BE547510A - Device for controlling the power of user devices by means of semiconductor resistors - Google Patents

Device for controlling the power of user devices by means of semiconductor resistors

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BE547510A
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Description

       

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   On sait que la commande ou réglage en contins de semi-conducteurs, par exemple de transistors, de résistances dépendant d'un champ magnétique, de générateurs de Hall, ou d'éléments analogues, n'est possible qu'aussi longtemps que la caractéristique de résistance de l'appareil ou élément utilisateur ne coupe pas l'hyperbole de puissance du semi- conducteur c'est-à-dire qu'aussi longtemps que la perte de puissance ad-   missible   du semi-conducteur n'est dépassée en aucun point de la zone de réglage.

   Comme il est cependant indispensable, dans . 

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 beaucoup de cas, de comm der   des puismns @@us   éleuves qu'il ne serait   admissible   en regard   de   l'échauffement/du semi-conducteur, on a déjà proposé de traverser au   cours   du réglage, aussi vite que possible   la   zone   intermédiaire,   c'est-à-dire la zone dans laquelle la caractéristique de résistance de l'élément utilisateur se situe au-dessus de l'hyperbole de puissance du semi-conducteur, de manière que ce semi-conducteur soit de façon prédominante à   1'état   bloqué ou à   l'état   de libre passage.

   Le réglage de la puissance de l'élément utilisateur est par conséquent fonction du rap- port existant entre   la   durée de passage et la durée de blo- cage, c'est-à-dire fonction de la fréquence de travail (ou rapport d'impulsion) des semi-conducteurs. 



   La présente invention a pour objet un dis- positif du genre précité servant au réglage de   la   puissance d'éléments utilisateurs au moyen de résistances réglables semi-conductrices, grâce au réglage de la fréquence de   travail¯   des semi-conducteurs. 'L'invention est caractérisée par le fait que les semi-conducteurs de réglage sont disposés suivant un montage instable à basculement, comportant des temps de basculement réglables, montage dans lequel les électrodes de commande- sont reliées chacune par l'intermédiaire d'un élément accumulateur (condensateur) à l'électrode du circuit de l'au.. tre semi-conducteur et par le fait que la charge de l'élément accumulateur se fait par l'intermédiaire d'une résistance. 



   Un dispositif du genre précité déjà   propo-   sé et comportant un montage à basculement instable est représenté, à titre d'exemple, sur la figure 1 du dessin annexé. Deux transistors 1 et 2 sont reliés par l'intermédiaire de résistances 3 et 4 au pôle positif d'une source de tension 5 (tension de "collecteur" ou d'alimentation) dont l'autre pôle est relié à la terre. Dans le cas présent, on suppose qu'il s'agit de transistors du type   n-p-n.   Au cours 

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 de la présente description, il en est de   même   en principe pour tous les transistors p-n-p, sous réserve du changement de signe des potentiels. On désigne par zéro dans les expli- cations qui vont suivre, le potentiel du pôle relié à la ter- re.

   Les électrodes de réglage (dans le cas présent les bases des transistors   1   et 2) sont reliées à leur tour au moyen de résistances 6 et 7 également à la source de tension   5,   et en outre au moyen de condensateurs 8 et 9 à l'électrode du cir- cuit de l'autre transistor, c'est-à-dire dans ce cas au col- lecteur. 



   Sur les figures   2a   et 2b on a représenté le .diagramme de fonctionnement d'un montage du genre précité. Dans ce cas, la figure 2a montre la caractéristique de la ten- sion Ua au point a de la figure 1 et la figure 2b celle de la tension Ub au point b de la figure 1. Aussi longtemps que le transistor 1 est ouvert,   le   point a correspond à une tension ne dépassant que légèrement la valeur zéro. Comme le transistor 2 est bloquée le condensateur   Çse   trouve chargé approximativement au niveau complet de la tension 5. Si on ouvre maintenant le transistor 2, le potentiel s'abaisse au point d de la figure 1 jusqu'à zéro et porte en même temps le potentiel du point a jusqu'à une valeur se rapprochant du niveau négatif de la tension 5.

   Cela provoque la fermeture du transistor   1.   Après la fermenture, le potentiel du point a est relevé par la   s@@rce   de tension 5 et 1' intermédiaire de la résistance 6 depuis sa valeur négative maximum en passant par zéro jusqu'à sa valeur positive maximum, mais à l'instant où la tension au point a dépasse tant soit peu la valeur   zéro,   le transistor 1 s'ouvre. Cela provoque l'abaissement du po.. tentiel du point c à zéro et celui du potentiel du point b à la valeur négative maximum de la tension   5,  de sorte que le transistor 2 se trouve à l'état bloqué.

   Cette ouverture et ce bloquage alternants se répètent   constamment,   par exemple de 

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 ( l j \ 1 . -..; - \...- 4> ' 1 '-... \ , .., :..ll" l, ut.' .!i 1> : l..'o±1 jllf.,t*J'c..:;JLL. !,Lir:J1.1. '....1 :¯.¯... r:...f,; t'.'.,LS,'.il:C: :J et ..: cc.::.; é iLô ;i<ni 1 1; Lliat::¯:ft ;11': <: . ; . I  ¯. ... ,:.2:i.(; 
 EMI4.2 
 des transistors 1 et , éléi:i13rll,G dont un i';;iH.: î"1>iJ,L-1' î' puissance, il est évident que ces tlcâ.l,l#.u lei;1,; : -,l'úil!, 1,i-:,:ï¯ chs ou coupes en fonction de 1u 1rt:'-lu:.n(;8 de levait du transistor 1 ou x espective.,te:zt G.

   Cctt; fréquence tx-.vrzil peut être codifiée au moyen d'un 01'b,-,nè de COlliI:r:..nÜe C0f.'.ltm de Lcr2 qya cette IJ10dific'J.tion de l.dite a'1.':r¯1E,'.1C:E paisse 
 EMI4.3 
 opérer le réglage de la valeur moyenne du courut traversant 
 EMI4.4 
 les utilisateurs 3 et/ou 4 et régler par consfqtl8nt :u puissance de ces d6rniflT's. Lorsque les utilisateurs et 4 sont 
 EMI4.5 
 interdépendants, par exemple lorsque l'élément utilisateur 
 EMI4.6 
 est constitué par les enr0t.'Ü.e:nl:!nts dt Conwlétnde de pré;.ü5.éti-. sation d'i.1ll arzplificateur i1*gnéticiue p1.cé dans le circuit de corn::r.:nüe des résistances sL:zii-con.üctrices, une modification en sens contraire de 1û fréquence de travail des zeI1li-cond:.1ctcars est avantageuse ..

   Lorsque utilise un seul anipiificat .W .etiq.., prine2pa.::zent un amplificateur l1lagnetique à autosaturation, cela n'aura de r,"sOn ,'tre pratique que si les énr-0u1.e-nents de cO:J1..'2anù.e Je ].1 amplif'ica te ur- magnétique branch ians les circuits de travail magnétisent en sens opposd cet anrplificateur. Pour cette raison Vn amène à l'aniplifiCa tsar magnétique :La différence de deux de tensions rectangu- 
 EMI4.7 
 L'aires contraires.. 
 EMI4.8 
 



  Sur la figure :, on a rep'---ssante un ±lode de r.::ali5:::: tion d' un tei m3ntare de cOlmnande d' t.1 n ar1plif'ica teur f.C.&i;11';tiquc. Sur cette i'1 f7r'e "s désigne un ainpiii'ibr'ate-ir- à .:ontaJe bascul::mt instat: -:#respontli:tllt, par e';"-..dp.L1;.t la fijire 3. ---pmdt, e....j.. 



  La "" qU< i Q " '3 de b scu2 fzcr c, pc at, pur e en1ple, SE: Iilont.,r à lOOü Pa r s:e r.nde . On <icic.at; quel Pon 

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 utilise à nouveau comme résistances   se@i-conductrices   deux transistors 1 et 2 et que   l'on   utilise pour la   commande   une continue tension/u st provenant   d'un   collecteur 301. Cette tension . peut être réglée au moyen d'un potentiomètre 304 et elle est amenée à l'entrée de commande de l'amplivibrateur   A   formé par les bornes   305.   Deux autres bornes 306 indiquent la ma- nière dont sont alimentés les circuits de travail des transis- tors 1 et 2.

   Les circuits de travail aboutissent chacun à deux sorties représentées par les   borne'.   307 ou 308, Deux enroulements de commande 309 sont   race.-    @@@s   aux bornes 307 et deux enroulements de commande 310 d'un amplificateur magné- tique aux bornés 308.

   Cet amplificateur magnétique est orga- nisé d'après le montage en doublet, c'est-à-dire que les enrou- lements de   travail.   311.'constituent chacun en série avec une valve   312   un branchement en parallèle, branchement qui est intercalé dans le circuit allant depuis un réseau de courant alternatif d'une fréquence d'environ 50 périodes par seconde, à un élément utilisateur 313, Comme l'indiquent les flèches 
J1 et j2' les deux bobines de self de l'amplificateur magnéto que son± magnétisées en sens contraire par les enroulements 
309 et 310, de sorte que la différence des intégrales de ten- sion, temps des deux tensions   rectangulaires   U1 et U2 con-   traires,   raccordées aux bornes 307 ou   308,   actionne le réglage de l'amplificateur magné tique . 



   Sur la figure 19 on a représenté schématique- ment la caractéristique de commande de l'amplificateur magné- tique conforme à la figure 18. La tension   U   est portée sur le dessin en fonction de la magnétisation de commande ou du circuit de commande Is La magnétisation de commande   @     repré-   sente la différence entre les deux   magnétisations 01     et gr 1   produites en fonction des intégrales temps/tension des tensions de commande UI1 et U2  On peut dire également que le circuit de commande Is représente la différence des circuits j1 et J2 

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 EMI6.1 
 On voit :L.11'lédiatE:rn!Jt que si les ci::i::

   t<. s5.=n;à rectangulaires U et U2 sont contraires, tensions dont la dur'=e d'impulsion. est égaie à 1'intervalle d'impulsion (1'r-iq>ence de travail ou rapport   d'impulsion::   1), la magnétisation de commande dif-   férentielle   de l'amplificateur   magnétique   prend la   va@eur   zé- 
 EMI6.2 
 ro, Dans ce cas, on se trouve en prése .c. d'un point de fonctionnement I. Si maintenant on modifie 1 . 'nsian continue de commande Ust de l'amp1ivibrater A pour aL 1!ldir le rapport d' :Impulsion de la tension U1. et abaisser en même emps le rapport d'impulsion de la tension 1 , on obtient une différence Ùi - Ùg ou respectivement Il - 1:2 de signé négatif et dans le cas inverse une différence de Sig1J positif.

   Au point de fonctionnement II et pour une différence négative,am,plica.teur magnétique est entièrement bloqué. Au point de fonctionnement III et pour une différence positive, il est au contraire en-   tièrement   ouvert. Pour le réglai continu de l'ensemble de la caractéristique de l'amplificateur magnétique, il suffit par 
 EMI6.3 
 conséquent que le réglage de 1'artsyivibratear organisé Câpres un montage à basculement, à double stabilité, soit mo-   difié   par le déplacement du potentiomètre 304 depuis une   va-   
 EMI6.4 
 leur minimum usqu' à une valeur :aû3: i,murn.. 



  Dans les amplificateurs magnétiques connus, 11. est en général nécessaire, pOl1!' contrôler 'J.'ensEJmb.1e de la région de la caractéristique, de prévoir une prémagnétisation   indépendante constante, prémagnétisation qui déplace le point de fonctionnement à partir de l' position I jusque dans la   positon II ou   III. Un circ@@t de commande opposé supplémen-   
 EMI6.5 
 ts qui doitcouvrir toute '..a zone entre II et III permet alors de contrôler égale, nt 1' ensembie de la caractéristique de c.ttande.

   L'avantage :tics.ïer du dispositif conforme à la présente invention: .;sidc as contraire dans se fait qu'un rag1gc pr a7ab2e const.... l'amp.l:Ii'icateur ,ar.<tique et Zes moyens nécessaires na.Jr le raliser deviennent superflus, 

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Contrairement à ce que l' on vient   d'exposer,   il peut néanmoins être indiqué d'équiper l'amplificateur magné- tique d'une magnétisation auxiliaire pour le réglage du point de fonctionnement.

   Cette prémagnétisation est calculée de lanière que le point de fonctionnement de l'amplificateur magné- tique soit, lors d'un réglage identique, mais opposé, au moyen des deux tensions de sortie   U   et U2 du montage à basculement à double stabilité placé au moins approximativement au milieu des branches montantes des caractéristiques de l'amplificateur magnétique, ce point étant désigné par IV sur la figure 19,
On peut donc monter   complémentairement   un enroulement spécial de   .prémagnétisation   sur l'amplificateur magnétique. Comme courant de prémagnétisation, il suffit d'un courant Jv   rela-   tivement faible. Une prémagnétisation de l'importance pré- citée permet d'utiliser d'une manière uniforme les résistances semi-conductrices du montage à basculement instable.

   Ceci per- met de contrôler pour une puissance-type identique des réels'-' tances semi-conductrices, une puissance de commande plus éten- due de l'amplificateur magnétique. 



   On peut aussi mettre en oeuvre la présente invention pour des amplificateurs magnétiques commandant un circuit (sans autosaturation). De même ke montage de l'amplificateur magnétique peut être d'un type quelconque.   Lorsqu'on   utilise des bobines de self) on peut, par exemple, utiliser un montage par "ponts.. Il est en outre indifférent qu'il s'agisse du réglage d'un élément utilisateur à courant continu ou à courant alternatif. 



   Conformément à un développement supplémentaire de la présente invention, on peut réaliser la commande du rapport d'impulsion des semi-conducteurs en modifiant le ni.. veau de la tension de basculement ou en modifiant la pente de la branche montante de la tension de basculement. On   peut,par   exemple, régler le niveau de la tension de basculement en mo- 

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 EMI8.1 
 difiiut 1.i t's:'ISlülî a..i(:;;.u au . .. 0'" LIt:±: contre-tension réglable. Si l'on relie, pur exemple, les po:L."1ts -vi:J ou b de la figure 1 au moyen de diodes à la prise réglable   d'un   -régulateur de tension qui fournit à la tension d'impulsion 
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 négative eonformésent aux figures 2a ou &b une contre-tension correspondante, la tension d'impulsion ne peut pas s'élever jusqu'à des valeurs négatives aussi importantes.

   De ce fait, le condensateur 8 ou   respectivement   9 sera chargé plus rapidement au delà 'de la tension zéro, la vitesse de tension de Ces condensateurs restant constante, ce qui a pour conséquence 
 EMI8.3 
 que la résistance semi-conductrice considérée entre plus rupidement en fonction. Si par eXe:!1p1.e, la tunsion du collecteur est de 50 V, la tension existant au point a tombera à environ -50   V   lorsqu'on ouvre le transistor 2, Lais si à ce   scient   
 EMI8.4 
 une tension contraire d'environ -,25 V existe au point gi l'im- pulsion de tension négative ne peut s'abaisser que jusqu'à la moitié, de manière que la charge du condensateur 8, à partir de la source de tension 5 et par l'intermédiaire de la résistance 6, se fasse aussi dans un temps moitié moindre.

   Si donc les deux transistors   1     et 2   sont ouverts   alternativement   
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 pendant 1. ms et bloqués pendant L fuS sans intervention d'une contre-tension, le transistor 1 ne restera   feré   que pendant 1/2 ms et s'onvrira tout de suite, tandis que d'autre part le transistor 2 ne sera ouvert que pendant 1/2 ms et restera 
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 à nouvea. bloqué pendant 1 ms. Suivant le niveau de 1a contre- tension existant au   point a.   (respectivement au point b). on Peut par conséquent régler la durée de branchement du transistor 
 EMI8.7 
 (rcspective:n.ent du transistor 1). 



  Comme on l'a déjà mentionné ci-desbus, il peut être avantageux, par exemple lorsque les enroulants de COrcti1ande ou de Prém&gndtisïtion d'un 8mplif;Lca teu:r relique sont branchés sur le circuit des serüi-condacte:.1rs, de provoquer une modification en .... c011traire du rapport d'i:lpa1.sions, 

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 EMI9.1 
 c'est-à-dire qu'alors les tei,i s d"oUVL'I':tD.rEi dû l'un dE ;: sL;,;1conducteurs augmentent dans la même mesure quu -Les tE:.,p; d'ouverture de l'autre 1:J0mi-c(mducte:;r diminuent. Lo.v.,n' or, règle le rapport d'impulsions a moyen de contri-tenx#-?nx , 1 -,inc, telle coni-lande alternante des semi-conducteurs peut. Stre réaliséc conformément à un développement supplémentaire de l'invention, par le fait que l'on opère lu r'±Sl<G (.,,;3 contre-tensions à l'aide d'un troisième semi-conducteur réglable.

   Sur la figure 3r on a représenté un J.c..::plr dû r r...y:¯utzon d'une cOl;:;mnc1c du genre précité. 



     Cornue   sur la figure 1, le montage à basculement instable est représenté avec les merles chiffres de. réfe- 
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 rence. On réalise le réglage.des contre-tensions é. L1X points .5l. et b au moyen d'un transistor il qui est raccordé, 9 i>:r .l'intermédiaire de résistances 13 et bzz à une source &uxi1.iÓ:lro 14 de tension continue ayant la polarité inscrite au dessin. 



  On comte le degré d'ouverture du transistor 11 ::1,:.1 moyen d'une tension auxiliaire de commande 15 modifiable.   L'émet-     teur   et  le   collecteur du transistor 11 sont raccordés dans 
 EMI9.3 
 chaque cas au moyen d'une diode 16 ou rcspectiv6;aent 17 aux points- a et.±.. Aussi longtemps qac IL! trETisî,9.tor 12 est fer¯ mé, le potentiel zéro de la source de tension 14 1 c#nmuniqu$t par l'intermédiaire de la diode 16, avec le   point ±:.   de manière que le potentiel de ce point ne puisse pas s'abaisser en des-   sous   de la valeur zéro   'et   quede ce fait, ce transistor soit constamment ouvert.

   Plus le transistor il est ouverte plus le potentiel du collecteur de ce transistor s'abaisse, c'est- 
 EMI9.4 
 à-dire que :L'or. peut abaisser d'autétut plus le pot81lti(,1. c.1u Point a et maintenir plus longtemps le transî±.t;:a 1.1a 1.' è Gd t ferm 
 EMI9.5 
 Lorsque le transistor il s'ouvre p1'oµpéjsi¯ vement, le pe.Jt:i,el négo. tif de .'ématteur se riippr0clw simultanément de '-la valeur donnée par 1.) abiiisacmcnt c18 tension 

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 EMI10.1 
 SRI- les rsist::tT)c1;) 1J et 13i c>ert-1.-dàr.> qu lu 1-,otc,rit.e.1 sur 1'émetteur du transistor 11 se déé>11.ce 6epjii dec valeur négatives élevées jusque des valeurs négatives plus basses, De ce fait, la tension   d'impulsion   négative au point b se trouve limitée. 



   Pour réaliser un réglage complet des transis- 
 EMI10.2 
 tors 1 et 2, il est av:it<i¯ou:< de donner à la valeur absolue de la tension négative de la source de tension   auxiliaire   14 une valeur double de celle de la valeur absolue de la tension positive 5. Si par exemple, la source de tension positive 5 fonctionne sous une tension de 450 V, la source de   tension   14 aura une tension de -100   V.   Lorsque les résistances 12 et 13 sont essentiellement d'une même valeur, la tension négative au 
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 collecteur du transistor Il seaccrolt depuis la valeur négative double de celle de la source de tension   5 ,  jusque une valeur 
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 égale, c'est-à-dire depuis la valeur de  .00 V . -50 V.

   D>a¯ près le montage représenté, un nouverl accroissement de la tension sur le collecteur du transistor Il est   impossible.   Lors- 
 EMI10.5 
 que 1. transistor .3. est entière.:ent ouvert, Il faudrait donc que la contre-tension amenée au point b soit si élevée que le potentiel. du point b ne puisse pas   s'abaisser   en dessous de zéro Pour réaliser ceci, on branche, entre la diode 17 et 
 EMI10.6 
 lutteur du transistor .1 une source de tension supplé en-   taire 18 ayant la polarité inscrite sur le dessin, source dont le ivaau de tension est é gal à celui de la souce de tenison 5. De cette maniè re, on relè ve le potentiel né gatif au collec-   
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 teur du transistor il, avant .e point b. jusqu'au potentiel 2'rô.

   Il E et parfaitement possible d'utiliser à la place des .i..".fércntes sources de tension une seule source seulet 'illé:tnd on réalise le montage conformément à la figure aat c4esta-dire quand les transistors 1. ut 3 sont raccordés à des potantielt différents 5a et 5b d'une source de tension, Dans ce ####cas,, on peut, par exer.l'pe relier 1.es poïntg 1 jusquJà V 

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 de la figure 3a aux bornes I à V du réducteur de tension re- 
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 présenté sur la figure 312. A titre r'exccy5,e de uontge, on a représenté simultémément sur la figure 3b Les potentiels des différentes prises 1 à V. Ce montre comporte 1.' [êV",nt&ge supplémentaire que tous les potentiels sont fixée   d'une   ma- nière indubitable. 



   Lors du réglage au moyen du transistor 11, il se produit cependant des difficultés du fait que la caractéristique des commandes du transistor ne présente pas la forme d'une ligne droite mais, particulièrement dans son parcours inférieur, un allure incurvée. Sur la figure 4,   A   représente la caractéristique du transistor 11 et plus   particu-     lièrement   le rapport entre la tension au collecteur Uc et la tension à   l'émetteur   Ue en fonction de la tension de commande Ust On peut réaliser une allure linéaire de cette caracté- 
 EMI11.2 
 ristlqu6 A pour former, par exemple, une courbe indiquée par les pointillés B de la figure 4, en utilisant un montage analogue à celui représenté sur la figure 5.

   Dans ce cas, la   va-   leur limite de la courbe A de la figure 4 se trouve supprimée par le fait que l'on branche en   parallèle   au transistor 11 un réducteur de tension comportant les résistances 11a et 111b, la résistance 11a ayant de préférence   une   valeur beaucoup plus 
 EMI11.3 
 grande que la résistance 11,g (.xa 49?K .r, J.lbf O,3K-<'... 



  Une autre possibilité pour transfoirncr en une ligne droite la caractéristique précitée est représentée sur la figure 6. Dans cecas, on branche en   parallèle   avec chacune des résistances 12 et 13 une source de tension   auxiliai   re   12a   ou respectivement 13a, avec une diode 12b ou respecti- 
 EMI11.4 
 vexent 13b. On réalise ainsi une allure de la caracrérÎ--,t:ique telle quelle est représentée sur la figure 6a, cc.réctér:Lstiqu8 qui comporte deux coudes très nets X et YD ainsi qu'un passage sensiblement rectiligne interposé.

   Par des moyens de branche- " tP S. r des ùio3>ens de branche- ment déjà connus, on peut obtenir que le point X vienne se pla- 

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 cer à   l'emplacement   U st o, de manière à   pouvoir   réaliser, à partir d'une   tension   de commande zéro, une commande   purement   linéaire. 



   Le montage représenté sur   :La   figure 3 per- met par conséquent de commander en sens opposé le potentiel des points a et b, de manière que les temps de branchement du transistor 1 se trouvent augmentés dans la même mesure que ceux du transistor 4 se trouvent diminués.

   En conséquence, l'intensité moyenne du circdit traversant le transistor 1 augmente dans la même mesure que diminue celle du circuit tra- versant le   transistor 2.   tandis que la fréquence d'impulsion reste constante,   Théoriquement,   le courant doit traverser l'élément utilisateur 3 ou respectivement 4 exactement aussi longtemps que le transistor 1, ou respectivement le transistor
2 est ouvert, On a cependant déjà mentionné qu'après la ferme- ture, par exemple, du transistor 2, le potentiel au point d se trouve relevé jusqu'au potentiel de la source de tension
5. par conséquent, le condensateur 8 se charge et le courant de charge traverse encore le dispositif utilisateur 4.

   En con- séquence, cet utilisateur n'est pas privé de courant au même moment que   le   transistor correspondant est mis hors circuit, mais le courant traversant ce dispositif s'abaisse progressivement en fonction du rapport entre la valeur de la résistance et celle du condensateur. 



   Sur la figure 7 on a représenté la circulation du courant en fonction du temps,par exemple   à   travers la ré-   sistance 4. On voit clairement que le courant ne diminue pas aussi brusquement lors de la rupture, qu'il a augmenté lors du branchement, mais diminue progressivement seulement à l'intérisur de la zone F. Si l'on désigne par I la largeur totale de l'impulsion, on sait que I= Ó 1'C8'R6' équation dans laquelleÓ 1 représente une constante de proportionalité, C8 la   

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 la capacité du condensateur 8, et R6 la valeur de la   récis-   tance 6. De même longueur de :La zone F=        .. C .   R4' équa- tion dans laquelle R4 représente la valeur de la résistance 4. 



   Or, on constate, en tenant compte des explications concernant les figures   2a   et 2b, que le réglage A n'est pas possible dans la   zone 1     -F.   Pour permettre un réglage étendu, il faut donc que le rapport I:F soit élevé. Il résulte des formules   précitées que # R/R 64 c'est-à-die que le réglage devient F R 4   d'autant plus important que la résistance 6 est plus   importan-     te,  
On sait que le rapport R6:R4 dépend du   renfor-     cernent   de courant   #   des transistors   1.   ou respectivement   2.   



   Si l'on utilise, par exemple, pour le transistor 1 un courant d'une intensité dix fois plus forte, la résistance 6 peut être dix fois plus forte que la résistance 3. On obtient ainsi un réglage A sur une étendue d'environ 20% On reconnaîtra sans difficulté que l'étendue du réglage sera d'autant plus grande que le facteur de renforcement de l'intensité du cou- rant sera plus grand. Pour des renforcements de l'intensité du courant extrêmement élevés, 2'étendue du réglage peut at- teindre plus de 90%. 



   Cependant, les types de transistors connus jusqu'ici ne comportent qu'une faible possibilité de charge pour un renforcement élevé du courant.   Il   en résulte pour le moment la nédessité de commander le circuit du courant de charge à l'aide   d'un   type de transistor qui ne présente qu'un facteur relativement faible de renforcement du courant. 



  Pour réaliser néanmoins un réglage aussi étendu que possible, on a représenté sur les figures 8 et 9 deux exemples de montage permettant d'obtenir un réglage étendu. 



   Sur la figure 8 on a représenté à nouveau le montage à basculement normal instable comportant les transistora 1 et 2, les résistances 3, 4,6 et 7, ainsi que les con- 

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 densateurs 8 et 9. Le réglage des transistors 1 et 2 con- tenues à la figure 3 n'est pas représenté sur cette figure pour ne pas compliquer le dessin.

   On utilise, par exemple, 'pour les transistors-1 et 2 des transistors du type   N-P-N   comportant un facteur de renforcement du courant   #   > 1, avec branchement à la terre de la base,   c'est-à-dire   un fac- teur de renforcement du courant pour un branchement à la ter- re de   l'émetteur,,   comme il est représenté sur cette figure, de   # ¯     #   Tandis que le on a branché dans le montage de la figure 3 la charge, par exemple les enroulements de pré- magnétisation d'un amplificateur magnétique, à la place des résistances .3 et 4, dans le circuit des transistors   1   et 2,

   on branche dans le cas présent - car les transistors ayant des valeurs élevées de renforcement du courant ne supportent   qu'une faible charge- la charge 23 et 24 dans de circuit des transistors supplémentaires 21 et 22, transistors qui sont    dans le cas présent du type   P-N-P   et qui comportent un faible facteur de renforcement du courant avec branchement à la terre de l'émetteur, tout en présentant une puissance de charge élevée. La commande des transistors   21,   22 se fait en fonction de l'ouverture ou de la fermeture des transistors 1 et 2, de manière que les charges 23 et 24 se trouvent branchées en fonction des transistors 1 et 2,   la   demande rendue ainsi plus fa-   vorable   s'exerçat au profit du branchement de la charge. 



   On peut encore   améliorer   le réglage en intercalant pour les transistors   21   et 22 un dispositif de déconnexion, comme il est représenté sur'la figure 8a. Dans le montage conforme à la figure 8, les transistors 21 et 22   sont commandés jusqu'à un courant de base b = zéro,, Il est néanmoins avantageux de mettre la base sous une tension de po-     larisation   d'importance appropriée que l'on choisira supérieu-   re à   zéro pour des transistors du type p-n-p et réciproquerent inférieaur à zéro pour des transistors du type n-p-n. 

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     A   cet affet, on raccorde les extraites des transistors 21 et 32 à la source de tension 5, et la base des transistors 
21, 22 à une source de tension 51 d'un potentiel un peu plus   ' élevé.   Il convient d'utiliser, dans ce   cas,   des   résistances   de valeur élevée 56, 57 qui empochent que le   c'ourant,   allant aux transistors   1   et 2 en passant par les   résistances   3 et 4, soit fourni par la source de tension 51 au lieu   d'être   fourni par la source de tension 5.

   On peut   également   utiliser un dispositif de déconnexion modifié en conséquence dans l'exem- ple représenté sur la figure 9, xemple dans lequel on   réali-   se l'accroissement du facteur de renforcement du courant au moyen d'un amplificateur d'entrée. 



   Ce dispositif conforme à la figure 9   compor-   te, par rapport au montage représenté sur la fig. 8,   l'avanta-   ge que l'on peut utiliser le même type de transistor pour les quatre transistors. Les références indiquées sont :Les   mêmes   que celles de la figure   8;   dans ce cas cependant les résista.,,- cas 3 et   4   forment, comme sur   la   figure 3, les résistances de charge. La commande des transistors 1   et 2   se fait au moyen des transistors   31   et 32 comportant les résistances à   collec-   teur 33 et 34.

   Si l'on utilise dans cet exemplede réalisation :Le même type pour les quatre   bransistors,   on obtient par exem- ple, pour un renforcement décuplé du caurant des transistors, un rapport R7/R4 = 100 au lieu de 10 comme dans le mode de réa-   lisation   conforme à la'figure   3.   Si l'on tient compte du fait que les transistors 31 et 3 peuvent être commandés de manière que le facteur de renforcement du courant puisse augmenter par suite du courant du collecteur plus faible et que de ce fait    le rapport R/R7 augmente, on voit clairement qu'on peut obteR4   nir à   l'aide   de ce montage une commande d'un rendement d'un pourcentage très élevé.

   Cette commande est encore ameliorés quand les résistances de base 6 et   7   ne sont pas directement raccordées au potentiel   de :La   source de tension 5, mais dans 

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   chaque   cas un   potentiel     plus   bas   pendant   le temps de bloca- ge du transistor   (c'est-à-dire     pendant.le   temps de   décharge   de la capacité accouplée 8 ou   9),   de manière que le passage au potentiel zéro dure plus longtemps et atteigne un poten- tiel plus élevé pendant le temps d'ouverture, de sorte que l'on peut choisir une résistance élevée pour l'ouverture com- plète du transistor.

   Cette modification du potentiel de réfé- rence des résistances 6 et 7 peut être obtenue simplement en raccordant celles-ci à une prise des résistances 3 et 4, comme le montre la figure 9a- A chaque prise précitée, le potentiel augmente et diminue suivant l'état d'ouverture des transistors   1   et 2 dans le montage conforme à la figure 9a exactement   diaprés   la cadence désirée et avec le signe correct, pour pro- duire   l'effet   voulu. 



   Une autre possibilité, pour l'amélioration de la commande,consiste à rendre plus rapide la charge du condensateur 8   ou 9,     c'est-à-dire   à abaisser la résistance 3 ou 4, Comme cette résistance constitue cependant la charge
Invariable,, on ne peut atteindre la diminution de la   résistan-   ce qu'au moyen d'une dérivation entrant en fonction quand le transistor correspondant   1   ou 2 est bloqué A cet Effet on pourrait, par exemple, brancher en   parallèle   à la résistance et/ou 4 une résistance supplémentaire semi-conductrice con- trôlable qui serait commandée de manière que le circuit soti fermé quand le transistor 1 ou 2 est ouvert et ouvert quand le transistor 1 ou 2 est fermé. 



   Dans l'exemple de réalisation représenté sur la figure 3, la commande est obtenue en écrétant les pointes né-   gatives, comme on l'a déjà exposé au sujet des figures 2a et 2b. On atteint l'importance nécessaire de cet écrètement des pointes au moyen de tensions inverses que l'on intcreale à volonté dans le montage. Une autre possibilite pour ecrâter les pointes où la tension d'impulsion produit ell-mêne la ten-   

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 sion inverse est   représentée   par   l'exemple   de   montage   indique sur la figure 10, li s'agit à nouveau du montage à bascule- ment instable déjà connu comportant lestransistors 1 et 2, les résistances   3,   4, 6 et 7, ainsi que les   condensateurs 8   et 9.

   Dans ce cas, les pointas a et   b   sont relies, an moyen des diodes 76 et 77 et des condensateurs 78 et 79, au   pôle   de tension zéro de la source 5, Entre la diode 76 et lecon- densateur 78 est branché un côté d'une résistance   75   dont l'autre côté est à son tour branché sur la source de tension 
5. 



    @  
Le mode de fonctionnement du dispositif de limitation de courant pour cet exemple est illustré par la figure 11 qui représente la caractéristique de la tension au point a. Comme le montre déjà la figure 2a, le potentiel du point a s'abaisse lors de l'ouverture du transistor 2 jusqu'à la valeur négative de la tension du collecteur 5 et remonte ensuite progressivement à mesure que le   condensa-   teur 8 se charge,jusqu'à ce que le transistor 1 se rouvre lors du dépassement du potentiel zéro. Cette impulsion de tension négative parvient cependant, par l'intermédiaire de la diode 76. au condensateur 78 et contribue à charger le condensateur 78, qui sera avantageusement plus fort et   même   de   préférence   beaucoup plus fort que le condensateur   8.   



   Néanmoins, une décharge du condensateur 78 à travers la résis- tance 6 ou la transistor 1. est impossible, car la diode 76   l'empêche. Par   conséquent, le condensateur 78 ne peut se décharger qu'à travers la résistance 75. Cette résistance sera élevée de manière que le condensateur 78 ne soit pas en- core entièrement déchargé lors de l'impulsion négative sui- vante . 



   Les circonstances régnant à   l'état   stable et amorcé sont représentées sur la   figure   11, laquelle montre (comme la figure 2a) la tension au point en fonction du 

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 EMI18.1 
 temps. Sans conclo==;.,i;,i;ir 78, ii t;:r-=1.Jn TI -<;1=aiL cnforme à Li courbe pointi1.1éo. L'it-upulsion de t<:?;;-.i Jn t.itive ost cependant coptes par lu 1tOiid<:lii>àt<oLll  7iù, <ltJL:1 m courbe de toniiion est d.-si.. pr if,.

   Ce co;; <:n.;aL>;=Lr ùi; charge, il est vrui, quelque pi;.i ,  ;i#o is j; i>:,.i>; j juult1':n niveau de 1 ' 5.ni g> : il i;1 ?n cie ;. t;<<Ti #: 5 oei #>à< g:-- L àv ;: , c:.'1' <t =, j, =.. ; i t<à uot plus form que celle du c0nden:J...tcn 8. con;,équ<.i;,;:,, ia tension au point Et ne peut n.n plus ...i.r j.q, a ;, 1<<-ea u max.nUhl., mais -au contraire ieui.;,;;;:ni j a;,qv' 3, im =ti#=>==g; c pointe néjitive du cJn±;nx=-t<#ar 78. 1),, c,, 1.>j¯¯, ia t,,,;=,ion au point coùi.>iGnec à cro4lt,,. .vee un. Jv..,xic;', Éi ;jrjit<, q le tt3,nps du bloq>ag=J ou c-,c burr. dj ì=.z,1;:aixiJr i =i tr.n;jije abrège. En Illodifiunt 1. résistance 75 on piit éé#gE;.=,,; nt rJodifier la vitesse de déch. dm ¯jnàiiija J¯r 7H, c' cst-à-di rie l'inc.Lil1éison de 1. courbe. par cons.q...t le tps de barrage du transistor 1. 



  On P.J"?"""Ji t >Îl'Jàil"1?1" 0 la i;iÎ;#:e n.ni.r. le t.nps de barré.:.e;., 0.:' trêlT18Íst)o:' ,1. 1.:;',18 ### l' CH! V8i.lt rba- '"" une C:)11ande en sens invure. c1.f;:S tr'<':'!1d3t:nc: 1 (it 2 il devint nécessaire De C::Jd;,c:n(1,r <oYl s.:n.<:; inv'.TS<1 l{;m ##-#¯ Si3tances élevas de déc. c C jpGj;:nsgfejy<s 7Q et, 70 On pcl:.1t Ccpcndunt rli..r d' :.ln\.;: ..1",ni&1''-' ,1..., c6tte C J>inand<a inversée e n 1-- t c rc i ¯ , , ;, C;}WoI8 ,= [ ., ,, sur 1.é>. figure 10. :mC' 0 t<2n.sion de c >i,Exi,nde 7 Ó.ai1S 1,. ¯, conservant pour la '  75 le niveau rég16 et approprié 
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 sans le codifier. 
 EMI18.3 
 



  On peut GgalE.:IT(,;nt obt#1ir une. aifie..t du niva'Otll de 1.a tension de .,.,, non GE:.Jl';..t;ut (;11 écrttEint 1.8S pointes de nér.:-i5tivc ¯. ,îio y<z=l C-;"l1r.:.f, tf'!1.gion inver2c ""-'>' <'liS au en ll!'Jdl:fi<.ll1t l... nà,v;,.;- ;; ,, tt;;nSion 5 # C.".". t 1., , : =. i:, ,o je,ie <;, ' ' 'Ù "' à±À tctlÉlà.WÎI li , comme on l'4 d0jà c;:pll'1:J3. leon ,  .-. . , " <.

   J"}..!.O" i'a3 .i mentation des transistors et 2 à Partir de sources de tensions, 

 <Desc/Clms Page number 19> 

 
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 s:;.7slâ'¯;.: (:;-<;.l C:,,"-:l.-: -- i-¯'-::,";:-.:r.t;-1,-. .".--" ....-- 7:1". 1.) dont 1s il.V.-r..éi;7 est 11.0l!.:l.1 --tJJ-c. les L;Ol1t)">Jd"J'-'"''''''-t..t,, v et 1) su C;1.iàgoront ;. ,":'f-f{'),1','\¯1"1'" à de:. .} f'"p'1.U. il#, lJ01.!I UJ.J. t?:Lf'i3:'ûTli. les pointas de tension :i:.;t'L=..Vi: seront .pur t,:JT7la;.'tlf=â:'ü différentes ',.3.'a.-.'Cxl ï2 osvre le transistor correspondant.

   Si le p:Jt{.n- ' fiel de la source <1'..; i',"":, ,,;1 CF' ìd $3-G par exemple inférieur à celui de la source de ,-',lB:J..01.1 ';;<,12, le condeasuteur 9 se J...' gV:l1fJ 1.01'\3.1' Je t= ','a-'¯,......-..-. 6:'r..... ±.i f6R;r= ii Ji1{ t.: :.LI'.iii plus basse '"1;1:' s;.('â,.<'. quo prend 1(- condensateur 8 loi# "4-1C 1.e 'in'Fa?i.'  t.or ,2 est ';"'>"le'" c<31i* ';,L-'.?¯-#.::.''m.m; que loT-e de l'ouverture du transistor Jô lL? 1i:;p"JILSiOL Ce tension R&gtive du aondensatcur 9 sera inférieure à :t'imptÜ.sio:n de tension négative du cond?b ±S '1 ± Gl' 8 ; lorsqu'on ouvre la transistor 2.

   De cette manière; le temps da décilSl'&0; c'est-à-dire le teiii#>1à que uet 1s potentiel négatif rI<.# s :v'lT3.ïeis ,c! ou 15 pour reriion--uer à zéro, sera plus COL!'1 pour le pomt b que le temps ¯ n é c j sz. ±< pour le point âc II en résulte que le transistor 2 sera bloque ou férue moins loTigtemps que 1. transistor 1 2''#' ' réaliser maintenant une commande en push-psil 1..-'cablG :11 est -nécessaire de commander en sens inverse les c ¯ s ¯'is 0. "2 ;c:ii:aG'i3 5 et 5±. Une possibilité Sin:p1.8 de coBBnde miLâS.w=vi3W "a à utiliser des diviseurs de tension comportant des résistances réglables,, par exemple des résistances en fonction a'UD clamp magné tiqae os des transistors; cornue cela sat représente sur la figure 13. <Sur cette vors om"lB C-8..La UBt :rp:r'68cn(,2 Si?#= ia IJ.gure 3.

   Gur cette figure, on a conservé les úlii#6S ahiffres de référence que ceux du montage à baseuleuerri, nommi. La tension 5 est amenée dans deux diviseurs de tension comportant des résistances 9, 92 oti 93, -"", .è''''\oo'p;;;C'('V0ii1!;;11'G On admet que les résistances 9.a et 94 sont retables et f ornées dans le cas présent par des transistors. Lù:n::q';i 1.' 011 modifie le réglage du transistor 9S à. w-1de de la s::cs.I3 ' ;'¯':, de COJ1l!11andc, 16, en feront p,.:,!' t#(;;\lap.le davantage le ;-4.-,¯s - : le poten'tie1. al1ghlonte au point ±1. En m- 

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 me temps, on doit cependant diminuer le potentiel au point   n,   c'est-à-dire que le transistor 94 doit s'ouvrir   davanta-   ge.

   Comme la tension de commande du transistor 94 dépend cependant du niveau du potentiel au point m,on obtient que le transistor   94   s'ouvre davantage quand le potentiel au point m augmente, et se ferme davantage quand le potentiel baisse,   c'est-à-dire   que l'accroissement   du   potentiels abaisse le potentiel n- et vice-versa. 



   Si dans la présente description on a utili- sé jusque présent une commande du rapport d'impulsions obte- nue par la variation du niveau de la tension de   basculement,   un développement supplémentaire de la présente invention per- met aussi de commander le rapport d'impulsions par la varia- tion de la hausse de tension de basculement, c'est-à-dire au moyen du réglage de la vitesse de décharge des condensateurs
8 et 9. Un exemple de montage de ce- genre est représenté sur la figure 14. Dans ce cas également, le montage normal à basculement comporte les transistors 1 et 2, les résistances d'alimentation 3 et 4, les résistances de base 6 et 7 et les condensateurs 8 et 9.

   On peut réaliser la commande de la vitesse de décharge en utilisant des résistances de base 6   et 7 variables constituées par exemple par des résistances dépendant d'un champ magnétique et à commande, ou (comme il est représenté sur la figure 14) des transistors fiables. 



  On opère le réglage au.moyen d'un ouverture plus ou moine prononcée des transistors 6 et 7, donc en réglant les bases A et B de ces transistors. 



  Suivant un développement supplémentaire de l'invention, on peut opérer le réglage du rapport d'impulsions des semi-conducters en fonction d'une grandeur électrique temporisée à volonté- On peut ainsi utiliser l'invention, par exemple Pour le renforcement d'oscillations de fréquence audibles, comme cela est représente sur les figures 15 à 17 pour différents exemples.   

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   'La figure 15 correspond dans son ensemble à la figure   3.   Dans cet exemple da réalisation, on désigne les transistors commandant la puissance du dispositif d'uti- lisation par 1 et 2, les résistances d'amenée de courant par
3 et   4   la tension d'alimentation par 5 et les résistances des bases par 6 et 7.

   On opère le réglage du rapport d'in- pulsion des transistors 1 et 2 également au moyen d'un transis- tor 11; qui est raccordé par l'intermediaire des résistances
12 et 13 à une source auxiliaire dd courant continu 14, source dont le potentiel est également d'une grandeur au maxi- mum double de celle de la source de tension 5, mais de signe   contraire.   L'émetteur et le collecteur du transistor 11 sont reliés chacun au moyen dune   diode   16 (ou respectivement 17) aux bases des transistors à et 2. On opère le réglage du transistor 11 au moyen d'une tension de commande 15, qui ouvre suivant son importance plus ou moins le transistor 11.

   Plus le transistor il est ouvert, plus élevé sera. le potentiel au collecteur de ce transistor de manière que le transistor 2 reste formé d'autant   plus     longtemps,   tandis que le transistor   1   reste plus longtemps   ouvert. ?1   fonction du niveau de la source de tension 15, les temps   d'ouverture   et de fermeture des transistors 1   et 2   et par conséquent la durée des impul- sions de courant traversant les résistances 3 et 4 sont commandés de manière que, lorsque la   durée   des impulsions dans la   résistance -,,   augmentc, la durée des   impulsions   dans la   résis-   tance 3   décroît   ou vice-versa. 



   Si   l'on   utilise maintenant pour la source de tension 15 une source temporisée d'une manière quelconque la durée des impulsions de courant dans les résistances 3 et 4 varie en conséquence, d'après les explications précitées, en fonction de la temporisation de la tension de commande 15. 



  On   réali...   ainsi une modulation du temps d'  impulsion   déjà 

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 connue. Un dispositif du genre précité peut être utilisé, par exemple,pour l'amplification de fréquences audibles. 



   Dans ce cas, on peut brancher en série, par rapport à ces résistances, dans le circuit collecteur des transistors l   et 2   un enroulement 20 d'un haut parleur. Ce haut-parleur est alors excité par des impulsions dont le rapport d'impul- sions varie en fonction de la fréquence de la   t&nsion   15,   c'est-à-dire   de   la     fréquenc e   de modulation. 



   Dans le dispositif précité, le transistor
11 se trouve ouvert davantage, à partir de la tension de com- mande zéro,à mesure que la tension de commande positive aug- mente. Mais comme ce transistor est déjà entièrement   fermé   à la position zéro, une   fermeture   supplémentaire ne peut pas se produire quand la tension de commande négative   s'accroît,   de sorte que l'on ne peut pas régler les temps de basculement des transistors 1 et pendant la demande négative quand on utilise une tension alternative   cornue   tension de   commande  
15.

   De ce fait, on n'obtient, dans les resistances 3 et 4, une modulation des impulsions de courant que pour la demi- onde positive de la tension alternative   15,   et par conséquent dans l'enroulement 20 du haut-parleur la fréquence de modu-   lation   superposée prend une forme analogue à celle que   l'on   obtiendrait si l'on utilisait un redresseur à sens unique. 



   Pour réaliser une modulation au moyen de la demi-onde posi- tive et négative de la -tension   attentive   15, on peut par exemple raccorder le transistor ll au moyen d'une tension con- tinue correspondante à un point de fonctionnement situé approximativement au milieu de la caractéristique de ce transistor, de sorte que le transistor il se trouve à moitié ouvert   .Pour une tension de commande zéro. Dans ce cas, on peut ouvrir davantage le transistor queand les tensions de commande positives augmentent et le fermer davantage quand les tensions de commande négative augmentent. On réalise ainsi un réglage   

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 aussi bien dans le sens positif que dans le sens négatif. 



   Dans le circuit d'alimentation des transistors 1 et 2, c'est- à-dire dans les résistances 3 et 4, on obtient alors des im- pulsions de courant modulées sous une tension qui se compose d'une partie de tension continue-déterminée par la tension continue du transistor 11- et d'une fréquence de modulation superposée provenant de la tension alternative 15. 



   Pour compenser la composante de tension con- tinue, l'enroulement du haut-parleur peut être branché sur les potentiels de sortie des deux transistors au lieu d'être bran- ché dans le circuit d'alimentation, comme cela est indiqué.   sur'la   figure   15   pour l'enroulement 20a de haut-parleur. 



   On obtient ainsi dans l'enroulement du   haut-parleur   la fré- quence de modulation pure sans composante de tension conti- nue. 



   Une autre possibilité pour compenser la composante de tension continue est représentée sur les figures
16 et 17. Dans le mode de réalisation conforme à la figure
16, on réalise une source de tension 21 pour produire la ten- sion de polarisation. Dans le cirduit du transistor 2 est disposé l'enroulement   primaire   22a, d'un transformateur   22  
L'enroulement secondaire alimentant le haut-parleur 23 de ce transformateur, enroulement qui peut constituer le cas échéant en même temps l'enroulement d'excitation de ce haut-parleur est désigné par 22b.

   Le transformateur comporte un enroulement de compensation supplémentaire 22c traversé par un courant de compensation réglable au moyen de la résistance   24,   courant que l'on peut régler proportionnellement au courant de polarisation fourni par la source de tension 21 et qui provoque une magnétisation réagissant sur le transformateur et de ce fait la compensation de la tension continue partielle. 



  En outre, on peur réaliser grâce à la préssnce de ce transfor- 

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 mnteur, te ,i i: ié i>o b = .. = :. n::  <, ; ui# ; ., ,¯ - ¯ , i ..:# '3 haut-parleur. 
 EMI24.2 
 



  Une autre possibilité pour c&..!.&n:.;Qr la composante de tension continue consiste l,- ut.5.li;,f..r, c;>:ai"ari,OEment à la figure 17, deux dispositifs de co:,:m'.<T!c;.ú tr"('tv,j llant en push-pull. Dans ce cas, on relie inèil1cti'n';:;(m, da la manière représentée, l'enroulent # excitation ào àa hautparleur 23 à chacun des circuits du CO.rr'<-#t d'ai*=ienti<tion¯ Dans le cas précité, les deux transistors M con:n,:..nüc 1.15 et llb sont raccordés de   telle manière   que   l'un   soit fermé pendant la demi-onde négative et   Vautre   pendant la demi-cnde positive de la fréquence de modulation.

   De ce fait, les temps de basculement, par exemple des transistors   la et   2a, sont commandés par la demi-onde positive de la fréquence'de modulation, tandis que les temps de basculant des transis- 
 EMI24.3 
 tors lb et 2b sont commandés par la demi-onde njg*t;,vg= COillme 1.'enroulement d'excitation ;30 du liant-parleur 23 est relié indllctivement par l'intermédiaire des enroulements primaires ZÉI et 22a respactiverlent, avec chacun dos circuits, le haut-parleur est placé sous   1'influence   des deux demi-ondes de la fréquence de modulation. 



   Enfin, on dispose encore   d'une   autre   possi-   
 EMI24.4 
 bilité pour cormenser la composante de a-our,:ir.1t, continu, possibilité qui existe à ali.enter l:enroulement. d'excité-tion du haut-parleur à l'aida d'un transformateur de:iwpUI84-ons quî transformé les impulsions de courant con2àr;u en l..llpulsions de courant alternatif.

   Un tel transfozyna-1-eur d'impulsions peut être formé, par exemple, par un transfozniaceur dont 1.' enroulement primaire Comporte une prise médiane et dans lequel un spos t::L...: de commande approprié raccorde alternativeÚi Ï1t l.e: à 1.'une ou à loutre moitié de .l'enroulement. s-.... #   genre de montage que l'on utilise, On peut ausi se servir à la place du procédé de modulatio en duréc des impulsions   

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 décrit ci-dessus,d'un p océdé de modulation on position des impulsions. On peut aussi   utiliser   d'une part 'Les impulsions modulées de l'un des deux transistors 1 et 2 'pour la commande du dispositif utilisateur, comme d'ailleurs les impulsions des deux transistors en commun.

   Dans chaque cas, la valeur moyenne de la tension   d'impulsion   ou du cou- rant l'impulsion oscillera en fonction de la fréquence de modulation,
Il est avantageux de choisir la fréquence de la succession des impulsions (c'est-à-dire, par exemple, le temps s'écoulant entre l'instant de branchement du transis- tor 1jusqu-au prochain branchement de ce même transistor 1) des   transistors 1   et 2 dans une gamme de fréquence   supérieu-   re à celle de l'oreille humainepar exemple supérieure à
25 kilocycles par seconde. Dans ce cas; le haut-parleur ne   communique   que la fréquence de modulation, c'est-à-dire la fréquence audible de commande du transistor ll.

   Pour d'au- tres fréquences de modulation, il sera avantageux de choisir la fréquence de la succession des impulsions des transistors
1   et 2   de manière qu'elle soit supérieure à la composante   maximum   résultant   de un.-   analyse d'après Fourier de la valeur amplifier,
Bien entendu la présente invention ne se limita aucunement aux exemples que l'on vient de décrire. 



  On peut, le cas échéant, utiliser à volonté des dispositifs mentionnés à   l'occasion   de l'un ou de l'autre des exemples de montage ou avec les modifications qui s'imposent pour réaliser d'autres exemples de montage, En   particulier   les montages conformes à l'invention s'appliquent à tout type de semi-conducteur, auquel cas il faut utiliser l'inversion des signes de potentiel pour des transistors de type p-n-p   par'   rapport aux signes utilisés pour les transistors   n-p-n.  



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   It is known that the continuous control or adjustment of semiconductors, for example transistors, resistors dependent on a magnetic field, Hall generators, or the like, is only possible as long as the characteristic resistance of the device or user element does not cut the semiconductor power hyperbola, that is, as long as the permissible power loss of the semiconductor is not exceeded at any time. point of the adjustment area.

   As it is however essential, in.

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 In many cases, to order puismns @@ us tests that would not be admissible in view of the heating / semiconductor, it has already been proposed to cross during the adjustment, as quickly as possible, the intermediate zone, that is, the area in which the resistance characteristic of the user element is above the power hyperbola of the semiconductor, so that this semiconductor is predominantly at 1 ' blocked state or free passage state.

   The setting of the power of the user element is consequently a function of the relation existing between the passage time and the blocking duration, that is to say a function of the working frequency (or gear ratio. impulse) semiconductors.



   The object of the present invention is a device of the aforementioned type serving for the regulation of the power of user elements by means of adjustable semiconductor resistors, thanks to the regulation of the working frequency ¯ of the semiconductors. The invention is characterized by the fact that the adjustment semiconductors are arranged in an unstable tilting arrangement, comprising adjustable switching times, in which arrangement the control electrodes are each connected by means of a accumulator element (capacitor) to the electrode of the circuit of the other semiconductor and by the fact that the accumulator element is charged via a resistor.



   A device of the aforementioned type already proposed and comprising an unstable tilting assembly is shown, by way of example, in FIG. 1 of the accompanying drawing. Two transistors 1 and 2 are connected by means of resistors 3 and 4 to the positive pole of a voltage source 5 ("collector" or supply voltage), the other pole of which is connected to earth. In the present case, it is assumed that these are transistors of the n-p-n type. During

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 in the present description, it is the same in principle for all p-n-p transistors, subject to the change of sign of the potentials. In the explanations which follow, we denote by zero the potential of the pole connected to the earth.

   The adjustment electrodes (in this case the bases of transistors 1 and 2) are in turn connected by means of resistors 6 and 7 also to the voltage source 5, and further by means of capacitors 8 and 9 to the electrode of the circuit of the other transistor, ie in this case at the collector.



   In FIGS. 2a and 2b there is shown the operating diagram of an assembly of the aforementioned type. In this case, figure 2a shows the characteristic of the voltage Ua at point a of figure 1 and figure 2b that of the voltage Ub at point b of figure 1. As long as transistor 1 is open, the point a corresponds to a voltage which only slightly exceeds the value zero. As the transistor 2 is blocked the capacitor C is charged approximately to the full level of the voltage 5. If we now open the transistor 2, the potential drops at point d of figure 1 to zero and at the same time brings the potential of point a up to a value approaching the negative level of voltage 5.

   This causes the closing of the transistor 1. After the closing, the potential of the point a is raised by the voltage s @@ rce 5 and the intermediary of the resistor 6 from its maximum negative value through zero to its value. maximum positive, but at the instant when the voltage at point a slightly exceeds the value zero, transistor 1 opens. This causes the lowering of the potential of point c to zero and that of the potential of point b to the maximum negative value of voltage 5, so that transistor 2 is in the off state.

   This alternating opening and blocking is constantly repeated, for example from

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 (lj \ 1. - ..; - \ ...- 4> '1' -... \, ..,: .. ll "l, ut. '.! i 1>: l ..' o ± 1 jllf., T * J'c ..:; JLL.!, Lir: J1.1. '.... 1: ¯.¯ ... r: ... f ,; t'. '. , LS, '. Il: C:: J and ..: cc. ::.; É iLô; i <ni 1 1; Lliat :: ¯: ft; 11': <:.;. I ¯. .. .,:. 2: i. (;
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 transistors 1 and, eléi: i13rll, G including a i ';; iH .: î "1> iJ, L-1' î 'power, it is obvious that these tlcâ.l, l # .u lei; 1, ;: -, l'úil !, 1, i -:,: ï¯ chs or cuts according to 1u 1rt: '- lu: .n (; 8 de levait du transistor 1 ou x espective., te: zt G .

   Cctt; tx-.vrzil frequency can be coded by means of a 01'b, -, nè of COlliI: r: .. nÜe C0f. '. ltm of Lcr2 which has this IJ10dific'J.tion of l.dite a'1. ': r¯1E,'. 1C: E thick
 EMI4.3
 adjust the average value of the run-through
 EMI4.4
 users 3 and / or 4 and therefore adjust the power of these d6rniflT's. When users and 4 are
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 interdependent, for example when the user element
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 is constituted by the enr0t.'Ü.e: nl:! nts dt Conwlétnde de pré; .ü5.éti-. sation of i.1ll arzplifier i1 * gnéticiue p1.cé in the control circuit :: r.: nüe of resistors sL: zii-con.üctrices, a modification in the opposite direction of 1û working frequency of zeI1li-cond :. 1ctcars is advantageous.

   When using a single .W .etiq .. anipiificate, prine2pa.::zent a self-saturated l1lagnetic amplifier, this will only have r, "sOn, 'be practical if the enr-0u1.e-nents of cO: J1 .. '2anù.e I] .1 ur- magnetic amplif'ica te connected in the working circuits magnetize in the opposite direction to this anrplifier. For this reason Vn brings to the magnetic tsar aniplifiCa: The difference of two of rectangular voltages
 EMI4.7
 The contrary areas.
 EMI4.8
 



  In the figure:, we have rep '--- ssante a ± lode of r. :: ali5 :::: tion of a ti m3ntare of command of t.1 n ar1plif'ica tor fC &i;11'; tick. On this i'1 f7r'e "s denotes an ainpiii'ibr'ate-ir- to.: OntaJe tilt :: mt instat: -: # respontli: tllt, by e ';" - .. dp.L1 ;. t la fijire 3. --- pmdt, e .... j ..



  The "" qU <i Q "'3 of b scu2 fzcr c, pc at, pur e en1ple, SE: Iilont., R to lOOü Par s: e r.nde. On <icic.at; which Pon

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 again uses two transistors 1 and 2 as semiconductor resistors, and a DC voltage / u st coming from a collector 301. This voltage is used for the control. can be regulated by means of a potentiometer 304 and it is brought to the control input of the amplivibrator A formed by the terminals 305. Two other terminals 306 indicate the way in which the working circuits of the transistors are supplied. tors 1 and 2.

   The working circuits each lead to two outputs represented by the terminals'. 307 or 308, Two control windings 309 are race.- @@@ s at terminals 307 and two control windings 310 of a magnetic amplifier at terminals 308.

   This magnetic amplifier is organized according to the doublet arrangement, ie the working windings. 311. 'each constitute in series with a valve 312 a parallel connection, which connection is interposed in the circuit going from an alternating current network with a frequency of about 50 periods per second, to a user element 313, as the 'indicate arrows
J1 and j2 'the two self-coils of the magneto amplifier that are ± magnetized in the opposite direction by the windings
309 and 310, so that the difference of the voltage integrals, time of the two opposite rectangular voltages U1 and U2, connected to terminals 307 or 308, actuates the adjustment of the magnetic amplifier.



   Figure 19 shows schematically the control characteristic of the magnetic amplifier in accordance with figure 18. The voltage U is shown in the drawing as a function of the control magnetization or of the control circuit Is. control @ represents the difference between the two magnetizations 01 and gr 1 produced as a function of the time / voltage integrals of the control voltages UI1 and U2 We can also say that the control circuit Is represents the difference of the circuits j1 and J2

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 EMI6.1
 We see: L.11'lédiatE: rn! Jt that if the ci :: i ::

   t <. s5. = n; to rectangular U and U2 are opposites, voltages whose pulse duration '= e. is equal to the pulse interval (1'r-iq> work or pulse ratio :: 1), the differential control magnetization of the magnetic amplifier takes the value z-
 EMI6.2
 ro, In this case, we are in prese .c. of an operating point I. If now we modify 1. 'nsian continues to control Ust of amp1ivibrater A to aL 1! ldir the ratio of: Pulse of voltage U1. and at the same time lowering the pulse ratio of voltage 1, we obtain a difference Ùi - Ùg or respectively Il - 1: 2 with negative sign and in the reverse case a difference of positive Sig1J.

   At operating point II and for a negative difference, the magnetic am, plica.teur is completely blocked. At operating point III and for a positive difference, it is on the contrary completely open. For the continuous adjustment of the whole characteristic of the magnetic amplifier, it suffices by
 EMI6.3
 Therefore, the adjustment of the organized artsyivibratear capers a tilting, double-stable mounting is changed by moving the potentiometer 304 from a value
 EMI6.4
 their minimum usqu 'to a value: aû3: i, murn ..



  In known magnetic amplifiers 11 is generally required, p01! ' control 'J.'ensEJmb.1e of the region of the characteristic, to provide a constant independent premagnetization, premagnetization which moves the operating point from position I to position II or III. An additional opposite order circ @@ t
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 ts which must cover all '..a zone between II and III then makes it possible to control equally, nt 1' set of the characteristic of c.ttande.

   The advantage: tics.ïer of the device according to the present invention:.; Sidc as the contrary in is that a pr a7ab2e rag1gc const .... the amp.l: the indicator, ar. <Tick and Zes necessary means to achieve it become superfluous,

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Contrary to what has just been explained, it may nevertheless be advisable to equip the magnetic amplifier with an auxiliary magnetization for adjusting the operating point.

   This premagnetization is calculated so that the operating point of the magnetic amplifier is, at an identical setting, but opposite, by means of the two output voltages U and U2 of the double stability tilting assembly placed at least approximately in the middle of the rising branches of the characteristics of the magnetic amplifier, this point being designated by IV in figure 19,
A special pre-magnetization winding can therefore be mounted on the magnetic amplifier. As the pre-magnetization current, a relatively low current Jv is sufficient. A pre-magnetization of the above importance allows uniform use of the semiconductor resistors of the unstable tilting circuit.

   This makes it possible to control, for an identical power-type of the real semiconductors, a more extensive control power of the magnetic amplifier.



   The present invention can also be implemented for magnetic amplifiers controlling a circuit (without autosaturation). Likewise ke mounting of the magnetic amplifier can be of any type. When using choke coils) it is possible, for example, to use a "bridge" assembly. It is also irrelevant whether it is a question of setting a user element for direct current or alternating current.



   According to a further development of the present invention, the control of the impulse ratio of the semiconductors can be achieved by changing the level of the switchover voltage or by changing the slope of the rising branch of the switchover voltage. . You can, for example, adjust the level of the switching voltage in mod-

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 difiiut 1.i t's: 'ISlülî a..i (: ;;. u au. .. 0' "LIt: ±: adjustable counter-voltage. If we connect, for example, the po: L." 1ts -vi: J or b of figure 1 by means of diodes at the adjustable tap of a -voltage regulator which supplies the pulse voltage
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 negative eonforment to Figures 2a or & b a corresponding counter-voltage, the pulse voltage can not rise to such significant negative values.

   Therefore, the capacitor 8 or respectively 9 will be charged more rapidly beyond 'zero voltage, the voltage speed of these capacitors remaining constant, which has the consequence
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 that the considered semiconductor resistor enters more rapidly into operation. If by eXe:! 1p1.e, the collector tunsion is 50 V, the voltage existing at point a will drop to about -50 V when transistor 2 is opened, Lais if at this point
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 a contrary voltage of about -, 25 V exists at the point gi the negative voltage pulse can only drop down to half, so that the charge of the capacitor 8, from the voltage source 5 and through resistance 6, is also done in half the time.

   So if the two transistors 1 and 2 are open alternately
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 for 1.ms and blocked for L fuS without intervention of a counter-voltage, transistor 1 will only remain on for 1/2 ms and will turn on immediately, while on the other hand transistor 2 will not be open only for 1/2 ms and will remain
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 again. blocked for 1 ms. Depending on the level of the counter-tension existing at point a. (respectively in point b). We can therefore adjust the duration of the transistor connection
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 (perspective: n.ent of transistor 1).



  As has already been mentioned above, it can be advantageous, for example when the coils of the control or of the Prem & gndtisïtion of a 8mplif; Lca teu: r relic are connected to the circuit of the serüi-condacte: .1rs, of cause a modification by .... c011tract from the report of i: lpa1.sions,

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 that is to say that then the tei, isd "oUVL'I ': tD.rEi due to one dE;: sL;,; 1conductors increase to the same extent as tE:., p; d 'opening of the other 1: J0mi-c (mducte:; r decrease. Lo.v., n' or, adjust the pulse ratio by means of contri-tenx # -? nx, 1 -, inc, such Alternating control of the semiconductors can. Stre produced in accordance with a further development of the invention, by the fact that one operates lu r '± Sl <G (. ,,; 3 counter-voltages using a third adjustable semiconductor.

   In figure 3r we have represented a J.c .. :: plr due r r ... y: ¯utzon of a cOl;:; mnc1c of the aforementioned kind.



     Retort in Figure 1, the unstable tilting assembly is shown with the figures of. refe-
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 rence. The counter-voltages are adjusted. L1X stitches .5l. and b by means of a transistor 11 which is connected, 9 i>: r. the intermediary of resistors 13 and bzz to a source & uxi1.iÓ: lro 14 of direct voltage having the polarity shown in the drawing.



  We count the degree of opening of the transistor 11 :: 1,:. 1 by means of an auxiliary control voltage 15 modifiable. The emitter and the collector of transistor 11 are connected in
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 each case by means of a diode 16 or respectively 17 at points a and. ± .. As long as IL! trETisî, 9.tor 12 is closed, the zero potential of the voltage source 14 1 c # nmuniqu $ t via the diode 16, with the point ± :. so that the potential of this point cannot fall below the value zero 'and therefore this transistor is constantly open.

   The more the transistor is open, the more the potential of the collector of this transistor is lowered, that is
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 that is: Gold. can lower automatically the pot81lti (, 1. c.1u Point a and maintain the transî ± .t longer;: a 1.1a 1. 'è Gd t closed
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 When the transistor opens p1'oµpéjsī vement, the pe.Jt: i, el nego. tif of. 'ematter is simultaneously riippr0clw of' - the value given by 1.) abiiisacmcnt c18 voltage

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 SRI- les rsist :: tT) c1;) 1J and 13i c> ert-1.-dàr.> Qu read 1-, otc, rit.e.1 on the emitter of transistor 11 deé> 11.ce 6epjii dec high negative values down to lower negative values. As a result, the negative pulse voltage at point b is limited.



   To carry out a complete adjustment of the transis-
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 tors 1 and 2, it is av: it <īor: <to give the absolute value of the negative voltage of the auxiliary voltage source 14 a value double that of the absolute value of the positive voltage 5. If by example, positive voltage source 5 operates at a voltage of 450 V, voltage source 14 will have a voltage of -100 V. When resistors 12 and 13 are essentially of the same value, the negative voltage at
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 collector of the transistor It crashes from the negative value twice that of the voltage source 5, up to a value
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 equal, that is, from the value of .00 V. -50 V.

   D> after the assembly shown, a new increase in the voltage on the collector of the transistor is impossible. When
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 as 1. transistor .3. is integer.: ent open, It would therefore be necessary for the counter-voltage brought to point b to be so high as the potential. point b cannot be lowered below zero.To achieve this, we connect, between diode 17 and
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 transistor wrestler .1 an additional voltage source 18 having the polarity shown in the drawing, source whose voltage level is equal to that of the tenison source 5. In this way, the potential is raised negative to the collective
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 tor transistor il, before .e point b. up to potential 2'rô.

   It is perfectly possible to use instead of the .i .. ". Fércntes voltage sources a single source only 'illé: tnd the assembly is carried out in accordance with the figure aat c4esta that is to say when the transistors 1. ut 3 are connected to different potantielt 5a and 5b of a voltage source, In this #### case, one can, for example, the pe connect 1.es poïntg 1 up to V

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 of figure 3a to terminals I to V of the voltage reducer re-
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 shown in FIG. 312. As a r'exccy5, e de uontge, the potentials of the various taps 1 to V have been shown simultaneously in FIG. 3b. This watch comprises 1. ' [êV ”, furthermore that all the potentials are fixed in an unmistakable way.



   When adjusting by means of transistor 11, however, difficulties arise due to the fact that the characteristic of the controls of the transistor does not have the shape of a straight line but, particularly in its lower path, a curved shape. In FIG. 4, A represents the characteristic of transistor 11 and more particularly the ratio between the voltage at the collector Uc and the voltage at the emitter Ue as a function of the control voltage Ust. A linear shape of this characteristic can be achieved. -
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 ristlqu6 A to form, for example, a curve indicated by the dotted lines B in figure 4, using an assembly similar to that shown in figure 5.

   In this case, the limit value of curve A in FIG. 4 is found to be eliminated by the fact that a voltage reducer comprising resistors 11a and 111b is connected in parallel to transistor 11, resistor 11a preferably having worth much more
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 greater than resistance 11, g (.xa 49? K .r, J.lbf O, 3K - <'...



  Another possibility for transfoirncr in a straight line the aforementioned characteristic is represented in figure 6. In this case, one connects in parallel with each of the resistors 12 and 13 an auxiliary voltage source 12a or respectively 13a, with a diode 12b or respectively. -
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 annoy 13b. This gives a look of the characrérÎ -, t: ic as shown in Figure 6a, cc.réctér: Lstiqu8 which has two very clear bends X and YD as well as a substantially rectilinear passage interposed.

   By means of branching out of already known branching ùio3> sets, it is possible to obtain that the point X is placed.

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 cer at the location U st o, so as to be able to carry out, from a zero control voltage, a purely linear control.



   The assembly shown in: FIG. 3 therefore makes it possible to control the potential of points a and b in the opposite direction, so that the connection times of transistor 1 are increased to the same extent as those of transistor 4. diminished.

   Consequently, the average current of the circdit passing through transistor 1 increases in the same measure as that of the circuit passing through transistor 2 decreases. While the pulse frequency remains constant, Theoretically, the current must flow through the user element 3 or respectively 4 exactly as long as transistor 1, or respectively transistor
2 is open. However, it has already been mentioned that after the closing, for example, of transistor 2, the potential at point d is raised to the potential of the voltage source
5. Therefore, the capacitor 8 charges and the charge current still flows through the user device 4.

   Consequently, this user is not deprived of current at the same moment as the corresponding transistor is switched off, but the current flowing through this device gradually decreases according to the ratio between the value of the resistance and that of the capacitor. .



   FIG. 7 shows the flow of current as a function of time, for example through resistor 4. It can be seen clearly that the current does not decrease as sharply during breaking, as it increased when switching on. , but gradually decreases only inside zone F. If we denote by I the total width of the pulse, we know that I = Ó 1'C8'R6 'equation in which Ó 1 represents a constant of proportionality , C8 the

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 the capacitance of the capacitor 8, and R6 the value of the recis- tance 6. Of the same length of: The zone F = .. C. R4 'equation in which R4 represents the value of resistance 4.



   Now, it can be seen, taking into account the explanations relating to FIGS. 2a and 2b, that the adjustment A is not possible in zone 1 -F. To allow extended adjustment, the I: F ratio must therefore be high. It follows from the aforementioned formulas that # R / R 64 that is to say that the adjustment becomes F R 4 all the more important as the resistance 6 is more important,
We know that the ratio R6: R4 depends on the reinforcement of the current # of the transistors 1. or respectively 2.



   If, for example, a current of ten times greater intensity is used for transistor 1, resistor 6 can be ten times greater than resistor 3. A setting A is thus obtained over a range of approximately 20% It will be easily recognized that the extent of the adjustment will be greater the greater the factor of reinforcement of the current intensity. For extremely high current boosters, the range of adjustment can be over 90%.



   However, the hitherto known types of transistors have only a low possibility of charging for a high boost in current. For the moment, this results in the necessity of controlling the circuit of the load current by means of a type of transistor which has only a relatively small current boosting factor.



  However, in order to achieve as wide an adjustment as possible, two examples of assembly have been shown in FIGS. 8 and 9 which make it possible to obtain an extended adjustment.



   FIG. 8 again shows the assembly with unstable normal tilting comprising transistors 1 and 2, resistors 3, 4,6 and 7, as well as

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 densators 8 and 9. The setting of transistors 1 and 2 contained in FIG. 3 is not shown in this figure so as not to complicate the drawing.

   For example, 'for transistors-1 and 2 are used NPN-type transistors comprising a current boosting factor #> 1, with connection to the earth of the base, that is to say a factor of reinforcement of the current for a connection to the earth of the emitter ,, as it is represented in this figure, of # ¯ # While we have connected in the assembly of figure 3 the load, for example the windings pre-magnetization of a magnetic amplifier, instead of resistors .3 and 4, in the circuit of transistors 1 and 2,

   in the present case - because the transistors having high values of current reinforcement support only a small load - the load 23 and 24 in the circuit of additional transistors 21 and 22, transistors which are in this case of the type PNP and which have a low current boosting factor with emitter earth connection, while exhibiting high load power. The control of the transistors 21, 22 is made according to the opening or the closing of the transistors 1 and 2, so that the loads 23 and 24 are connected according to the transistors 1 and 2, the request thus made more fa - vorable to benefit the connection of the load.



   The adjustment can be further improved by inserting a disconnection device for the transistors 21 and 22, as shown in FIG. 8a. In the assembly according to figure 8, the transistors 21 and 22 are driven up to a base current b = zero, It is nevertheless advantageous to put the base under a polarization voltage of appropriate magnitude that the we will choose greater than zero for transistors of the pnp type and reciprocally inferior to zero for transistors of the npn type.

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     To this end, we connect the extracts of transistors 21 and 32 to the voltage source 5, and the base of the transistors
21, 22 to a voltage source 51 of a slightly higher potential. It is appropriate to use, in this case, resistors of high value 56, 57 which pocket the current, going to transistors 1 and 2 passing through resistors 3 and 4, is supplied by the voltage source 51 to the instead of being supplied by the voltage source 5.

   A correspondingly modified disconnect device can also be used in the example shown in Fig. 9, in which the increase in the boost factor of the current is achieved by means of an input amplifier.



   This device in accordance with FIG. 9 comprises, with respect to the assembly shown in FIG. 8, the advantage that the same type of transistor can be used for all four transistors. The references indicated are: The same as those in FIG. 8; in this case, however, the resistors. ,, - cases 3 and 4 form, as in FIG. 3, the load resistors. The control of transistors 1 and 2 is effected by means of transistors 31 and 32 including collector resistors 33 and 34.

   If one uses in this exemplary embodiment: The same type for the four bransistors, one obtains for example, for a tenfold reinforcement of the caurant of the transistors, a ratio R7 / R4 = 100 instead of 10 as in the mode of Realization according to Figure 3. If it is taken into account that the transistors 31 and 3 can be controlled in such a way that the boost factor of the current can increase as a result of the lower collector current and that this fact the ratio R / R7 increases, it is clearly seen that one can obtain by means of this assembly a control of an efficiency of a very high percentage.

   This control is further improved when the base resistors 6 and 7 are not directly connected to the potential of: The voltage source 5, but in

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   each case a lower potential during the blocking time of the transistor (that is to say during the discharge time of the coupled capacitor 8 or 9), so that the crossing to zero potential lasts longer and reaches a higher potential during the opening time, so that a high resistance can be chosen for the complete opening of the transistor.

   This modification of the reference potential of resistors 6 and 7 can be obtained simply by connecting them to a tap of resistors 3 and 4, as shown in FIG. 9a. At each above-mentioned tap, the potential increases and decreases according to l The open state of transistors 1 and 2 in the circuit according to FIG. 9a exactly according to the desired rate and with the correct sign, to produce the desired effect.



   Another possibility, for the improvement of the control, consists in making faster the charging of the capacitor 8 or 9, that is to say to lower the resistance 3 or 4, As this resistance however constitutes the load
Invariable ,, we can only achieve the decrease in resistance by means of a bypass coming into operation when the corresponding transistor 1 or 2 is blocked. For this effect, we could, for example, connect in parallel with the resistor and / or 4 an additional controllable semiconductor resistor which would be controlled so that the circuit is closed when transistor 1 or 2 is open and open when transistor 1 or 2 is closed.



   In the embodiment shown in FIG. 3, the control is obtained by clipping the negative peaks, as has already been explained with regard to FIGS. 2a and 2b. The necessary importance of this peak clipping is achieved by means of reverse voltages which can be integrated at will in the assembly. Another possibility to crush peaks where the pulse voltage itself produces the voltage.

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 The reverse direction is represented by the assembly example shown in FIG. 10, this is again the already known unstable rocking assembly comprising transistors 1 and 2, resistors 3, 4, 6 and 7, as well as capacitors 8 and 9.

   In this case, points a and b are connected, by means of diodes 76 and 77 and capacitors 78 and 79, to the zero voltage pole of source 5, Between diode 76 and capacitor 78 is connected one side d 'a resistor 75 whose other side is in turn connected to the voltage source
5.



    @
The mode of operation of the current limiting device for this example is illustrated by FIG. 11 which represents the characteristic of the voltage at point a. As already shown in figure 2a, the potential of point a drops when opening transistor 2 to the negative value of the voltage of collector 5 and then rises gradually as capacitor 8 charges. , until transistor 1 reopens when zero potential is exceeded. This negative voltage pulse however arrives, via the diode 76. at the capacitor 78 and contributes to charging the capacitor 78, which will advantageously be stronger and even preferably much stronger than the capacitor 8.



   Nevertheless, a discharge of the capacitor 78 through the resistor 6 or the transistor 1 is impossible, because the diode 76 prevents it. Therefore, the capacitor 78 can only discharge through the resistor 75. This resistance will be raised so that the capacitor 78 is not yet fully discharged on the next negative pulse.



   The circumstances prevailing in the steady state and initiated are shown in figure 11, which shows (like figure 2a) the voltage at the point as a function of the

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 time. Without conclo ==;., I;, i; ir 78, ii t;: r- = 1.Jn TI - <; 1 = aiL conforms to Li curve pointi1.1éo. The it-upulsion of t <:? ;; -. I Jn t.itive ost however copts by lu 1tOiid <: lii> àt <oLll 7iù, <ltJL: 1 m toniiion curve is d.-si .. pr if ,.

   This co ;; <: n.; aL>; = Lr ùi; charge, it is true, some pi; .i,; i # o is j; i>:,. i>; j juult1 ': n level of 1' 5.ni g>: il i; 1? n cie;. t; << Ti #: 5 oei #> à <g: - L àv;:, c:. '1' <t =, j, = ..; it <at uot more form than that of the c0nden: J ... tcn 8. con;, equ <.i;,;: ,, ia tension at the point And cannot nn more ... ir jq, a;, 1 << - ea u max.nUhl., but -on the contrary ieui.;, ;;;: ni ja;, qv '3, im = ti # => == g; c nejitive point of cJn ±; nx = -t <#ar 78. 1) ,, c ,, 1.> j¯¯, ia t ,,,; =, ion at the point coùi.> iGnec at cro4lt ,,. .vee one. Jv .., xic; ', Éi; jrjit <, q le tt3, nps du bloq> ag = J or c-, c burr. dj ì = .z, 1;: aixiJr i = i tr.n; jije abbreviate. In Illodifiunt 1. resistance 75 we piit éé # gE;. = ,,; change the ripping speed. dm ¯jnàiiija J¯r 7H, that is to say the inc.lil1éison of 1. curve. therefore q ... t the blocking time of transistor 1.



  We P.J "?" "" Ji t> Îl'Jàil "1? 1" 0 la i; iÎ; #: e n.ni.r. the strikethrough time:. e;., 0 .: 'trêlT18Íst) o:', 1. 1.:;',18 ### l 'CH! V8i.lt rba- '"" a C :) 11ande in reverse direction. c1.f;: S tr '<': '! 1d3t: nc: 1 (it 2 it became necessary From C :: Jd;, c: n (1, r <oYl s.:n. <:; inv' .TS <1 l {; m ## - # ¯ Si3tances elevas de déc. C C jpGj;: nsgfejy <s 7Q and, 70 On pcl: .1t Ccpcndunt rli..rd ': .ln \.;: .. 1 ", ni & 1 '' - ', 1 ..., side CJ> inand <a inverted in 1-- tc rc i ¯,, ;, C;ercleWoI8 ,= [., ,, on 1.é>. figure 10.: mC '0 t <2n.sion of c> i, Exi, nde 7 Ó.ai1S 1 ,. ¯, keeping for the' 75 the level reg16 and appropriate
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 without codifying it.
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  We can GgalE.:IT(,;nt get # 1ir an. Aifi..t of the level of 1.a tension of.,. ,, non GE: .Jl '; .. t; ut (; 11 crttEint 1.8S nerve points: - i5tivc ¯., Îio y <z = l C -; "l1r.:.f, tf '! 1.gion inver2c" "-'> '<' liS au en ll! 'Jdl : fi <.ll1t l ... nà, v;,.; - ;; ,, tt ;; nSion 5 # C. ".". t 1.,,: =. i :,, o i, ie < ;, '' 'Ù "' à ± À tctlÉlà.WÎI li, as already 4 c;: pll'1: J3. Leon, .-.," <.

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   If the p: Jt {.n- 'fiel of the source <1' ..; i ', "" :, ,,; 1 CF' ìd $ 3-G for example lower than that of the source of, - ', lB: J..01.1' ;; <, 12, tutor 9 is J .. . 'gV: l1fJ 1.01' \ 3.1 'I t =', 'a-'¯, ......-..-. 6: 'r ..... ± .i f6R; r = ii Ji1 {t .:: .LI'.iii lower' "1; 1: 's;. (' Â,. <'. Quo takes 1 (- capacitor 8 law # "4-1C 1.e 'in'Fa? I.' T.or, 2 is';" '> "the'" c <31i * ';, L -'.? ¯ - #. ::. '' mm; que loT-e of the opening of the transistor Jô lL? 1i:; p "JILSiOL This R & gtive voltage of the condenser 9 will be less than: t'imptÜ.sio: n of negative voltage of the cond? b ± S '1 ± Gl' 8; when transistor 2 is opened.

   In this way; the time of decilSl '&0; that is to say the teiii #> 1à that uet 1s negative potential rI <. # s: v'lT3.ïeis, c! or 15 for reriion - uer to zero, will be more COL! '1 for the pomt b than the time ¯ n e c j sz. ± <for point âc It follows that transistor 2 will be blocked or fired less long than 1. transistor 1 2 '' # '' now carry out a push-psil command 1 ..- 'cablG: 11 is necessary to order the c ¯ s ¯'is 0 in the opposite direction. "2; c: ii: aG'i3 5 and 5 ±. A possibility Sin: p1.8 of coBBnde miLâS.w = vi3W" a to use voltage dividers comprising adjustable resistors, for example resistors as a function of a magnetic clamp os transistors; retort that sat represents in figure 13. <On this vors om "lB C-8..La UBt: rp: r'68cn (, 2 Si? # = ia IJ.gure 3.

   In this figure, we have kept the úlii # 6S ahumbers of reference as those of the assembly at baseuleuerri, named. The voltage 5 is fed into two voltage dividers comprising resistors 9, 92 oti 93, - "", .è '' '' \ oo'p ;;; C '(' V0ii1! ;; 11'G It is assumed that the resistors 9.a and 94 are altarpieces and f adorned in this case by transistors. Lù: n :: q '; i 1.' 011 modifies the setting of transistor 9S to. w-1de of the s :: cs .I3 ';' ¯ ':, de COJ1l! 11andc, 16, will make p,.:,!' T # (;; \ lap.le more the; -4 .-, ¯s -: the poten'tie1 . al1ghlonte at point ± 1. In m-

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 At the same time, however, the potential must be reduced at point n, that is to say, transistor 94 must open further.

   As the control voltage of the transistor 94 however depends on the level of the potential at the point m, we obtain that the transistor 94 opens more when the potential at the point m increases, and closes more when the potential decreases, that is to say -to say that the increase in potential lowers the potential n- and vice versa.



   While in the present description control of the pulse ratio obtained by varying the level of the switch-over voltage has hitherto been used, a further development of the present invention also makes it possible to control the pulse ratio. pulses by varying the changeover voltage rise, i.e. by adjusting the discharge speed of the capacitors
8 and 9. An example of such an arrangement is shown in figure 14. In this case too, the normal tilting arrangement includes transistors 1 and 2, supply resistors 3 and 4, base resistors 6 and 7 and capacitors 8 and 9.

   The control of the discharge rate can be achieved by using variable base 6 and 7 resistors constituted, for example, by resistors depending on a magnetic field and with control, or (as shown in figure 14) reliable transistors .



  The adjustment is carried out by means of a more or less pronounced opening of the transistors 6 and 7, therefore by adjusting the bases A and B of these transistors.



  According to a further development of the invention, it is possible to adjust the pulse ratio of the semiconductors as a function of an electrical quantity timed at will. The invention can thus be used, for example for the reinforcement of oscillations audible frequencies, as shown in Figures 15 to 17 for various examples.

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   FIG. 15 generally corresponds to FIG. 3. In this exemplary embodiment, the transistors controlling the power of the user device are designated by 1 and 2, the current supply resistors by.
3 and 4 the supply voltage by 5 and the base resistances by 6 and 7.

   The pulse ratio of transistors 1 and 2 is also adjusted by means of a transistor 11; which is connected through the resistors
12 and 13 to an auxiliary direct current source 14, a source whose potential is also of a magnitude at most twice that of the voltage source 5, but of opposite sign. The emitter and the collector of transistor 11 are each connected by means of a diode 16 (or 17 respectively) to the bases of transistors to and 2. The adjustment of transistor 11 is carried out by means of a control voltage 15, which opens according to its importance more or less transistor 11.

   The more open the transistor, the higher it will be. the potential at the collector of this transistor so that transistor 2 remains formed all the longer, while transistor 1 remains open longer. ? 1 depending on the level of the voltage source 15, the opening and closing times of transistors 1 and 2 and consequently the duration of the current pulses passing through resistors 3 and 4 are controlled in such a way that, when the duration of the pulses in resistor - ,, increases, the duration of the pulses in resistor 3 decreases or vice versa.



   If a time-delayed source is now used for the voltage source 15 in any way, the duration of the current pulses in resistors 3 and 4 varies accordingly, from the above explanations, depending on the timing of the voltage. control voltage 15.



  We realize ... thus a modulation of the pulse time already

 <Desc / Clms Page number 22>

 known. A device of the aforementioned type can be used, for example, for the amplification of audible frequencies.



   In this case, one can connect in series, with respect to these resistors, in the collector circuit of the transistors 1 and 2 a winding 20 of a loudspeaker. This loudspeaker is then excited by pulses the pulse ratio of which varies as a function of the frequency of the voltage 15, that is to say of the modulation frequency.



   In the aforementioned device, the transistor
It is found to be more open from zero control voltage as the positive control voltage increases. But since this transistor is already fully closed at the zero position, an additional closing cannot occur when the negative control voltage increases, so that the switching times of transistors 1 and during cannot be adjusted. negative demand when using an alternating voltage retort control voltage
15.

   As a result, in resistors 3 and 4, a modulation of the current pulses is only obtained for the positive half-wave of the alternating voltage 15, and consequently in the winding 20 of the loudspeaker the frequency of The superimposed modulation takes on a form similar to that which would be obtained if a one-way rectifier were used.



   In order to achieve modulation by means of the positive and negative half-wave of the attentive voltage 15, one can for example connect the transistor II by means of a dc voltage corresponding to an operating point located approximately in the middle. of the characteristic of this transistor, so that the transistor it is half open. For a zero control voltage. In this case, one can open the transistor more when the positive control voltages increase and close it more when the negative control voltages increase. An adjustment is thus made

 <Desc / Clms Page number 23>

 both in the positive and in the negative direction.



   In the supply circuit of transistors 1 and 2, that is to say in resistors 3 and 4, current pulses are then obtained modulated under a voltage which consists of a part of direct voltage. determined by the DC voltage of the transistor 11- and a superimposed modulation frequency from the AC voltage 15.



   To compensate for the DC voltage component, the loudspeaker winding can be plugged into the output potentials of both transistors instead of plugged into the power supply circuit as shown. in Figure 15 for the speaker coil 20a.



   In this way, in the winding of the loudspeaker, the pure modulation frequency is obtained without a DC voltage component.



   Another possibility to compensate for the DC voltage component is shown in the figures.
16 and 17. In the embodiment according to figure
16, a voltage source 21 is provided to produce the bias voltage. In the circuit of transistor 2 is arranged the primary winding 22a, of a transformer 22
The secondary winding supplying the loudspeaker 23 of this transformer, which winding may, if necessary, at the same time constitute the excitation winding of this loudspeaker is designated by 22b.

   The transformer comprises an additional compensation winding 22c traversed by an adjustable compensation current by means of the resistor 24, a current which can be adjusted in proportion to the bias current supplied by the voltage source 21 and which causes a magnetization reacting on the transformer and thereby the partial DC voltage compensation.



  In addition, we can achieve thanks to the presence of this transformation

 <Desc / Clms Page number 24>

 
 EMI24.1
 mntor, te, i i: ié i> o b = .. =:. n :: <,; ui #; .,, ¯ - ¯, i ..: # '3 speaker.
 EMI24.2
 



  Another possibility for c & ..!. &N:.; Qr the DC voltage component consists of l, - ut.5.li;, f..r, c;>: ai "ari, Oment in Figure 17, two devices of co:,: m '. <T! c; .ú tr "(' tv, j llant in push-pull. In this case, we connect inèil1cti'n ';:; (m, as shown, wind it # excitation ào àa loudspeaker 23 at each of the circuits of the CO.rr '<- # t of ai * = ienti <tion¯ In the aforementioned case, the two transistors M con: n,: .. nüc 1.15 and 11b are connected so that one is closed during the negative half wave and the other during the positive half wave of the modulation frequency.

   Therefore, the switching times, for example of transistors 1a and 2a, are controlled by the positive half wave of the modulation frequency, while the switching times of transistors.
 EMI24.3
 tors lb and 2b are controlled by the half-wave njg * t;, vg = COillme 1. The excitation winding; 30 of the speaker binder 23 is connected indllctively through the primary windings ZEI and 22a respactiverlent, with each Back circuits, the loudspeaker is placed under the influence of the two half-waves of the modulation frequency.



   Finally, we have yet another possibility.
 EMI24.4
 bility to correct the component of a-our,: ir.1t, continuous, possibility that exists to ali.enter l: winding. of excitation of the loudspeaker with the help of a transformer of: iwpUI84-ons which transforms the current pulses con2àr; u into l..llpulses of alternating current.

   Such a pulse transfozyna-1-eur can be formed, for example, by a transfozniaceur of which 1. ' primary winding Has a center tap and in which a suitable control spos t :: L ...: connects alternativelyÚi Ï1t l.e: to one or other half of the winding. s -.... # kind of assembly that we use, we can also use instead of the process of modulating in hard pulses

 <Desc / Clms Page number 25>

 described above, from a modulation step to position of the pulses. On the one hand, it is also possible to use 'The modulated pulses of one of the two transistors 1 and 2' for the control of the user device, as moreover the pulses of the two common transistors.

   In each case, the average value of the pulse voltage or the pulse current will oscillate as a function of the modulation frequency,
It is advantageous to choose the frequency of the succession of pulses (that is to say, for example, the time elapsing between the moment of switching on of transistor 1 until the next connection of this same transistor 1) transistors 1 and 2 in a frequency range greater than that of the human ear, for example greater than
25 kilocycles per second. In that case; the loudspeaker only communicates the modulation frequency, that is to say the audible control frequency of transistor II.

   For other modulation frequencies, it will be advantageous to choose the frequency of the succession of transistor pulses.
1 and 2 so that it is greater than the maximum component resulting from a.- Fourier analysis of the amplified value,
Of course, the present invention is in no way limited to the examples which have just been described.



  It is possible, where appropriate, to use at will the devices mentioned on the occasion of one or the other of the assembly examples or with the modifications which are necessary to carry out other assembly examples, in particular the Assemblies in accordance with the invention apply to any type of semiconductor, in which case it is necessary to use the inversion of the signs of potential for transistors of the pnp type with respect to the signs used for the npn transistors.

Claims (1)

La @@@@@te invention a pour obje le pro- duit industriel nouveau que constitue un dispositif de mon- tage destiné à la commande de la puissance d'éléments utili- sateurs au moyen de résistances semi-conductrices régla- bles, en particulier au moyen de transistors dont on règle le rapport entre les temps d'ouverture et de blocage (rap- port d'impulsions) à des éléments semi-conducteurs, The object of the invention is the new industrial product which constitutes a mounting device for controlling the power of user elements by means of adjustable semiconductor resistors, by means of adjustable semiconductor resistors. in particular by means of transistors whose ratio between the opening and blocking times (pulse ratio) is adjusted to semiconductor elements, ca dis- positif de montage présentant les caractéristiques suivantes prises isolément ou en combinaison ! t 1.- les semi-conducteurs de commande sont disposés suivant un dispositif de montage à basculement pré- sentant des temps de basculement réglables et dont les élé- ments de commande sont reliés dans chaque cas au moyen d'un élément accumulateur, tel qu'un condensateur, à l'électrode du circuit d'un autre semi-conducteur et dans lequel le temps de chargement de l'organe accumulateur est variable : 2.- le rapport depuis ions des semi-conduc- teurs peut être modifié à l'aide d'un organe de commande commun; This mounting device having the following characteristics taken singly or in combination! t 1.- the control semiconductors are arranged according to a tilting assembly device having adjustable tilting times and the control elements of which are in each case connected by means of an accumulator element, such as a capacitor, at the electrode of the circuit of another semiconductor and in which the charging time of the storage device is variable: 2.- the ratio of ions of the semiconductors can be modified using a common control device; 3.- le rapport d'impulsions des semi-conducteurs peut être modifié en sens inverss 4.- la modification inversée du rapport d'impulsions des semi-conducteurs permet de régler les enroulements de commande,ou respectivement, d'excitation d'un amplificateur magnétique, ces enroulements étant montés dans le circuit de réglage des résistances semi-conductrices ; d.- les enroulements de commande magnéti- sent en sens inverse l'amplificateur magnetique et celui-ci est branché da préférence avec autosaturation; 3.- the semiconductor pulse ratio can be changed in reverse directions 4.- the reverse modification of the pulse ratio of the semiconductors makes it possible to adjust the control windings, or respectively, of excitation of a magnetic amplifier, these windings being mounted in the adjustment circuit of the semiconductor resistors; d.- the control windings magnetize the magnetic amplifier in the opposite direction and the latter is preferably connected with autosaturation; 6.- l'amplificateur magnétique comporte une prémagnétisation calculée de manière que son point de fonc- tionnement vienne se placer pour une commande inversée de <Desc/Clms Page number 27> EMI27.1 même valeur des rëswi.4,c:aü semi-conductrices, au moins approxiumtivement au milieu de la branche montante da la carac- téristique de commande; 7.- le réglage du rapport d'impulsions des semi-conducteurs se fait au moyen de la variation du niveau de tension de basculement ou au moyen de la variation de la pente de la caractéristique de tension de basculement, 8.- le niveau de la tension de basculement peut être commandé par la variation de la tension d'alimenta- tion utilisée;. 6.- the magnetic amplifier includes a pre-magnetization calculated so that its operating point is placed for a reverse control of <Desc / Clms Page number 27> EMI27.1 same value of rëswi.4, c: aü semiconductors, at least approximately in the middle of the rising branch of the control characteristic; 7.- the adjustment of the pulse ratio of the semiconductors is done by means of the variation of the switching voltage level or by means of the variation of the slope of the switching voltage characteristic, 8.- the level of the changeover voltage can be controlled by varying the supply voltage used ;. @.- le niveau de la tension de basculement peut être commanda au moyen d'une tension inversée réglable; 10.- la pente de la caractéristique de la tension de basculement peut être réglée par la variation de la résistance de charge des éléments accumulateurs; 11.- le niveau de la tension inverse peut être réglé au moyen de la valeur de la tension de charge de condensateurs; 12.- le réglage de la tension inverse est ob- tenu à l'aide d'Un semi-conducteur supplémentaire réglable; 13,- le semi-conducteur servant à régler la tension inverse est raccordé par l'intermédiaire d'un monta- ge diviseur de tension à une source de tension auxiliaire; @ .- the level of the tilting voltage can be controlled by means of an adjustable reverse voltage; 10.- the slope of the characteristic of the switching voltage can be adjusted by varying the load resistance of the accumulator cells; 11.- the level of the reverse voltage can be regulated by means of the value of the capacitor charge voltage; 12.- the adjustment of the reverse voltage is obtained by means of an additional adjustable semiconductor; 13, - the semiconductor used to adjust the reverse voltage is connected via a voltage divider assembly to an auxiliary voltage source; 14.- le potentiel de la source de tension auxiliaire est d'une valeur double et d'une polarité inverse de celui de la tension d'alimentation; 15.- toutes les tensions nécessaires pour le dispositif de commande, tension de collecteur, tensions auxi- liaires, tension de commande, sont prélevées sur un diviseur de tension ; 16.- des moyens sont prévus pour donner à la caractéristique de la résistance du semi-conducteur de commande une allure linéaire; 14.- the potential of the auxiliary voltage source is double the value and the reverse polarity of that of the supply voltage; 15.- all the voltages necessary for the control device, collector voltage, auxiliary voltages, control voltage, are taken from a voltage divider; 16.- means are provided to give the characteristic of the resistance of the control semiconductor a linear shape; <Desc/Clms Page number 28> 17. tension est placée dans la diagonale tenant pont entre le semi-cencrcteur de commande et entre un diviseur de tension branché en pa- ralièle avec celui-ci 18.- une source de tension auxiliaire est branchée en parallèle avec une diode parallèlement aux résis- tances du montage, diviseurs de tensions; 19.- pour le montage à basculement instable, on prévoit l'utilisation de résistances semi-conductrices réglables, comportant une amplification extrêmement grande du courante 20.- afin de réaliser un facteur d'ampli- fication de courant élevé; <Desc / Clms Page number 28> 17. voltage is placed in the diagonal bridging between the control semi-cencrctor and between a voltage divider connected in parallel with it. 18.- an auxiliary voltage source is connected in parallel with a diode parallel to the assembly resistors, voltage dividers; 19.- for unstable tilting assembly, the use of adjustable semiconductor resistors is provided, with an extremely large amplification of the current 20.- in order to achieve a high current amplification factor; des résistances supplémentaires à semi-conducteur sont prévues pour une .amplification préalable; 21.- parallèlement au dispositif utilisa- teur, est montée une dérivation à résistance faible que l'on branche lorsqu'on déconnecte le dispositif utilisateur, 22.- le branchement de dérivation comporte un semi-conducteur réglable supplémentaire; 23,- le réglage du rapport d'impulsions se fait en fonction d'une grandeur électrique temporisée d'une manière quelconque; 24;- le dispositif de montage sort à sm- plifier des oscillations de fréquence audible; additional semiconductor resistors are provided for prior amplification; 21.- parallel to the user device, a low resistance bypass is mounted which is connected when the user device is disconnected, 22.- the branch connection has an additional adjustable semiconductor; 23, - the pulse ratio is adjusted as a function of an electrical quantity timed in any way; 24; - the editing device comes out to smplify audible frequency oscillations; 25.-,la fréquence de succession des implusions des semi-conducteurs réglables est supérieure a la composante maximum de l'analyse d'après Fourier de la grandeur électrique à amplifier; 26.- la fréquence de succession des impul- sions dans l'amplification d'oscillations de fréquence audible est supérieure à la limite de fréquece perceptible par l'oreille humaine; 25 .-, the frequency of succession of the implusions of the adjustable semiconductors is greater than the maximum component of the analysis according to Fourier of the electrical quantity to be amplified; 26.- the frequency of succession of pulses in the amplification of audible frequency oscillations is greater than the frequency limit perceptible by the human ear; <Desc/Clms Page number 29> EMI29.1 <j7 =.i 1>;réquen=;<, ç=j !:;:t.'3;)L!:OlJ des impulsions est supé+é6;tiz%e à a5 kilooyoles par seCOnU6 29.- on superpose une fraction de tension continue, ou de tension alternative, d'un courant de polarisation à la grandeur électrique temporisée d'une manière quelconque qui règle le rapport d'impulsions: 29.- l'enroulement d'excitation d'un hautparleur ou d'un organe analogue sert de dispositif utilisateur; 30.- 'enroulement d'excitation du hautparleur est raccordé aux tensions de sortie des semi-con-. ducteurs réglables; 31.- l'enroulement d'excitation du haut- EMI29.2 parleur est raccordé par lJinvermédiaire d'un transformateur au dispositif de aoniwarde; <Desc / Clms Page number 29> EMI29.1 <j7 = .i 1>; requen =; <, ç = j!:;: t.'3;) L!: OlJ of the pulses is greater than + é6; tiz% e at a5 kiloyoles by seCOnU6 29.- a fraction of direct voltage, or alternating voltage, of a bias current is superimposed on the timed electrical quantity in any way which regulates the pulse ratio: 29.- the excitation winding of a loudspeaker or similar device serves as a user device; 30.- The excitation winding of the loudspeaker is connected to the output voltages of the semiconductors. adjustable ductors; 31.- the upper excitation winding EMI29.2 speaker is connected via a transformer to the aoniwarde device; 3ta",- le transformateur est :r.:.;l1ni d'un enroulement compensateur de la fraction de courant de polarisation; 3a le c,ourant d* excitation de l'enroule- ment compensateur est réglé pour être proportionnel au courant de polarisation; 34.- deux dispositifs de commande en push- EMI29.3 pul1 sont prévus et 3enroulement d'excitation du haut-par.. leur est relié intiueiivement à chacun des circuits de sortie deuil se.m.i-condtH1.te1.U' 1313 commande; 35.- -un transformateur d) impulsions est EMI29.4 monté devant le haut...parleur, à la place des transfonnatoure, ce transformatear à'%pulsions transformant les impulsions de courant continu en impulsions de courant alternatif. 3ta ", - the transformer is: r.:.; L1ni of a compensating winding of the bias current fraction; 3a the excitation current of the compensating winding is set to be proportional to the current of polarization; 34.- two control devices in push- EMI29.3 pul1 are provided and the excitation winding of the loudspeaker .. their is intiueiivement connected to each of the se.m.i-condtH1.te1.te1.U '1313 control output circuits; 35.- -a transformer d) pulses is EMI29.4 mounted in front of the ... loudspeaker, instead of the transformatoure, this transformatear with '% pulses transforming the pulses of direct current into pulses of alternating current.
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