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" Perfectionnements dans les arrangements de circait de transformateurs de couplage ".
La présente invention est relative à des transfor- matears de couplage pour téléphones ou appareils analo- gaes, D'uns façon plus spéciale elle se réfère à des transformateurs de couplage dans des amplificateurs à basse fréquence. L'objet de l'invention est d'agrandir la gamme de fréquences oa ce que l'on appelle la largear de bande dans laquelle l'amortissement dans ces trans- formateurs est un minimum.
Suivant la présente invention cette extension de la largos de bande est réalisée par an élément d'accouplement mis en circuit sar l'un des côtés oa sar les deux côtés du transformateur, cet élé- ment consistant en an ou. plusieurs condensateurs, indac- tances ou groupements de ces deux appareils et ajusté de façon à augmenter la largeur de bande, par rapport à,
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la largeur de bande naturelle du transformateur.
L'invention sera plus complètement décrite en se référant au dessin annexé montrant divers modes de réa- lisation.
Sar le dessin:
La fjg. 1 montre, à simple titre de comparaison, an diagramme d'un transformateur à basse fréquence ordi- naire pour an amplificateur :
La fig. 2 montre un arrangement de circuit suivant la présente invention, dans sa forme la plus simple;
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Ta fig. 3 représente un diagramme de c:ircuit d'une forme de transition conduisant à un mode de réalisation perfectionné, représenté sur la figure 4;
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Les figuresvb il. 8 montrent des formes de transi- tion condliisant à d' autres modes de réalisation de-l'in- vention.
Sur la figure l, le transfo rmate l1r dont les bornes d'entrée SOllt désignées 7-.r 1 et les bonnes de sortie ps 2, consiste, comme d'habitude, en une inductance primai-
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re LI et en une inductance secondaire L2' ces deux in- ductances étant reliées magnétiquament l'une ru l'autre et le coefficient d'accouplement étant k. Le condensa- teur C20 indiqué par des lignes interrompues représente la capacité d'enroulement interne de l'enroulement secon-
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daire du transformateur.
Uourne l'enroulement primaire consist habituellement en un nombre de tours beaucoup plus petits que l'enroulement secondaire, la capacité de bobine interne primaire est négligeable . Une impédan- ce Z reliée aux bornes de sortie 2 du transformateur
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représente, l'impédance d'entrée de 1 '&ùiplii'icateat .
Le transformateur simple suivant la figure 1 admet, avec un faible amortissement, des oscillations de toutes
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fréquences comprises dans une certaine gai.ine de fréquent entre deux Séquences limites wc, (,)1 déterminées par la -S.2Ol
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équations.
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Ce qu'on appelle la largeur de bande relative de ce transformateur simple est; déterminé par le coeffi- cient d'accouplement k et peut être défini par l'équa- t ion.
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dans laquelle = 6 = 1 - k désigne la faite magnétique.
Le mode de réalisation le plus simple de l'invention re- présemté sar la figure 2 diffère des arrangements sui- vant la figure 1, en ce qu'un condensateur parallèle est mis en circuit entre les bornes d'entrée 1 du transfor- mateur. Grâce à ce shantage et à une valeur convenable de la capacité parallèle C1, le transformateur travaille comme un filtre de bande ayant une largeur de bande rela- tivement agrandie.
Si le circuit d'oscillations formé par l'inductance primaire L1 et la capacitéde shuntage Cl est accordé à la fréquence naturelle da circuit d'os- cillations consistant dans l'inductance secondaire L et la capacité de bobine interne C20 de cetteinductan-
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ce ( ezel = U 20 L 2 ), l'équation pour la largeur rela- tive de bande X do. filtre de bande est ¯ 2 X2 ;
1 + ----- k 6. - - 2 1 - k V6" 6'
L'accroissement de la largear relative de bande par rapport à celle de l'arrangement ordinaire suivant la figure 1, peut suivant l'équstion, 1, être exprimé par 358884
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Comme la faite 6 est très petite on petit, de l'é- qaation précédente, tirer la conclus ion que la gamme de fréquence pour les oscillations admises avec unminiumu d'amortissement est doublée. L e shantage, au moyen de la capacité parallèle C1 peut évidemment être consi- déré comme équivalent à ana augmentation dans le coeffi- cient d'accouplement du transformateur déterminant la largeur de bande.
Il est, toutefois, possible dtaugmen- ter la largeur de bande davantage en employant desélé- ments d'accouplement autres que la simple aapacité paral- lèle C1. Ce fait petit être expliqué par le raisonnement suivant. On supposera que l'arrangement de circait imagi- nairr suivant est établi. Un filtre ayant les bornes d'entrée 3 (voir figure 3) est mis en circuit en avant des bornes d'entrée 1 dans la transfo rmate ar suivant les figures 1 ou 2, Ce filtre est, '-, titre d'exemple, d'un. type contenant une inductance parallèle L et une capaci- té parallèle C, entre les bornes de sortie, et ayant en entre la même largeur de bande que le traisformateur suivant les figures 1 ou 2 et fine impédance de sortie qui est égale à.
l'impédance d'entrée de ce dernier. La combinason suivant la figaro 3 fonctionne ainsi de fa- çon identique avec le simple dispositif de la figure 2, en ce qai concerne la largeur et la caractéristique de bandc , tandis que l'amortissement à l'extérieur de la bande est évidemment, augmenté. On petit supposer mainte- nant que la capacité c est combinée à, la capacité paral- lèle C1, mise en circuit sur le côté primaire da trans- formateur formant ainsi i une capacité C'1 (figure 4). En outre, l'indactance parallèle L sur le côté de sortie du filtre est combinée à l'indactance primaire L1 da trans-
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formateur, de façon à former une inductance L' .
La dis- position qui est par suite obtenae suivant la figure 4 est ainsi entièrement équivalente à la disposition sui- vant la figure 3. Les équations suivantessont valables pour cet équivalent.
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dans lesquelles Ill' Lutz, k', suivant la fi,,-,are -1, représentent respectivement l'impédance primaire , l'im- pédance secondaire et le coefficient d'accouplement dans
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le transformatear suivant l'accouplement équivalent.
Si on considère la forme 3, on en tire la concision qàe le coefficient dlaoccuplenient k' da dernier transforma- tour est inférieur au coefficient d'acootiplement k dans le transformatear primitif. Une disposition suivant la
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figare 4 a donc comme résultat qu le transformateur ayant aiplus petit coefficient d'accouplement 11 admet la môme bande de fréquences que le transformateur, sai- vant la figure 2, ayant le coefficient d'accouplement plus élevé k. La largeur de la bande de fréquences dans le filtre de transformateur suivant la figure 4, peut
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t-ncora être augmentée, étant domié que le coefficient d'accouplement k' est plus petit que le coefficient
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d'accouplement Susaeptible d'être obtenu le plus élevé dans le transformateur.
En supposant que k1 soit augmen-
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té à la valeur maximum ko qu'on peat obtenir sur l'ensemble, le coefficient d'accouplement k, de Iatlfigare 3, représenterait alors évidemment une valeur plus grande C% M-1 d-% É%
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qua la plus grande valeur du coefficient d'accouplement susceptible d'être obtenue, c'est-à-dire que le transfor-- mateur sur la figure 0 représente, par rapport à l'arran- gement équivalent sur la figare 4, an transformateur fic- tif, qui en réalité ne peut être réalisé.
En d'satres termes, la figure 3 représente une phase de transmission qui est seulement concevable théoriquement mais qui toutefois, par la combinaison de L et de L1 donne la disposition parfaitement réalisable suivant la figure 4. Pour la largeur de bande de cette dernière, l'équa- tion suivante est valable, pourvu que le coefficient d'accouplement soit augmenté jusqu'à la plus haute va-
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lear possible ko' ,-#-### leur 1----'2- G <.1> 1+ + 0 . ,Vl +C< ##-¯##### 1 - kZ, dans laquolle0 = h- . L'éqaation (4) peui;, par appro- ximation, être Simplifiée de la façon suivante
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dans laquelle # = 1 - ko est la faite magnétique aa coefficient d'accouplement la plus élevé possible.
A titre d'exemple, on supposera que le coefficient d'accouplement susceptible d'être obtenu, kO = 0,995 et dons ces conditions # = 0,005 . Dans ce cas l'équa- tion suivante est valable pour la largeur relative de bande dans la disposition saivant la figure 4.
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La largeur de bande relative correspondante ponr un simple transformateur suivant la figure 1 est, d'après la formule 1, au même coefficient de couplage maximum sealement
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La largeur relative de bande a ainsi, par un arran- gement saivant la figare 4, été augmentée vingt fois.
Les figures 5 et 6 montrent deux formes de transi- tion correspondant à la figure 3, mais manies de filtres différemment composés, mis en circuit, en avant du trans- formateur. lesfiltres ont également, toutefois, une in- dactance parallèle L, disposée entre leurs bornes de sor- tie et cette inductance à la transition destiné aux for- mes finales correspondantes, est combinée avec l'indac- tance primaire du transformateur.
En ce qui concerne les formes de transition suivant les figures 3, 5 et 6, il ast supposé que le filtre est mis en circuit en avant d'an transformateur muni d'ane capacité parallèle Cl sur le côté du primaire, saivant la figure 3. Les figares 7 et 8 montrent deux formes de transition dans lesquelles an filtre est mis en cir- cuit, en avant da transformateur, sans capacité parallè- le entre les bornes da primaire. Le filtre suivant cha- cane de ces deux formes de transition eontient sar an côté de sortie, une inductance série, et également une inductance parallèle et on peat supposer que ceci est le résultat de la séparation en deux d'un filtre symétri- que.
Au lieu de mettre en circuit l'élément de couplage sar le côté primaire du transformateur, comme dans les modes de réalisation représentés, un élément de coupla- peut ge convenable, évidemment être disposé sar le côté secon- daire du transformateur, avec un effet semblable. On peat même réaliser tins nouvelle étape en mettant en cir- cuit an élément de couplage convenable, de chaque côté du transformateur, la largeur de bande étant ainsi en- core de nouveau augmentée.
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"Improvements in the Circait Arrangements of Coupling Transformers".
The present invention relates to coupling transformers for telephones or analog devices. More specifically it refers to coupling transformers in low frequency amplifiers. The object of the invention is to enlarge the range of frequencies oa what is called the bandwidth in which the damping in these transformers is a minimum.
According to the present invention this extension of the band width is achieved by a coupling element put into circuit on one side or on both sides of the transformer, this element consisting of an or. several capacitors, indac- tances or groupings of these two devices and adjusted so as to increase the bandwidth, with respect to,
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the natural bandwidth of the transformer.
The invention will be more fully described with reference to the accompanying drawing showing various embodiments.
Sar the drawing:
The fjg. 1 shows, for the sake of comparison, a diagram of an ordinary low-frequency transformer for an amplifier:
Fig. 2 shows a circuit arrangement according to the present invention, in its simplest form;
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Your fig. 3 shows a c: ircuit diagram of a transition shape leading to an improved embodiment, shown in FIG. 4;
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The figuresvb there. 8 show forms of transition conditional on other embodiments of the invention.
In figure l, the transformer l1r whose input terminals SOllt designated 7-.r 1 and the correct output ps 2, consists, as usual, of a primary inductor.
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re LI and in a secondary inductance L2 'these two inductances being magnetically connected to each other and the coupling coefficient being k. The capacitor C20 indicated by broken lines represents the internal winding capacitance of the secondary winding.
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of the transformer.
As the primary winding usually consists of a much smaller number of turns than the secondary winding, the primary internal coil capacitance is negligible. An impedance Z connected to the output terminals 2 of the transformer
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represents, the input impedance of 1 'ùiplii'icateat.
The simple transformer according to figure 1 admits, with a weak damping, oscillations of all
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frequencies within a certain range of frequent between two limit sequences wc, (,) 1 determined by the -S.2Ol
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equations.
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What is called the relative bandwidth of this simple transformer is; determined by the coupling coefficient k and can be defined by the equation.
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in which = 6 = 1 - k denotes the magnetic fact.
The simplest embodiment of the invention shown in FIG. 2 differs from the arrangements according to FIG. 1, in that a parallel capacitor is connected between the input terminals 1 of the transformer. . Thanks to this shading and to a suitable value of the parallel capacitor C1, the transformer works as a band filter having a relatively enlarged bandwidth.
If the oscillation circuit formed by the primary inductance L1 and the shunt capacitance Cl is tuned to the natural frequency of the oscillation circuit consisting of the secondary inductance L and the internal coil capacitance C20 of this inductor
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ce (ezel = U 20 L 2), the equation for the relative bandwidth X do. band filter is ¯ 2 X2;
1 + ----- k 6. - - 2 1 - k V6 "6 '
The increase of the band relative largear compared to that of the ordinary arrangement according to figure 1, can according to equstion, 1, be expressed by 358884
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As fact 6 is very small or small, from the previous equation, draw the conclusion that the frequency range for the oscillations admitted with a minimum of damping is doubled. Shaping, by means of the parallel capacitor C1 can obviously be considered as equivalent to an increase in the coupling coefficient of the transformer determining the bandwidth.
It is, however, possible to increase the bandwidth further by employing coupling elements other than the simple parallel capability C1. This fact can be explained by the following reasoning. Assume that the following imaginary circait arrangement is established. A filter having the input terminals 3 (see figure 3) is switched on in front of the input terminals 1 in the transformer ar according to figures 1 or 2, This filter is, '-, by way of example, of one. type containing a parallel inductance L and a parallel capacitance C, between the output terminals, and having in between the same bandwidth as the transformer according to figures 1 or 2 and fine output impedance which is equal to.
the input impedance of the latter. The combination according to figaro 3 thus functions in an identical way with the simple device of figure 2, as far as the width and the characteristic of bandc are concerned, while the damping on the outside of the band is obviously increased. . We can now suppose that the capacitor c is combined with the parallel capacitor C1, switched on on the primary side of the transformer, thus forming a capacitor C'1 (figure 4). In addition, the parallel indactance L on the output side of the filter is combined with the primary indactance L1 da trans-
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trainer, so as to form an inductance L '.
The arrangement which is therefore obtained according to FIG. 4 is thus entirely equivalent to the arrangement according to FIG. 3. The following equations are valid for this equivalent.
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in which Ill 'Lutz, k', following the fi ,, -, are -1, represent respectively the primary impedance, the secondary impedance and the coupling coefficient in
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the transformatear following the equivalent coupling.
If we consider form 3, we derive the conciseness that the coefficient of occuplenient k 'in the last transform is less than the coefficient of acootiplement k in the primitive transformatear. A provision according to
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Figare 4 therefore results in the transformer having a higher coupling coefficient 11 admitting the same frequency band as the transformer, according to figure 2, having the higher coupling coefficient k. The width of the frequency band in the transformer filter according to figure 4, can
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t-ncora be increased, being dominated that the coupling coefficient k 'is smaller than the coefficient
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coupling Susaeptible to be obtained the highest in the transformer.
Assuming that k1 is increased
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ty to the maximum value ko that can be obtained on the whole, the coupling coefficient k, of Fig. 3, would then obviously represent a greater value C% M-1 d-% É%
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that the greatest value of the coupling coefficient that can be obtained, that is to say that the transformer in figure 0 represents, with respect to the equivalent arrangement in figure 4, an fictitious transformer, which in reality cannot be realized.
In simple terms, figure 3 represents a transmission phase which is only conceivable theoretically but which however, by the combination of L and L1 gives the perfectly realizable arrangement according to figure 4. For the bandwidth of the latter, the following equation is valid, provided that the coupling coefficient is increased to the highest value.
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lear possible ko ', - # - ### their 1 ----' 2- G <.1> 1+ + 0. , Vl + C <## - ¯ ##### 1 - kZ, in which 0 = h-. Eqaation (4) can be simplified as follows, by approximation
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where # = 1 - ko is the magnetic fact aa the highest possible coupling coefficient.
By way of example, it will be assumed that the coupling coefficient likely to be obtained, kO = 0.995 and given these conditions # = 0.005. In this case the following equation is valid for the relative bandwidth in the arrangement according to figure 4.
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The corresponding relative bandwidth ponr a simple transformer according to figure 1 is, according to formula 1, at the same maximum coupling coefficient sealement
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The relative width of the band has thus, by an arrangement according to Fig. 4, been increased twenty times.
Figures 5 and 6 show two forms of transition corresponding to Figure 3, but handled by differently composed filters, switched on, in front of the transformer. the filters also have, however, a parallel inductance L, disposed between their output terminals and this transition inductance intended for the corresponding final forms, is combined with the primary inductance of the transformer.
With regard to the transition forms according to figures 3, 5 and 6, it has been assumed that the filter is switched on in front of a transformer provided with a parallel capacitor C1 on the side of the primary, according to figure 3 Figures 7 and 8 show two forms of transition in which a filter is circuited, in front of the transformer, without parallel capacitance between the terminals of the primary. The following filter each of these two forms of transition contains on the output side a series inductor, and also a parallel inductor and it can be assumed that this is the result of splitting a symmetrical filter into two.
Instead of switching on the coupling element on the primary side of the transformer, as in the illustrated embodiments, a suitable coupling element, obviously being disposed on the secondary side of the transformer, with an effect. similar. A new step can even be carried out by putting in circuit a suitable coupling element on each side of the transformer, the bandwidth thus being further increased.