<Desc/Clms Page number 1>
OSCILLATEUR STABILISE.
La présente invention se rapporte d'une manière générale aux oscillateurs et concerne en particulier des oscillateurs à fréquence constante, qui comportent des moyens pour maintenir leur sortie automatiquement à un niveau voulu.
D'une manière générale, l'oscillateur selon la présente invention comporte un élément amplificateur comprenant une anode, une cathode et une électrode de commande, en combinaison avec un circuit comportant un réseau en T dont le bras série est constituée par un circuit résonnant parallèle (ou circuit "anti-résonnant") reliant l'anode à l'électrode de commande, tandis que le bras shunt de ce réseau comprend un élément à coefficient de surtension élevé, qui détermine la fréquence et qui présente des propriétés d'un circuit résonnant série, de préférence un cristal piézo-électrique, ce dernier bras connectant le bras série à la cathode.
La stabilité de l'amplitude ou du niveau de sortie est assurée par un élément présentant un coefficient de résistance thermique négatif, couplé de façon à soutirer de l'énergie depuis le bras série du réseau susdit. Le courant anodique est fourni par l'intermédiaire d'une liaison parallèle résistive, tandis que la sortie de l'oscillateur est prélevée sur la totalité ou une partie d'un diviseur de tension résistif connecté entre l'électrode de commande et la cathode.
Cette disposition présente des particularités communes avec certains types d'oscillateurs connus. Ainsi, si le trajet de shunt faisant partie du réseau sélectif (c'est-à-dire, le trajet comprenant le cristal) était court-circuité, le circuit deviendrait en substance identique à l'oscillateur Hartley bien connu.
<Desc/Clms Page number 2>
On a en outre utilisé des oscillateurs comportant soit des réseaux en T shuntés, soit des réseaux en T jumelés, en tant qu'éléments déterminant la fréquence. Toutefois, dans de tels amplificateurs on faisait usage de doubles trajets réactifs, un de ces trajets étant à réaction et l'autre à contre-réaction. Le réseau en T est utilisé dans ce dernier trajet en raison de ses caractéristiques de "traction"; c'est-à-dire, lorsque ce réseau èst convenablement établi, sa constante de transmission et, par conséquent, sa contre-réaction, devient zéro pour une seule fréquence, et l'oscillateur se stabilise à cette dernière fréquence.
Toutefois, l'amplitude varie avec les tensions d'alimentation et avec la charge, et l'on a été obligé d'avoir recours à des éléments de circuit supplémentaires, 1à où il était nécessaire de réaliser un réglage précis de l'amplitude.
D'une manière générale, pour obtenir une stabilité d'amplitude, des alimentations réglées, ainsi qu'une énergie de charge constante, en utilisant à cet effet un amplificateur intermédiaire entre l'oscillateur et la charge, il était fait usage d'éléments de résistance non linéaires couplés dans le circuit de plusieurs manières plus ou moins compliquées, ou de combinaisons de ces résistances. Bien que l'emploi de ces expédients se justifie pleinement tant qu'il s'agit d'appareils étalons de laboratoire, la complexité et le coût de ces moyens les rendent impropres dans de nombreuses applications industrielles.
De plus, on a constaté que là où il s'agissait d'obtenir une forme d'onde sinusoïdale pure, il était en général nécessaire de réduire l'énergie de commande ou réactive jusqu'à un point où celle-ci entretient tout juste les oscillations, ce qui est indésirable là où l'on doit obtenir un fonctionnement sûr et continu.
La présente invention vise entre autres à établir un circuit oscillateur offrant un haut degré de stabilité de fréquence, un degré élevé de stabilité d'amplitude et une énergie de commande abondante, tout en exigeant un nombre réduit d'éléments de circuit et en fournissant une forme d'onde favorable.
D'autres objectifs et buts de la présente invention ressortiront de la description détaillée de celle-ci, qui sera donnée ci-après, en se reportant aux dessins annexés, dans lesquels :
La fig. 1 est un schéma de montage d'un oscillateur selon la présente invention.
La fige 2 est un schéma de montage d'un mode de réalisation mo- difiéde l'invention.
Dans la fig. 1, on a représenté un élément amplificateur sous la forme d'une triode 1 comportant une anode 3, une cathode 5 et un électrode de commande 7, un trajet de réaction 9 entre l'anode 3 et l'électrode de commande 7 étant prévu afin de réaliser, dans le circuit selon la présente invention, les principes d'un oscillateur à réaction habituel. Le trajet de réaction est représenté sous la forme d'un réseau en T shunté, dans lequel le bras série du T comprend un circuit parallèle accordé dont une branche constitue l'enroulement primaire 11 d'un transformateur de pont 13, un condensateur 15 étant intercalé dans l'autre branche, connectée aux bornes de ce transformateur.
Un bobinage de sortie 17 du transformateur de pont 13 fournit le courant à une impédance 19, qui accuse un coefficient de résistance négatif et qui peut être un "thermistor" ou une résistance en "Thyrite", le courant à travers l'impédance 18 étant déterminé en fonction de la grandeur du courant circulant qui traverse le circuit accordé parallèle. Le bras shunt du réseau en T comporte une résistance réglable 21 en série avec un dispositif déterminant la fréquence et étant par sa nature résonnantsérie, ce dispositif étant représenté par le cristal 23, ce dernier dispositif, 'ainsi que la résistance 21, étant de préférence branchés sur le bo-
<Desc/Clms Page number 3>
binage primaire 11, au point milieu électrique de celui-ci.
Cependant, un équilibre exact n'est pas essentiel, bien qu'il permettra généralement de réaliser un bon fonctionnement optimum. Lorsqu'ils sont ainsi connectés, les potentiels de l'anode et de l'électrode de commande sont égaux et opposés par rapport à celui qui se manifeste à la jonction avec le bras shunt au point 24.
La tension anodique est fournie à travers un circuit parallèle connecté au point 25 à travers une impédance résistive (ou inductive) 27, l'alimentation anodique 28 étant shuntée par un condensateur 29, comme c'est habituellement le cas. Un condensateur de blocage 31 isole le potentiel a- nodique de la grille, cette dernière étant polarisée à travers une résistan- ce de cathode 33 et un condensateur de dérivation 35. La polarisation de grille est fournie à travers un diviseur de tension à résistance élevée, comprenant les résistances 39 et 40.
Le diviseur est représenté comme étant connecté à l'extrémité d'anode de la bobine 11, étant donné que cette dispo- sition permet de connecter facilement la prise de tension de commande pour le tube de sortie 41 à la partie du circuit où la tension de sortie est la plus stable, l'électrode de commande 43 de ce dernier tube étant connecté au diviseur de tension, tandis que sa cathode 45 est connectée à la terre.
Toutefois, la méthode de couplage du tube de sortie, représentée ici ne constitue qu'une des nombreuses méthodes pouvent être appliquées.
Par exemple, le tube suivant peut être commandé soit directement, soit par l'intermédiaire d'un transformateur de couplage, ou bien, depuis l'extrémité de grille du transformateur 13, bien que cette dernière disposition ne fournit pas un réglage aussi précis. De telles variantes sont bien connues et, comme elles n'affectent pas la théorie du fonctionnement du circuit, leur représentation n'a pas été jugée nécessaire.
Comme on le sait, les conditions pour obtenir des oscillations auto entretenues d'un circuit amplificateur stipulent que l'électrode de commande ou grille et l'anode doivent osciller avec un déphasage de 180 , par rapport à la cathode, et que le produit de l'amplification par la fraction de la tension de sortie reportée par couplage réactif doit être égal à l'unité. L'oscillateur doit fonctionner à la fréquence à laquelle la première de ces conditions est réalisée, les oscillations croissant en amplitude jusqu'à ce que les pertes dans le circuit (y compris l'énergie absorbée dans la charge) font tomber le potentiel de l'oscillation de l'anode à un degré tel que la seconde condition est également remplie.
La stabilité en haute fréquence exige que de légers écarts de la norme en ce qui concerne la fréquence déterminent des modifications importantes sous le rapport de la phase. Une stabilité d'amplitude inhérente élevée exige que de légères modifications en amplitude produisent des modifications relativement importantes des pertes du circuit.
Dans le circuit selon la présente invention, il est évident que l'extrémité grille du bras série du réseau en T doit être déphasée de 180 de l'anode, par rapport à la jonction 24 avec le bras shunt. Si ce dernier est court-circuité, la condition en ce qui concerne le rapport des phases, qui doit exister entre l'anode et la grille, pour assurer des oscillations, sera encore toujours réalisée, et la fréquence d'oscillation sera déterminée par le fait que la fréquence de résonnance du circuit accordé parallèle est celle à laquelle l'amplitude des oscillations de la grille et de la plaque est la plus grande.
L'introduction d'une impédance finie dans le bras shunt fait apparaître un facteur supplémentaire. Si l'impédance ainsi introduite est une résistance pure, les chutes de tension entre la jonction 24 d'une part et la cathode et la grille d'autre part, seront en phase, étant donné
<Desc/Clms Page number 4>
que, à la fréquence de résonnance, l'impédance du bras série est purement résistive. A mesure que la résistance du bras shunt augmente, on atteint un point où les deux chutes de tension deviennent égales, et où il n'y a pas de déphasage de la grille par rapport à la cathode et, par conséquent, pas d'énergie réactive et pas d'oscillations. Ceci représente la condition zéro du réseau, qui s'établit lorsque l'impédance du bras série est égale à quatre fois celle du bras shunt.
Toute augmentation ultérieure de l'impédance du bras shunt a pour résultat une réaction négative ou contre-réaction.
Lorsque les résistances du bras shunt présentent une valeur inférieure à celle de cette valeur critique, des oscillations se produiront néanmoins à une fréquence déterminée par la résonnance du circuit accordé.
Dans ces conditions, la stabilité de la fréquence serait médiocre, en raison de l'amortissement introduit par la charge imposée par l'élément 19.
Ceci a pour effet d'abaisser le coefficient de surtension du circuit, d'élargir la courbe de réponse de ce circuit et de réduire les changements par lesquels ce circuit, d'abord purement résistif devient capacitif ou inductif, avec des faibles déviations de fréquence. De plus, cet amortissement réduit le pouvoir discriminatoire du bras série vis-à-vis des harmoniques.
L'introduction du cristal 23 modifie cette situation. Celui-ci fonctionne à la manière d'un circuit résonnant série, en résonnant en substance à la fréquence de résonnance parallèle du bras série. A la fréquence de résonnance série, l'impédance de ce bras se rapproche de zéro et, si la résistance de l'élément 21 est peu élevée, les rapports entre les potentiels de grille et de cathode deviennent celles qui existent dans l'oscillateur Hartley, mentionné plus haut ; potentiels varient en opposition de phase par rapport à la cathode, quel que soit l'accord du bras série, quoique l'amplitude des écarts soit affectée par l'accord.
Le coefficient de surtension du cristal étant très élevé - 2000 ou plus-, un très léger écart par rapport à la résonnance fait apparaître ce cristal comme une réactance essentiellement pure de valeur élevée. Le rapport de phase de 1800 entre la grille et l'anode n'existe plus et, par conséquent, l'oscillation n'aura pas lieu à la fréquence déviée.
L'introduction d'une résistance finie 21 ne modifie pas le rapport de phase aussi longtemps que sa valeur est inférieure à la valeur critique à laquelle l'oscillation des potentiels de grille et de cathode deviennent égales, L'augmentation de la résistance modifie l'amplitude de l'oscillation de grille par rapport à la cathode et, par conséquent l'énergie de l'oscillation mais non la fréquence. On peut démontrer que si, d'une part, l'introduction de cette résistance a pour effet de réduire l'angle de phase de la chute de tension entre la jonction 24 et la cathode lorsque des écarts de fréquence se produisent, elle a d'autre part pour résultat d'augmenter effectivement la valeur dont l'angle de phase de l'anode et de la grille, par rapport à la cathode, s'écarte de la valeur de 180 , améliorant ainsi quelque peu la stabilité de fréquence.
Les différences de potentiel entre le point 24, d'une part, et la cathode ét l'électrode de commande, d'autre part, sont de même sens.
Si ces deux potentiels sont égaux, l'électrode de commande et la cathode seront au même potentiel ; si la chute à travers le bras shunt est inférieure à celle à travers une moitié du bras série, les potentiels de l'anode et l'électrode de commande seront opposés, par rapport à celui de la cathode ce qui est la condition nécessaire d'une oscillation; si la chute à travers le bras série est la plus grande, le potentiel de grille est appliqué par couplage à contre-réaction. La mesure dans laquelle la grille doit^ être alimentée en énergie réactive, en vue d'entretenir l'oscillation, dépend des pertes dans le circuit.
Dans les oscillateurs connus à réseau en T, le bras série cons-
<Desc/Clms Page number 5>
tituait l'élément déterminatif de la fréquence du système. L'introduc- tion d'un amortissement dans le bras série a pour effet non seulement d'af- fecter la fréquence de résonance, mais aussi d'élargir la crête de courbe de résonance de ce bras et d'en réduire la hauteur. Dans ce cas, l'augmen- tation de la résistance dans le bras shunt a pour effet de rétrécir la ban- de de fréquence dans laquelle la position de phase du potentiel de grille est appropriée à l'entretien des oscillations, cet entretien étant toutefois réalisé au prix d'une réduction de l'amplitude de l'oscillation de grille et donc de la vigueur des oscillations.
) Dans l'oscillateur selon la présente invention, le principal élé- ment déterminatif de la fréquence est non pas la branche série du réseau, mais le cristal dans la branche shunt de ce dernier. Etant donné le coef- ficient de surtension extrêmement élevé du cristal, l'impédance de celui-ci, tout en étant très faible à sa fréquence de résonance, devient élevée pour de très légers écarts par rapport à celle-ci. Par conséquent, des variations de fréquence exercent un effet beaucoup plus marqué sur l'impédance apparen- te de la branche shunt que sur la branche série du réseau, tandis que des écarts de fréquence trop faibles pour affecter notablement la chute de po- tentiel dans la branche série ont pour effet d'élever l'impédance du bras shunt jusqu'à une valeur si élevée que les potentiels appliqués à la grille sont contre-réactifs.
Désormais, la résistance 21 prévue dans la branche shunt n'est plus nécessaire pour assurer la stabilité de fréquence, mais de- vient simplement un organe de réglage de l'amplitude. Le circuit oscillera fortement à la manière résonance série du cristal, même si l'accord du bras série est seulement approximatif.
Grâce à cette stabilité de fréquence, le correcteur d'amplitude, qui comprend le thermistor ou un autre dispositif 19 à coefficient thermi- que négatif,peut être couplé directement au bras série, dans le secondaire du transformateur 13. Le rapport des nombres de spires du secondaire 17 peut être choisi à un point de fonctionnement voulu par rapport à l'impédan- ce de l'élément 19, de manière à assurer l'excitation requise pour maintenir ledit élément en ce point dans des conditions correspondant aux conditions moyennes du tube et de l'alimentation. Ainsi, .si le dispositif à coefficient négatif est constitué par le "Thyrite", ce coefficient de résistance varie en fonction de la tension aux bornes de ce dispositif,
l'élévation de l'amplitude des oscillations a pour effet d'augmenter le courant à travers le- dit dispositif, ce qui tend à réduire la tension et à limiter ainsi la modification à une très faible valeur. Les thermistors assurent le même effet indirectement au moyen d'une variation négative de la résistance en fonction de la température. Les deux dispositifs sont ici équivalents ; lorsqu'il est fait usage d'un thermistor (comme on le supposera dans la sui- te) la température de fonctionnement sera de préférence nettement supérieure à la température ambiante, afin de réduire l'effet des changements qui pourraient survenir dans cette dernière. Le réglage final du point de fonctionnement peut être effectué en ajustant la résistance 21.
Après que les conditions de fonctionnement ont été déterminées ainsi, tous les changements qui tendent à modifier le niveau de sortie sont largement auto-correcteurs. Ainsi par exemple, une augmentation de la tension anodique, qui tendrait à élever le niveau des oscillations engendrées, tendra aussi à augmenter la tension aux bornes de l'élément 19 et, en élévant le courant à travers cet élément, produira aussi une élévation de la température de celui-ci, et une diminution de sa résistance, ce qui aura pour effet une nouvelle augmentation du courant. Ceci a pour résultat une chute du potentiel oscillant appliqué à la grille 7 et, par conséquent une diminution de l'amplitude des oscillations engendrées rétablissant ainsi le niveau initial à très peu de chose près.
Une diminution de la tension anodique, une diminution de la constante d'amplification du tube. ou tout autre phénomène tendant à abaisser le niveau de sortie, aura un effet opposé.
<Desc/Clms Page number 6>
Le changement d'impédance du circuit secondaire modifie l'inductance apparente du circuit primaire 11 dans la même mesure et, par conséquent, la fréquence de résonance du bras série du réseau en T. Toutefois, étant donné le facteur exposé plus haut, ceci n'exerce pas un effet notable quel conque sur la fréquence, laquelle est maintenue constante par le cristal présent dans le bras shunt.
Le niveau du fonctionnement le plus stable peut être choisi en tenant compte des tubes et d'éléments à coefficient négatif disponibles, tandis que le potentiel de commande optimum pour le tube amplificateur 41 peut être choisi à volonté par soutirage à partir d'un point approprié du diviseur de tension 39-40.
Les avantages de cette disposition vis-à-vis des oscillateurs connus fréquence et àr niveau stabilisés sont évidents. Le principàl de ces avantages réside dans la simplicité du circuit et le nombre minimum d'éléments qui le composent. Le cristal et le circuit oscillant accordé sont nécessaires dans n'importe quel oscillateur stabilisé. Les seuls éléments supplémentaires nécessaires sont la bobine 17 couplée au circuit oscillant et le thermistor ou dispositif équivalent 19. On peut même omettre la résistance variable 21, si l'on peut disposer d'éléments 19 d'une uniformité suffisante ; la résistance augmente seulement le degré de souplesse de l'ensemble.
On conçoit que le réseau en T est susceptible de nombreuses variantes, qui sont toutes en substance des équivalents électriques. L'élément 19 peut être connecté directement en dérivation sur la totalité ou une partie de l'inductance prévue dans le bras série. Le bras shunt peut être connecté entre une paire de condensateurs en série, qui consistuent la branche capacitive du bras en série. L'élément 19 peut être connecté en dérivation sur une ou plusieurs capacités prévues dans le brevet série. Toutes ces variantes et leurs équivalences sont suffisamment claires, et l'on a estimé qu'il n'était pas nécessaire de les représenter ou de les exposer d'une manière détaillée.
Le circuit décrit ci-dessus représente les principes de l'inven- tion tels qu'appliqués sous leur forme qui parait être la plus simple. Ceci peut être désirable plutôt pour des raisons de fonctionnement que pour des raisons théoriques, par exemple en vue d'obtenir une-plus grande puissance ou afin de pouvoir utiliser des tubes ayant des caractéristiques de sortie déterminées, afin de modifier la disposition du circuit, tout en conservant la stabilité de la fréquence et de l'amplitude du circuit de base.
Un circuit ainsi réalisé est représenté dans la fig. 2.
Dans ce dernier cas, le tube oscillateur 101 est une pentode qui accuse le gain élevé et la haute impédance de plaque, caractéristique pour les tubes de ce type. Ce tube est à autopolarisation, sa cathode 103 étant connectée à la terre par la résistance 105 shuntée par un condensateur des dérivations 107. Le potentiel anodique est fourni par une source non représentée, connectée en B+ et alimentant l'anode à travers une résistance 109.
Le potentiel de polarisation pour la grille-écran 111 est fourni par la même source à travers une résistance 113. qui est également shuntée par un condensateur de dérivation 115.
L'anode 117 est connectée à travers un condensateur de blocage 121 à la grille 123 de la deuxième pentode 125. L'anode 127 de la deuxième pentode est connectée au' primaire accordé 129 d'un transformateur 131. Le secondaire 133 est connecté à la charge que le dispositif est appelé à alimenter. L'anode 127 et la grille-écran 135 de cette pentode sont alimentées en parallèle depuis la source de courant anodique commune, comme indiqué par B+.
<Desc/Clms Page number 7>
La cathode 137 du tube 125 est connectée par une chaîne de résis- tances 139. 141 et 143, à la terre, par l'entremise d'un conducteur 146. Une' résistance de grille 147 est connectée entre la grille 123 et la jonction entre les résistances 139 et 141, la résistance 139 accusant une valeur ap- propriée telle que la chute de tension à ses bornes est suffisante pour main- tenir la cathode dans ses propres limites de fonctionnement, à une valeur positive par rapport à la grille.
Le circuit de réaction est également connecté à la jonction en- tre les résistances 139 et 141 par l'entremise d'un condensateur de blocage
149. Le circuit de réaction et de stabilisation est en principe identique à celui décrit à propos de la fig. 1, bien qu'il diffère de celui-ci par cer- tains détails. Ici, le circuit de réaction et de stabilisation comprend une inductance 151 à prise centrale, une extrémité de cette inductance étant connectée au condensateur de blocage 149 et l'autre, à une résistance 153 qui est à son tour connectée à la terre. La grille 155 du tube 101 est connectée à l'extrémité non mise à la terre de cette dernière résistance.
L'inductance 151 est accordée par un condensateur à une fré- quence qui est sensiblement celle de fonctionnement du dispositif. Dans l'appareil représenté, et qui a été établi en vue de la fabrication en grande série, cet accord est réalisé au moyen d'un condensateur fixe 152, monté dans un blindage commun 157 avec l'inductance. L'accord-fin est obtenu au moyen d'un condensateur d'appoint ou trimmer variable 159, dans lequel cas l'impédance non linéaire 161 en 'hyrite" est branchée en dérivation directement sur l'inductance, au lieu d'être alimentée au moyen d'une bobine secondaire distincte. Un cristal 163 est connecté à la prise centrale de l'inductance 151. Ce cristal est logé dans une enceinte désignée par les traits interrompus 165. Le cristal est connecté à la terre à travers un condensateur 167.
Il convient de noter que la valeur de ce dernier condensateur est critique. Dans la pratique, les condensateurs utilisés à cet effet sont soigneusement appropriés aux cristaux auxquels ils sont destinés et sont marqués par le même numéro de série. La raison de cette concordancé sera exposée en détail dans la suite.
On se souviendra que, dans l'exposé théorique du circuit donné ci-dessus, il a été indiqué que la stabilité de la fréquence du dispositif selon l'invention dépend du fait, à savoir que les deux extrémités du bras série du circuit en T shunté oscillent toujours exactement en opposition de phase considérées par rapport à la prise médiane et que ceci représente le rapport de phases correct en vue de l'entretien des oscillations, cela seulement lorsque le bras shunt contenant le cristal est à résonance de tension.
Dans le mode de réalisation du circuit, décrit en premier lieu, une extrémité du réseau en T était connectée directement à l'anode. Toutefois afin que la grille puisse osciller, en opposition de phase exacte avec l'anode il n'est pas nécessaire de prévoir une liaison directe entre l'autre extrémité du T et l'anode; il suffit que l'autre extrémité oscille en phase avec l'anode.
Ce résultat est obtenu grâce au mode de connection représenté dans la fig. 2. On verra qu'en ce qui concerne le circuit déterminant la fréquence, le tube 125 est connecté suivant un montage à charge cathodique.
L'énergie contre-réactive à travers les résistances de cathode est suffisante pour assurer que le décalage de phase entre la grille 123 et la cathode 137 est sensiblement égal à zéro. Toutefois, malgré cette disposition, 1'impédance anodique élevée du tube et le circuit cathodique purement résistif (du moins à la résonance du réseau en T), aurait assuré ce résultat en substance. Par conséquent, le circuit en T agit exactement comme s'il était connecté directement à l'anode de sorte que l'on réalise les mêmes principes que ceux qui ont déjà été exposés plus haut.
<Desc/Clms Page number 8>
Le gain de tension du circuit à charge cathodique doit être quelque peu inférieur à l'unité. Ce gain est réglable en faisant varier la valeur de la résistance 141. Ainsila tension de commande appliquée à la grille 155 peut être variée à volonté. Il en résulte qu'il n'est pas nécessaire de prévoir une résistance variable dans le bras série du réseau en T.
La variation de l'impédance cathodique affecte en outre l'énergie fournie à la résistance non linéaire 161 et, par conséquent, l'impédance de cette dernière peut être appropriée et son point de fonctionnement choisi, sans la nécessité d'un bobinage secondaire séparé. D'autre part, le tube 125 fournit une abondante énergie de sortie, et sa charge ne réagit pas sur le fonctionnement du circuit.
Le bras shunt du circuit déterminant la fréquence fonctionne, comme plus haut, en résonance série. Le condensateur 167 sert à opérer le réglage final de la fréquence exacte à laquelle a lieu la résonance série, ce condensateur étant en série avec la capacité série effective du cristal lui-même, augmentant ainsi sa fréquence. Un condensateur n'est pas nécessaire si la fréquence à laquelle le cristal est mis à la terre est exacte.
Toutefois, l'emploi du condensateur est avantageux lorsqu'il s'agit de fabriquer un grand nombre d'oscillateurs, étant donné que ce condensateur permet une plus grande tolérance dans le choix des cristaux.
Au cours des essais, les deux modes de réalisation du dispositif qui ont été décrits plus haut ont fourni-' des caractéristiques essentiellement identiques en ce qui concerne la stabilité à la fois de la fréquence et de l'amplitude. L'amplitude demeure constante à une fraction de pour-cent près. Au cours de longs essais continus, la variation des fréquences était inférieure à 1/10, la variation étant essentiellement celle à laquelle on devait s'attendre de la part d'un cristal et de son enceinte sans une indication quelconque permettant de conclure que des modifications de la température, de la tension d'alimentation, ou un facteur quelconque affectant les paramètres du circuit, autres que la fréquence de résonance série du cristal et de son trimmer, aient eu un effet mesurable quelconque.
REVENDICATIONS.
1. - Oscillateur stabilisé sous le rapport de la fréquence et de l'amplitude, oscillateur comprenant un élément amplificateur comportant une anode, une cathode, et une électrode de commande; un réseau en T comportant un bras série à résonance de courant, dont une borne est connectée de façon que son potentiel varie en phase avec l'anode, tandis que l'autre extrémité est connectée à ladite électrode de commande, ainsi qu'un bras shunt comprenant un dispositif déterminant la fréquence et résonnant en série à une fréquence qui est sensiblement la fréquence de résonance du bras série susdit qui connecte ce dispositif à la cathode précitée ; une résis- tance ayant un coefficient de résistance thermique négatif, couplée effectivement en parallèle avec le bras série précité.