AT508969B1 - Led-stromversorgung - Google Patents

Abstract

Eine LED-Stromversorgung, mit einem Sperrwandler (1), wobei die Primärwicklung eines Übertragers (6) in Serie mit einem als Leistungstransistor ausgebildeten gesteuerten Schalter (7) an einer Eingangsgleichspannung (UE) liegt und der Sekundärwicklung ein Diodengleichrichter (8) sowie ein Ladekondensator (9) nachgeschaltet sind, sowie mit einer Ansteuerschaltung für den gesteuerten Schalter, welche einen Taktoszillator (13) sowie eine Treiberstufe (12) aufweist und dazu eingerichtet ist, den gesteuerten Schalter zumindest annähernd im Spannungsminimum der parasitären Schwingungen der Drain-Source Spannung einzuschalten, und mit einer Regelung des Sekundärstroms (iD) durch eine LED-Anordnung mit mindestens einer LED, wobei das Ausgangssignal (iLED) eines Stromsensors (17) der Sekundärseite sowie ein Referenzsignal (iLED,ref) den Eingängen des Regelverstärkers (18) zugeführt sind, dessen Ausgang der Ansteuerschaltung zugeführt ist, wobei der Taktoszillator (13) als rückgekoppelter Schmitt-Trigger ausgebildet ist, die Drain-Source-Spannung des Leistungstransistors (7) über einen Spannungsteiler (Rd, Rm) dem Eingang eines Komparators (26) zugeführt ist und der Ausgang des Komparators (26) über ein Koppelnetzwerk (28) an den Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) geführt ist, das Ausgangssignal eines Regelverstärkers (18) zu einem dem Schalterstrom (iT) proportionalen Signal addiert wird und ein diesem Summensignal entsprechender Spannungswert gleichfalls dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators (13) zugeführt ist.

Description

österreichisches Patentamt AT508 969B1 2011-07-15

Beschreibung

LED-STROMVERSORGUNG

[0001] Die Erfindung bezieht sich auf eine LED-Stromversorgung, mit einem Sperrwandler, der einen Übertrager mit einer Primärwicklung sowie einer Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem als Leistungstransistor ausgebildeten gesteuerten Schalter an einer Eingangsgleichspannung liegt und der Sekundärwicklung ein Diodengleichrichter sowie ein Ladekondensator nachgeschaltet sind, sowie mit einer Ansteuerschaltung für den gesteuerten Schalter, welche von einer aus der Eingangsgleichspannung abgeleiteten Hilfsspannung versorgt ist und einen Taktoszillator sowie eine Treiberstufe aufweist und dazu eingerichtet ist, den gesteuerten Schalter zumindest annähernd im Spannungsminimum der parasitären Schwingungen der Drain-Source Spannung einzuschalten, und mit einer Regelung des Sekundärstroms durch eine LED-Anordnung mit mindestens einer LED, wobei das Ausgangssignal eines Stromsensors der Sekundärseite sowie ein Referenzsignal den Eingängen des Regelverstärkers zugeführt sind, dessen Ausgang der Ansteuerschaltung zugeführt ist.

[0002] Stromversorgungen zur Speisung von Leuchtdioden (LEDs), wie diese z. B. für Notbeleuchtungseinrichtungen bzw. auch für allgemeine Beleuchtungsaufgaben finden zunehmend Anwendung und sind meist als leistungselektronische Konverter (Schaltnetzteil) ausgebildet, welche die Gleich- oder Wechsel-Eingangs-/Netzspannung an die Last-Charakteristik der LEDs anpassen, wobei aus Sicherheitsgründen im allgemeinen eine Potentialtrennung zwischen Eingangs- und Ausgangsseite gefordert ist. Da besonders für Notbeleuchtungen kleinere Leistungen im Bereich von typisch 5 ... 20W ausreichend sind, werden nach dem derzeitigen Stand der Technik als Konverter oft Sperrwandler eingesetzt. Diese lassen sich nämlich mit sehr wenigen Bauteilen realisieren und sind deshalb sehr kostengünstig herstellbar. Neben geringen Herstellungskosten ist andererseits aber auch ein möglichst hoher Wirkungsgrad des Konverters wichtig, da dieser direkt die Effizienz der gesamten Beleuchtungseinrichtung bestimmt und geringe Verluste die Kühlung des Gerätes erleichtern bzw. dessen Einbaubedingungen verbessern.

[0003] Beispielsweise ist aus der WO 2002/096162A1 eine LED-Stromversorgung mit einem Sperrwandler bekannt geworden, bei welcher der Strom durch die LEDs mit einem Referenzwert verglichen und das Ergebnis über einen Optokoppler einer handelsüblichen Leistungsfaktor-Korrektureinheit zugeführt wird. Diese steuert den Sperrwandler im Sinne eines konstanten Ausgangsstroms. Bei dieser Stromversorgung benötigt der Sperrwandler einen Transformator mit drei getrennten Wicklungen, wovon zwei eine Mittelanzapfung besitzen. Ein solcher Transformator ist jedoch für viele Anwendungen zu teuer.

[0004] In der US 2004/0075349 ist eine Stromversorgung beschrieben, deren Last eine KFZ-Beleuchtung mit Leuchtdioden ist. Die Primärseite eines Transformators wird hier über einen FET an eine Eingangsgleichspannung gelegt, wobei das Gate des FET von einer Spannung gesteuert, die von einer Ansteuerschaltung geliefert wird und deren Tastverhältnis in bekannter Weise über eine Sägezahnspannung beeinflusst wird. Die Frequenz des Sägezahngenerators wird wiederum von dem Ausgangssignal eines Detektors beeinflusst, welcher sekundärseitig die Versorgungsspannung oder den Versorgungsstrom der Last misst und der die Ladung eines frequenzbestimmenden Kondensators des Sägezahngenerators übernimmt. Es handelt sich im Wesentlichen um die Verwendung eines herkömmlichen Schaltnetzteils für eine Leuchtdiodenlast.

[0005] Eine Aufgabe der Erfindung liegt daher in der Schaffung einer LED-Stromversorgung mit minimalem Bauteilaufwand bei gleichzeitiger Maximierung des Wirkungsgrades.

[0006] Diese Aufgabe wird mit einer LED-Stromversorgung der eingangs angegebenen Art gelöst, bei welcher erfindungsgemäß der Taktoszillator als rückgekoppelter Schmitt-Trigger ausgebildet ist, die Drain-Source-Spannung des Leistungstransistors über ein Spannungsteiler-Netzwerk dem Eingang eines Komparators zugeführt ist und der Ausgang des Komparators 1/12 österreichisches Patentamt AT508 969B1 2011-07-15 über ein Koppelnetzwerk an den Rückkopplungspunkt des Taktoszillators geführt ist, das Ausgangssignal eines Regelverstärkers zu einem dem Schalterstrom proportionalen Signal addiert und eine diesem Summensignal entsprechender Spannungswert gleichfalls dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators zugeführt ist.

[0007] Dank dieser Lösung erfolgt das Einschalten im Spannungsminimum zwar nur in angenäherter Form, jedoch sehr effektiv und praktisch ohne nennenswerte Zusatzkosten.

[0008] Bei einer Weiterbildung der Erfindung ist im Sinne einer kostengünstigen Lösung vorgesehen, dass der Komparator als Schmitt-Trigger ausgebildet ist.

[0009] Vorteilhaft, da kostengünstig ist es, wenn das Koppelnetzwerk ein Parallel-RC-Glied ist.

[0010] Im Sinne einer oft gewünschten Potentialtrennung ist es empfehlenswert, dass der Ausgang des Regelverstärkers über einen Optokoppler der Ansteuerschaltung zugeführt ist. In diesem Fall zeichnet sich eine günstige Weiterbildung der Erfindung dadurch aus, dass der Ausgang des Regelverstärkers an den Eingang eines Optotransistors des Optokopplers gelegt ist, wobei der Basis des Optotransistors ein von dem Schalterstrom abgeleitetes Signal zugeführt und die Kollektor-Emitter-Strecke des Optotransistors in Serie mit einem Widerstand zwischen dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators und Masse gelegen ist. Alternativ ist es möglich, dass ein Steuertransistor vorgesehen ist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators und Masse gelegen ist, wobei die Basis des Steuertransistors einerseits über einen Widerstand und die Kollektor-Emitter-Strecke eines Optotransistors des Optokopplers mit dem Eingang des gesteuerten Schalters verbunden ist und andererseits der Basis des Steuertransistors ein von dem Schalterstrom abgeleitetes Signal zugeführt ist, da hierdurch ein kostengünstigerer Optokoppler eingesetzt werden kann, wobei die Kosten des zusätzlichen Steuertransistors kaum ins Gewicht fallen.

[0011] Um die Schalthysterese besser definieren zu können, kann vorgesehen sein, dass zwischen den Rückkopplungspunkt und dem tatsächlichen Eingang des Schmitt-Trigger-Gatters des Taktoszillators zwei antiparallele Dioden sowie von dem Gatter-Eingang nach Masse ein zusätzlicher Kondensator geschaltet sind.

[0012] Im Sinne einer erheblichen Verringerung elektromagnetischer Störungen ist es ratsam, wenn ein aus einem rückgekoppelten Schmitt-Trigger bestehender RC-Oszillator mit bezüglich der Taktfrequenz niederer Frequenz vorgesehen ist, dessen Ausgangssignal dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators zu dessen Frequenzmodulation zugeführt ist.

[0013] Zur Sicherung gegen zu hohe Eingangsspannungen ist es empfehlenswert, wenn der Eingang eines weiteren Schmitt-Trigger-Gatters über einen Spannungsteiler an die Eingangsgleichspannung gelegt ist und der Ausgang des Gatters über eine Diode mit dem Rückkoppelpunkt des Taktoszillators verbunden ist.

[0014] Schaltverluste, insbesondere bei hohen Eingangsspannungen können verringert werden, wenn ein Burst-Mode-Oszillator, bestehend aus einem über ein RC-Netzwerk rückgekoppelten und parallel zu dem Rückkopplungs-Widerstand die Serienschaltung eines Widerstandes und einer Diode aufweisenden Schmitt-Trigger-Gatter vorgesehen ist, welcher über eine Diode an den Rückkopplungspunkt des Taktoszillators angekoppelt ist und diesen periodisch für ein bestimmtes Zeitintervall freigibt.

[0015] Eine äußerst wirksame Sicherung gegen Netzüberspannung ergibt sich, falls zwischen die gemeinsame Masse und den sekundären Massepol eines Netzgleichrichters ein Serientransistor geschaltet ist, dessen Gate über einen Vorwiderstand durch die Hilfsspannung aktiviert ist, wobei zwischen der Eingangsgleichspannung und der Basis des Hilfstransistors die Serienschaltung einer Zenerdiode und eines Vorwiderstandes liegt, sodass zum Sperren des Serientransistors seine Gatespannung mit Hilfe eines Hilfstransistors im wesentlichen kurzgeschlossen wird, sobald die Eingangsgleichspannung einen durch die Zenerdiode definierten Wert übersteigt.

[0016] Falls die Basis des Hilfstransistors über die Serienschaltung einer Zenerdiode und eines 2/12 österreichisches Patentamt AT508 969B1 2011-07-15

Widerstandes an die Hilfsspannung gelegt ist, sodass der Einschaltstrom des Serientransistors begrenzt wird, kann ein sanftes Hochlaufen erreicht werden, was insbesondere bei [0017] Notbeleuchtungen wünschenswert ist. In diesem Fall ist es vorteilhaft, wenn zum Erfassen des Stroms durch den Serientransistor ein Messwiderstand vorgesehen ist und die an diesem liegende Messspannung über einen Längswiderstand und einen Querkondensator an die Basis des Hilfstransistors geführt ist.

[0018] Eine Stromversorgung nach der Erfindung kann trotz vieler Funktionalitäten sehr kostengünstig hergestellt werden, wenn sämtliche Schmitt-Trigger als Gatter eines einzigen CMOS-Bausteins realisiert sind.

[0019] Die Erfindung ist im Folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen an Hand beispielsweiser Ausführungsformen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen [0020] [0021] [0022] [0023] [0024] [0025] [0026]

Fig. 1a den prinzipiellen Aufbau eines Sperrwandlers, dessen Schalter unter Verwendung von Schmitt-Trigger Gattern, z. B. auf CMOS-Basis angesteuert wird,

Fig. 1b zugehörige Spannungs- bzw. Stromverläufe in einem Diagramm,

Fig. 2a eine Schaltung nach der Erfindung mit Regelung des Sekundärstroms und Definition der Hysteresebreite durch zusätzliche Dioden,

Fig. 2b zugehörige Spannungs- bzw. Stromverläufe in einem Diagramm,

Fig. 3 eine erweiterte Schaltung nach der Erfindung mit einer Sicherung gegen Überspannungen am Eingang und einem Burst-Mode-Oszillator,

Fig. 4 einen Ausschnitt aus der Schaltung nach Fig. 3, betreffend eine alternative Regelung unter Verwendung eines einfachen Optokopplers und

Fig. 5 eine Variante einer erfindungsgemäßen Schaltung mit einer besonders wirksamen Sicherung gegen Überspannungen und Überströme.

[0027] Wie in Fig. 1a gezeigt, besteht ein einfacher Sperrwandler 1 zur Speisung von Leuchtdioden 2 aus einer Eingangsspannung UE aus einem Übertrager 6 mit einer Primärwicklung 4 und einer mit dieser magnetisch gekoppelten Sekundärwicklung 5. Die Primärwicklung 4 kann durch Einschalten eines als MOS-FET-Leistungstransistor ausgebildeten gesteuerten Schalters 7 an die Eingangsgleichspannung UE gelegt werden, wobei ein sekundärseitiger Diodengleichrichter, hier eine Gleichrichterdiode 8 sperrt. Entsprechend u = L di/dt und Wm = L i2/2 wird dabei magnetische Energie Wm im Übertrager 6 eingespeichert. Diese Energie fließt nach Abschalten des gesteuerten Schalters 7 aus der Sekundärwicklung 5 über die dann leitende Gleichrichterdiode D8 in einen Ladekondensator C9 an dessen Ausgang die zu speisenden LEDs 2 als Last angeschlossen sind. Pro Schaltzyklus wird somit die Energie Wm an die Ausgangsseite übertragen. Zur Aufrechterhaltung eines permanenten Leistungsflusses muss deshalb der gesteuerte Schalter 7 über eine Ansteuerschaltung 3 periodisch angesteuert werden. Dies kann etwa so erfolgen, dass der Steueranschluss 11 des Schalters 7 mit dem Ausgang einer Treiberstufe 12 verbunden ist, deren Eingang von einem Taktoszillator 13 angesteuert wird, der als mittels eines RC-Gliedes R13, C13 rückgekoppelter Schmitt-Trigger zur Erzeugung eines Signals mit der Taktfrequenz f0 realisiert ist. Bei geeignetes Wahl von Frequenz und Tastverhältnis ergeben sich, wie in Fig. 1b gezeigt, letztlich dreieckförmige Stromverläufe iT und iD im Leistungstransistor bzw. Schalter 7 und der Diode D8 (diskontinuierlicher Betrieb). Mit Un bzw. UT sind die Spannungen am Steueranschluss des Schalters 7 bzw. dessen Längsspannung bezeichnet.

[0028] Die Eigenbedarfs-Stromversorgung der Ansteuerschaltung 3 kann sehr einfach aber dennoch effizient über einen Vorwiderstand Ri5 und einer Zener-Diode Di6 sowie einen Glättungskondensator C15 erfolgen, welche eine Hilfsspannung VCC erzeugen.

[0029] In der in Fig. 1a gezeigten einfachsten Grundform erfolgt die Speisung der LEDs ungeregelt. Der sich einstellende Strom durch die LEDs ist hier relativ ungenau und durch die Schaltungsparameter und Bauteilkennwerte bestimmt. 3/12 österreichisches Patentamt AT508 969 B1 2011-07-15 [0030] Die in Fig. 2a gezeigte Schaltung weist im Sinne einer signifikanten Verbesserung einen Regelkreis auf. Der tatsächliche Strom iLED wird dabei von einem Stromsensor 17 (z. B. ein Strommess-Widerstand) erfasst und einem Regelverstärker 18 zugeführt, an dessen Referenzeingang der Sollwert iLED,ref für den LED-Strom anliegt. Mit dem Ausgangssignal des Regelverstärkers 18 wird ein Optokoppler 19 mit einem Optotransistor T19 angesteuert, dessen Kollektoranschluss mit dem Rückkopplungspunkt A des Taktoszillators 13 verbunden ist. Der Optokoppler 19 wirkt als Stromquelle, welche vom Rückkopplungspunkt A Ströme variabler Größe abziehen und so Frequenz und Tastverhältnis des Taktoszillators 13 beeinflussen kann. Zur Einstellung der Verstärkung bzw. zur Festlegung des Arbeitspunktes ist der Emiteranschluss des Optotransistors T19 über einen Widerstand R19 mit der Schaltungs-Masse verbunden. Als weiterer Steuerungs-Pfad ist der Basisanschluss des Optotransistors T19 über einen Widerstand R22 mit dem Steueranschluss 11 des Transistors 7 verbunden, wie auch über einen Widerstand R23 mit dem Source-Anschluss des Leistungstransistors 7, welcher über einen Strommess-Widerstand R24 mit der Schaltungs-Masse verbunden ist. Durch die beschriebene Anordnung wird zusätzlich zur sekundärseitigen Laststromregelung (bei welcher letztlich das Tastverhältnis des Taktoszillators 13 so modifiziert wird, bis sich der geforderte LED-Strom einstellt) auch eine Strombegrenzung für den Leistungstransistor 7 erreicht. Zwischen Basisanschluss des Optotransistors 19 und der Schaltungs-Masse ist noch ein Kondensator C25 geschaltet, welcher in Verbindung mit den Widerständen R23 bzw. R24 als Tiefpass- bzw. Mittelwert-Filter wirkt.

[0031] Eine Schaltung z. B. nach Fig. 1a hat den Nachteil von relativ hohen Einschaltverlusten, welche im Leistungstransistor bzw. Schalter 7 entstehen und die den Wirkungsgrad der gesamten Stromversorgung beeinträchtigen. Ursache dafür ist, dass die Streuinduktivität des Übertragers 6 zusammen mit seinen Wicklungskapazitäten sowie besonders der Ausgangskapazität CDS des Leistungstransistors 7 einen parasitären Schwingkreis bildet. Nach Abschalten der Diode 8 kommt es zu ausgeprägten freien Schwingungen der Transistorspannung uT (siehe Fig. 1b). Beim Zeitpunkt des nächsten Einschaltens des Transistors 7 kann dessen effektive Ausgangskapazität CDS deshalb einen relativ hohen Spannungswert aufweisen. Beim Einschalten geht nun die mit dieser Spannung gemäß Wc = CDs (ut)2/2 verbundene, im Transistor 7 gespeicherte Energie verloren (d. h. sie wird in Wärme umgesetzt, es entstehen Schaltverluste). Es sei angemerkt, dass moderne Leistungs-MOSFETs nur mehr einen sehr geringen On-Widerstand im Leitzustand aufweisen, die Leitverluste im Verhältnis zu den vorstehend beschriebenen Schaltverlusten bei Konvertern kleiner Leistung deshalb nahezu vernachlässigbar sind.

[0032] Die Schaltverluste lassen sich (auch mit modernsten Halbleiterbauteilen) nur dadurch substantiell reduzieren, dass der Leistungstransistor 7 stets in einem Spannungsminimum der parasitären Schwingung eingeschaltet wird ("minimum-voltage switching"). Somit wird der parasitäre Schwingkreis als "Entlastungsnetzwerk" benutzt, der Sperrwandler arbeitet in einem quasi-resonanten Modus. Dieses Grundprinzip ist aus der einschlägigen Leistungselektronik-Literatur zwar seit langer Zeit bekannt, erfordert aber eine relativ aufwendige Auswerte-Schaltung zur Bestimmung des Spannungsminimums. Zur Erleichterung der Anwendbarkeit dieses Prinzips wurden daher spezielle Sperrwandler-Steuerbausteine mit integrierter Minimum-Detektion entwickelt. Diese Steuerbausteine sind allerdings eher teuer und benötigen wegen der komplexeren Signalverarbeitung auch einen relativ hohen Versorgungsstrom, so dass die beschriebene einfache Eigenbedarfs-Versorgung mittels Vorwiderstand und Zener-Diode nicht mehr anwendbar ist. Alternativ ließe sich das Spannungsminimum auch einfacher mittels einer zusätzlichen Wicklung am Übertrager 6 bestimmen, jedoch bedeutet dies (insbesondere für Sperrwandler kleiner Leistung) einen beträchtlichen Zusatzaufwand.

[0033] Die erfindungsgemäße Schaltung erzielt das beschriebene Einschalten im Spannungsminimum zwar nur in angenäherter Form, trotzdem aber sehr effektiv und praktisch ohne nennenswerte Zusatzkosten. Gemäß Fig. 2b wird zu diesem Zweck ein weiteres Schmitt-Trigger-Gatter 14.3 eines CMOS-Bausteins 14 als Komparator 26 verwendet, dessen Eingangsspannung über einen hier aus zwei Widerständen Rd, Rm bestehenden Spannungsteiler 27 aus der Drain-Source-Spannung uT des Leistungstransistors 7 abgeleitet wird. Der Spannungsteiler 27 4/12 österreichisches Patentamt AT508 969 B1 2011-07-15 wird in Verbindung mit der technologisch vorgegebenen Schaltschwelle des Komparators 26 so dimensioniert, dass die Schaltschwelle Us (siehe Fig. 2a) der gesamten Anordnung knapp über dem Spannungsminimum der parasitären Schwingung liegt. Der Ausgang des Komparators 26 koppelt nachfolgend über ein Parallel-RC-Glied 28 - Widerstand R28 und Kondensator C28 - an den Rückkopplungspunkt A des Taktoszillators 13 an. Über das RC-Glied 28 erfolgt nun eine "Synchronisation" des Taktoszillators 13, so dass dieser immer dann erneut startet (d. h. den Leistungstransistor 7 wieder einschaltet), wenn uT das Spannungsminimums erreicht, wie in Fig. 2a gezeigt. Der Komparator 26 detektiert bei der erfindungsgemäßen Schaltung zwar nicht den exakten Punkt des Spannungsminimums von uT, wohl aber wird dieser Punkt näherungsweise erfasst. Da die in der Ausgangskapazität CDS des Transistors 7 gespeicherte Verlustenergie aber quadratisch von uT abhängig ist, wird selbst bei nur näherungsweiser Detektion unter Anwendung eines einzigen, Zusatzgatters eine deutliche Verringerung der Einschaltverluste erzielt. Das Zusatzgatter ist vorteilhafterweises eines von z. B. sechs, in einem einzigen Baustein 14 integrierten Gatter/Invertern, auf einem Baustein vorhanden, welche als integrierte CMOS-Schaltungen zu extrem geringen Kosten im Handel verfügbar sind, wobei sich durch die CMOS-Technologie ein äußerst geringer Eigenstromverbrauch ergibt.

[0034] Durch das unmittelbare Wieder-Einschalten des Leistungstransistors 7 ohne nennenswerte Pause kann die Regelung des LED-Stromes nicht direkt über das Tastverhältnis sondern nur über eine Variation der Amplitude des Transistorstroms iT erreicht werden. In der Wirkung wird nämlich das Ausgangssignal des Regelverstärkers 18 mit einem vom Transistorstrom abgeleiteten Signal (gebildet durch die Bauelemente R22, R23, R24, C25) funktionell im Optokoppler 19 addiert und letztlich der Taktoszillator 13 über den Optokoppler-Ausgangstransistor so justiert, dass im stationären Betrieb der gewünschte Strom durch die LEDs fließt, aber auch das angestrebte Schalten des Leistungstransistors 7 im Spannungsminimum garantiert ist (Fig. 2b).

[0035] Der Taktoszillator 13 besteht gemäß Fig. 1a in seiner einfachsten Form aus einem invertierenden Schmitt-Trigger-Gatter, welches über ein RC-Glied rückgekoppelt ist. Die Schwingfrequenz wird durch die Hysteresebreite des Schmitt-Tiggerbausteins bestimmt. Da die Hysteresebreite stark Hersteller- bzw. Baureihen-abhängig ist, ist die Schwingfrequenz nicht genau definiert, was die Auslegung des gesamten Konverters erschwert. Dieser nachteilige Effekt kann durch die in Fig. 2b gezeigte Schaltungserweiterung signifikant verbessert werden. Dabei werden zwischen dem Rückkopplungspunkt A und dem tatsächlichen Eingang des Gatters zwei antiparallel geschaltete Dioden D^ D2 sowie vom Gatter-Eingang nach Masse ein zusätzlicher Kondensator Cb geschaltet. Durch diese Schaltungserweiterung wird die Hysteresebreite nun wesentlich durch die definierte Schwellspannung der Dioden D^ D2 bestimmt und nicht mehr dominant durch die (ungenaue geringere) Hysterese des Gatters selbst.

[0036] Ein zusätzlicher Vorteil ergibt sich dadurch, dass eine Dimensionierung möglich ist, bei welcher als Folge der Temperaturabhängigkeit der Diodenspannungen die Schwingfrequenz des Taktoszillators mit steigender Temperatur zunimmt, was der mit steigender Temperatur sinkenden Stromschwelle der Strombegrenzung entgegenwirkt und so für eine näherungsweise konstante Maximalleistung gesorgt ist.

[0037] Nun auf Fig. 3 kommend sei erläutert, dass sich eine weitere Verbesserung der Systemeigenschaften (wiederum ohne praktische Zusatzkosten) erzielen lässt, wenn die Schaltung um einen zusätzlichen RC-Oszillator 29 ergänzt wird, welcher wiederum unter Verwendung eines (ohnehin bereits vorhandenen) Schmitt-Trigger-Gatters des CMOS-Bausteines 14 realisiert wird. Das Rückkopplungsnetzwerk des RC-Oszillators 29, nämlich ein Widerstand R29 und ein Kondensator C29, wird so dimensioniert, dass sich eine Schwingfrequenz ^ einstellt, welche im Vergleich zur Arbeitsfrequenz f0 des Taktoszillators 13 gering ist (z. B. 1 kHz im Vergleich zu 100 kHz). Der RC-Oszillator 29 wird nun, beispielsweise über einen Koppelwiderstand R30 mit dem Rückführungspunkt A des Taktoszillators 13 verbunden, wodurch es zu einer Art Frequenzmodulation (Jitter) des Taktoszillators 13 mit der Arbeitsfrequenz des RC-Oszillators 29 als Modulationsfrequenz kommt. Durch den damit gegebenen "Spread-Spectrum"-Mode des Sperrwandlers wird die leitungs- bzw. strahlungsgebundene elektromagnetische Verträglichkeit 5/12 österreichisches Patentamt AT508 969B1 2011-07-15 (EMV) deutlich verbessert und so die Ausfilterung von Störspannungskomponenten an Eingang und Ausgang des Konverters erleichtert.

[0038] Durch die Verwendung eines weiteren Schmitt-Trigger-Gatters 14.5, dessen Eingang über einen Spannungsteiler Rp + Rq an die Versorgungsspannung UE gelegt ist und dessen Ausgang über eine Diode D3 mit dem Rückkoppelpunkt A des Taktoszillators 13 verbunden ist, kann erreicht werden, dass der Taktoszillator 13 und als Folge die gesamte Stromversorgung bei höheren Spannungen abgeschaltet wird. Durch Wahl der Abschaltschwelle (über Dimensionierung des Spannungsteilers) kann erreicht werden, dass die Stromversorgung bei Überspannungen nicht arbeitet, sodass ein Überspannungsschutz für den Leistungstransistor 7 gegeben ist. Alternativ ist dadurch aber auch ein Betrieb möglich, bei dem - starke Welligkeit der Versorgungsspannung UE vorausgesetzt, z. B. infolge geringer Kapazität des Zwischenkreiskondensators Cz - die Stromversorgung überhaupt nur in einem Teilbereich der Netzspannungsperiode taktet ("quasi-Burst-Mode"), wodurch die Schaltverluste weiter minimiert werden können.

[0039] Der vorstehend erläuterte Burst-Mode kann aber auch explizit erzwungen werden, wenn mit einem weiteren Schmitt-Trigger-Gatter 14.6 mit entsprechendem Rückkopplungsnetzwerk, nämlich einem RC-Netzwerk Rr und Ce mit einem zusätzlichem Widerstands-Dioden-Pfad eines Widerstandes Rd in Serie mit einer Diode Dr parallel zu Rr ein eigener Burst-Mode-Oszillator realisiert wird, welcher ebenfalls über eine Diode Dk an den Rückkopplungspunkt A des Taktoszillators 13 angekoppelt ist und diesen periodisch, aber stets nur für ein kurzes Zeitintervall freigibt.

[0040] Fig. 4 zeigt das relevante Detail einer Ausführungsvariante der Schaltung nach Fig. 3. Bei dieser Variante ist die Funktion der Stromsenke am Rückkopplungspunkt A des Taktoszillators 13, die in den Fig. 2a und 3 durch den Optokoppler 19 realisiert ist, durch einen zusätzlichen Steuertransistor Tf ausgeführt. Hier ist der Emitter des Optotransistors über einen Widerstand R4 zu der Basis des Steuertransistors Tf geführt und von der dieser Basis führt ein Kondensator C4 gegen Masse. Außerdem liegt die Basis an dem Strommess-Widerstand R24. Der zur Potentialtrennung notwendige Optokoppler 19 dient nur mehr zur Ansteuerung des Steuertransistor Tf. Der Vorteil dieser Variante ist, dass der Optokoppler 19 nun keinen ausgeführten Basis-Anschluß des Optotransistors mehr benötigt, somit ein low-cost-Typ eingesetzt werden kann.

[0041] Fig. 5 zeigt einen zusätzlichen Überspannungsschutz der LED-Stromversorgung. Bei direkt an das öffentliche Energieversorgungsnetz angeschlossenen elektronischen Betriebsmitteln besteht eine erhöhte Gefahr der Beschädigung/Zerstörung durch Netzüberspannungen. Kurzzeitige transiente Überspannungen, oft durch sogenannte Surge-Prüfimpulse simuliert, lassen sich üblicherweise durch Einsatz von parallel wirkenden Spannungsbegrenzungsnetzwerken basierend auf Zener-Dioden und/oder VDR-Widerständen gut beherrschen lassen. Für länger einwirkende Überspannungen, wie diese beispielsweise in dreiphasigen Systemen durch einen Bruch des Neutralleiters verursacht werden können, muss vor allem der Zwischenkreiskondensator gegen Überspannung geschützt werden. Eine derartige Störung kann das Gerät nur dann schadlos überstehen, wenn es durch eine in Serie liegende elektronische Abschaltvorrichtung im Überspannungsfall vom Netz getrennt wird. Die erfindungsgemäße, in Fig. 3 als Gesamtheit mit dem Bezugszeichen 1 bezeichnete LED-Stromversorgung ist in Fig. 5 nur durch ein Kästchen angedeutet und hier durch einen Serientransistor Tg erweitert, der zwischen die gemeinsame Masse GND und den sekundären Massepol eines Netzgleichrichters Glr geschaltet ist, und welcher im Normalbetrieb voll durchgeschaltet ist, weil sein Gate über einen Vorwiderstand Rh durch die Hilfsspannung (interne Versorgungsspannung) VCc der Stromversorgung 1 aktiviert ist. Der Steueranschluss des Transistors Tg kann nun allerdings durch einen Hilfstransistor T, deaktiviert werden, welcher bei Ansteuerung seiner Basis die Gatespannung des Transistors Tg kurzschließt. Dies geschieht dann, wenn die Versorgungsspannung UE der LED-Stromversorgung 1 einen durch eine Zener-Diode Dj definierten Grenzwert (typisch z. B. 440 V) überschreitet, welche von der Betriebsspannung UE über einen Vorwiderstand Rk an den Basisanschluss des Hilfstransistors T, geschaltet ist. 6/12

Claims (14)

1. österreichisches Patentamt AT508 969B1 2011-07-15 [0042] Durch eine weitere Serienschaltung einer Zenerdiode Dl und eines Widerstandes R1, welche von dem Basisanschluss des Hilfstransistors Tj zur Hilfsspannung Vcc der LED-Stromversorgung geschaltet ist, kann erreicht werden, dass beim Hochlauf der Schaltung der Transistor Tg erst dann durchschaltet, wenn die an ihm anliegende Spannung einen definierten Wert (typisch z. B. 39 V) unterschreitet. Dadurch ergibt sich ein strombegrenzter Sanftanlauf, welcher den Einschaltstrom auf einen sehr niederen Wert reduziert, was besonders bei Notleuchten ein wesentlicher Vorteil ist. [0043] Zum Schutz vor Überströmen kann es zweckmäßig sein, wenn der durch den Serientransistor Tg fließende Strom mittels eines Messwiderstandes Rn erfasst und die Spannung an diesem Widerstand an den Basisanschluss des Hilfstransistors Tj geführt wird, wobei zur Unterdrückung von Störungen ein RC-Filter, bestehend aus einem Längswiderstand R0 und einen Querkondensator C0 zwischengeschaltet ist. Beim Anlegen der Netzspannung wird der Zwischenkreiskondensator Cz über eine Diode Dy, den Vorwiderstand Rh und den Hilfstransistor Tj so hoch aufgeladen, bis der Hilfstransistor Tj über die Zenerdiode Di und den Widerstand Ri freigegeben wird und der Serientransistor Tg den Ladestrom übernimmt. Erst wenn die Differenz der gleichgerichteten Netzspannung zur Spannung an dem Zwischenkreiskondensator Cz unter die Zenerspannung der Diode Di sinkt, schaltet der Transistor Tg richtig ein. Eine Zenerdiode Dz begrenzt die Gatespannung des Transistors Tg. Mit dieser Schaltungserweiterung wird der Serientransistor Tg nicht nur bei Überspannungen sondern auch beim Auftreten von Überströmen abgeschaltet, womit die Robustheit der gesamten Stromversorgung weiter gesteigert werden kann. Patentansprüche 1. LED-Stromversorgung, mit einem Sperrwandler (1), der einen Übertrager (6) mit einer Primärwicklung (4) sowie einer Sekundärwicklung (5) aufweist, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem als Leistungstransistor ausgebildeten gesteuerten Schalter (7) an einer Eingangsgleichspannung (UE) liegt und der Sekundärwicklung ein Diodengleichrichter (8) sowie ein Ladekondensator (9) nachgeschaltet sind, sowie mit einer Ansteuerschaltung für den gesteuerten Schalter, welche von einer aus der Eingangsgleichspannung abgeleiteten Hilfsspannung (VCc) versorgt ist und einen Taktoszillator (13) sowie eine Treiberstufe (12) aufweist und dazu eingerichtet ist, den gesteuerten Schalter zumindest annähernd im Spannungsminimum der parasitären Schwingungen der Drain-Source Spannung einzuschalten, und mit einer Regelung des Sekundärstroms (iD) durch eine LED-Anordnung mit mindestens einer LED, wobei das Ausgangssignal (iLed) eines Stromsensors (17) der Sekundärseite sowie ein Referenzsignal (ii_ed,ref) den Eingängen des Regelverstärkers (18) zugeführt sind, dessen Ausgang der Ansteuerschaltung zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Taktoszillator (13) als rückgekoppelter Schmitt-Trigger ausgebildet ist, die Drain-Source-Spannung des Leistungstransistors (7) über einen Spannungsteiler (Rd, Rm) dem Eingang eines Komparators (26) zugeführt ist und der Ausgang des Komparators (26) über ein Koppelnetzwerk (28) an den Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) geführt ist, das Ausgangssignal eines Regelverstärkers (18) zu einem dem Schalterstrom (iT) proportionalen Signal addiert wird und ein diesem Summensignal entsprechender Spannungswert gleichfalls dem Rückkopplungspunkt des Taktoszillators (13) zugeführt ist.
2. 2. LED-Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (26) als Schmitt-Trigger (14.3) ausgebildet ist.
3. 3. LED-Stromversorgung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Koppelnetzwerk (28) ein Parallel-RC-Glied ist. 7/12 österreichisches Patentamt AT508 969 B1 2011-07-15
4. 4. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Regelverstärkers (18) über einen Optokoppler (19) der Ansteuerschaltung zugeführt ist.
5. 5. LED-Stromversorgung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Regelverstärkers (18) an den Eingang eines Optotransistors des Optokopplers (19) gelegt ist, wobei der Basis des Optotransistors ein von dem Schalterstrom (iT) abgeleitetes Signal zugeführt und die Kollektor-Emitter-Strecke des Optotransistors in Serie mit einem Widerstand (Ri9) zwischen dem Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) und Masse gelegen ist.
6. 6. LED-Stromversorgung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Steuertransistor (Tf) vorgesehen ist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) und Masse gelegen ist, wobei die Basis des Steuertransistors einerseits über einen Widerstand (R4) und die Kollektor-Emitter-Strecke eines Optotransistors des Optokopplers (19) mit dem Eingang des gesteuerten Schalters (7) verbunden ist und andererseits der Basis des Steuertransistors ein von dem Schalterstrom (iT) abgeleitetes Signal zugeführt ist.
7. 7. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Rückkopplungspunkt (A) und dem tatsächlichen Eingang des Schmitt-Trigger-Gatters (14.2) des Taktoszillators (13) zwei antiparallele Dioden (D·), D2) sowie von dem Gatter-Eingang nach Masse ein zusätzlicher Kondensator (Cb) geschaltet sind.
8. 8. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein aus einem rückgekoppelten Schmitt-Trigger bestehender RC-Oszillator (29) mit bezüglich der Taktfrequenz (f0) des Taktgenerators (13) niederer Frequenz (f,) vorgesehen ist, dessen Ausgangssignal dem Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) zu dessen Frequenzmodulation zugeführt ist.
9. 9. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang eines weiteren Schmitt-Trigger-Gatters (14.5) über einen Spannungsteiler (RP, Rm) an die Eingangsgleichspannung (Ue) gelegt ist und der Ausgang des Gatters über eine Diode (D3) mit dem Rückkoppelpunkt (A) des Taktoszillators (13) verbunden ist.
10. 10. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass ein Burst-Mode-Oszillator (e), bestehend aus einem über ein RC-Netzwerk rückgekoppelten und parallel zu dem Rückkopplungs-Widerstand (Rr) die Serienschaltung eines Widerstandes (Rd) und einer Diode (Dr) aufweisenden Schmitt-Trigger-Gatter (14.6) vorgesehen ist, welcher über eine Diode (Dk) an den Rückkopplungspunkt (A) des Taktoszillators (13) angekoppelt ist und diesen periodisch für ein bestimmtes Zeitintervall freigibt.
11. 11. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die gemeinsame Masse (GND) und den sekundären Massepol eines Netzgleichrichters (Glr) ein Serientransistor (Tg) geschaltet ist, dessen Gate über einen Vorwiderstand (Rh) durch die Hilfsspannung (VCc) aktiviert ist, wobei zwischen der Eingangsgleichspannung (UE) und der Basis des Hilfstransistors die Serienschaltung einer Zenerdiode (Dj) und eines Vorwiderstandes (Rk) liegt, sodass zum Sperren des Serientransistors seine Gatespannung mit Hilfe eines Hilfstransistors (T,) im wesentlichen kurzgeschlossen wird, sobald die Eingangsgleichspannung (UE) einen durch die Zenerdiode (Dj) definierten Wert übersteigt.
12. 12. LED-Stromversorgung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis des Hilfstransistors (T,) über die Serienschaltung einer Zenerdiode (D^ und eines Widerstandes (RO an die Hilfsspannung (VCc) gelegt ist, sodass der Einschaltstrom des Serientransistors (Tg) begrenzt wird. 8/12 österreichisches Patentamt AT508 969 B1 2011-07-15
13. 13. LED-Stromversorgung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass zum Erfassen des Stroms durch den Serientransistor (Tg) ein Messwiderstand (Rn) vorgesehen ist und die an diesem liegende Messspannung über einen Längswiderstand (R0) und einen Querkondensator (CQ) an die Basis des Hilfstransistors (Tj) geführt ist.
14. 14. LED-Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass sämtliche Schmitt-Trigger (14.1....14.6) als Gatter eines einzigen CMOS-Bausteins (14) realisiert sind. Hierzu 3 Blatt Zeichnungen 9/12