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APPAREIL DE MESURE D'IMPEDANCE.
(ayant fait l'objet d'une.demande de brevet déposée en Grande Bretagne le 6 juillet 1949 aux noms de standard Telphones and Gables Ltd. et de A.F. Boff déclaration de la déposante -). '
La présente invention est relative à des équipements de mesure d'impédance, notamment dans le cas d'équipement d'essai des câbles coaxiaux destinés à être utilisés à très haute fréquence.
Dans les dispositifs de mesure d'impédance, d'atténuation et de paramètres analogues de réseaux réactifs, particulièrement pour des fréquences radio, concernant des longueurs importantes de câbles coaxiaux, on a trouvé né- céssaire jusqu'à présent d'employer des ponts de mesure, et lorsque les mesu- res doivent être faites pour un certain nombre de fréquences, le travail corres- pondant rend les mesures lentes et fatigantes par les-procédés connus, car un double équilibrage par des approximations successives pour les éléments réactifs et résistifs doit être fait pour chaque-mesure individuelle.
Un objet de la présente invention est de réduire le travail nécessaire pour faire des mesures précises des¯paramètres d'un câble coaxila. ou des réseaux analogues à des fréquences radio en fournissant un procédé de mesure par lecture directe qui n'utilise pas des équilibrages par un processus d'approximation successives..
Suivant une caractéristique de la présente invention, un compara- teur d'impédance de courant alternatif à hautes fréquences comprend : un générateur de courant alternatif à hautes fréquences variables, de façon conti- nue dans une gamme de-fréquences choisie, mais ayant un niveau de débit sen- siblement stable dans la dite gamme; un étalon fixe des caractéristiques con- venables ; des moyens pour appliquer le débit du générateur en série avec une résistance fixe sur les bornes d'entrée d'un réseau dont l'impédance doit être déterminée;
et des moyens à courant continu pour comparer l'amplitude des voltages existant aux dites bornes d'entrée avec l'amplitude des vel- tages existant à l'entrée de la dite résistance, d'où il résulte que des valeurs successives maxima et minima de l'impédance du réseau, se produisant avec la variation continue de la fréquence, peuvent être observées et peu- vent être déterminées en se référant à la dite résistance
L'invention sera décrite en relation avec les dessins ci-joints,
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qui représentent un exemple de réalisation préférée de l'invention dans le cas de la mesure par un procédé de comparaison des paramètres de transmis- sion standard de câbles coaxiaux.
Dans les dessins :
La figure 1 représente une caractéristique impédance fréquence d'un long câble coaxial,
La figure 2 représente un diagramme illustrant la base du procé- dé de mesure adopté,
La figure 3 est un diagramme représentant le circuit fondamental du détecteur employé dans le procédé de mesure adopté,
La figure 4 montre un circuit schématique de l'oscillateur com- biné, de l'amplificateur de puissance et de l'amplificateur d'alimentation en retour,
La figure 5 montre graphiquement l'amplitude de l'ensemble de la caractéristique de contrôle de l'équipement de la figure 4,
La figure 6 montre le comparateur lui-même, y compris le diviseur
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de potentiel à fréquence radio inclus dans la "sonde" appliquée sur le câble sous essai (coupe figure 6A), un circuit de potentiomètre à courant continu (figure 6B)
qui fournit un voltage de référence prédéterminé, et un circuit détecteur double à diode, ou un voltmètre à tube comparateur (figure 6G),
La figure 7 montre un atténuateur de puissance susceptible d'être utilisé avec l'équipement,
La figure 8 montre une famille de cercles d'admittance pour des câbles ayant diverses valeurs d'atténuation,
La figure 9 montre un circuit équivalent simplifié pour l'étalon- nage du dispositif de test au moyen du procédé par résistance et circuit ac- cordé,
La figure 10 montre un tableau d'étalonnage impédance-fréquence, et
La figure 11 montre une table pour le calcul des paramètres de - transmission normaux d'un câble à partir de la connaissance des mesures effec- tuées.
En disposant les figures 7, 4 et 6 côte à côte dans cet ordre, un diagramme du circuit complet du comparateur d'impédance est obtenu.
On peut montrer,.au moyen de la théorie élémentaire des lignes de transmission,que l'équation générale donnant l'impédance de l'extrémité d'émission C d'un câble terminé à son extrémité éloignée par une impédance
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ZT est 2 + Z 0 tanh (0{+ j) Z 1 + 7 :1 tanh (o("",. jg) L
Zo (voir par exemple "Lignes de transmission à haute fréquence!! par Willis Jackson, publié par Methuen).,
Dans cette équation,
Zo est l'impédance caractéristique du câble, est la constante d'atténuation, est la constante de phase,
L est la longueur physique du câble. j est l'opérateur vectoriel ( -1).
En faisant certaines suppositions sur la nature de ZT, certaines simplifications sont obtenues pour Z, et certaines conclusions pouvait être
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tirées. Quatre cas particuliers peuvent être considérés, et ces cas sont les suivants :
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(a) câble ouvert à son extrémité éloignée, caà.d, ZT = 0( (b) câble courù-àircuité à son extrémité éloignée c..à..d.. 2.r = 0.
(c) et (d)'câble déterminé par une impédance finie dont l'élé- ment résistif R (ZT) est soit plus grand que Zo, soit plus petit que Zo.
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Par substitution convenable de ces valeurs pour ZT dans l'équa- tion générale (1) ci-dessus, il est possible d'obtenir les expressions pour les quatre paramètres importants d'un câble (ou d'un réseau analogue) en termes de quantités mesurables, et de telles expressions, obtenues pour les quatre cas considérés, sont indiquées dans la figure 11, où les quatre para- mètres sont énumérés comme suit :
(i) impédance caractéristique, Z2 (ii) constante d'atténuation Ó
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(iii) constante de phas0; et (iv) rapport de vitesse v/c Les nouveaux symboles introduits dans ce tableau sont :
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ZI et Z2. valeurs minimum et maximum respectivement de 1 z 1, le module de Z; v, vitesse des ondes électromagnétiques dans le câble; c, vitesse des ondes électromagnétiques dans le vide; f, fréquence des ondes électromagnétiques considérées; f, incrément de fréquence entre deux pointes d'impédance de même signe (ceci sera exposé plus loin).
Il est peut être désirable de représenter avec quelques détails certains des calculs des expressions de (i) à (iv) pour une valeur choisie
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de ZT,,ma.,s il n'est pas nécessaire de faire autre chose qu'indiquer les me- sures a prendre pour les trois autres cas, et une valeur convenable de 751, à choisir est celle donnée par (a), c.à.d. ZT = -Dans ce cas, en faisant la substitution dans (1) on a l'équa- tion :
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.a =Z coth (oC'+ li) L saseeeoosas4ae (2) qui développée et rationalisée, devient l'équation : ,-, ¯ ¯ s ' r W G.O 1.t + IW .L1 ..#..<....
(3) 2 2 cosh2....( L - cos2 L
Dans cette équation, la constante d'atténuation est une fonction d'abord de la géométrie et de la forme physique du câble, et, bien qu'elle varie avec f, on peut lui assigner une valeur fixe pour de faibles change- ments de fréquence. La constante de phase
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= 27'(/.Á - 2 ïC f v varie presque directement avec la fréquence, et est en conséquence le terme res- ponsable de la caractéristique de fréquence de l'impédance de câble. Si des valeurs fixées sont assignées à Ó L, et si Z est porté dans le graphique dans un plan suivant une fonction de ss L, une famille de cercles est.obtenue représentant les lieux d'impédance. A titre de variante, si I/Z est porté comme une fonction de ss L, la famille de cercles obtenue représente les lieux d'admittance.
Un ensemble typique de caractéristiques est montré dans la fi- gure 8 dans laquelle il sera noté que. chaque cercle possède un diamètre le @ long de l'axe réel.. Lorsque la fréquence varie, le module d'impédance se dé- place entre des valeurs extrêmes représentées par les extrémités du diamètre sur l'axe réel et trace la caractéristique impédance-fréquence typique de la
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figure 1. Il est important de noter que Z et Z2 de la figure 1 correspondent à des points purement résistifs sur les diagrammes de cercle.
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Maintenant la valeur minimum de 1 i se produit lorsque/C'L = (2n - 1) 7tu et dans ce cas Inéquation (3) se réduit à Zr Z tans d. L ooo*ooow**ea*a ooo ao (4> De façon analogue 1 Z est'à une valeur maximum lorsque :1L 7-C n et alors z2 = Z coth 0( Loo...0" ..................... (5) En multipliant les équations (5) et (4) on obtient :
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Il Z2 = Zo 2 ou Gt - c7-t e L .."""."'''''''''''''''''''''''0. (6) Il résulte de Inéquation (4) que : t,ailh -0L = n z tanh.<L ZO V LJl!Z2 ou t1\ = L tanh V" /7/-Z, - (%7) avec tan-h -1 = arc tanh
En utilisant les équations (6) et (7) en conséquence, Zo et Ó peuvent être déterminés par les mesures de Z1 et Z2.
La constante de phase,4 est définie par 2 Ò # mais étant donné que # = v/f, elle peut être exprimée facilement :
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2 v nf '.""""0.".."0"'.0 (8)
Maintenant il est clair, d'après la figure 8, que le changement dans ss l pour des valeurs successives maxima ou minima de Z est Ò.
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En conséquence, un changement dans <1 L = 2 TC v = 7T'(9) dans laquelle v = 2L z 1 0 0 o a o 0 o n s a s e o o e e a e e a a a a s (10) En substituant cette valeur pour v dans (8) on a : = y o e o w o s e e e e e e e o s e s o e a s a n (Il) et aussi à partir de (10) v/e = '00"0".'0..""" (12)
La constante de phase et le rapport de vitesse peuvent ainsi être déduits des mesures de ±, et de la connaissance de L et f.
Tous les paramètres du câble nécessaire peuvent en conséquence être déterminés par des mesures sur un câble en circuit ouvert.
Un procédé analogue pour les cas (b),(c) et (d) peut être utilisé;, conduisant aux résultats montrés dans la figure 11, -mais un mot d'explication est nécessaire pour (c) et (d).
On observera d'après la figure 8 que, lorsque L devient plus petit, la différence entre Z1 et Z2 augmente. Avec de courtes longueurs de câble, des valeurs de Z et Z2 peuvent en conséquence tomber en dehors de la gamme prati- que de mesures. Dans de tels cas, elles peuvent être maintenues dans les li- mites en terminant le câble avec une impédance ayant un élément résistif con- nu. Ceci a pour effet d'accroître virtuellement Ó L. Il y a deux cas à con-
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sidérer, l'un lorsque R (fla) > zo, et le second lorsque R (Zrp) Zoy mais comme dans les cas en circuit ouvert 'et en court-circuit, tous deux condui-
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sent aux mêmes résultats et à des formules analogues.
Des valeurs convenables à substituer pour Zt pour satisfaire aux conditions (c) et (d) sont :
ZT = Zo coth R .............. (13) et
ZT=Zo tanh R1................. (14)
Dans ce qui précède, les impédances sont exprimées en ohms,ss en radians pour unité de longueur (comme désiré), Ó en nepers par une unité de longueur (comme désiré). La conversion de nepers en décibels est effectuée par la formule : décibels = 8.686 x nepers
L'analyse ci-dessus montre qu'à des fréquences radio la carac- téristique impédance-fréquence d'un long câble coaxial (ou un réseau équi- valent) a la forme montrée dans la figure 1, qui représente les courbes d'im- pédance pour les deux cas extrêmes discutés, à savoir (a) et (b).
L'impédance Z, mesurée le long des ordonnées, est complexe , mais devient purement résistive aux valeurs extrêmes Z1 et Z2 et comme indiqué à partir des mesures de Z1 et Z2 et de ± (la fréquence de séparation des poin- tes adjacentes de la même courbe), avec une connaissance de la longueur physi- que du câble, l'impédance caractéristique, la constante d'atténuation, la constante de phase et le rapport de vitesse peuvent être calculés.
Les techniques connues pour les mesures sur des câbles coaxiaux à des fréquences radio--, le pont à fréquence radio (décrit dans un article inti- tulé "Ponts d'impédance pour usage sur des câbles coaxiaux pour la gamme de fréquences 60 Kc/s à 40 Mc/s" par Bray et Taylor, dans le Rapport d'Essai
N 1488, Part 1 General Post Office) et par l'appareil de mesures de varia- tion de susceptanee de Hartshorn et Ward (décrit dans un article intitulé "Me- sure des caractéristiques de câbles concentriques à des fréquences entre 1 et 100 Mc/s" par T.I. Jones - Jnl. Inst. Elec. Engs. Part III, N 8, Décembre
1942) sont les plus communément employées.
Ce dernier fournit un moyen pré- cis de mesure pour des câbles courts, mais il ne convient pas pour des lon- gueurs de câble excédant quelques mètres, en raison de l'importance de l'a- mortissement introduit dans le circuit résonnant.
Pour des essais de câbles de grande longueur et particulièrement pour des mesures en campagne, les méthodes de pont jusqu'à présent ont été utilisées exclusivement. Des ponts de fréquence radio cependant nécessitent un équilibrage soigneux à chaque fréquence, et utilisent un détecteur (usuel-
Iement un récepteur radio), qui doit être accordé séparément. Le procédé pour rechercher les impédances purement résistives Z1 et Z2 par des réglages successifs de fréquence est en conséquence assez laborieux.
Il serait évidem- ment très avantageux d'avoir une indication directe de la grandeur de l'im- pédance de câble, particulièrement si des changements de fréquence ne compor- tent aucun réglage excepté le réglage de 1-'oscillateur. La caractéristique impédance-fréquence de la figure 1 pourrait alors être obtenue aussi rapide- ment qu'on le désire en faisant simplement tourner un bouton. Une telle méthode serait aussi très intéressante pour la ..:vérification de longueurs de câ- ble terminés par des répéteurs dans lesquels la caractéristique impédance-fré- quence due aux irrégularités dans la ligne ou à des défauts d'adaptation d'im- pédance aux jonctions se produit de façon erratique.
Des vérifications de routine sur de telles lignes nécessitaient en fait des centaines de lectures au pont pour assurer une détection d'irrégularités brusques. La considéra- tion de ces faits a conduit au développement d'un appareil d'essai basé sur le circuit élémentaire donné dans la figure 2.
Ici Z peut être exprimé en fonction de la constante de résistance R et du rapport des voltages e/E, si l'angle de phase est connu. Ce rapport peut facilement être déterminé au moyen du circuit de la figure 3.
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Dans la figure 3, le voltage de générateur E appliqué au circuit de mesure en R est redressé par le redresseur Wl, produisant une chute de poten- tiel à courant continu sur la résistance rl, et le voltage de câble e, redres- sé par le redresseur W2, produit une chute de potentiel à courant continu r2, qui est équilibrée par le détecteur DET par rapport à la chute sur rl, au moyen d'un contact glissant sur rl, qui prend la portion ao A l'équilibrage, e/E= a/rl et rl peuvent être convenablement étalonnés en fonction de Z, pour une valeur particulière de R.
En redressant les voltages à fréquence radio E et e à leurs points d'origine, un appareil détecteur peut être alors utilisé loin de ces points.
Les valeurs obtenues à partir de ce circuit en redressant ces vol- tages à fréquence radio ne correspondront pas exactement à la caractéristique de la figure 1, pour toute les valeurs de Z, étant donné que e dépend de l'an- gle de phase, mais aux valeurs extrêmes de Z, c.à.d. Z1 et Z2, elles s'ajus- teront, étant donné qu'en ces points l'angle de phase est zéro. On peut montrer d'après le diagramme de cercle de la figure 8 que les valeurs minimum et maxi- mum de ce rapport e/E correspondent toujours à Z1 et Z respectivement, malgré les effets de l'angle de phase. Le circuit de la figure 3 est établi pour être indépendant des fluctuations du voltage d'alimentation E, si bien que lorsque la fréquence change, de telles fluctuations ne sont pas confondues avec l'effet des changements de Z.
Bien que les deux redresseurs travaillent sur ces par- ties de leurs caractéristiques qui peuvent être considérées comme droites, leur très petite non-linéarité nécessite que E soit encore maintenu dans des limites assez étroites si des mesures de précision sont désirées.
Dans l'appareil qui sera maintenant décrite une grande constance du voltage de débit est obtenue au moyen d'un système amplificateur à alimen- tation en retour. Un voltage d'oscillateur élevé est prévu pour assurer le fonctionnement des deux redresseurs sur une partie approximativement linéaire de leurs caractéristiques, même pour les valeurs les plus faibles de Z. Dans ce qui suit, la réalisation du circuit est examinée en détail.
La figure 4 représente le circuit de l'oscillateur et de l'am- plificateur de puissance.
Les principales conditions à satisfaire par la source de puissance sont d'abord la constance de l'amplitude sur une gamme étendue, et pour toutes les conditions de charge possibles; ensuite une bonne stabilité de fréquence pour des périodes de temps courtes. La première de ces caractéristiques a été obtenue en utilisant une alimentation en retour à courant continu amplifiée, et la seconde par un choix convenable des éléments composants de l'oscillateur.
L'oscillateur lui-même est constitué par un amplificateur pentode accordé V3, avec une alimentation en retour inductive (L2-Rl-Cl) qui est uti- lisé comme oscillateur principal alimentant un amplificateur de puissance V4, par un condensateur de couplage C5. La gamme de fréquences (de 5 à 30 méga- périodes par seconde) est convertie en trois gammes par des paires de bobines mobiles, Ll-L2, et L3 accordées par des condensateurs couplés C2 (pour Ll), et C3 (pour L3). C4 est un condensateur d'appoint pour Ll. Le débit de l'oscil- lateur amplifié est pris à partir de L3, et fourni par un condensateur de couplage C6 à un câble sous écran OL dont l'écran est mis à la terre.
Le contrôle d'amplitude du débit est facilement effectué sur la grille écran de V3 par le -contrôle du potentiel de grille écran en concor- dance avec l'alimentation en retour amplifiée à courant continu à partir du circuit de mesure. Dans ce but, le débit à partir de V4 est,redressé dans le circuit de mesure de la figure 6A par un redresseur à cristal sur l'entrée du réseau diviseur de potentiel à radio fréquences qui sera décrit.
La différence entre le voltage à courant continu obtenu de cette façon et un potentiel de référence fixé EREF (montré comme une batterie dans la figure 4) est appliqué par une résistance de grille R2 sur la grille d'un amplificateur pentode V1 directement couplé à un suiveur de cathode V2 (cathode follower),
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qui constituent ensemble un amplificateur à courant continu à gain élevé et à impédance de sortie faible.
Le gain de voltage d'ensemble est tout à fait important et, étant donné que le système d'alimentation en retour à courant continu utilise seulement la différence entre le voltage redressé à radio fréquence et le po- tentiel de référence à courant continu, il est clair que la stabilité de gain de l'amplificateur n'est pas de première importance. Dans la figure 5, le voltage de débit à radio fréquences est montré en fonction du voltage diffé- rentiel appliqué à la ligne d'alimentation en retour à courant continu. En fonctionnement, le débit à radio fréquences est maintenu à une pointe de Il volts, à toutes les fréquences et à toutes les charges, la sensibilité re- quise étant obtenue dans ces conditions.
Le circuit de détecteur est montré dans la figure 3. Il est con- stitué par les..circuits montrés dans les figures 6A, 6B et 6C. Tous les élé- ments composants à fréquence radion inclus dans la figure 6A sont contenus dans une sonde qui est directement connectée au câble . Le voltage redressé est en conséquence pris sur les réseaux de potentiomètre à courant continu de la figure 6B, qui peut être convenablement éloigné de la sonde. Un amplifica- ' leur à courant continu et un appareil de mesure à courant continu, montrés dans la partie droite de la figure 6C, comprennent le détecteur.
Le diviseur de poténtiel r de la figure 3 est ainsi constitué des résistances R3, R4 et R5 de la figure 6A, contenues dans la sonde, combiné avec le réseau de la figure 6B Les éléments composants des circuits de la figure 6 seront maintenant exami- nés en détail.
Le diviseur de potentiel à fréquence radio est représenté dans la figure 6A. Dans le circuit de "sonde" de la figure 6A, le voltage à fré- quence radio de la figure 4 est appliqué à la résistance R en série avec le câble sous essai. Des condensateurs C7 et C8 avec les résistances R3, R6 et le redresseur à cristal W1, comprennent un réseau qui produit un voltage à courant continu entre la borne A et la terre, proportionnel à la valeur de pointe de Eo. C'est ce voltage qui est utilisé dans le système de contrôle d'amplitude automatique, et, étant donné que C7 peut être connecté pour mesurer Eo au point où le voltage est appliqué à la résistance R, la ligne OL à partir de l'unité d'oscillateur peut être aussi longue qu'on le désire, sans introduire d'erreurs.
Un réseau identique constitué par C11, C12, R7, RIO et W2 sert à.mesurer les volts de pointe sur le câble. R4, C9, R5, C10 et R8, C13, R9, C14 constituent des filtres à fréquence radio; à deux étages, et sont aussi analogues que les considérations de sensibilité le permettent, Les deux réseaux redresseurs sont en conséquence presque identiques, et tout effet de fréquence relative sur leurs caractéristiques sera minimisé.
Une caractéristique convenable est que les voltages apparaissant aux bor- nes A et B sont effectivement isolés des circuits à fréquence radio par les filtres, et contiennent seulement -les éléments composants à courant continu.
Ces voltages à courant continu sont conduits de la sonde au reste de l'appa reil par un câble flexible contenant la ligne coaxiale OL pour l'alimentation en fréquence radio et à deux fils sous écran pour les potentiels à courant continu.
Le potentiomètre à courant continu est représenté dans la figure 6B ou il apparaît au point A. Outre le fait qu'il est utilisé comme il a déjà été décrit pour des buts de contrôle automatique, il est aussi appliqué au potentiomètre à courant continu de la figure 6B. Ce réseau combiné avec les résistances R3, R4 et R5 de la figure 6A, permet un rapport de voltage de 8 (correspondant aux impédances de 10 à 500 ohms) qui peut être couvert de façon continue au moyen de deux cadrans et d'un commutateur de gamme. La cadran final Pl a une gamme continue de 0-0,1, le cadran grossier Sl commute de 1 à 1,9 en pas de 1 et le commutateur de gamme S2 divise par 1,2 ou 4.
L'étalon- nage du cadran fin est indépendant du réglage du cadran grossier et la gamme complète de 0,25 à 2, et peut en conséquence être couverte avec une grande précision. Les chiffres mentionnés ici indiquent des voltages relatifs seule- ment, mais peuvent être interprétés directement en impédances par étalonnage.
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Dans la figure 6Bm la résistance totale à partir du point G à la terre par un chemin ne comprenant pas la source de courant continu, c.à.d. ne passant pas par P2, est constante pour toutes les positions du commutateur couplé S1. Il est clair que le voltage sur Pl est une partie fixe de l'entrée du courant continu. Pour les valeurs montrées dans la figure, ce voltage est: courant continu d'entrée x 5000
100.000 + P2 quand S2 est dans la position 1. En pratique, P2 est utilisé pour régler le zéro de l'instrument comme décrit plus loin. S2 est établi pour changer la gamme du potentiomètre sans altérer son impédance d'entrée.
L'indicateur d'équilibre sera maintenant décrit. Pour faciliter le filtrage effectif sur une gamme étendue, un détecteur à haute impédance est désirable,et une sensibilité de quelques centaines de microampères par volt permettraient confortablement l'équilibrage à plus ou moins 0.1%.au moyen d'un appareil de mesure robuste à bobine mobile. Un étage d'appareil de mesure électronique est un choix convenable. Le détecteur montré dans la figure 6C utilise un tube à double triode V5 connecté sous la forme con- nue comportant un appareil micro-ampèremètre M1, 25-025m A, connecté entre les anodes. La résistance de cathode Rll est commune aux deux tubes et une valeur ohmique grande comparée à toutes les autres résistances dans le cir- cuit.
Il est clair que des variations affectant les deux tubes en parallè- le,à savoir des variations à haute tension, des fluctuations de température, etc, subiront une alimentation en retour près de 100%, tandis que des signaux appliqués sur la grille sont amplifiés en push-pull en raison du couplage de ca- thode. La sensibilité obtenue est 700mA microampères par volt, et un équi- librage sera maintenu indéfiniment lorsque le circuit est chauffé. Pour em- pêcher un dommage par surcharge, deux redresseurs à cristal polarisés W3 et W4 sont connectés sur l'appareil de mesure et une résistance R12 en série.
Une coupure aigue est obtenue jusqu'au delà de la déflexion complète de l'é- chelle, qui empêche complètement d'abîmer l'appareil de mesure, et ce sans produire de distorsion dans la forme de l'échelle. Le potentiomètre P3 est utilisé pour équilibrer le détecteur avec le commutateur à bouton S3 enfoncé.
L'alimentation en puissance est représentée dans la figure 7.
On a seulement indiqué une forme possible d'équipement, de nombreux autres arrangements étant également possibles.
Le redresseur V7 produit un débit uniforme positif (par rapport à la terre) d'environ 330 volts, et le redresseur V6, à la partie inférieure, produit un débit uniforme négatif d'environ 150 volts. Ce dernier est desti- né au retour de cathode du tube indicateur V5, de la figure 6C, et le pre- mier (330 volts) à l'amplificateur à courant continu de la figure 4.
Le tube V8 fournit une régulation en série dans le circuit d'ali- mentation à 330 volts pour produire un voltàge stabilisé de 250 volts pour l'alimentation de l'oscillateur de l'amplificateur et des étages indicateurs, le contrôle nécessaire pour le tube V8 étant fourni par le tube de contrôle @ V9 et les stabilisateurs à néon (ou autres stabilisateurs analogues) NI et N2.
La grille de contrôle pour V9 est obtenue à partir de la chaîne potentiomé- trique sur le débit à 250 volts.
Les alimentations de chauffage, isolées comme cela est nécessaire, sont obtenues à partir des enroulements secondaires à 6,3 volts sur le trans- formateur principal d'entrée ACT.
On considère maintenant l'effet des impédances parasites dans le diviseur de potentiel à radio fréquences. Il s'agit des impédances qui sont inévitablement présentes, en raison des limitations physiques du circuit et de celles qui sont indésirables, mais nécessairement introduites dans la technique des mesures.
En examinant la figure 6A, on verra que les impédances sur l'en- trée du réseau, c.à.d. sur le côté éloigné du câble, se trouvent sur l'oscil- lateur, et n'ont pas de conséquences nuisibles. La résistance série R est
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5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 @ du type tubulaire à carbone à haute stabilité, et est montée sur le conduc- teur central d'une ligne coaxiale. L'inductance distribuée et la capaci- tance associée avec celle-ci provoquent un angle de phase qui, bien que faible,peut avoir un effet notable sur la précision des mesures. L'effet restant est celui du réseau redresseur sur le câble, et peut être facilement analysé par une méthode graphique.
Dans la figure 8 chaque cercle représente le lieu d'un vecteur d'admittance ayant son origine en 0 pour un câble ayant - une valeur choisie d'atténuation totale, c.à.d. le produit de la constante d'atténuation par la longueur. Si une susceptance est placée sur le câble le nouveau lieu peut être obtenu en déplaçant l'origine le long de l'axe des ordonnées, jusqu'à 0' (cette représentation ayant été exagérée). Le réseau redresseur donnera alors les débits minimum à maximum correspondant à 0'T,
0's respectivement si on néglige la petite correction due à 1,'effet d'angle de phase sur la distribution de voltage entre R et le câble . L'addition d'une conductance déplacera l'origine vers la gauche.
Il est clair que de petites susceptances sont sensiblement annu- lées par un léger réglage de l'accord, mais que les conductances sont direc- tement additives. Il y a évidemment une différence entre le voltage obtenu sur un câble ayant une impédance résistive donnée et celui qui serait obte- nu en utilisant une résistance de grandeur égale, étant donné que dans le dernier cas il n'y a pas d'accord de réactances parasites.
On considérera maintenant l'étalonnage en impédance. 1'étalonna- ge initial est limité par l'appareillage disponible et par la difficulté ré- sultant des réactances parasites discutées ci-dessus. Le moyen d'étalonnage idéal serait une grande longueur de- câble uniforme ayant des constantes con- nues avec précision. Un tel étalonnage enlèverait immédiatement toutes les erreurs dues aux réactances parasites,mais les câbles de la pratique ne sont pas suffisamment uniformes pour permettre des calcules corrects dans une gamme de 10 à 500 ohms. Au lieu de ceci, on utilise un procédé permettant l'emploi d'un circuit accordé et d'une résistance à la place du câble. Dans la figure 9, R est, comme précédemment, la résistance, rl cl représentent la résistance effective et là capacitance du réseau redresseur.
RD représente 1-'impédance dynamique d'un circuit accordé comprenant L2, C2 et les éléments parasites, et r2 est une résistance du type à haute fréquence.
Dans la pratique, il n'est pas possible de connecter le circuit accordé sur rl sans quelque inductance (représentée par L1) mais l'effet peut être mini- misé par l'emploi d'une courte longueur de ligne coaxiàle ayant un rapport de diamètre voisin de l'unité.
La fréquence de l'osculateur est réglée à cinq mégapériodes par seconde, et r2 fait 500 ohms. C2 est réglé pour donner un voltage maximum sur le réseau redresseur. Des valeurs différentes de r sont alors insérées sans nouveau réglage de C2, et le voltage mesuré pour chaque valeur de r2.
Une courbe d'étalonnage est alors tracée, montrant les volts obtenus pour la résistance effective RE, où R est la résistance de r en parallèle avec RD.
Le processus est répété en divers points dans la gamme de fréquences., et une famille de courbes est obtenue, telle que représentée dans la figure. 10.
La dispersion se produisant à l'extrémité à basse résistance des courbes est en rapport avec la présence d'une petite inductance L1, qui, on peut le souligner, ne provoque pas de dispersion lorsque les câbles sont soumis aux essais. Les courbes d'étalonnage véritables en conséquence nécessitent des corrections pour tenir compte de cette inductance, et le résultat est un éta- lonnage indépendant de la.fréquence qui coïncide avec celui montré à cinq mégapériodes par seconde. En l'absence de tout effet de fréquence, la forme de la caractéristique impédance-voltage peut être facilement calculée. Si on tolère de petits changements dans rl avec le voltage, les valeurs calcu- lées peuvent être montrées comme correspondant précisément avec la courbe d'étalonnage.
Ceci est particulièrement utile comme vérification de l'éta- lonnage pour de faibles impédances.
Des impédances de câble voisines de 75 ohms peuvent être correctement
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mesurées au moyen de l'appareillage disponible. Une comparaison peut en con- séquence être entreprise dans le double but de vérifier l'étalonnage à ces valeurs et d'obtenir des valeurs précises pour la résistance utilisée dans le montage. La concordance a été atteinte dans les limites de 0,1%.
La stabilité est influencée par trois facteurs: (1) Un changement dans l'amplitude de l'oscillateur résultant de variations dans le potentiel de batterie, du vieillissement des tubes, etc.
(2) Un changement dans le courant traversant le potentiomètre à courant continu en raison de variations de Inefficacité du redresseur.
(3) Des variations de la valeur de la résistance série R dues à la température, à l'humidité, au vieillissement à des chocs mécaniques, etc.
Les points (1) et (2) multiplient effectivement la courbe d'éta lonnage par un facteur constant, tandis que le point (3) multiplie à la fois la courbe d'étalonnage et produit un distorsion de la forme de la courbe.
Il est clair que si la courbe pouvait être déplacée pour coïncider avec l'éta- lonnage d'origine en un point choisi, une plus petite erreur serait en géné- ral produite, cette erreur étant en fait 0 au point d'intersection. Mainte- nant, dans l'appareil qui doit être utilisé exclusivement pour des câbles ayant une impédance caractéristique spécifique, disons 75 ohms, les excursions d'impédance sont géométriquement centrées sur cette valeur.
L'action de régla- ge du zéro a en conséquence été disposée pour amener le point à 75 ohms, par e- xemple, en coïncidence, comme il a déjà été exposé, et il s'ensuit que dans l'évaluation de Zo à partir de la formule Zo = Z1Z2, l'impédance carac- téristique est obtenue avec une grande précision, même pour des changements ap- préciables dans les points spécifiques de la courbe d'étalonnage.
L'exposé qui précède a été fait en se basant seulement sur des tests de fréquence fondamentale, sans tenir compte de l'effet des harmoniques. On peut montrer que dans certaines conditions des harmoniques peuvent considéra- blement influencer les résultats, et qu'un étalonnage en tenant compte de char- ges purement résistives n'est pas valable, excepté pour des impédances voisines de l'impédance caractéristique du câble. Pour des mesures de précision sur des câbles présentant de larges variations d'impédance, la comparaison peut ê- tre faite avec un câble de caractéristiques connues. Ceci n'est pas générale- ment un désavantage, étant donné que des tests sur des courtes longueurs de câble concernent ordinairement plus la détection d'un manque d'uniformité dans la fabrication que des mesures absolues des caractéristiques.
Pour l'étalonnage en fréquence, une sonde à radio fréquence peut être couplée avec un ondemètre au moyen d'un fil de cuivre faisant un seul tour et, à des intervalles de cinq degrés sur le cadran de fréquences la fréquence mesurée avec une précision d'approximativement 0,1%. Ceci est adé- quat pour le réglage principal de la fréquence, mais il est nécessaire, pour la détermination de la constante de phase, de mesurer de petits changements de fréquence qui ne peuvent être raisonnablèment lus sur l'étalonnage de la fréquence principale. Une courbe additionnelle doit en conséquence être éta- blie pour chacune des trois gammes de fréquences,de façon à montrer la pente de la courbe de fréquence de kilopériodes par seconde, par degré, pour toutes fréquences moyennes choisies..
On considérera maintenant la précision des mesures. Une spécifica- tion complète de la précision obtenue n'est pas praticable, étant donné qu'elle dépend dans une certaine mesure de la longueur et de l'atténuation du câble à mesurer, mais on peut dire que l'impédance caractéristique d'un câble peut être déterminée à 0,1%, tandis que la constante d'atténuation peut être mesu- rée avec en général une précision légèrement inférieure. La mesure de ss dépend tellement de la longueur du câble sous essai qu'aucune estimation utile ne peut être donnée, mais que, comme guide, on peut dire que les incréments de fréquence s'étendant entre 1 kilopériode par seconde et 17 kilopériodes par seconde sont discernables, suivant la fréquence.
La précision des mesures est aussi affectée par la nature des ter- minaisons de câbles employées, et on peut montrer à partir d'une étude de l'ef-
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fet des harmoniques dans l'alimentation en radio fréquences que les cas (a) et (c) considérés dans l'analyse ci-dessus R (ZT) = # et R(ZT) Zo sont défavorables à ce point de vue.
Dans le cas (a) par exemple, Z2 peut être mesuré avec précision, mais Z1 est susceptible de sérieuses erreurs, et dans le cas (c) la situation est analogue,bien que 1'erreur sur Z1 soit généralement moins sérieuse.
L'analyse faite jusqu'à présent est évidemment incomplète en ce que seulement des cas extrêmes ont été considérés quantitativement, et qu' aucun effort n'a été fait pour indiquer à quelle valeur de l'impédance ac- tuelle du câble les erreurs deviennent intolérables dans des conditions par- ticulières de câble sous essai-. Cet examen est justifiée étant donné qu'il sert de façon adéquate à indiquer les conditions d'opération optima, et il montre que même lorsqu'on effectue des mesures dans une gamme d'impédance étendue, les erreurs peuvent être maintenues dans une-limite, seulement quel- que peu éloignée du pourcentage réel de distorsion résultant de l'oscillateur.
Des cas spécifiques examinés (a) et (c) sont particulièrement indésirables lorsque l'emploi d'une grande gamme est envisagé. Il est en conséquence recom- mandé que des mesures soient normalement faites sur des câbles qui sont soit court-circuités, soit terminés avec une impédance ayant une composante résis- tive moindre que Zo.
On examinera maintenant le processus des mesures.. Pour déterminer Z1, Z2 et # f, la procédure de mesure suivante est adoptée : (1) des bobines sont insérées suivant la gamme de fréquences dars laquelle les mesures doivent être faites.
(2) le cadran de fréquences est réglé-sur la fréquence requise (3) les cadrans d'amplitude sont réglés suivant la lecture donnée sur le graphique d'étalonnage par rapport à un étalonnage à 75 ohms.
(4) Le moyen d'étalonnage à 75 ohms est connecté à la "sonde" et le zéro est réglé pour obtenir l'équilibre. L'équilibre est obtenu lorsque la dépression de S3 ne provoque pas de changement dans la lecture de l'appareil de mesure.
(5) Le câble est connecté et l'oscillateur est désaccordé légèrement pour obtenir des valeurs maxima et minima,, les valeurs de Z1 et de Z2 étant notées. Le câble doit être terminé si Z1 ou Z2 sont en dehors de la gamme de l'ensemble (voir plus haut).' (6) La fréquence est variée par petits incréments de part et d'au- tre du réglage principale et la séparation est mesurée entre un nombre conve- nable de pointes d'impédance de même signe. Appelons alors f' la différence totale de fréquences lues sur le graphique de fréquence incrémentielle, pour n pointes, alors la séparation moyenne entre deux pointes adjacentes est donnée par .
# f = f'/n: zo, Ó / ou vie peuvent être alors déterminés par substitution dans les formules correspondantes de la figure 11. La lon- gueur du câble est ici exprimée en milles et c = 186.280 milles par seconde.
Bien que l'invention ait été décrite en relation avec des exemples particuliers de réalisation, et certaines modifications de ceux-ci, il doit être bien compris que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne doit pas limiter la portée de la présente invention.
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IMPEDANCE MEASURING DEVICE.
(having been the subject of a patent application filed in Great Britain on July 6, 1949 in the names of Standard Telphones and Gables Ltd. and of A.F. Boff Declaration of the applicant -). '
The present invention relates to impedance measurement equipment, in particular in the case of equipment for testing coaxial cables intended for use at very high frequencies.
In devices for measuring impedance, attenuation and analogous parameters of reactive networks, particularly for radio frequencies, relating to long lengths of coaxial cables, it has hitherto been found necessary to use bridges of. measurement, and when the measurements have to be made for a number of frequencies, the corre- sponding work makes the measurements slow and tiring by the known methods, since a double balancing by successive approximations for the reactive and resistive elements must be done for each individual measure.
An object of the present invention is to reduce the labor required to make accurate measurements of the parameters of a coaxial cable. or analog networks at radio frequencies by providing a method of measurement by direct reading which does not use balances by a process of successive approximation.
According to a feature of the present invention, a high frequency alternating current impedance comparator comprises: a variable high frequency alternating current generator, continuously in a chosen frequency range, but having a level of substantially stable flow in the said range; a standard sets suitable characteristics; means for applying the output of the generator in series with a fixed resistance to the input terminals of a network whose impedance is to be determined;
and direct current means for comparing the amplitude of the voltages existing at said input terminals with the amplitude of the vel- tages existing at the input of said resistor, from which it follows that successive maximum and minimum values of the network impedance, occurring with the continuous variation of the frequency, can be observed and can be determined with reference to said resistance
The invention will be described in relation to the accompanying drawings,
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which represent a preferred embodiment of the invention in the case of measurement by a method of comparison of standard transmission parameters of coaxial cables.
In the drawings:
Figure 1 represents a frequency impedance characteristic of a long coaxial cable,
Figure 2 is a diagram illustrating the basis of the adopted measurement process,
FIG. 3 is a diagram representing the fundamental circuit of the detector employed in the adopted measurement method,
Figure 4 shows a schematic circuit of the combined oscillator, the power amplifier and the feed back amplifier,
Figure 5 graphically shows the magnitude of the entire control characteristic of the equipment of Figure 4,
Figure 6 shows the comparator itself including the divisor
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of radio frequency potential included in the "probe" applied to the cable under test (section figure 6A), a DC potentiometer circuit (figure 6B)
which provides a predetermined reference voltage, and a dual diode detector circuit, or a comparator tube voltmeter (Figure 6G),
Figure 7 shows a power attenuator that can be used with the equipment,
Figure 8 shows a family of admittance circles for cables with various attenuation values,
Figure 9 shows a simplified equivalent circuit for the calibration of the test device by means of the resistance and tuned circuit method,
Figure 10 shows an impedance-frequency calibration table, and
FIG. 11 shows a table for the calculation of the normal transmission parameters of a cable from the knowledge of the measurements taken.
By arranging Figures 7, 4 and 6 side by side in this order, a complete circuit diagram of the impedance comparator is obtained.
It can be shown, by means of the elementary theory of transmission lines, that the general equation giving the impedance of the transmitting end C of a cable terminated at its far end by an impedance
EMI2.2
ZT is 2 + Z 0 tanh (0 {+ j) Z 1 + 7: 1 tanh (o ("" ,. jg) L
Zo (see for example "High Frequency Transmission Lines !! by Willis Jackson, published by Methuen).,
In this equation,
Zo is the characteristic impedance of the cable, is the attenuation constant, is the phase constant,
L is the physical length of the cable. j is the vector operator (-1).
By making certain assumptions about the nature of ZT, certain simplifications are obtained for Z, and certain conclusions could be
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drawn. Four special cases can be considered, and these cases are as follows:
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(a) cable open at its far end, i.e. ZT = 0 ((b) cable run at its far end, i.e. 2.r = 0.
(c) and (d) 'cable determined by a finite impedance whose resistive element R (ZT) is either greater than Zo or smaller than Zo.
EMI3.2
By suitable substitution of these values for ZT in general equation (1) above, it is possible to obtain the expressions for the four important parameters of a cable (or similar network) in terms of measurable quantities, and such expressions, obtained for the four cases considered, are shown in figure 11, where the four parameters are listed as follows:
(i) characteristic impedance, Z2 (ii) attenuation constant Ó
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(iii) phas0 constant; and (iv) speed ratio v / c The new symbols introduced in this table are:
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ZI and Z2. minimum and maximum values respectively of 1 z 1, the modulus of Z; v, speed of electromagnetic waves in the cable; c, speed of electromagnetic waves in vacuum; f, frequency of the electromagnetic waves considered; f, frequency increment between two impedance peaks of the same sign (this will be explained later).
It may be desirable to represent in some detail some of the calculations of the expressions from (i) to (iv) for a chosen value.
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of ZT ,, ma., if it is not necessary to do more than indicate the measures to be taken for the other three cases, and a suitable value of 751, to be chosen is that given by (a), i.e. ZT = -In this case, by making the substitution in (1) we have the equation:
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.a = Z coth (oC '+ li) L saseeeoosas4ae (2) which developed and rationalized, becomes the equation:, -, ¯ ¯ s' r W GO 1.t + IW .L1 .. # .. <. ...
(3) 2 2 cosh2 .... (L - cos2 L
In this equation, the attenuation constant is a function first of all of the geometry and physical form of the cable, and although it varies with f, it can be assigned a fixed value for small changes in frequency. The phase constant
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= 27 '(/. Á - 2 ïC fv varies almost directly with frequency, and is therefore the term responsible for the frequency characteristic of the cable impedance. If fixed values are assigned to Ó L, and if Z is plotted in the graph in a plane following a function of ss L, a family of circles is obtained representing the loci of impedance. Alternatively, if I / Z is plotted as a function of ss L, the family of circles obtained represents the places of admittance.
A typical set of features is shown in Figure 8 in which it will be noted that. each circle has a diameter along the real axis. As the frequency varies, the impedance modulus moves between extreme values represented by the ends of the diameter on the real axis and plots the impedance characteristic- typical frequency of
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figure 1. It is important to note that Z and Z2 in figure 1 correspond to purely resistive points on the circle diagrams.
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Now the minimum value of 1 i occurs when / C'L = (2n - 1) 7tu and in this case Inequation (3) reduces to Zr Z tans d. L ooo * ooow ** ea * a ooo ao (4> Similarly 1 Z is at a maximum value when: 1L 7-C n and then z2 = Z coth 0 (Loo ... 0 ".... ................. (5) By multiplying equations (5) and (4) we obtain:
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Il Z2 = Zo 2 or Gt - c7-t e L .. "" "." '' '' '' '' '' '' '' '' '' '' '' 0. (6) It follows from Inequation (4) that: t, ailh -0L = nz tanh. <L ZO V LJl! Z2 or t1 \ = L tanh V "/ 7 / -Z, - (% 7) with tan- h -1 = arc tanh
Using equations (6) and (7) accordingly, Zo and Ó can be determined by the measurements of Z1 and Z2.
The phase constant, 4 is defined by 2 Ò # but given that # = v / f, it can be expressed easily:
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2 v nf '. "" "" 0. ".." 0 "'. 0 (8)
Now it is clear from Figure 8 that the change in ss l for successive maximum or minimum values of Z is Ò.
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As a consequence, a change in <1 L = 2 TC v = 7T '(9) in which v = 2L z 1 0 0 oao 0 onsaseooeeaeeaaaas (10) Substituting this value for v in (8) we have: = yoeowoseeeeeeeosesoea san (He) and also from (10) v / e = '00 "0". '0 .. "" "(12)
The phase constant and the speed ratio can thus be deduced from the measurements of ±, and from the knowledge of L and f.
All necessary cable parameters can therefore be determined by measurements on an open circuit cable.
An analogous method for cases (b), (c) and (d) can be used ;, leading to the results shown in figure 11, -but an explanatory word is needed for (c) and (d).
It will be observed from FIG. 8 that, as L becomes smaller, the difference between Z1 and Z2 increases. With short cable lengths, values of Z and Z2 may therefore fall outside the practical measurement range. In such cases, they can be kept within limits by terminating the cable with an impedance having a known resistive element. This has the effect of virtually increasing Ó L. There are two cases to con-
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to be amazed, the one when R (fla)> zo, and the second when R (Zrp) Zoy but as in the cases in open circuit 'and in short circuit, both conducted
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feels the same results and analogous formulas.
Suitable values to substitute for Zt to satisfy conditions (c) and (d) are:
ZT = Zo coth R .............. (13) and
ZT = Zo tanh R1 ................. (14)
In the above, the impedances are expressed in ohms, ss in radians per unit length (as desired), Ó in nepers per unit length (as desired). The conversion from nepers to decibels is done by the formula: decibels = 8.686 x nepers
The above analysis shows that at radio frequencies the impedance-frequency charac- teristic of a long coaxial cable (or an equivalent network) has the form shown in figure 1, which represents the im curves. - pedance for the two extreme cases discussed, namely (a) and (b).
The Z impedance, measured along the ordinates, is complex, but becomes purely resistive at the extreme values Z1 and Z2 and as indicated from the measurements of Z1 and Z2 and ± (the frequency of separation of the adjacent points of the same curve), with knowledge of the physical length of the cable, the characteristic impedance, the attenuation constant, the phase constant and the speed ratio can be calculated.
Known techniques for measurements on coaxial cables at radio frequencies -, the radio frequency bridge (described in an article entitled "Impedance bridges for use on coaxial cables for the frequency range 60 Kc / s at 40 Mc / s "by Bray and Taylor, in the Test Report
No. 1488, Part 1 General Post Office) and by the susceptibility variation measuring apparatus of Hartshorn and Ward (described in an article entitled "Measuring the characteristics of concentric cables at frequencies between 1 and 100 Mc / s "by TI Jones - Jnl. Inst. Elec. Engs. Part III, N 8, December
1942) are the most commonly used.
The latter provides a precise means of measurement for short cables, but it is not suitable for cable lengths exceeding a few meters, due to the magnitude of the damping introduced into the resonant circuit.
For tests of very long cables and particularly for field measurements, the bridge methods until now have been used exclusively. Radio frequency bridges, however, require careful balancing at each frequency, and use a detector (usual-
A radio receiver), which must be tuned separately. The process for finding the purely resistive impedances Z1 and Z2 by successive frequency adjustments is therefore rather laborious.
It would of course be very advantageous to have a direct indication of the magnitude of the cable impedance, especially if frequency changes do not involve any adjustment except the adjustment of the oscillator. The impedance-frequency characteristic of Figure 1 could then be obtained as quickly as desired by simply turning a knob. Such a method would also be very interesting for the ...: verification of cable lengths terminated by repeaters in which the impedance-frequency characteristic due to irregularities in the line or to impedance matching faults at junctions occurs erratically.
Routine checks on such lines actually required hundreds of readings at the bridge to ensure detection of sudden irregularities. Consideration of these facts led to the development of a test apparatus based on the elementary circuit given in figure 2.
Here Z can be expressed as a function of the resistance constant R and the ratio of voltages e / E, if the phase angle is known. This ratio can easily be determined using the circuit of Figure 3.
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In figure 3, the generator voltage E applied to the measuring circuit in R is rectified by the rectifier Wl, producing a drop in direct current potential on the resistor r1, and the wire voltage e, rectified by the rectifier W2, produces a drop in direct current potential r2, which is balanced by the detector DET with respect to the drop on rl, by means of a sliding contact on rl, which takes the portion ao A for balancing, e / E = a / r1 and r1 can be suitably calibrated against Z, for a particular value of R.
By rectifying the radio frequency voltages E and e to their points of origin, a detecting device can then be used away from these points.
The values obtained from this circuit by rectifying these radio frequency volts will not correspond exactly to the characteristic of figure 1, for all the values of Z, since e depends on the phase angle, but at the extreme values of Z, i.e. Z1 and Z2, they will adjust, since at these points the phase angle is zero. It can be shown from the circle diagram of Figure 8 that the minimum and maximum values of this e / E ratio always correspond to Z1 and Z respectively, despite the effects of the phase angle. The circuit of Figure 3 is set to be independent of fluctuations in the supply voltage E, so that when the frequency changes, such fluctuations are not confused with the effect of changes in Z.
Although both rectifiers are working on those parts of their characteristics which can be considered straight, their very small non-linearity requires that E still be kept within fairly narrow limits if precision measurements are desired.
In the apparatus which will now be described, a great constancy of the flow voltage is obtained by means of a feedback amplifier system. A high oscillator voltage is provided to ensure the operation of the two rectifiers over an approximately linear part of their characteristics, even for the smallest values of Z. In the following, the construction of the circuit is examined in detail.
FIG. 4 represents the circuit of the oscillator and of the power amplifier.
The main conditions to be satisfied by the power source are first of all the constancy of the amplitude over a wide range, and for all possible load conditions; then good frequency stability for short periods of time. The first of these characteristics has been achieved by using an amplified DC feedback supply, and the second by a suitable choice of the component elements of the oscillator.
The oscillator itself is constituted by a tuned pentode amplifier V3, with an inductive feedback supply (L2-Rl-Cl) which is used as the main oscillator feeding a power amplifier V4, by a coupling capacitor C5. The frequency range (5 to 30 mega-periods per second) is converted to three ranges by pairs of voice coils, Ll-L2, and L3 tuned by coupled capacitors C2 (for L1), and C3 (for L3) . C4 is a boost capacitor for Ll. The output of the amplified oscillator is taken from L3, and supplied by a coupling capacitor C6 to a cable under the OL screen whose screen is earthed.
The flow amplitude control is easily performed on the screen grid of V3 by checking the screen grid potential in conjunction with the amplified DC feedback supply from the measurement circuit. For this purpose, the flow from V4 is rectified in the measurement circuit of FIG. 6A by a crystal rectifier on the input of the radio frequency potential divider network which will be described.
The difference between the DC voltage obtained in this way and a fixed reference potential EREF (shown as a battery in Figure 4) is applied by a gate resistor R2 to the gate of a pentode amplifier V1 directly coupled to a cathode follower V2,
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which together constitute a high gain, low output impedance DC amplifier.
The overall voltage gain is quite large, and since the DC feedback system uses only the difference between the rectified RF voltage and the DC reference potential, it It is clear that the gain stability of the amplifier is not of primary importance. In Figure 5, the RF output voltage is shown as a function of the differential voltage applied to the DC return feed line. In operation, the radio frequency rate is maintained at a peak of 11 volts, at all frequencies and at all loads, the required sensitivity being obtained under these conditions.
The detector circuit is shown in Figure 3. It is constituted by the circuits shown in Figures 6A, 6B and 6C. All of the radion frequency component elements included in Figure 6A are contained in a probe which is directly connected to the cable. The rectified voltage is accordingly taken from the DC potentiometer arrays of Figure 6B, which may be suitably removed from the probe. A DC amplifier and DC meter, shown to the right of Figure 6C, include the detector.
The potential divider r of figure 3 is thus made up of resistors R3, R4 and R5 of figure 6A, contained in the probe, combined with the network of figure 6B The component elements of the circuits of figure 6 will now be examined. born in detail.
The radio frequency potential divider is shown in Figure 6A. In the "probe" circuit of Figure 6A, the radio frequency voltage of Figure 4 is applied to resistor R in series with the cable under test. Capacitors C7 and C8 with resistors R3, R6 and crystal rectifier W1, comprise a network which produces a direct current voltage between terminal A and earth, proportional to the peak value of Eo. It is this voltage that is used in the automatic amplitude control system, and, since C7 can be connected to measure Eo at the point where voltage is applied to resistor R, the OL line from the Oscillator unit can be as long as desired, without introducing errors.
An identical network made up of C11, C12, R7, RIO and W2 is used to measure the peak volts on the cable. R4, C9, R5, C10 and R8, C13, R9, C14 constitute radio frequency filters; two-stage, and are as similar as sensitivity considerations allow. The two rectifier networks are therefore almost identical, and any relative frequency effect on their characteristics will be minimized.
A suitable feature is that the voltages appearing at terminals A and B are effectively isolated from the radio frequency circuits by the filters, and contain only the DC component elements.
These direct current voltages are conducted from the probe to the rest of the apparatus by a flexible cable containing the coaxial line OL for the radio frequency supply and with two wires under screen for the direct current potentials.
The DC potentiometer is shown in figure 6B where it appears at point A. Besides being used as already described for automatic control purposes, it is also applied to the DC potentiometer of the figure 6B. This network combined with resistors R3, R4 and R5 of figure 6A, allows a voltage ratio of 8 (corresponding to the impedances of 10 to 500 ohms) which can be covered continuously by means of two dials and a switch of range. The final dial Pl has a continuous range of 0-0.1, the coarse dial Sl switches from 1 to 1.9 in steps of 1, and the range switch S2 divides by 1.2 or 4.
The fine dial calibration is independent of the coarse dial setting and the full range from 0.25 to 2, and can therefore be covered with great precision. The figures mentioned here indicate relative voltages only, but can be interpreted directly into impedances by calibration.
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In figure 6Bm the total resistance from point G to earth through a path not including the direct current source, i.e. not passing through P2, is constant for all the positions of the coupled switch S1. It is clear that the voltage on P1 is a fixed part of the direct current input. For the values shown in the figure, this voltage is: input direct current x 5000
100,000 + P2 when S2 is in position 1. In practice, P2 is used to set the zero of the instrument as described later. S2 is set to change the range of the potentiometer without altering its input impedance.
The balance indicator will now be described. To facilitate effective filtering over a wide range, a high impedance detector is desirable, and a sensitivity of a few hundred microamperes per volt would comfortably allow balancing to plus or minus 0.1% using a robust measuring device at voice coil. An electronic measuring device stage is a suitable choice. The detector shown in Fig. 6C uses a double triode tube V5 connected in the known form having a micro-ammeter M1, 25-025m A, connected between the anodes. Cathode resistance R11 is common to both tubes and has a large ohmic value compared to all other resistors in the circuit.
It is clear that variations affecting the two tubes in parallel, i.e. variations at high voltage, temperature fluctuations, etc., will be fed back almost 100%, while signals applied to the grid are amplified. in push-pull due to cathode coupling. The sensitivity achieved is 700mA microamperes per volt, and a balance will be maintained indefinitely when the circuit is heated. To prevent overload damage, two polarized crystal rectifiers W3 and W4 are connected to the meter and a resistor R12 in series.
A sharp cut is obtained up to beyond the complete deflection of the scale, which completely prevents damage to the measuring device, without producing any distortion in the shape of the scale. Potentiometer P3 is used to balance the detector with the button switch S3 pressed.
The power supply is shown in Figure 7.
Only one possible form of equipment has been indicated, many other arrangements also being possible.
The V7 rectifier produces a positive uniform flow (relative to ground) of about 330 volts, and the V6 rectifier, at the bottom, produces a negative uniform flow of about 150 volts. The latter is intended for the cathode return of the indicator tube V5, of FIG. 6C, and the first (330 volts) for the direct current amplifier of FIG. 4.
The V8 tube provides series regulation in the 330 volt power circuit to produce a stabilized 250 volt voltage for powering the amplifier oscillator and indicator stages, the necessary control for the tube. V8 being supplied by the control tube @ V9 and the neon stabilizers (or other similar stabilizers) NI and N2.
The control grid for V9 is obtained from the potentiometric chain on the flow at 250 volts.
The heating supplies, isolated as needed, are obtained from the 6.3 volt secondary windings on the ACT main input transformer.
We now consider the effect of parasitic impedances in the radio frequency potential divider. These are the impedances which are inevitably present, due to the physical limitations of the circuit and those which are undesirable, but necessarily introduced in the measurement technique.
By examining Figure 6A, it will be seen that the impedances on the input of the network, ie. on the far side of the cable lie on the oscillator, and have no detrimental consequences. The R series resistor is
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5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 @ of the high stability carbon tubular type, and is mounted on the center conductor of a coaxial line. The distributed inductance and the capacitance associated with it cause a phase angle which, although small, can have a noticeable effect on the accuracy of the measurements. The remaining effect is that of the rectifier network on the cable, and can be easily analyzed by a graphical method.
In figure 8 each circle represents the locus of an admittance vector having its origin at 0 for a cable having - a chosen value of total attenuation, i.e. the product of the attenuation constant times the length. If a susceptance is placed on the cable the new locus can be obtained by moving the origin along the y-axis, up to 0 '(this representation having been exaggerated). The rectifier network will then give the minimum to maximum flow rates corresponding to 0'T,
0's respectively if we neglect the small correction due to 1, 'phase angle effect on the voltage distribution between R and the cable. Adding a conductance will shift the origin to the left.
It is clear that small susceptances are appreciably canceled by a slight adjustment of the tuning, but that the conductances are directly additive. There is obviously a difference between the voltage obtained on a cable having a given resistive impedance and that which would be obtained using a resistance of equal magnitude, since in the latter case there is no agreement of parasitic reactances.
We will now consider the impedance calibration. The initial calibration is limited by the apparatus available and by the difficulty resulting from the parasitic reactances discussed above. The ideal means of calibration would be a long, uniform cable length having precisely known constants. Such a calibration would immediately remove any errors due to parasitic reactances, but the practice cables are not sufficiently uniform to allow correct calculations over a range of 10 to 500 ohms. Instead, a method is used which allows the use of a tuned circuit and a resistor in place of the cable. In FIG. 9, R is, as before, the resistance, r1 cl represent the effective resistance and the capacitance of the rectifier network.
RD represents the dynamic impedance of a tuned circuit comprising L2, C2 and parasitic elements, and r2 is a resistor of the high frequency type.
In practice, it is not possible to connect the tuned circuit to rl without some inductance (represented by L1) but the effect can be minimized by using a short length of coaxial line with a ratio of diameter close to unity.
The frequency of the osculator is set to five mega-periods per second, and r2 is 500 ohms. C2 is set to give maximum voltage on the rectifier network. Different values of r are then inserted without new adjustment of C2, and the voltage measured for each value of r2.
A calibration curve is then plotted, showing the volts obtained for the effective resistance RE, where R is the resistance of r in parallel with RD.
The process is repeated at various points in the frequency range, and a family of curves is obtained, as shown in the figure. 10.
The dispersion occurring at the low resistance end of the curves is related to the presence of a small inductor L1, which, it can be emphasized, does not cause dispersion when the cables are tested. True calibration curves accordingly require corrections to account for this inductance, and the result is a frequency independent calibration which coincides with that shown at five mega-periods per second. In the absence of any frequency effect, the shape of the impedance-voltage characteristic can be easily calculated. If small changes in r1 are tolerated with voltage, the calculated values can be shown to correspond precisely with the calibration curve.
This is particularly useful as a calibration check for low impedances.
Cable impedances around 75 ohms can be correctly
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measured using available apparatus. A comparison can therefore be undertaken for the dual purpose of verifying the calibration at these values and obtaining accurate values for the resistance used in the assembly. Agreement was reached within 0.1%.
Stability is influenced by three factors: (1) A change in the amplitude of the oscillator resulting from variations in battery potential, aging of tubes, etc.
(2) A change in the current through the DC potentiometer due to changes in rectifier inefficiency.
(3) Variations in the value of the R series resistance due to temperature, humidity, mechanical shock aging, etc.
Points (1) and (2) effectively multiply the calibration curve by a constant factor, while point (3) both multiplies the calibration curve and distorts the shape of the curve.
It is clear that if the curve could be moved to coincide with the original calibration at a chosen point, a smaller error would generally be produced, this error being in fact 0 at the point of intersection. Now, in the apparatus which is to be used exclusively for cables having a specific characteristic impedance, say 75 ohms, the impedance excursions are geometrically centered on this value.
The zero setting action has therefore been arranged to bring the point to 75 ohms, for example, in coincidence, as already discussed, and it follows that in evaluating Zo to From the formula Zo = Z1Z2, the characteristic impedance is obtained with great precision, even for appreciable changes in specific points of the calibration curve.
The above discussion has been made based only on fundamental frequency tests, without taking into account the effect of harmonics. It can be shown that under certain conditions harmonics can considerably influence the results, and that a calibration taking into account purely resistive loads is not valid, except for impedances close to the characteristic impedance of the cable. For precision measurements on cables with large variations in impedance, the comparison can be made with a cable of known characteristics. This is not generally a disadvantage, as tests on short lengths of cable are usually more concerned with detecting a lack of uniformity in manufacture than with absolute measurements of characteristics.
For frequency calibration, a radio frequency probe can be coupled with a wavemeter by means of a copper wire making a single turn and at five degree intervals on the frequency dial the frequency measured with an accuracy of d. approximately 0.1%. This is adequate for the main frequency tuning, but it is necessary for the determination of the phase constant to measure small changes in frequency which cannot be reasonably read on the main frequency calibration. An additional curve must therefore be established for each of the three frequency ranges, so as to show the slope of the frequency curve in kiloperiods per second, per degree, for any chosen average frequencies.
We will now consider the precision of the measurements. A complete specification of the accuracy obtained is not practicable, since it depends to some extent on the length and attenuation of the cable to be measured, but it can be said that the characteristic impedance of a cable can be determined at 0.1%, while the attenuation constant can usually be measured with slightly lower accuracy. The measurement of ss is so dependent on the length of the cable under test that no useful estimate can be given, but as a guide it can be said that the frequency increments ranging between 1 kiloperiod per second and 17 kiloperiods per second are discernible, depending on the frequency.
The accuracy of the measurements is also affected by the nature of the cable termi- nals employed, and it can be shown from a study of the ef-
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f the harmonics in the radio frequency power supply that cases (a) and (c) considered in the above analysis R (ZT) = # and R (ZT) Zo are unfavorable from this point of view.
In case (a) for example, Z2 can be measured accurately, but Z1 is susceptible to serious errors, and in case (c) the situation is analogous, although the error on Z1 is generally less serious.
The analysis made so far is evidently incomplete in that only extreme cases have been considered quantitatively, and no effort has been made to indicate at what value of the present cable impedance the errors become. intolerable under special cable conditions under test. This review is warranted since it serves adequately to indicate optimum operating conditions, and it shows that even when making measurements over a wide impedance range, errors can be kept within a limit. , only somewhat distant from the actual percentage of distortion resulting from the oscillator.
Specific cases examined (a) and (c) are particularly undesirable when the use of a wide range is envisaged. It is therefore recommended that measurements be normally made on cables which are either short-circuited or terminated with an impedance having a resistance component less than Zo.
The measurement process will now be examined. To determine Z1, Z2 and # f, the following measurement procedure is adopted: (1) coils are inserted according to the frequency range in which the measurements are to be made.
(2) the frequency dial is set - to the required frequency (3) the amplitude dials are set to the reading given on the calibration graph versus a 75 ohm calibration.
(4) The 75 ohm calibration medium is connected to the "probe" and zero is set to achieve equilibrium. Equilibrium is achieved when the depression of S3 does not cause a change in the reading of the meter.
(5) The cable is connected and the oscillator is detuned slightly to obtain maximum and minimum values, the values of Z1 and Z2 being noted. The cable must be terminated if Z1 or Z2 are outside the range of the assembly (see above). ' (6) The frequency is varied in small increments across the main setting and the separation is measured between an appropriate number of impedance peaks of the same sign. Let us then call f 'the total difference of frequencies read on the incremental frequency graph, for n points, then the average separation between two adjacent points is given by.
# f = f '/ n: zo, Ó / or vie can then be determined by substitution in the corresponding formulas in figure 11. The length of the cable is here expressed in miles and c = 186,280 miles per second.
Although the invention has been described in connection with particular embodiments, and certain modifications thereof, it should be understood that this description is made only by way of example and should not limit the scope of the invention. present invention.