<Desc/Clms Page number 1>
DISPOSITIF DOUBLEUR DE FREQUENCE REALISE A L'AIDE DE BOBINES d'
INDUCTANCE MAGNETISEES AU PREALABLE.
Il est connu qu'une tension, composée principalement d'harmoniques d'ordre deux de la tension est appliquée dans l'enroulement d'excitation de bobines d'inductance connectées en série (voir figure 1) Ce dispositif con- siste en deux noyaux annulaires Kl et K2 dont les enroulements Pl et P2 sont alimentés sous une tension alternative de 50 Hz par exemple. Les enroulements Gl et G2 sont parcourus dans le même sens par un courant continu fourni par la batterie B. On recueille alors aux enroulements Al et A2 connectés en sé- rie dans le même sens une tension alternative de 100 Hz dont la valeur effi- cage pour un rapport de transformation Pl/Gl = 1 et P2/G2 1 est approxima- tivement la même que celle de la tension alternative primaire.
Les noyaux annulaires Kl et K2 sont composés de matériaux magné- tiques dont la caractéristique de magnétisation atteint déjà la saturation même pour les valeurs peu élevées du champ magnétique, et ne croit plus lors- que l'intensité de champ augmente. Ces noyaux'annulaires sont magnétisés de telle sorte par le courant continu débité par la batterie B que le flux maxi- mum.est déjà atteint. Si l'on applique alors une tension alternative U aux enroulements Pl et P2 un flux alternatif se superpose au flux continu.
Les figures 2 et 3 montrent ce qui se passe dans les noyaux annu- laires Kl et K2.
Pendant la lère demi-période,. la magnétisation due au courant al- ternatif est de même sens que la magnétisation due au courant continu dans le noyau annulaire Kl; dans le noyau annulaire K2 au contraire, ces deux ma- - gnétisations sont opposées. Etant donné que du fait de la saturation du noyau annulaire Kl produite par le courant continu, un accroissement du flux ne peut plus se produire, le flux alternatif pl l dans le noyau Kl est nul.
La tension partielle Ul aux bornes de l'enroulement Pl du noyau Kl doit être nulle éga- lement de sorte que la pleine tension apparait aux bornes de l'enroulement P2 du noyau K2 Pendant la deuxième demi-période, la magnétisation due au courant alternatif est dirigée dans le noyau annulaire K2 dans'le mêmee sens que la magnétisation due au courant continu et en sens contraire dans le noyau annulaire K1 Le flux alternatif 11 et par conséquent la tension partielle
<Desc/Clms Page number 2>
U II aux bornes de l'enroulement 1'2 du noyau annulaire K2 sont donc nuls;
la pleine tension apparait donc aux bornes de l'enroulement Pl du noyau annulai- re k1
Les tensions partielles UI et UII, lesquelles apparaissent égale- ment dans les enroulements Al et A2 s'additionnent du fait de la mise en sé- rie de ces deux enroulements (figo 4) On obtient donc comme tension résul- tante une tension G2 d'une fréquence de 100 Hz.
Pour séparer cette tension alternative U2 des enroulements à cou- rant continu Pl et P2 ou des enroulements supplémentaires Al et A2, de manié- re à pouvoir l'utiliser, il est nécessaire de l'empêcher de se court-circui- ter dans le circuit à courant continu. On obtient ce résultat soit en intro- duisant une inductance supplémentaire X dans le circuit à courant continu, soit en y mettant un circuit bouchono
Ce dispositif d'arrêt donne lieu à une complication assez grande étant donné qu'il doit être magnétisé au préalable en courant continu. De plus ce dispositif connu présente l'inconvénient de ne changer le réseau d'a- limentation que sur une seule phase, alors que dans la plupart des cas, une répartition égale de la charge sur le réseau triphasé d'alimentation serait plus avantageuse.
L'invention remédie aux deux inconvénients cités ci-dessus, c'est- à-dire la nécessité d'un dispositif d'arrêt supplémentaire et la charge dis- symétrique du réseau. L'invention concerne un dispositif doubleur de fréquen- ce utilisant des inductances magnétisées au préalable et caractérisé par le fait que l'alimentation se fait à partir d'un réseau triphasé, et que le cou- plage des enroulements primaires d'excitation ainsi que la relation de phase des tensions qui y sont appliquées sont choisis de telle sorte que la tension résultante des courants de fréquence double induits dans l'enroulement courant continu est nulle.
Les figures 5 et 6 montrent deux exemples de réalisation de l'in- vention dans le but d'engendrer une tension monophasée ayant une fréquence double de celle du réseau.
Les enroulements primaires de ces deux exemples de réalisation sont encore représentés aux figures 7 et 8.
Sur les figures 9 et 10 sont représentés des schémas explicatifs.
La figure 11 montre une modification des exemples de réalisation selon les figures 5 et 6.
Les figures 12 et 13 représentent deux exemples de réalisation de l'invention en vue d'engendrer une tension triphasée ayant une fréquence double de celle du réseau.
Dans la figure 5 les trois phases du réseau sont désignées par R.S.T. On a prévu deux jeux 1 et II des bobines d'inductance magnétisées au préalable. Chacun de ces deux jeux étant constitué comme représenté à la fi- gure 1, les mêmes notations de référence sont utilisées, celles se rapportant au jeu II de bobine d'inductance étant simplement affectée d'un indice "prime".
Les enroulements en courant continu de tous les noyaux annulaires sont connectée en série dans le même sens et raccordés à la batterie B. Les enroulements de sortie de même, sont tous connectés en série, bien que les enroulements Al et A2 du jeu ? I soient bobinés en sens inverse des enroule- ments courant continu correspondants Gl et G2.
Les enroulements primaires Pl et P2 et P'1 et P'2 sont raccordés au réseau selon le montage Scott qu'ils chargent donc symétriquement puisque les courants de magnétisation des trois phases sont égaux. Tandis que les enroulements primaires Pl et P2 du groupe ? 1 les enroulements primaires P'l et P'2 du groupe ? II ayant un nombre de spires 5 fois plus grand- @ 2 sont raccordés à la phase T ainsi quau milieu d'un diviseur de tension induc- tif P lequel est raccordé entre les phases-R et S
La tension alternative appliquée aux bornes des enroulements pri-
<Desc/Clms Page number 3>
maires Pl et P2 est de ce fait déphasée de 90 par rapport à la tension appli- quée aux bornes des enroulements P'1 et P'2.
Comme le montre la figure 7, le courant JII qui parcourt les in- ductances grâce à l'emploi du diviseur de tension P et du raccordement en opposition des enroulements primaires Pl et P2 se subdivise en deux composan- tes égales traversant le-diviseur de tension.et se compense dans chacune des inductances., du jeu n I .
Dans l'exemple d'exécution selon la figure 6 (dont le schéma est le même que celui de l'exemple correspondant à la figure 5). le jeu de bobi- nes d'inductance I est utilisé directement comme diviseur de tension, et est conçu de telle sorte que le courant J II, qui., à partir du point A se divi- se en deux intensités égales vers R et S (voir figure 8) soit compensé dans chacune des bobines d'inductance partielle du jeu I.
Ce résultat s'obtient par exemple en utilisant une disposition telle que représentée- aux figures 6 ou 8 dans lequelles l'enroulement primaire courant alternatif du jeu I est divisé en quatre sections égales P1 P2 et H1 H2, lesquelles sont connectées de telle manière que chacun des courants partiels J II doivent traverser cha- cune des inductances du jeu I comme le montre les figures 6 et 8 Dans la figure 8. le sens d'enroulement des différents bobinages est indiqué par les lettres "r" et"1" (right et left).
En variante à ce schéma (aussi bien pour la figure 5 que pour la figure 6) les sections Al et A2 des enroulements des inductances du jeu I peuvent être connectées en parallèle avec les sections A'l et A'2 du jeu II au lieu de l'être en série. Cette variante est représentée à la figure 9.
Dans la figure 10, la courbe UII représente la tension alternative appliquée aux enroulements Pl et P2 du jeu II, et la courbe UIII la ten- sion alternative appliquée aux bornes des enroulements primaires P'l et P'2 du jeu II, laquelle tension est déphasée de 90 par rapport à la précédente.
La courbe U21 représente l'harmonique 2 de la tension UII, et la courbe U2II représente l'harmonique 2 de la tension UII, Comme ces harmoniques d'ordre deux ont une fréquence double de celles des tensions primaires correspondan- tesles explications données pour le cas des figures 1à 4 ne nécessitent pas d'autres commentaires.
L'harmonique d'ordre 2 U2II dans le jeu d'inductance 2 est dépha- sé électriquement de '2x 90 soit 180 'par rapport à l'harmonique d'ordre 2 U2I du jeu d'inductance 1 Il n'intervient donc pas dans l'enroulement cou- rant continu et par conséquent une inductance supplémentaire X ou un circuit d'arrêt tel que-utilisé dans les réalisations conformément à la figure 1 n'est plus nécessaire.
Comme les enroulements secondaires Al et A2 du jeu I sont antagonistes et que les enroulements A'1 et A'2 du jeu II sont concordants, les tensions partielles des harmoniques d'ordre 2 s'ajoutent algébriquement comme représenté à la figure 11 dans laquelle les tensions des enroulements primaires des jeux I et II déphasées l'une par rapport à l'autre de 90 sont à nouveau désignées par Ul I et Ul 11,et dans laquelle les courbes des ten- sions partielles U2 1 et U2 II s'additionnant sont représentées comme ayant une fréquence double de celle du réseauo Lorsque l'enroulement secondaire est chargé., l'action en retour sur l'enroulement primaire de chacun des deux jeux est également répartie, comme dans le cas de raccordements monophasés séparés.
Les valeurs efficaces des courants de chacune des phases du réseau triphasé d'alimentation sont par conséquent les mêmes. Le transformateur de fréquence., conforme à 1'invention, tel qu'on vient de le d0crire, lequel en plus de sa fonction de changeur de fréquences constitue également un transfor- mateur triphasé monophasé peut trouver.avantageusement emploi comme transfor- mateur de soudure, ou transformateur de four, de même qu'un transformateur de soudure il possède une réactance interne élevée et peut par conséquent ê- tre utilisé directement pour la soudure électrique à l'arc en courant alter- natif.
L'intensité du courant de court-circuit est proportionnelle au courant continu de magnétisation préalable et peut par conséquent se régler facilement. Les transformateurs de fréquence de ce genre, conforme à l'inven- teion peuvent également s'employer avec avantage comme générateur de tension.
<Desc/Clms Page number 4>
pour les installations de soudure par résistance et pour les fours de fusions d'autant plus que leur puissance nominale peut se réduire fortement en prévoyant une chàrge capacitive supplémentaire du côté secondaire (condensateur C de la figure 5) et le facteur de puissance considérablement amélioréo Grâce à la magnétisation préalable en courant continus il devient possible de réali- ser par des moyens simples une autorégulation continue et progressive de ces installations.
-
Conformément à une autre réalisation de l'invention., le disposi- tif conforme à l'invention peut être également utilisé pour engendrer un cou- rant triphasé ayant une fréquence double de celle du réseau d'alimentation.
Si on utilise trois jeux d'inductances magnétisées au préalable, couplés en étoile ou en triangle et que l'on couple les enroulements secondaires en trian- gle, et les enroulements courant continu en une sorte de triangle ouvert, la tension résultante des harmoniques d'ordre 2 dans l'enroulement courant con- tinu est de nouveau nulle.
Les figures 12 et 13 représentent deux exemples d'exécution d'un tel schéma ; dansces figures les trois jeux de bobines d'inductances sont dé- signés respectivement par 1 II, III; les enroulements correspondants primai- res, secondaires et courant continu de même que les noyaux respectifs sont affectés des mêmes indices, comme dans les figures précédentes, de plus, pour déterminer le sens d'enroulement de chacun des bobinages, ceux-ci comportent sur le schéma une lettre "r" (droit) ou "1" (gauche).
Aussi bien dans la fi- gure 12 que dans la figure 13 les enroulements secondaires A1 A'1 A2 - A2' et A3 - A3' dont les bornes sont désignées par U,V et W, sont uplés en triangle et les enroulements courant continu Gl - G2 @ etc. sont couplés en une sorte de triangle ouvert.
Les enroulements primaires au contraire sont connectés différemment: dans la figure 12 en effet les enroulements primaires Pl - P2 @ été sont couplés en triangle, leurs bornes R.S.T. étant connectées au réseau triphasé tandis'que dans la figure 13 elles sont connectées en étoi- les; il s'ensuit que les enroulements sont raccordés par leurs bornes extrê- mes R.S et T aux phases de même nom du réseau triphasée tandis que les autres bornes extrêmes X.Y et Z sont raccordées ensemble au point neutre 0 de l'étoi- le.
Les angles de phase des tensions primaires sont 0 C, 120 et 2400; ceux des tensions secondaires correspondantes sont deux fois plus grands, c'est- à-dire 0 C,240 et 480 , ou 0 , 2400 et 1200. Il se forme donc également des tensions de fréquence doublée.? constituant un système triphasé symétrique.
Un tel dispositif peut être utilisé, par exemple, en liaison avec des conden- sateurs, comme doubleur de fréquence statique pour des moteurs triphasés à grande vitesse, tels qu'on les emploie par exemple dans les machines à bois.
<Desc / Clms Page number 1>
DOUBLE FREQUENCY DEVICE REALIZED USING COILS
PRIORLY MAGNETIZED INDUCTANCE.
It is known that a voltage, composed mainly of harmonics of order two of the voltage is applied in the excitation winding of inductance coils connected in series (see figure 1) This device consists of two cores annulars K1 and K2, the windings of which P1 and P2 are supplied with an alternating voltage of 50 Hz for example. The windings Gl and G2 are traversed in the same direction by a direct current supplied by the battery B. We then collect at the windings Al and A2 connected in series in the same direction an alternating voltage of 100 Hz, the effective value of which for a transformation ratio P1 / Gl = 1 and P2 / G2 1 is approximately the same as that of the primary alternating voltage.
The ring cores K1 and K2 are composed of magnetic materials whose magnetization characteristic already reaches saturation even at low values of the magnetic field, and no longer increases when the field strength increases. These annular cores are magnetized in such a way by the direct current supplied by the battery B that the maximum flux has already been reached. If we then apply an alternating voltage U to the windings P1 and P2, an alternating flow is superimposed on the direct flow.
Figures 2 and 3 show what happens in the K1 and K2 annular nuclei.
During the 1st half-period ,. the magnetization due to the alternating current is in the same direction as the magnetization due to the direct current in the annular core K1; in the annular nucleus K2, on the contrary, these two magnetizations are opposite. Since due to the saturation of the annular core K1 produced by the direct current, an increase in flux can no longer occur, the alternating flux p1 in the core K1 is zero.
The partial voltage Ul at the terminals of the winding Pl of the core Kl must also be zero so that the full voltage appears at the terminals of the winding P2 of the core K2 During the second half-period, the magnetization due to the alternating current is directed in the annular core K2 in the same direction as the magnetization due to the direct current and in the opposite direction in the annular core K1 The alternating flux 11 and therefore the partial voltage
<Desc / Clms Page number 2>
U II at the terminals of the winding 1'2 of the annular core K2 are therefore zero;
the full voltage therefore appears at the terminals of the winding Pl of the annular core k1
The partial voltages UI and UII, which also appear in the windings Al and A2, add up due to the placing of these two windings in series (figo 4) We therefore obtain as the resulting voltage a voltage G2 d 'a frequency of 100 Hz.
To separate this alternating voltage U2 from the direct current windings P1 and P2 or from the additional windings Al and A2, so that it can be used, it is necessary to prevent it from short-circuiting in the direct current circuit. This result is obtained either by introducing an additional inductance X in the direct current circuit, or by putting a stopper circuit there.
This stop device gives rise to a rather great complication given that it must be magnetized beforehand with direct current. Moreover, this known device has the drawback of only changing the supply network on a single phase, whereas in most cases, an equal distribution of the load on the three-phase supply network would be more advantageous.
The invention overcomes the two drawbacks mentioned above, that is to say the need for an additional stop device and the asymmetrical load of the network. The invention relates to a frequency doubling device using inductors magnetized beforehand and characterized in that the power supply is made from a three-phase network, and that the coupling of the primary excitation windings as well as the phase relationship of the voltages applied thereto are chosen such that the resulting voltage of the double frequency currents induced in the DC winding is zero.
FIGS. 5 and 6 show two exemplary embodiments of the invention with the aim of generating a single-phase voltage having a frequency twice that of the network.
The primary windings of these two exemplary embodiments are also shown in Figures 7 and 8.
In Figures 9 and 10 are shown explanatory diagrams.
FIG. 11 shows a modification of the exemplary embodiments according to FIGS. 5 and 6.
FIGS. 12 and 13 represent two exemplary embodiments of the invention with a view to generating a three-phase voltage having a frequency twice that of the network.
In figure 5 the three phases of the network are designated by R.S.T. Two sets 1 and II of the inductance coils magnetized beforehand have been provided. Each of these two sets being constituted as shown in FIG. 1, the same reference notations are used, those relating to set II of the inductance coil being simply assigned a "prime" index.
The DC windings of all the ring cores are connected in series in the same direction and connected to the battery B. The output windings similarly, are all connected in series, although the windings Al and A2 of the set? I are wound in the opposite direction to the corresponding direct current windings Gl and G2.
The primary windings P1 and P2 and P'1 and P'2 are connected to the network according to the Scott assembly which they therefore charge symmetrically since the magnetization currents of the three phases are equal. While the primary windings Pl and P2 of the group? 1 the primary windings P'l and P'2 of the group? II having a number of turns 5 times greater- @ 2 are connected to phase T as well as to the middle of an inductive voltage divider P which is connected between phases-R and S
The alternating voltage applied to the terminals of the primary windings
<Desc / Clms Page number 3>
Mayors Pl and P2 is therefore out of phase by 90 with respect to the voltage applied to the terminals of the windings P'1 and P'2.
As shown in figure 7, the current JII which flows through the inductances thanks to the use of the voltage divider P and the connection in opposition of the primary windings P1 and P2 is subdivided into two equal components passing through the divider of voltage. and is compensated in each of the inductors., of set n I.
In the example of execution according to FIG. 6 (the diagram of which is the same as that of the example corresponding to FIG. 5). the set of inductance coils I is used directly as a voltage divider, and is designed so that the current J II, which from point A divides into two equal intensities towards R and S (see figure 8) is compensated in each of the partial inductance coils of set I.
This result is obtained for example by using an arrangement as shown in Figures 6 or 8 in which the primary alternating current winding of the set I is divided into four equal sections P1 P2 and H1 H2, which are connected in such a way that each of the partial currents J II must pass through each of the inductors of set I as shown in figures 6 and 8 In figure 8. the direction of winding of the different windings is indicated by the letters "r" and "1" ( right and left).
As a variant to this diagram (both for figure 5 and for figure 6) the sections A1 and A2 of the windings of the inductors of set I can be connected in parallel with the sections A'l and A'2 of set II instead to be in series. This variant is shown in Figure 9.
In figure 10, curve UII represents the alternating voltage applied to the windings P1 and P2 of set II, and curve UIII the alternating voltage applied to the terminals of the primary windings P'l and P'2 of set II, which voltage is 90 out of phase with the previous one.
Curve U21 represents harmonic 2 of voltage UII, and curve U2II represents harmonic 2 of voltage UII, Since these second order harmonics have a frequency double those of the corresponding primary voltages, the explanations given for the cases of Figures 1 to 4 do not require further comments.
The 2nd order harmonic U2II in the set of inductance 2 is electrically out of phase by '2x 90 or 180' with respect to the second harmonic U2I of the set of inductance 1 It therefore does not intervene in the direct current winding and therefore an additional inductor X or a stop circuit as used in the embodiments according to figure 1 is no longer necessary.
As the secondary windings Al and A2 of set I are antagonistic and that the windings A'1 and A'2 of set II are in agreement, the partial voltages of harmonics of order 2 are added algebraically as shown in figure 11 in which the voltages of the primary windings of sets I and II out of phase with respect to each other by 90 are again denoted by Ul I and Ul 11, and in which the curves of the partial voltages U2 1 and U2 II s' adding are shown as having a frequency twice that of the network When the secondary winding is loaded, the feedback action on the primary winding of each of the two sets is equally distributed, as in the case of separate single-phase connections.
The rms values of the currents of each of the phases of the three-phase supply network are therefore the same. The frequency transformer, according to the invention, as just described, which in addition to its function of frequency changer also constitutes a three-phase single-phase transformer can advantageously be employed as a welding transformer. , or furnace transformer, like a welding transformer it has a high internal reactance and can therefore be used directly for electric arc welding in alternating current.
The intensity of the short-circuit current is proportional to the direct current of prior magnetization and can therefore be easily adjusted. Frequency transformers of this kind according to the invention can also be used with advantage as voltage generators.
<Desc / Clms Page number 4>
for resistance welding installations and for melting furnaces, all the more so as their nominal power can be greatly reduced by providing for an additional capacitive load on the secondary side (capacitor C in figure 5) and the power factor considerably improved. with the prior magnetization with direct current, it becomes possible to achieve continuous and progressive self-regulation of these installations by simple means.
-
According to another embodiment of the invention, the device according to the invention can also be used to generate a three-phase current having a frequency double that of the supply network.
If we use three sets of pre-magnetized inductors, coupled in star or delta and that we couple the secondary windings in triangle, and the DC windings in a kind of open delta, the resulting voltage of the harmonics d order 2 in the DC winding is again zero.
Figures 12 and 13 show two examples of execution of such a diagram; in these figures the three sets of inductance coils are denoted respectively by 1 II, III; the corresponding primary, secondary and direct current windings as well as the respective cores are assigned the same indices, as in the previous figures, moreover, to determine the direction of winding of each of the windings, these comprise on the diagram a letter "r" (right) or "1" (left).
Both in figure 12 and in figure 13 the secondary windings A1 A'1 A2 - A2 'and A3 - A3' whose terminals are designated by U, V and W, are coupled in delta and the windings direct current Gl - G2 @ etc. are coupled into a kind of open triangle.
The primary windings, on the other hand, are connected differently: in figure 12 in fact the primary windings P1 - P2 @ summer are coupled in delta, their R.S.T. being connected to the three-phase network while in figure 13 they are connected in stars; it follows that the windings are connected by their extreme terminals R.S and T to the phases of the same name of the three-phase network while the other extreme terminals X.Y and Z are connected together to the neutral point 0 of the star.
The phase angles of the primary voltages are 0 C, 120 and 2400; those of the corresponding secondary voltages are twice as large, that is to say 0 C, 240 and 480, or 0, 2400 and 1200. It is therefore also formed voltages of doubled frequency. constituting a symmetrical three-phase system.
Such a device can be used, for example, in conjunction with capacitors, as a static frequency doubler for three-phase high-speed motors, as used for example in woodworking machines.