résistance du circuit de la bobine de réaction saturable. Par suite, si la puissance nécessaire pour déclencher les dispositifs redresseurs pouvant être' commandés SCR1 et SCR2 est suffisamment importante pour introduire des erreurs dans le fonctionnement du circuit, diverses méthode peuvent être adoptées pour réduire la . puissance ou l'énergie consommée à partir du circuit de référence.
L'une de ces méthodes est représentée dans le j circuit que montre la fig.3, sur laquelle la bobine de réaction saturable SR comporte un enroulement divisé en deux moitiés, la résistance des demi-enroulements étant utilisée pour partager le courant transmis aux électrodes de déclenchement des dispositifs redresseurs pouvant être commandés,en réduisant ou en supprimant par suite la nécessité de prévoir des résistances de partage de courant additionnelles Rl et R2 comme montré sur la fig.l.
Dans ce cas,la résistance R3 que montre la fig.l est remplacée par deux résistances R3a et R3b comme montré sur la fig.3. Une seconde particularité visible sur la fil.3 réside dans le fait qu'un seul organe est prévu pour prélever la tension de référence à la source de courant alternatif, comme indiqué plus loin.
Sur la fig.4,on a montré la partie importante du circuit utilisant un autre moyen pour réduire l'énergie prélevée au circuit de référence,une bobine de réaction à point milieu Ll étant ici prévue au lieu des résistances de partage de courant de déclenchement que montre la fig.1.
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Un autre moyen encore pour réduire l'énergie prélevée au circuit de référence pour la commande des dispositifs redresseurs pouvant être commandés consiste à utiliser de petits dispositifs redresseurs à conductibilité asymétrique sensibles pour assurer le déclenchement des dispositifs principaux SCR1 et SCR2 . Ainsi, sur la fig.5, on a représenté en (a) des dispositifs additionnels SCR3 et SCR4, associés à des résistances de partage de courant
R1 et R2 et, en (b) un seul dispositif redresseur pouvant être commandé additionnel SCR5 qui est monté en amont des résistances de partage du courant R1 et R2 et qui est associé à uno autre résistance d charge R7 son électrode de déclenchement étant connectée au point de jonction entre la résistance R3 et la bobine de réaction saturable SR.
L'"anode" du dispositif SORS est connectée'à travers d'autres dispositifs redresseurs MR6 et MR7 aux bornes en courant continu du pont redresseur.
Si l'on revient à la seconde particularité représen- tée sur la fig.3, qui a été mentionnée ci-avant , on voit que le courant servant à.actionner les dispositifs redres- seurs pouvant être commandés quand la bobine de réaction saturable SR est rendue conductrice, est maintenant prélevé à travers la résistance R4 et d'autres redresseurs
MR3 et MR4 pour déterminer le niveau de puissance du circuit ; de référence. La tension de référence est fournie par une diode de Zener MR5 et si un condensateur tel que le condensateur C1 est prévu, le prélèvement de courent moyen à la source de référence peut être réduit.
Ce condensateur . est choisi de manière à avoir une capacité suffisante pour fournir l'énergie requise pendant le court laps de temps durant lequel la bobine de réaction saturable transmet un courant de déclenchement aux dispositifs SCR1 et SCR2.
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On a supposé dans ce qui précède que le rétablissement de la bobine de réaction saturable pour revenir à son état non sature, commence immédiatement âpre* l'application d'un signal de déclenchement aux dispositifs redresseurs pouvant être commandés SCR1 et SCR2 .Dans la pratique, ceci n'est vrai que si la tension d'alimentation
Instantanée dépasse la tension de référence au moment de rendre les dispositifs SCR1 et SCR2 conducteurs.
En outre, dans le cas des valeurs de a inférieures à 35 environ, une erreur est introduite dans le fonctionnement du circuit du fait que ,au lieu de se conformer à la théorie donnée dans ce qui précède, selon laquelle la tension de référence diminuée de la tension d'alimentation instantanée doit continuer à augmenter le flux dans la bobine de réaction saturable après que les dispositifs redresseurs pouvant être commandés sont rendus conducteurs, ceci ne peut pas être le cas quand le noyau est déjà saturé.
On peut démontrer que l'amplitude de l'erreur proportionnellement à la tension de sortie désirée, doit être égale à ss-Ó/@ , où ss est l'on- gle auquel la tension d'alimentation instantanée est égale 4 la tension de référence ot a est l'angle auquel les dispositifs redresseurs pouvant être commandés sont rendus conducteurs comme précédemment. Dans la pratique, ceci signifie que la tension de sortie tombe à un degré notable à moins qu'une limite inférieure ne soit établie à une valeur voisine de 25 pour l'angle auquel les dispositifs redresseurs sont rendus conducteurs. Ceci constitue un sacrifice d'environ 5%de la tension en cou- rant continu pouvant être obtenue à partie d'une source alternative donnée, ce qui est généralement inadmissible.
On a représenté sur la fig.6 un perfectionnement au circuit fondamental qui consiste à monter une petite
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bobine d'induction linéaire L2, qui résonne avec un con- densateur 02, en série entre la résistance R3 et la bobine de réaction saturable SR la fréquence de résonance étant alors nettement supérieure à la fréquence d'alimentation du circuit.
Sur la fig.7 , la forme d'onde (a) montre une forma d'onde de sortie désirée à partir d'un pont redresseur pouvant être commandé quand l'angle a auquel les redresseurs pouvant être commandés sont rendus conducteurs est inférieur à ss, qui est l'angle auquel la tension d'alimentation instantanée est égale à la tension de référence. La forme d'onde indiquée en (b) est typique de la forme d'onde du courant dans la bobine de réaction saturable quand ces conditions sont obtenues et lorsque le circuit résonnant formé par la bobine d'induction L2 et le condensateur C2, visible sur la fig.6, n'est pas prévu. Par contre, la forme d'onde 7c est une forme d'onde typique pour la tension aux bornes de la bobine d'induction, linéaire quand le circuit résonnant est prévu.
Ainsi, lorsque la bobine L2 et le condensateur C2 sont présents, la tension aux bornes du circuit résonnant en parallèle ainsi formé croit en opposition à la tension de référence pendant l'intervalle entre a et ss , et s'inverse par suite du fait de la résonance pour augmenter la tension de référence sur une partie de la période allant de 0 à v .La tension de référence est par suite effectivement renforcée d'une quantité qui dépend de la durée de l'intervalle entre Ó et 9 et une tension de sortie sensiblement constante peut être entretenue avec des angles Ó qui sont nettement inférieurs à ceux pouvant être utilisés en l'absence de perfectionnement visible sur la fig.6 .La gamme de tensions utilisable pour la commande dans le système redresseur
est par suite augmentée.
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A condition de tenir compte de certaines limitations qui résultent de la production d'un déséquilibre dans le fonctionnement, à savoir de l'inégalité des angles auxquels les redresseurs pouvant être commandés sont renduscon- ducteurs pendant des demi-cycles successifs, la tension de sortie d'un circuit redresseur pouvant être commandé du type décrit ci-avant,peut être réglée, pour une référence donnée, soit par réglage de la tension de référence, soit par modification de la proportion de la tension de sortie avec laquelle elle est comparée.
La première possibilité est représentée schématiquement sur la fig.8, sur laquelle la tension appliquée à la bobine de réaction saturable Sr est prélevée au moyen d'une prise à une résistance variable
RV1 en série avec une résistance R8 aux bornes de laquelle la tension de référence est appliquée. Sur la fig.9,un diviseur de potentiel formé par une résistance R9, une résistance variable RV2 et une autre résistance R10 en séria.. est connecté par la prise prévue sur la résistance variable
RV2, à travers une diode de Zener, à la bobine de réaction saturable SR.
Le point de jonction entre le dispositif MR5 et la bobine SR est connecté à travers une autre résistance
R4 aux redresseurs connectés eux-mêmes avx bornes en courant alternatif et un condensateur Cl est prévu pour assurer leur connexion au conducteur de sortie négatif d'une manière analogue au condensateur Cl sur la fig.3. En particulier, dans le cas de l'agencenent que montre la fig.9.il est désirable d'éviter l'introduction d'une résistance excessive dans le diviseur de potentiel formé par les résistances R9,
RV2 et R10, étant donné que ceci pourrait gêner l'effet de stabilisation de la diode de Zener vis-à-vis des variations se présentant dans la tension d'alimentation.
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Une variante du circuit représentée sur la fig.3, dans laquelle la tension de référence est prélevée à l'alimentation, est représentée sous forme du circuit visible sur la fig.10. Cette variante est capable d'assurer la compensation de la chute de'tension dans le filtre électrique formé par la bobine d'induction L et de condensa- teur C.
On parvient à ce résultat en prévoyant en série entre la bobine de réaction SR et la diode de Zener MR5 qui fournit la référence, une autre résistance R11 dont une borne est connectée au point milieu et dont l'autre borne est connectée , par l'intermédiaire de redresseurs respectifs MRS et MR9 aux extrémités d'un enroulement d'un transformateur, d'intensité Tl dont l'autre enroulement est interposé entre les redresseurs ordinaires MR1 et MR2 du pont redresseur.
Un point milieu de ce dernier enroulement du transformateur T1 fournit la sortie négative du circuit.
Lors du fonctionnement du circuit que montre la 'fig.10 pour.assurer la compensation..la sortie redressée du transformateur d'intensité est appliquée à travers la résistance R11 et sert par suite à renforcer la tension de référence appliquée pour.saturer la bobine de réaction saturable SR et le degré de surtension obtenu est prédéterminé pour compenser la chute de tension dans le filtre de sortie.
On voit nettement que la variation de résistance de l'inductance L prévue dans le filtre par suite des vairai ons de la température, n'est pas compensée, mais cette compensa-. tion peut, si désiré, être réalisée aisément si la résist once
Rll se présente sous la forme d'une résistance sensible à la température et est incorporée de façon non inductive à l'inductance L afin de suivre sa température.
La Fig.11 montre les éléments principaux d'une autre variante encore du circuit fournissant la compensation de la chute de tension dans l'inductance L du filtre de s tie
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du circuit.Dans ce cas, la bo@ine de réaction saturable SR est munie d'un enroulement additionnel qui peut avoir par exemple une ou deux spires et qui transmet le courant de charge, cet enroulement ayant pour effet de modifier le niveau du courant de magnétisation dans l'enroulement ' principal de la bobine de réaction saturable quand son noyau n'est pas saturé, d'une quantité qui est proportionnelle au courent traversant la charge.
Par suite,, une chute de tension correspondante est induite aux bornes de la résistan- ce prévue dans le circuit de la bobine de réaction saturable, ce qui augmente la tension de référence, et les caractéris- tiques peuvent être choisies de manière à assurer la compensation désirée,
Un autre moyen satisfaisant permettant d'obtenir la stabilisation de la tension du c8té sortie du filtre électrique formé par l'inductance L et le condensateur C consiste à prévoir des organes permettant de détecter directement la chute de tension aux bornes de l'inductance.
Un moyen permettant de parvenir à ce résultat est représenté sur la fig.12, sur laquelle un filtre additionnel formé par la bobine d'arrêt L3 et le condensateur C3 est prévu pour isoler le circuit de référence du système vis-à-vis de la tension en courant alternatif aux bornes de la bobine d'arrêt L4 du filtre qui remplace la bobine d'arrêt originelle
L et qui est maintenant montée dans le conducteur négatif.
Le filtre additionnel augmente en fait la tension de référence d'une quantité égale à la chute de tension en courant continu à travers l'enroulement 14.
Un effet analogue à celui obtenu dans le circuit ' que montre la fig.12 est fourni par un agencement tel que celui visible sur la fig.13, qui montre seulement les
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éléments importants de ce circuit. Dans ce cas, un second enroulement est prévu sur 1'inductance de filtrage L4.
Cet enroulement est Bonté entre une diode de Zener MR5 et le coté sortie de 1 inductance L4 et amené l'anode de la diode de Zoner au potentiel présent à l'entrée de l'inductance L4 dans le cas d'un courant alternatif, . et l'élevé jusqu'au potentiel en courant continu moyen sur la borne de sortie.
La Fig.14 montre une variante du circuit représenté sur la fig.3, dans laquelle l'alimentation de référence est prélevée à lettrée en courant alternatif et dans laquelle par ailleurs le circuit de référence est étudié en vue d'une utilisation en combinaison avec un régulateur en série transistorise représenté par le rectangle TR.
Dans ce cas, le circuit de référence fonctionne une tension de sortie qui est fixe par rapport à la tension d'alimentation nominale étant donné que la diode de Zener MR5 est maintenant connectée à la sortie du régulateur transistorisé en série TR. Le régulateur transistorisé peut être de n'importe quel type connu convenable comportant un transistor de puissance en série associé à sa propre référence de tension primaire et à un dispositif de disjonc- tion en cas de surcourant du type qui peut être désirable.
La tension de référence destinée au pont redresseur pouvant être commandé qui est actionné par la bobine de réaction saturable est formée par la tension de sortie de l'ensemble du circuit, additionnée des quelques volts qui sont développés aux bornes de la diode de Zener MR5, de sorte que la tension aux bornes du régulateur transistorisé et de l'inductance L du filtre est stabilisée.
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Dans le cas des circuits décrits ci-avant, il peut être désirable de pouvoir introduire des organes assurant une limitation de courant dans le cas où la tension de sortie tombe au-dessous d'une valeur prédéterminée.
Ceci est désirable en particulier dans les circuits destinés à charger des batteries, permettant de couvrir une large gamme de tensions de batterie. Toutefois, dans les circuits décrits ci-avant, une limitation existe en ce sens qu'il n'est pas possible de réduire la tension de sortie au degré nécessaire pour obtenir une limitation de courant sans que le fonctionnement du circuit parvienne à une condition de déséquilibre extrême en ce qui concerne le moment de la mise en circuit des redresseurs pouvant être commandés au cours des demi-cycles alternés. Ce déséquilibre résulte de l'effet d'une petite variation de l'angle auquel le système redresseur pouvant être commandé est rendu conducteur pendant un demi-cycle, qui a une répercussion accrue sur l'angle correspondant au cours du demi-cycle effectif suivant.
Ceci peut se produire à un angle critique d'environ 65 , correspondant.à-une tension de sortie maximum égale à 70% environ.
Dans les circuits décrits ci-avant, on a supposé, afin d'obtenir l'égalité entre la tension de référence et la tension de sortie pouvant être obtenue selon la théorie indiquée précédemment, que la bobine de réaction saturable SR présentait une valeur de flux magnétique exprimée en volts/seconde capable d'empêcher sa saturation pendant les périodes de rétablissement.
Si toutefois pour des conditions de limitation-de courant .le circuit doit être modifié de telle sorte que la bobine de réaction saturable soit saturée par la fin de chaque demi-cycle de l'alimentation,
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la période de rétablissement au coure d'un demi-cycle n'a aucune influence sur le moment où les redresseurs pouvant être commandés sont rendus conducteurs au cours du demi- cycle suivant et la possibilité d'un déséquilibre est par suite supprimée. En même temps, du fait de cette condition, l'égalité entre la tension de référence et la tension de sortie est perdue. Par suite, la condition à laquelle un agencement satisfaisant doit satisfaire est que la saturation pendant le rétablissement doit se produire dans des conditions de limitation de courant, mais non dans des conditions de tension constante.
On supposera que la bobine do réaction saturable est étudiée de telle sorte que'pour une tension d'alimentation donnée elle se trouve juste au-dessous de son état de satu- ration dans des conditions de tension constante pour l'angle admissible maximum auquel les redresseurs pouvant être commandés sont rendus conducteurs pour obtenir la stabilité désirable, et qu'elle demeure non saturée quand la tension de référence est réduite. Ceci est dû au fait que, bien que la tension appliquée à la bobine de réaction saturable pendant les périodes de rétablissement soit augmentée, la durée de ces périodes est réduite à un degré capable de compenser l'augmentation de tension.
Une bobine de réaction saturable ainsi dimensionnée peut être amenée à ,saturation lors do son rétablissement si elle est commandée à l'aide d'une tension d'alimentation accrue; ainsi, le circuit de limitation de courant est agencé de telle sorte . que la tension en courant alternatif dans le circuit-de la bobine de réaction-saturable présente un niveau dans des conditions de tension constantes et un autre niveauplus élevé dans des conditions de limitation de courant.
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Un circuit utilisant l'agencement précité est représenté sur la fig.15. Dans ce circuit, la bobine de réaction saturable est connectée à travers une diode de
Zener MR5 au point de jonction entre deux résistance*
R9 et R10 formant un diviseur de potentiel entre les bornes de sortie du système redresseur. Une résistance R4 et un condensateur Cl sont prévus d'une manière analogue à celle représentée sur la fig.3 et décrite ci-avant. Ici encore, comme pour l'agencement représenté sur la fig.10, afin d'obtenir une détection de courant, il est prévu entre le point de jonction des redresseurs MR1 et MR2 du pont redresseur un enroulement d'un transformateur d'intensité Tl dont l'enroulement secondaire est connecté à un autre pont redresseur MR10.
Il est prévu également aux bornes de sortie du pont redresseur MR10 un condensateur C4 et une résistance variable RV3. La borne supérieure de ces éléments est connectée à travers une autre diode de Zener MR11 à la base d'un transistor VT1 qui est monté entre le point de jonction de la bobine SR et de la diode de Zener MR5 et la borne de sortie négative du système redresseur fondamental.
. Lors du fonctionnement normal de ce circuit, c'està-dire dans des conditions ne correspondant pas à une limitation de courant, la tension de sortie est déterminée , par la tension de référence développée aux bornes de la diode de Zener MR5 et le rapport fourni par le diviseur de potentiel formé par les résistances R9 et R10. Dans ces conditions, le transistor VT1 n'est pas conducteur. Au point correspondant à la limitation du courant, la sortie du transformateur d'intensité Tl est telle qu'elle surmonte la tension de la diode de Zener MR11 et qu'elle fournisse une excitation pour la base du transistor VT1.
Ainsi, ce transistor
VT1 est rendu conducteur et la diode de Zener MR5 devient
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non conductrice étant donné qu'une plus grande quantité de courant est prélevée à travers la résistance R4.
La tension de sortie est fonction de la tension aux bornes du transistor VT1, c'est-à-dire de la tension entre la cathode de la diode de Zener MR5 et le conducteur négatif en courent contenu, de sorte que la totalité de la tension de sortie du ' redresseur agit dans le circuit de la bobine de réaction saturable. Si la bobine de réaction saturable est calcuoée de façon à pouvoir juste supporter la variation de flux maximum dans des conditions.'normales,cette bobine de réaction satura- ble devient saturée pendant les périodes de rétablissement dans une condition correspondant à une limitation de courant,de sorte que l'angle auquel les redresseurs pouvant être commandés SCR1 et SCR2 sont rendus conducteurs peut être retar- dé considérablement au delà de la valeur critique à.
laquelle un déséquilibre se produirait autrement sans qu'il se produise de déséquilibre fonctionnel.
Dans la description qui précède, on a supposé que le courant traversant la bobine d'arrêt de filtrage prévue du côté sortie du circuit redresseur pouvant être commandé, était continu pendant le fonctionnement.
Toutefois, quand la résistance de la charge est augmentée au-delà d'une certaine limite avec un filtre du type utilisé dans les agencements qui précèdent,le courant dans la bobine d'arrêt assurant un filtrage L devient discontinu et la tension sur les bornes de sortie du système redresseur en pont, ne tombe )pas à zéro à un moment quelconque pendant le cycle d'alimentation.
Quand ceci se produit, les impulsions de déclenchement fournies aux redresseurs pouvant être commandés sont coupées .et la tension dans la charge diminue quand le condensateur
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de sortie du filtre se décharge, jusqu'à ce qu'un 'fonctionne- ment normal soit repris. Le fonctionnement normal se poursuit ensuite jusqu'à ce que le condensateur soit chargé à une tension suffisamment élevée pour interrompre à nouveau l'application des signaux de déclenchement aux dispositifs redresseurs pouvant être commandés. Le résultat de cet effet d'une faible résistance de charge est une oscillation à basse fréquence de la tension de sortie.
Bien que cette oscillation ne puisse pas être Importante pour un grand nombre d'applications, elle est indésirable.dans le cas de charges très légères qui sont extérieures à la gamme pour. laquelle un fonctionnement est requis, mais on constate qu'avec de faibles courants allant'par exemple jusqu'au double-dû niveau critique auquel l'oscillation est spontanément déclenchée, cette oscillation peut être provoquée par une commutation.de la charge.
Si la charge est une batterie comme dans le cas des circuits chargeurs.de batterie, l'oscillation ne se produit pas, mais si le,courant devient discontinu, le circuit cesse simplement de fonctionner-et'la batterie dispose alors d'un trajet de déèharge à travers la charge en dérivation formée par le circuit de la bobine de réaction saturable et son diviseur de potentiel associé. Un relais de coupure ou un dispositif équivalent peut être utilisé pour empêcher cette décharge dans le cas correspondant et également pour assurer un auto-démarrage du circuit qui, dans le cas d'une batterie , ne peut pas être autrement obtenu.
Ces effets indésirables obtenus dans des conditions de faible charge sont réduits au minimum en donnant à l'inductance de la bobine d'ar,rêt assurant un filtrage une valeur aussi ,élevée que possible pour de faibles courants
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par exemple en utilisant de très petits entrefers, mais une solution parfaite ne peut être réellement obtenue qu'en isolant le circuit de la bobine de réaction saturable par rapport au condensateur de sortie ou à la batterie. Un - : moyen possible pour parvenir à ce résultat consiste à interposer une diode entre la bobine d'arrêt assurant un filtrage et le condensateur ou la batterie.
Toutefois, la perte d'efficacité résultante est assez importante et cette méthode ne présente pas d'intérêt réel:
On a représenté sur la fig.16 une variante de réalisation de circuit fournissant l'isolation désirée par 'i addition de deux diodes à faible courant MR12 et MR13 dans le circuit de la bobine de réaction saturable, ces diodes établissant en fait un point d'alimentation négative isolé.
Dans ce circuit, si l'enroulement additionnel prévu zal") sur la bobine d'arrêt L4 du filtre de sortie sert à com- penser la perte ce tension dans le filtre de sortie com- me cela a été décrit en regard de la fig.13, l'in- ductance L4 doit être transférée au coté positif du pont redresseur pouvant être commandé, et étant donné que le circuit de la bobine de réaction saturable ne peut pas alors être connecté directement aux cathodes du système redresseur pouvant être commandé, une redistribution des cir- cuits de déclenchement destinés aux redresseurs pouvant être commandés est nécessaire. On parvient à ce résultat par cou- ' plage à travers un condensateur C5 avec une résistance addi- tionnelle R13 et un redresseur MR14 comme montré.
Le e- dresseur MR14 est normalement au repos mais il est preu pour conférez-un caractère d'auto-démarrage au circuit.Quan ces mo- difications sont apportées au circuit ,les insuffisance fonctionnelles indiquées ci-avant sont réduites et il existe
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aucun trajet de décharge sauf la fuite par les redresseur., pour une batterie placée dans le circuit d'utilisation.
La chute de tension dans les diodes principales n'est pu' directement compensée mais du fait de la résistance à faible perte des diodes au silicium qui sont normalement utilisées pour former les redresseurs principaux, ceci ne présente pas de conséquence importante.
Dans le circuit représenté sur la fig.17, qui correspond à un circuit utilisable en pratique, on a incorporé certaines des particularités mentionnées précédemment. L'alimentation en courant alternatif est connectée à travers un interrupteur S à l'enroulement primaire d'un transformateur T101 qui comprend deux ' enroulements secondaire dont l'un est connecté au pont redresseur pouvant être commandée tandis que l'autre est utilisé pour fournir une alimentation indépendante pour la source de référence à travers le pont redresseur MR108.
L'isolation du condensateur du filtre comme décrit en regard de la fig.16 est assurée par les redresseurs MR104 et MR105 et les électrodes de déclenchement des redresseurs pouvant être commandés SCR101 et SCR102 sont connectées à la bobine de réaction saturable à travers des résistances de partage de la charge R101 et R102 et d'un condensateur C101 qui correspond au condensateur C5 sur la fig.16.
Par ailleurs, un redresseur MR106 est monté en parallèle avec le condensateur C101 pour assurer un auto-démarrage.
Les conditions de fonctionnement normal et de limitation de courant sont obtenues par la présence d'un transistor VT101 qui est excité à travers un pont redresseur MR102 à partir du transformateur de détection de courant .
T102 d'une manière analogue à ce qui est le cas pour le
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'transistor VT1 sur la fig.15. Par ailleurs, un circuit résonnant comprenant une inductance L102 et un condensateur
C104 est prévu dans le circuit de référence afin d'avoir un effet multiplicateur de tension comme décrit en regard de la fig.6 pour admettre des angles de travail plus petits pour les dispositifs redresseurs pouvant être commandés prévue dans le système redresseur en pont, et augmenter par suite la gamme de fonctionnement du circuit.En outre, la compensation de la chute de tension à travers l'inductance de filtrage L101 est obtenue en incorporant un autre enroulement à l'inductance,
de la manière décrite précédemment en regard de la fig.16. La compensation des variations de tensica de là tension d'alimentation est assurée,en outre, par les résistances R108 et R109 représentées à la fig.17.
Le mode de fonctionnement global'du circuit et les diverses caractéristiques de celui-ci apparaissent à la lecture de la description -qui précède se rapportant aux caractéristiques individuelles de ce circuit, de sorte qu'il ne sera pas nécessaire de s'y reporter à nouveau.
Dans la description donnée ci-avant du circuit représenté sur la fig.15, on a indiqué comment on peut 'assurer, dans des conditions de limitation de courant, la saturation de la bobine de réaction saturable (dans . le. sens inverse) pendant la période de rétablissement à la suite du moment auquel les redresseurs pouvant être commandés prévus dans le système redresseur en pont sont rendus conducteurs. Comme indiqué,'ceci permet à la commande d'être réalisée de telle sorte que l'angle a auquel les redresseurs pouvant être commandés sont rendus conducteurs, soit réduit nettement au-dessous de la valeur à laquelle un déséquilibre fonctionnel peut autrement apparaître.
A titre de caractéristique additionnelle, on peut
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réaliser un circuit régulateur fournissant un potentiel constant utilisant l'invention, dans lequel la sortie est toutefois variable sur une large gamme, et dans lequel par ailleurs on peut tenir compte d'une large gamme de tensions d'entrée. Dans cet agencement, la bobine de réaction saturable est saturée (dans le sens inverse) au cours de chaque période de rétablissement, la tension de ' commande étant fonction de la réaction fournie à partir de la sortie, correspondant à une indication de la tension de sortie.
On peut parvenir aisément à ce résultat comme montré sur la fig.18, par exemple, en renvoyant réactivèrent un échantillon de la tension de sortie prélevé au diviseur de potentiel R14 et R15 à la base d'un transistor VT2 monté de la même manière que le'transistor VT1 sur la fig.15, au lieu d'assurer l'alimentation à travers-la diode Hall. 1
La diode de Zener MRS.n'est pas requise dans ce cas, mais uné diode de Zener MR15 est alors incorporée au circuit de la base du transistor pour fournir une référence, ce qui permet de commander la sortie. Le condensateur C6 prévu dans un trajet établi entre le collecteur et . l'émetteur du transistor VT2 constitue un filtre séparateur 'd'ondulations.
Bien que le circuit décrit ci-avant utilise un redresseur en pont formé de dispositifs redresseurs pouvant être commandés, 1-'invention n'est pas limitée à cet agencement et peut utiliser d'autres éléments convenables.
Par exemple, le système redresseur pouvant être commandé peut comporter un redresseur ordinaire commandé par un régulateur à courant alternatif.
D'autres modifications encore peuvent être apportées aux modes de réalisation décrits, dans le domaine des équiva- lences techniques,sans s'écarter de l'invention.
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Tenaion regulator rectifier circuit.
The present invention relates to rectifier circuits. Voltage regulators.
The invention is embodied in a voltage regulator rectifier circuit in which the triggering of a controllable rectifier system is ensured by saturation of a saturable feedback coil in which the flux is a function of the integral with respect to the time of the difference between the rectifier output voltage or a sample thereof, and a reference voltage which are applied in opposition to a winding of a saturable feedback coil.
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Various aspects of the invention will become readily apparent on reading the description given below, but it will be understood that the application of the invention is based on the time taken for the establishment of a state of saturation in the sense direct into this saturable feedback coil to establish a low impedance path for sending trigger signals to the controllable rectifier system. The reestablishment of the saturable feedback coil then results from the electromotive force between the output terminals of the controllable rectifier system.
Under certain conditions, in particular, as will be seen later, under current limiting conditions, it is desirable to arrange the assembly so that the saturation of the saturable reaction coil occurs in the reverse direction. during his recovery period. Further, in certain applications of the invention to a circuit providing regulation of the output potential over a wide range, the assembly can be advantageously designed such that the saturable feedback coil is saturated in the circuit. reverse during each recovery period.
Under certain conditions, the reference voltage: may be supplied by a constant reference voltage source which may be constituted by a Zener diode and in other cases, for example in the aforementioned arrangement ensuring regulation on a wide range, the reference may be a variable impedance device such as a transistor controlled by feedback from the output of the circuit.
The description which follows, given with reference to the appended drawings, given without limitation, will make it possible to better understand the invention.
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Fig. 1 shows the basic circuit forming the subject of the invention.
Fig.2 is a graphical representation of the operation of the circuit visible in Fig.1.
Fig. 3 shows a variant of the circuit shown in Fig. 1, in which the reference voltage is derived from the AC power supply and which also uses a split saturable feedback coil.
Figs. 4 and 5 show other ways in which the power drawn from the reference voltage source can be reduced.
Fig.6 shows a variant of the circuit shown on tig.l, which overcomes a certain disadvantage thereof.
Fig. 7 is a graphical representation explaining the mode of operation of the circuit shown in FIG. 6.
Figs.8 and 9 show variants of the circuit ensuring the adjustment of its output voltage.
Figs.10 and 11 show variants of the circuit visible in fig. 9, in which compensation for the voltage drop across the filter of the fundamental circuit can be realized.
Figs. 12 and 13 show ways in which the voltage obtained at the output of the filter can be stabilized.
Fig. 14. shows a variant of the circuit in which the reference circuit is intended to be used in combination with a transistorized series regulator, in order to work with a fixed output voltage.
Fig. 15 shows a circuit variant in which the AC voltage in the saturable feedback coil circuit is level changed.
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depending on whether the conditions encountered correspond to a constant voltage or a current limitation.
Fig. 16 shows a variant of the circuit in which effective isolation of the saturable feedback coil can be obtained from an output filter.
Fig. 17 shows a practical embodiment of the regulator to which the invention is applied.
Fig. 18 shows a variant of the arrangement shown in fig. 15 allowing to work with a reaction, coming from the output of the circuit.
In fig. 1, two AC input terminals 1 and 2 are connected to the AC input terminals of a controllable rectifier bridge, comprising two rectifiers MR1 and MR2 and two rectifiers. - sors can be ordered SCR1 and SCR2.
The controllable rectifier devices SCR1 and SCR2 are controllable rectifier devices with asymmetric conductivity of the type made conductive when a! trigger signal, and then made non-conductive when the current flowing through them tends to reverse, or when this current falls below a float value for a sufficient period of time. The output terminals of the controllable rectifier bridge are connected by means of an electric filter comprising an inductor L and a capacitor C, to corresponding direct current output terminals 3 and 4.
A resistor R3 in series with a saturable feedback coil SR and a constant voltage reference source Vr is also provided at the terminals of the controllable rectifier bridge. The saturable SR feedback coil is assumed to be a small choke coil that is wound on a core of magnetic material with a rectangular hysteresis curve, although its characteristics are not
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are not critical. However, it is assumed that the saturable reaction coil has a low unsaturated magnetizing current and a magnetic flux property expressed in vola / second suitable for the intended application.
The junction point between resistor R3 and the feedback coil SR is connected through a resistor R1 to the trigger electrode of the controllable rectifier device SCR1 and through a resistor R2 to the trigger electrode of the rectifier device that can be controlled. be ordered SCR2. These latter resistors are provided to provide current sharing between the controllable rectifier devices, and the resistor R3 supplements the trip electrode-cathode paths to prevent the breakdown of the breakdown voltage of the controllable rectifier devices.
In general, in order to obtain correct operation for the circuit, it is necessary for the instantaneous output voltage of the rectifier system to be zero or almost zero during the intervals between the times when the supply voltage is zero and those at which the controllable rectifier devices are made conductive, and it can be assumed that in the usual case of a load having a reactive electromotive force or using a capacitive output electric filter, the choke coil L providing filtering has an inductance high enough to sustain a direct current flow to the load.
In operation of the circuit shown in Fig. 1, for ease of description it is assumed that the controllable rectifier bridge is made conductive at a phase angle α with respect to the AC power supply during each half cycle. The controllable re-dresser bridge is made conductive when
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the saturable SR feedback coil is saturated so that the reference voltage Vr is applied across the resistors R1 and R2 to the control electrode of the devices
SCR1 and SCR2. In this case, the nucleus is saturated at a phase angle a.
The waveform of the voltage produced at the output of the rectifier bridge is shown in fig. 2 and it can be seen that between the angle a and the angle w, the difference between the supply voltage and the voltage Vr is applied to the SR coil in a direction tending to remove saturation or in other words restore the saturable feedback coil. For a phase angle w, the nucleus of the saturable reaction coil can be considered to be substantially restored and between the angle Ò and the angle.,. + a, the voltage Vr is applied to the saturable feedback coil in a direction capable of causing it to saturate again.
It will be understood that the variations of the flux in the. saturable reaction coil during the intervals between c and Ò on the one hand and between Ò and (Ò + a) on the other hand, are equal and opposite. It will therefore be considered that the average side voltage during a half-cycle from the rectifier bridge, is equal to Vm and that the reference voltage 'is equal to Vr, and consequently the average value of the output of the rectifier between a and Ò is equal to Vm Ò / Ò- @ and the average voltage across the coil Sr between a and v is equal to:
EMI6.1
Consequently, in the event of flow equality, we have:
EMI6.2
Accordingly Vm = Vr.
Ideally, the prior adjustment of the reference voltage Vr to a given fixed value ensures a predetermination of the output voltage of the rectifier for
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to be ordered at the same value.
Since the magnetizing current of the saturable feedback coil 8R is assumed to be very low, the control accuracy of the system is not critically affected by the resistance of the saturable feedback coil circuit. Therefore, if the power required to start the controllable rectifier devices SCR1 and SCR2 is large enough to introduce errors into the operation of the circuit, various methods can be adopted to reduce the. power or energy consumed from the reference circuit.
One of these methods is shown in the j circuit shown in Fig. 3, on which the saturable reaction coil SR has a winding divided into two halves, the resistance of the half windings being used to share the current transmitted to the electrodes. triggering of controllable rectifier devices, thereby reducing or eliminating the need to provide additional current sharing resistors R1 and R2 as shown in fig.l.
In this case, the resistor R3 shown in fig.l is replaced by two resistors R3a and R3b as shown in fig.3. A second feature visible on the fil.3 resides in the fact that only one member is provided to take the reference voltage from the alternating current source, as indicated below.
In fig. 4, we have shown the important part of the circuit using another means to reduce the energy taken from the reference circuit, a midpoint feedback coil Ll being provided here instead of the tripping current sharing resistors shown in fig. 1.
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Yet another way to reduce the energy taken from the reference circuit for controlling the controllable rectifier devices is to use small sensitive asymmetrically conductive rectifier devices to trigger the main devices SCR1 and SCR2. Thus, in fig. 5, there is shown in (a) additional devices SCR3 and SCR4, associated with current sharing resistors
R1 and R2 and, in (b) a single additional controllable rectifier device SCR5 which is mounted upstream of the current sharing resistors R1 and R2 and which is associated with another load resistor R7 its trigger electrode being connected to the junction point between resistor R3 and saturable reaction coil SR.
The "anode" of the SORS device is connected through other rectifier devices MR6 and MR7 to the DC terminals of the rectifier bridge.
If we return to the second feature shown in fig. 3, which was mentioned above, we see that the current serving to actuate the rectifier devices which can be controlled when the saturable reaction coil SR is made conductive, is now taken through resistor R4 and other rectifiers
MR3 and MR4 to determine the power level of the circuit; reference. The reference voltage is supplied by a Zener diode MR5 and if a capacitor such as capacitor C1 is provided, the average current draw at the reference source can be reduced.
This capacitor. is chosen so as to have sufficient capacity to supply the required energy during the short period of time during which the saturable feedback coil transmits a trigger current to the devices SCR1 and SCR2.
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It has been assumed in the above that reestablishing the saturable feedback coil back to its unsaturated state immediately begins harsh application of a trigger signal to the controllable rectifier devices SCR1 and SCR2. , this is only true if the supply voltage
Instantaneous exceeds the reference voltage when making the SCR1 and SCR2 devices conductive.
Further, in the case of values of a less than about 35, an error is introduced into the operation of the circuit because, instead of conforming to the theory given in the above, that the reference voltage decreased by the instantaneous supply voltage must continue to increase the flux in the saturable feedback coil after the controllable rectifier devices are made conductive, this cannot be the case when the core is already saturated.
It can be shown that the magnitude of the error in proportion to the desired output voltage, must be equal to ss-Ó / @, where ss is the nail at which the instantaneous supply voltage is equal to the voltage of reference ot a is the angle at which the controllable rectifier devices are made conductive as before. In practice, this means that the output voltage drops to a significant degree unless a lower limit is set near 25 for the angle at which the rectifier devices are made conductive. This constitutes a sacrifice of about 5% of the DC voltage obtainable from a given AC source, which is generally unacceptable.
FIG. 6 shows an improvement to the fundamental circuit which consists in mounting a small
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linear induction coil L2, which resonates with a capacitor 02, in series between the resistor R3 and the saturable reaction coil SR, the resonant frequency then being clearly greater than the supply frequency of the circuit.
In Fig. 7, waveform (a) shows a desired output waveform from a controllable bridge rectifier when the angle α at which the controllable rectifiers are made conductive is less than ss, which is the angle at which the instantaneous supply voltage equals the reference voltage. The waveform shown in (b) is typical of the waveform of the current in the saturable feedback coil when these conditions are obtained and when the resonant circuit formed by the induction coil L2 and the capacitor C2, visible in fig.6, is not provided. In contrast, waveform 7c is a typical waveform for the voltage across the induction coil, linear when the resonant circuit is provided.
Thus, when the coil L2 and the capacitor C2 are present, the voltage across the parallel resonant circuit thus formed grows in opposition to the reference voltage during the interval between a and ss, and is reversed as a result of resonance to increase the reference voltage over part of the period from 0 to v. The reference voltage is therefore effectively boosted by an amount which depends on the length of the interval between Ó and 9 and a voltage of substantially constant output can be maintained with angles Ó which are significantly lower than those which can be used in the absence of improvement visible in fig. 6. The range of voltages usable for control in the rectifier system
is therefore increased.
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Provided that certain limitations which result from the production of an imbalance in the operation, namely the unequal angles at which the rectifiers which can be controlled are made conductive during successive half-cycles, are taken into account, the output voltage of a controllable rectifier circuit of the type described above, can be adjusted, for a given reference, either by adjusting the reference voltage, or by modifying the proportion of the output voltage with which it is compared.
The first possibility is shown schematically in fig. 8, on which the voltage applied to the saturable reaction coil Sr is taken by means of a tap with a variable resistance
RV1 in series with a resistor R8 across which the reference voltage is applied. In fig. 9, a potential divider formed by a resistor R9, a variable resistor RV2 and another resistor R10 in series .. is connected by the socket provided on the variable resistor
RV2, through a Zener diode, to the saturable reaction coil SR.
The junction point between the MR5 device and the SR coil is connected through another resistor
R4 to the rectifiers themselves connected with alternating current terminals and a capacitor C1 is provided to ensure their connection to the negative output conductor in a manner analogous to the capacitor C1 in fig.3. In particular, in the case of the arrangement shown in fig. 9. it is desirable to avoid the introduction of an excessive resistance in the potential divider formed by the resistors R9,
RV2 and R10, since this could interfere with the stabilizing effect of the Zener diode with respect to variations in the supply voltage.
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A variant of the circuit shown in fig. 3, in which the reference voltage is taken from the power supply, is shown in the form of the circuit visible in fig. 10. This variant is able to compensate for the voltage drop in the electric filter formed by the induction coil L and capacitor C.
This is achieved by providing in series between the reaction coil SR and the Zener diode MR5 which provides the reference, another resistor R11, one terminal of which is connected to the midpoint and the other terminal of which is connected, by the intermediate of respective rectifiers MRS and MR9 at the ends of a winding of a transformer, of intensity T1, the other winding of which is interposed between the ordinary rectifiers MR1 and MR2 of the rectifier bridge.
A midpoint of this last winding of transformer T1 provides the negative output of the circuit.
During the operation of the circuit shown in fig. 10 to ensure compensation the rectified output of the current transformer is applied through resistor R11 and therefore serves to reinforce the reference voltage applied to saturate the coil saturable reaction reaction SR and the degree of overvoltage obtained is predetermined to compensate for the voltage drop in the output filter.
It can be seen clearly that the variation in resistance of the inductance L provided in the filter as a result of the variations in temperature is not compensated, but this compensa-. tion can, if desired, be achieved easily if the resistance once
R11 is in the form of a temperature sensitive resistor and is incorporated non-inductively into the inductor L in order to follow its temperature.
Fig. 11 shows the main elements of yet another variant of the circuit providing compensation for the voltage drop in the inductance L of the output filter.
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In this case, the saturable reaction box SR is provided with an additional winding which can have for example one or two turns and which transmits the load current, this winding having the effect of modifying the level of the current of magnetization in the main winding of the saturable feedback coil when its core is not saturated, by an amount which is proportional to the current through the load.
As a result, a corresponding voltage drop is induced across the resistor provided in the saturable feedback coil circuit, which increases the reference voltage, and the characteristics can be selected so as to ensure the desired compensation,
Another satisfactory means making it possible to obtain stabilization of the voltage on the output side of the electric filter formed by the inductor L and the capacitor C consists in providing members making it possible to directly detect the voltage drop across the terminals of the inductor.
A means for achieving this result is shown in fig. 12, on which an additional filter formed by the choke coil L3 and the capacitor C3 is provided to isolate the reference circuit of the system from the alternating current voltage across the filter choke L4 which replaces the original choke coil
L and which is now mounted in the negative conductor.
The additional filter actually increases the reference voltage by an amount equal to the DC voltage drop across winding 14.
An effect analogous to that obtained in the circuit 'shown in fig. 12 is provided by an arrangement such as that visible in fig. 13, which shows only the
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important elements of this circuit. In this case, a second winding is provided on the filter inductor L4.
This winding is good between a Zener diode MR5 and the output side of 1 inductor L4 and brought the anode of the Zoner diode to the potential present at the input of inductor L4 in the case of an alternating current,. and raised it up to the average direct current potential on the output terminal.
Fig. 14 shows a variant of the circuit shown in Fig. 3, in which the reference power supply is taken with AC current and in which, moreover, the reference circuit is designed for use in combination with a transistorized series regulator represented by the rectangle TR.
In this case, the reference circuit operates an output voltage which is fixed with respect to the nominal supply voltage since the Zener diode MR5 is now connected to the output of the transistorized series regulator TR. The solid state regulator may be of any suitable known type having a power transistor in series associated with its own primary voltage reference and with an overcurrent circuit breaker of the type which may be desirable.
The reference voltage for the controllable rectifier bridge which is actuated by the saturable feedback coil is formed by the output voltage of the entire circuit, added to the few volts which are developed across the Zener diode MR5, so that the voltage across the transistorized regulator and the inductance L of the filter is stabilized.
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In the case of the circuits described above, it may be desirable to be able to introduce devices providing current limitation in the event that the output voltage falls below a predetermined value.
This is particularly desirable in circuits intended for charging batteries, allowing a wide range of battery voltages to be covered. However, in the circuits described above, a limitation exists in that it is not possible to reduce the output voltage to the degree necessary to achieve current limitation without the operation of the circuit reaching a condition of. extreme imbalance in the timing of switching on rectifiers which can be operated during alternating half cycles. This imbalance results from the effect of a small change in the angle at which the controllable rectifier system is made conductive during one half cycle, which has an increased impact on the corresponding angle during the next effective half cycle. .
This can occur at a critical angle of about 65, corresponding to a maximum output voltage of about 70%.
In the circuits described above, it was assumed, in order to obtain the equality between the reference voltage and the output voltage obtainable according to the theory indicated previously, that the saturable reaction coil SR had a flux value Magnetic expressed in volts / second capable of preventing its saturation during recovery periods.
If, however, for current-limiting conditions the circuit must be modified so that the saturable feedback coil is saturated by the end of each half-cycle of the power supply,
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the half-cycle recovery period has no influence on when the controllable rectifiers are turned on in the next half-cycle and the possibility of imbalance is therefore eliminated. At the same time, due to this condition, the equality between the reference voltage and the output voltage is lost. Therefore, the condition which a satisfactory arrangement must satisfy is that saturation during recovery must occur under current limiting conditions, but not under constant voltage conditions.
Assume that the saturable feedback coil is designed such that for a given supply voltage it lies just below its saturation state under constant voltage conditions for the maximum allowable angle at which the Controllable rectifiers are made conductive to achieve the desired stability, and that it remains unsaturated when the reference voltage is reduced. This is because, although the voltage applied to the saturable feedback coil during the recovery periods is increased, the duration of these periods is reduced to a degree capable of compensating for the voltage increase.
A saturable feedback coil thus sized can be brought to saturation on recovery if it is driven with an increased supply voltage; thus, the current limiting circuit is so arranged. that the AC voltage in the saturable feedback coil circuit has one level under constant voltage conditions and another higher level under current limiting conditions.
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A circuit using the above arrangement is shown in Fig. 15. In this circuit, the saturable feedback coil is connected through a diode of
Zener MR5 at the junction point between two resistors *
R9 and R10 forming a potential divider between the output terminals of the rectifier system. A resistor R4 and a capacitor C1 are provided in a manner analogous to that shown in FIG. 3 and described above. Here again, as for the arrangement shown in FIG. 10, in order to obtain a current detection, a winding of a current transformer T1 is provided between the junction point of the rectifiers MR1 and MR2 of the rectifier bridge. whose secondary winding is connected to another rectifier bridge MR10.
A capacitor C4 and a variable resistor RV3 are also provided at the output terminals of the rectifier bridge MR10. The upper terminal of these elements is connected through another Zener diode MR11 at the base of a transistor VT1 which is mounted between the junction point of the coil SR and the Zener diode MR5 and the negative output terminal of the fundamental rectifier system.
. During normal operation of this circuit, that is to say in conditions not corresponding to a current limitation, the output voltage is determined, by the reference voltage developed across the terminals of the Zener diode MR5 and the ratio provided by the potential divider formed by resistors R9 and R10. Under these conditions, the transistor VT1 is not conductive. At the point corresponding to the current limitation, the output of the current transformer T1 is such that it overcomes the voltage of the Zener diode MR11 and provides an excitation for the base of the transistor VT1.
So this transistor
VT1 is made conductive and the Zener diode MR5 becomes
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non-conductive since more current is drawn through resistor R4.
The output voltage is a function of the voltage across transistor VT1, i.e. the voltage between the cathode of the Zener diode MR5 and the negative conductor are contained, so that the entire voltage output of the rectifier acts in the circuit of the saturable feedback coil. If the saturable feedback coil is designed so that it can just withstand the maximum flux variation under normal conditions, that saturable feedback coil becomes saturated during recovery periods under a condition corresponding to current limitation, so that the angle at which controllable rectifiers SCR1 and SCR2 are made conductive can be delayed considerably beyond the critical value at.
which an imbalance would otherwise occur without a functional imbalance occurring.
In the foregoing description, it has been assumed that the current through the filter choke coil provided on the output side of the controllable rectifier circuit is continuous during operation.
However, when the resistance of the load is increased beyond a certain limit with a filter of the type used in the above arrangements, the current in the choke coil providing filtering L becomes discontinuous and the voltage across the terminals output of the bridge rectifier, does not drop to zero at any time during the power cycle.
When this occurs, the trigger pulses supplied to the controllable rectifiers are cut off. And the voltage across the load decreases as the capacitor
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outlet of the filter discharges, until normal operation is resumed. Normal operation then continues until the capacitor is charged to a voltage high enough to again interrupt the application of the trigger signals to the controllable rectifier devices. The result of this effect of a low load resistance is a low frequency oscillation of the output voltage.
Although this oscillation may not be important for a large number of applications, it is undesirable in the case of very light loads which are outside the range for. which operation is required, but it is found that with low currents ranging, for example, up to the double critical level at which the oscillation is spontaneously initiated, this oscillation can be caused by a switching of the load.
If the load is a battery as in the case of battery charger circuits, oscillation does not occur, but if the current becomes discontinuous, the circuit simply ceases to function - and the battery then has a run. discharge through the shunt load formed by the circuit of the saturable feedback coil and its associated potential divider. A cut-off relay or an equivalent device can be used to prevent this discharge in the corresponding case and also to ensure a self-starting of the circuit which, in the case of a battery, cannot be obtained otherwise.
These undesirable effects obtained under low load conditions are minimized by setting the inductance of the start coil, ensuring filtering as high a value as possible for low currents.
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for example using very small air gaps, but a perfect solution can only really be obtained by isolating the saturable feedback coil circuit from the output capacitor or the battery. A -: possible way to achieve this result is to interpose a diode between the choke coil providing filtering and the capacitor or battery.
However, the resulting loss of efficiency is quite significant and this method is of no real interest:
FIG. 16 shows an alternative embodiment of a circuit providing the desired isolation by adding two low-current diodes MR12 and MR13 in the circuit of the saturable reaction coil, these diodes in fact establishing a point d negative power supply isolated.
In this circuit, if the additional winding provided zal ") on the choke coil L4 of the output filter serves to compensate for the loss of this voltage in the output filter as has been described with reference to fig. .13, the L4 inductance must be transferred to the positive side of the controllable rectifier bridge, and since the saturable feedback coil circuit cannot then be connected directly to the cathodes of the controllable rectifier system, a redistribution of the trip circuits to the controllable rectifiers is necessary This is achieved by coupling through a capacitor C5 with an additional resistor R13 and a rectifier MR14 as shown.
The MR14 e-trainer is normally at rest but it is proven to confer a self-starting character to the circuit. When these modifications are made to the circuit, the functional deficiencies indicated above are reduced and there are
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no discharge path except the leakage by the rectifier., for a battery placed in the circuit of use.
The voltage drop across the main diodes cannot be directly compensated, but due to the low-loss resistance of the silicon diodes which are normally used to form the main rectifiers, this does not have a significant consequence.
In the circuit shown in FIG. 17, which corresponds to a circuit which can be used in practice, some of the features mentioned above have been incorporated. The AC power supply is connected through a switch S to the primary winding of a transformer T101 which includes two secondary windings one of which is connected to the controllable rectifier bridge while the other is used to supply an independent power supply for the reference source through the MR108 rectifier bridge.
The isolation of the filter capacitor as described next to fig. 16 is provided by the rectifiers MR104 and MR105 and the trigger electrodes of the controllable rectifiers SCR101 and SCR102 are connected to the saturable feedback coil through resistors of sharing of the load R101 and R102 and of a capacitor C101 which corresponds to the capacitor C5 in fig. 16.
Furthermore, a rectifier MR106 is mounted in parallel with the capacitor C101 to ensure self-starting.
The normal operating and current limiting conditions are obtained by the presence of a transistor VT101 which is energized through a rectifier bridge MR102 from the current detection transformer.
T102 in a manner analogous to what is the case for the
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'transistor VT1 in fig. 15. Furthermore, a resonant circuit comprising an inductor L102 and a capacitor
C104 is provided in the reference circuit in order to have a voltage multiplying effect as described next to fig. 6 to allow smaller working angles for controllable rectifier devices provided in the bridge rectifier system, and consequently increase the operating range of the circuit. In addition, the compensation of the voltage drop across the filter inductor L101 is obtained by incorporating another winding in the inductor,
in the manner previously described with reference to fig. 16. The voltage variations of the supply voltage are compensated, moreover, by resistors R108 and R109 shown in fig.17.
The overall operating mode of the circuit and the various characteristics thereof appear on reading the foregoing description relating to the individual characteristics of this circuit, so that it will not be necessary to refer to it. new.
In the description given above of the circuit shown in fig. 15, it has been indicated how it is possible to ensure, under current limiting conditions, the saturation of the saturable reaction coil (in the reverse direction) during the recovery period from when the controllable rectifiers provided in the bridge rectifier system are made conductive. As indicated, this allows the control to be performed such that the angle α at which the controllable rectifiers are made conductive is reduced significantly below the value at which functional imbalance may otherwise occur.
As an additional feature, we can
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making a regulator circuit providing a constant potential using the invention, in which the output is however variable over a wide range, and in which moreover a wide range of input voltages can be taken into account. In this arrangement, the saturable feedback coil is saturated (in reverse) during each recovery period, the drive voltage being a function of the feedback supplied from the output, corresponding to an indication of the feedback voltage. exit.
One can easily achieve this result as shown in fig. 18, for example, by returning reactivated a sample of the output voltage taken at the potential divider R14 and R15 at the base of a transistor VT2 mounted in the same way as le'transistor VT1 in fig. 15, instead of supplying power through the Hall diode. 1
The Zener diode MRS. Is not required in this case, but a Zener diode MR15 is then incorporated into the circuit of the base of the transistor to provide a reference, which allows the output to be controlled. The capacitor C6 provided in a path established between the collector and. the emitter of transistor VT2 constitutes a ripple separating filter.
Although the circuit described above uses a bridge rectifier formed of controllable rectifier devices, the invention is not limited to this arrangement and may use other suitable elements.
For example, the controllable rectifier system may include an ordinary rectifier controlled by an AC regulator.
Still other modifications can be made to the embodiments described, in the field of technical equivalences, without departing from the invention.