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Die Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil mit einem Übertrager, der eine Primärwicklung, eine Hilfswicklung und zumindest eine Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem Schalttransistor an einer Eingangsgleichspannung liegt und der Sekundärwicklung ein Gleichrichter und ein Ladekondensator nachgeschaltet sind, mit einer Ansteuerschaltung, für deren Stromversorgung ein der Hilfswicklung nachgeschalteter Hilfsgleichrichter und ein Kondensator vorgesehen sind, und welche für den Schalter Startimpulse fester Frequenz liefert, mit einem Stromfühler für den Strom durch die Primärwicklung, mit zumindest einem Regelverstärker zum Vergleich von Ausgangsspannung und/oder Ausgangsstrom mit einem einstellbaren Referenzwert, wobei als Stellsignal für die Ansteuerschaltung das Ausgangssignal des zumindest einen Regelverstärkers,
sowie das Ausgangssignal des Stromfühlers zur Beeinflussung des Tastverhältnisses des Schalters zugeführt sind.
Schaltwandler dieser Art sind als Stromversorgungsgeräte in einer grossen Anzahl von Ausführungen, als Sperr- oder Flusswandler bekannt geworden und werden in hohen Stückzahlen zur Stromversorgung elektrischer und elektronischer Geräte eingesetzt. Dazu kann beispielsweise auf: Hirschmann/Hauenstein, "Schaltnetzteile", Verlag Siemens 1990, Thiel, "Professionelle Schaltnetzteilapplikationen", Franzis Verlag 1996 oder Kilgenstein, "Schaltnetzteile in der Praxis", VogelFachbuch 1988 verwiesen werden
Die Ansteuersschaltung wird in der Regel zum Grossteil in einem IC-Baustein realisiert.
Obwohl derartige Bausteine bei grossen Serien kostengünstig sind, hat die Praxis gezeigt, dass IC-Ansteuerbausteine doch die Kosten eines Schaltnetzteils ungünstig beeinflussen, zumal sie letztlich doch zahlreiche periphere Schaltelemente benötigen Dazu kommen eine hohe Störempfindlichkeit der IC-Bausteine sowie ein meist eingeschränkter Bereich der möglichen Versorgungsspannungen solcher Ansteuerbausteine.
Bei einem aus der EP 0 509 343 A2 bekannt gewordenen Schaltregler besitzt der Übertrager neben einer Pnmär- und Sekundärwicklung noch eine Abmagnetisierungswicklung und zur Ansteuerung des Schalttransistors ist ein astabiler Multivibrator vorgesehen, der als Schwellwertkomparator mit einem Ladekondensator als frequenzbestimmendes Element ausgebildet ist. Die Dauer der Einschaltimpulse des Schalttransistors wird bei diesem Schaltregler von der Höhe der Eingangsgleichspannung, die Wiederholfrequenz von der Höhe der Ausgangsspannung bestimmt
Eine Aufgabe der Erfindung liegt darin, in Abkehr von dem Trend zu sehr komplexen integnerten Schaltungen eine einfache Schaltung mit diskreten Bauelementen zu schaffen, die eine kostengünstige Ansteuerung des Schalttransistors eines Schaltnetzteils ermöglichen. Dabei soll die Zahl der benötigen Schaltelemente minimal sein.
Diese Aufgabe wird, ausgehend von einem Schaltnetzteil der eingangs genannten Art erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass die Ansteuerschaltung einem festfrequenten, astabilen Multivibrator besitzt, ein Ausgangssignal des Multivibrators über eine Trennstufe dem Eingang einer gesteuerten Stromquelle zugeführt ist, und der Ausgang der Stromquelle mit der Steuerelektrode eines Schalttransistors im Primärstromkreis verbunden ist, um den Schalttransistor mit einer ersten Flanke des Multivibratorausgangssignales einzuschalten, die Steuerelektrode des Schalttransistors über einen gesteuerten Thyristor auf ein Abschaltpotential legbar ist, wobei dem Thyristor als Steuersignal einerseits das Stellsignal und andererseits das Ausgangssignal des Stromfühlers zugeführt ist,
und dem Thyristor als Löschimpulse jeweils die zweiten Flanken des Multivibratorausgangssignals zugeführt sind
Dank der Erfindung wird ein Schaltnetzteil geschaffen, der sowohl für Sperr- als auch für Flusswandler einsetzbar ist und der neben billigem Aufbau auch unkritisch hinsichtlich der Betriebsspannung seiner Schaltelemente und ausserdem sehr störfest ist.
Im Sinne einer einfachen Begrenzung des maximalen Tastverhältnisses ist es zweckmässig, wenn der Multivibrator asymmetrisch aufgebaut ist.
Es ist auch günstig, wenn der Multivibrator zwei Transistoren aufweist, wobei der Emitter eines der Transistoren mit der Basis einer die Trennstufe bildenden Transistors verbunden ist, wobei der Löschvorgang entkoppelt von dem Multivibarator an den Thyristor vorgegeben wird.
Bei einer besonders vorteilhaften Variante ist der Thyristor aus einem npn-pnp-Transistorpaar gebildet. Diese Lösung ist sehr kostengünstig und ermöglicht einen wesentlich geringeren Haltestrom als ein üblicher Einzelthyristor. Dabei ergibt sich eine praxisbewährte Ansteuerung des nachgebildeten Thyristors, wenn das Stellsignal, sowie das Ausgangssignal des Stromfühlers dem
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Emitter eines Transistors des Paares zugeführt ist, welcher über einen Widerstand mit der Basis des zweiten Transistors dieses Paares verbunden ist.
Bei einer besonders einfachen Lösung für die Stromquelle und die Ansteuerung des Schalttransistors ist vorgesehen, dass die gesteuerte Stromquelle von einem Transistor gebildet ist, über dessen Kollektor-Emitter-Strecke der Steuerelektrode des Schalttransistors ein Schaltstrom zuführbar ist, sowie von einer die Basis-Emitter-Strecke des Transistors überbrückenden Diode. Gleichfalls im Sinne einer Reduzierung der Bauteile ist es hierbei empfehlenswert, wenn die Basis des Transistors der gesteuerten Stromquelle mit dem Emitter (Kollektor) eines Transistors des Transistorpaares verbunden ist.
Falls der Hilfswicklung eine Gleichrichterdiode und mit dieser in Serie ein zu einem Ladekondensator führender Vorwiderstand nachgeschaltet ist, wobei die Spannung an dem Verbindungspunkt von Gleichrichterdiode und Vorwiderstand die Versorgungsspannung des Multivibrators bildet, kann auf einfache Weise ein sicheres Anschwingen des Multivibrators sichergestellt werden.
Wenn die Ausgangsspannung der Trennstufe durch eine (Zener) diode begrenzt ist, ergibt sich neben der Begrenzung der Gatespannung des Schalttransistors eine Vorgabe des Stromsollwertes für die Gate-Ansteuerstromquelle.
Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im folgenden anhand einer beispielsweisen Ausführungsform näher erläutert, die unter Zuhilfenahme der Zeichnung veranschaulicht ist. In dieser zeigen
Fig. 1 eine mögliche Schaltung eines Schaltnetzteils nach der Erfindung, zum Teil vereinfacht dargestellt und
Fig. 2 den Signalverlauf an drei ausgewählten Punkten der Schaltung nach Fig. 1.
Wie Fig. 1 entnehmbar, besitzt ein Schaltnetzteil nach der Erfindung einen Übertrager Tr mit einer Primärwicklung W1, einer Hilfswicklung W2 und einer Sekundärwicklung W3. Die Primärwicklung W1 liegt in Serie mit einem Schalttransistor V160, hier einem Feldeffekttransistor und einem Stromfühler R161 - einem niederohmigen Widerstand an einer Eingangsgleichspannung Up und einem Kondensator C130. Die Eingangsgleichspannung Up wird meist eine Zwischenkreisspannung sein, die durch Gleichrichtung einer Netzspannung gewonnen wird.
Die Spannung der Sekundärwicklung W3 wird mit Hilfe eines Gleichrichters Glr, hier eine einzelne Diode, und eines Ladekondensators CL in eine Ausgangsgleichspannung Us gewandelt, wobei über eine angeschlossene Last RL ein Ausgangsstrom Is fliesst. Zur Regelung kann beispielsweise die Ausgangsspannung Us in einem Regelverstärker RV mit einer Referenzspannung Uref verglichen werden, und ein Stellsignal Us wird in bekannter Weise über einen Optokoppler OK als Stellsignal Us' einer weiter unten näher beschriebenen Ansteuerschaltung ASA zugeführt. Der nicht gezeigte Phototransistor des Optokopplers OK liegt über einem Widerstand R162 an der weiter unten beschriebenen Versorgungsspannung der Ansteuerschaltung.
Der Hilfswicklung W2 ist ein Hilfsgleichnchter nachgeschaltet - hier eine Gleichrichterdiode V170 - die über einen Vorwiderstand R170 an einem Ladekondensator C170 liegt, um die Stromversorgung für die Ansteuerschaltung ASA bereitzustellen. Ein Serien-R-C-Glied R171, C171, das parallel zur Hilfswicklung W2 liegt, dient ebenso wie ein Kondensator C180, der von der Sekundärwicklung W3 gegen primäre Masse geführt ist, zur Entstörung.
Die Ansteuerschaltung ASA besitzt einen festfrequenten astabilen Multivibrator, der von zwei npn-Transistoren V121, V130 mit Kollektorwiderständen R121, R131 und Übertragungskondensatoren C120 bzw. C121 gebildet ist. Zwischen Basis und Emitter beider Transistoren V121, V130 des astabilen Multivibrators liegen Schutzdioden V122, V123 und ein Transistor V130 besitzt einen Emitter-Widerstand R133, welcher einerseits dem Multivibrator eine gewünschte Asymmetrie verleiht und der andererseits die Ankopplung an die Basis eines eine Trennstufe bildenden Transistors V131 ermöglicht. Der Kollektor-Emitter-Strecke dieses Transistors ist ein Zenerdiode V132 parallelgeschaltet, deren Funktion weiter unten erläutert wird.
Die Erfindung verwendet zur Ansteuerung des Schalttransistors V160 einen Thyristor, der jedoch bevorzugt durch ein pnp-npn-Transistorpaar V141, V142 realisiert wird. Bei dem Ausführungsbeispiel liegt zwischen der Basis des npn-Transistors V142 und dem Kollektor des pnp-Transistors V141 ein Widerstand R142 der Grössenordnung 100 Ohm.
Der Kollektor des pnp-Transistors V141 ist der Einspeisungspunkt für zwei Signale, nämlich einerseits für das Ausgangssignal Ul des Stromfühlers R161, das über einen Widerstand R143 der
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Grössenordnung 2 kOhm zugeführt wird, und andererseits für das vom Optokoppler OK emlangen- de Stellsignal Us'. Von dem genannten Einspeisungspunkt gegen Masse ist ein Kondensator C141 der Grössenordnung 1 nF geschaltet, der die Flankensteilheit begrenzt
Der Kollektor der npn-Transistors V142 liegt über einen Widerstand R141 an der Versorgungsspannung, d. h. an dem positiven Anschluss des Ladekondensators C170, wogegen der Emitter des pnp-Transistors V141 mit der Basis einen npn-Transistors V140 verbunden ist. Der Widerstand R141 stabilisiert den Thyristor, er bestimmt den "Gate-Triggerstrom", bei dem der Thyristor zündet.
Dadurch wird die Ansteuerschaltung weniger störempfindlich. Die Basis-Emitter-Strecke dieses Transistors V140 ist von einer Diode V143 überbrückt, die Basis liegt über einem Widerstand R140 an der Versorgungsspannung. Der Transistor V142 ist somit als gesteuerte Stromquelle geschaltet, wobei über seine Kollektor-Emitter-Strecke dem Gate des Schalttransistors V160 dessen Schaltstrom zugeführt wird. Ein mederohmiger Schutzwiderstand R160 liegt dabei zwischen dem Gate des Schalttransistors V160 und der genannten Stromquelle.
Die Funktion des hier als Sperrwandler ausgebildeten Schaltnetzteils nach der Erfindung sei nachstellend kurz erläutert.
Der Multivibrator V121/V130 arbeitet beispielsweise bei einer Frequenz von 50 kHz mit einem Tastverhältnis von ca. 50 %, wodurch auch das maximale Tastverhältnis der Ansteuerung des Schalttransistors V160 festgelegt ist. Der leicht asymmetrische Aufbau und die beabsichtigt nicht gut gesiebte Versorgungsspannung UFF erleichtern das Anschwingen des Multivibrators. Ausserdem ist an dem Emitterwiderstand R133 ein rückwirkungsfreies Auskoppeln der Taktimpulse möglich. Die Diode V123 ermöglicht ein besonders schnelles Abschalten des Trenntransistors V131 und sie schützt die Basis-Emitter-Strecke des Transistors V130 vor zu hoher Spannung.
Die Zenerdiode V132 begrenzt die maximale Gatespannung und gibt in Verbindung mit dem Entkopplungstransistor V131 den Stromsollwert für die Stromquelle R140, V143, V140 vor. Durch die Gateansteuerung am Schalttransistor V160 wird in der Primärwicklung W1 des Übertragers Tr ein Stromfluss erzeugt, der durch den Stromfühler R161 in einem äquivalenten Spannungswert Ul umgewandelt wird. Dieser Spannungswert wird in dem gesteuerten Thyristor V142 + V141 mit der von dem Optokoppler OK gelieferten Stellgrösse US' verglichen.
Überschreitet der Strom-Ist-Wert die Stellgrösse, so zündet der Thyristor und leitet so den von der Stromquelle erzeugten Strom, sowie den Gate-Entladungsstrom gegen Masse ab, was eine schnelle Entladung des Gates und damit ein rasches Ausschalten des Schalttransistors V160 bewirkt. Nun wird in bekannter Weise Energie in den Sekundärkreis - Sekundärwicklung W3 etc sowie in den Hilfsversorgungskreis - W2, V170, C170 - übertragen. Der Multivibrator V121, V130 gibt über die Trennstufe V131 den Löschvorgang wieder an den Thyristor V142 - V141 vor.
Solange der astabile Multivibrator noch nicht arbeitet, sperren dessen beide Transistoren V121, V130. Hier wird durch einen Anlaufwiderstand R151, der einerseits an der Primärspannung Up und andererseits an dem Kollektor des Stromquellen-Transistors V140 liegt, ein erstmaliges Hochladen des Gates des Schalttransistors V160 erreicht und der Primärstrom beginnt zu fliessen. Übersteigt das Spannungsabbild - UI die Flussspannung des Transistors V142, so zündet der Thyristor V142 + V141. Die damit einsetzende Energieübertragung erzeugt über die Hilfswicklung W2 eine Spannungsspitze am Vorwiderstand R170 für den Ladekondensator C170 der Hilfsversorgung. Da die Spannungsversorgung des Multivibrators von dieser, bei jedem übertragenen Energiepuls stark gestörten Spannung erfolgt, erfolgt ein sicheres und stabiles Anschwingen.
Fig. 2 zeigt in einem Diagramm ganz oben die Spannung an der Basis des MultivibratorTransistors V131 - ein Rechtecksignal mit einem bestimmten Tastverhältnis, darunter das dem Primärstrom entsprechende Signal UI und ganz unten die Spannung am Gate des Schalttransistors V160, wobei der stufenweise Spannungsverlauf am Gate ersichtlich ist, mit einer während jeder Periode nach dem Abschalten des Primärstromes noch verbleibenden Restspannung. Dies ist eine Folge des Umstandes, dass dem Thyristor V142 + 141 als Löschimpulse jeweils die zweiten Flanken des Multivibratorausgangssignals zugeführt sind.
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The invention relates to a switched-mode power supply with a transformer, which has a primary winding, an auxiliary winding and at least one secondary winding, the primary winding being connected in series with a switching transistor to an input DC voltage and the secondary winding having a rectifier and a charging capacitor connected downstream, with a drive circuit. for their power supply, an auxiliary rectifier and a capacitor are provided downstream of the auxiliary winding, and which supplies start pulses of a fixed frequency for the switch, with a current sensor for the current through the primary winding, with at least one control amplifier for comparing output voltage and / or output current with an adjustable reference value , the output signal of the at least one control amplifier being the control signal for the control circuit,
and the output signal of the current sensor for influencing the duty cycle of the switch are supplied.
Switching converters of this type have become known as power supply devices in a large number of designs, as flyback or flux converters and are used in large numbers for the power supply of electrical and electronic devices. For example, reference can be made to: Hirschmann / Hauenstein, "Switching Power Supplies", Verlag Siemens 1990, Thiel, "Professional Switching Power Supply Applications", Franzis Verlag 1996 or Kilgenstein, "Switching Power Supplies in Practice", VogelFachbuch 1988
The control circuit is usually largely implemented in an IC module.
Although such modules are inexpensive for large series, practice has shown that IC control modules adversely affect the costs of a switching power supply, especially since they ultimately require numerous peripheral switching elements.There is also a high sensitivity of the IC modules to interference as well as a mostly restricted range of possible ones Supply voltages of such control modules.
In the case of a switching regulator which has become known from EP 0 509 343 A2, the transformer has, in addition to a primary and secondary winding, a demagnetizing winding and an astable multivibrator is provided to control the switching transistor, which is designed as a threshold comparator with a charging capacitor as a frequency-determining element. In this switching regulator, the duration of the switch-on pulses of the switching transistor is determined by the level of the DC input voltage, the repetition frequency by the level of the output voltage
An object of the invention is to create a simple circuit with discrete components, which make it possible to control the switching transistor of a switching power supply at low cost, in a departure from the trend towards very complex integrated circuits. The number of switching elements required should be minimal.
Starting from a switching power supply of the type mentioned at the outset, this object is achieved according to the invention in that the control circuit has a fixed-frequency, astable multivibrator, an output signal of the multivibrator is fed to the input of a controlled current source via an isolating stage, and the output of the current source with the control electrode Switching transistor is connected in the primary circuit in order to switch on the switching transistor with a first edge of the multivibrator output signal, the control electrode of the switching transistor can be connected to a switch-off potential via a controlled thyristor, the control signal on the one hand being supplied with the control signal and the output signal of the current sensor as the control signal,
and the thyristor is supplied with the second edges of the multivibrator output signal as erase pulses
Thanks to the invention, a switching power supply is created which can be used for both flyback and forward converters and which, in addition to cheap construction, is also uncritical with regard to the operating voltage of its switching elements and is also very interference-resistant.
In the sense of a simple limitation of the maximum duty cycle, it is expedient if the multivibrator is constructed asymmetrically.
It is also favorable if the multivibrator has two transistors, the emitter of one of the transistors being connected to the base of a transistor forming the isolating stage, the deletion process being decoupled from the multivibarator to the thyristor.
In a particularly advantageous variant, the thyristor is formed from an npn-pnp transistor pair. This solution is very inexpensive and enables a much lower holding current than a conventional single thyristor. This results in a practice-proven control of the simulated thyristor when the control signal and the output signal of the current sensor
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Emitter of a transistor of the pair is supplied, which is connected via a resistor to the base of the second transistor of this pair.
In a particularly simple solution for the current source and the control of the switching transistor, it is provided that the controlled current source is formed by a transistor, via whose collector-emitter path a switching current can be supplied to the control electrode of the switching transistor, and one by the base-emitter Range of transistor bridging diode. Likewise in the sense of a reduction in the number of components, it is recommended here if the base of the transistor of the controlled current source is connected to the emitter (collector) of a transistor of the transistor pair.
If the auxiliary winding is followed by a rectifier diode and with it a series resistor leading to a charging capacitor, the voltage at the connection point of the rectifier diode and series resistor forming the supply voltage of the multivibrator, a safe oscillation of the multivibrator can be easily ensured.
If the output voltage of the isolating stage is limited by a (zener) diode, in addition to the limitation of the gate voltage of the switching transistor, there is also a specification of the current setpoint for the gate drive current source.
The invention together with further advantages is explained in more detail below with the aid of an exemplary embodiment which is illustrated with the aid of the drawing. In this show
Fig. 1 shows a possible circuit of a switching power supply according to the invention, partially simplified and
FIG. 2 shows the signal curve at three selected points in the circuit according to FIG. 1.
1, a switching power supply according to the invention has a transformer Tr with a primary winding W1, an auxiliary winding W2 and a secondary winding W3. The primary winding W1 is in series with a switching transistor V160, here a field effect transistor and a current sensor R161 - a low-resistance resistor at an input DC voltage Up and a capacitor C130. The input DC voltage Up will usually be an intermediate circuit voltage, which is obtained by rectifying a mains voltage.
The voltage of the secondary winding W3 is converted with the aid of a rectifier Glr, here a single diode, and a charging capacitor CL into a DC output voltage Us, an output current Is flowing through a connected load RL. For control purposes, for example, the output voltage Us in a control amplifier RV can be compared with a reference voltage Uref, and an actuating signal Us is supplied in a known manner via an optocoupler OK as actuating signal Us' to a control circuit ASA described in more detail below. The phototransistor (not shown) of the optocoupler OK is connected via a resistor R162 to the supply voltage of the drive circuit described below.
The auxiliary winding W2 is followed by an auxiliary rectifier - here a rectifier diode V170 - which is connected to a charging capacitor C170 via a series resistor R170 in order to provide the power supply for the control circuit ASA. A series R-C element R171, C171, which lies parallel to the auxiliary winding W2, serves for interference suppression, as does a capacitor C180, which is guided by the secondary winding W3 against primary ground.
The control circuit ASA has a fixed-frequency astable multivibrator which is formed by two npn transistors V121, V130 with collector resistors R121, R131 and transmission capacitors C120 and C121. Protective diodes V122, V123 are located between the base and emitter of both transistors V121, V130 of the astable multivibrator, and a transistor V130 has an emitter resistor R133 which, on the one hand, gives the multivibrator a desired asymmetry and, on the other hand, the coupling to the base of a transistor V131 which forms an isolating stage allows. A Zener diode V132 is connected in parallel to the collector-emitter path of this transistor, the function of which is explained below.
The invention uses a thyristor to control the switching transistor V160, but is preferably implemented by a pnp-npn transistor pair V141, V142. In the exemplary embodiment, a resistor R142 of the order of magnitude of 100 ohms lies between the base of the npn transistor V142 and the collector of the pnp transistor V141.
The collector of the pnp transistor V141 is the feed point for two signals, namely on the one hand for the output signal Ul of the current sensor R161, which via a resistor R143
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Order of magnitude 2 kOhm, and on the other hand for the control signal Us' received by the optocoupler OK. A capacitor C141 of the order of magnitude 1 nF is connected from the above-mentioned feed point to ground and limits the slope
The collector of the NPN transistor V142 is connected to the supply voltage via a resistor R141, i. H. at the positive terminal of the charging capacitor C170, whereas the emitter of the pnp transistor V141 is connected to the base of an npn transistor V140. Resistor R141 stabilizes the thyristor, it determines the "gate trigger current" at which the thyristor fires.
This makes the control circuit less sensitive to interference. The base-emitter path of this transistor V140 is bridged by a diode V143, the base is connected to the supply voltage via a resistor R140. The transistor V142 is thus connected as a controlled current source, its switching current being supplied to the gate of the switching transistor V160 via its collector-emitter path. A median-ohmic protective resistor R160 lies between the gate of the switching transistor V160 and the current source mentioned.
The function of the switching power supply according to the invention, embodied here as a flyback converter, will be briefly explained below.
The multivibrator V121 / V130 works, for example, at a frequency of 50 kHz with a duty cycle of approx. 50%, which also defines the maximum duty cycle for the control of the switching transistor V160. The slightly asymmetrical design and the intentionally not well-screened supply voltage UFF make it easier to start the multivibrator. In addition, feedback-free coupling of the clock pulses is possible at the emitter resistor R133. The diode V123 enables the isolating transistor V131 to be switched off particularly quickly and protects the base-emitter path of the transistor V130 against excessive voltage.
The Zener diode V132 limits the maximum gate voltage and, in conjunction with the decoupling transistor V131, specifies the current setpoint for the current source R140, V143, V140. A current flow is generated in the primary winding W1 of the transformer Tr by the gate control on the switching transistor V160 and is converted into an equivalent voltage value U1 by the current sensor R161. This voltage value is compared in the controlled thyristor V142 + V141 with the manipulated variable US 'supplied by the optocoupler OK.
If the actual current value exceeds the manipulated variable, the thyristor ignites and thus dissipates the current generated by the current source and the gate discharge current to ground, which causes the gate to discharge quickly and the switching transistor V160 to be switched off quickly. Now, in a known manner, energy is transferred to the secondary circuit - secondary winding W3 etc. and to the auxiliary supply circuit - W2, V170, C170. The multivibrator V121, V130 specifies the deletion process again to the thyristor V142 - V141 via the isolating stage V131.
As long as the astable multivibrator is not yet working, its two transistors V121, V130 are blocked. A starting resistor R151, which is on the one hand at the primary voltage Up and on the other hand at the collector of the current source transistor V140, is used for the first time to charge the gate of the switching transistor V160 and the primary current begins to flow. If the voltage map - UI exceeds the forward voltage of the transistor V142, the thyristor V142 + V141 fires. The energy transfer thus started generates a voltage peak at the series resistor R170 for the charging capacitor C170 of the auxiliary supply via the auxiliary winding W2. Since the voltage supply of the multivibrator comes from this voltage, which is strongly disturbed with each transmitted energy pulse, a safe and stable start-up takes place.
Fig. 2 shows a diagram at the top of the voltage at the base of the multivibrator transistor V131 - a square-wave signal with a certain duty cycle, including the signal UI corresponding to the primary current and at the bottom the voltage at the gate of the switching transistor V160, the stepwise voltage profile at the gate being evident with a residual voltage remaining during each period after the primary current has been switched off. This is a consequence of the fact that the thyristor V142 + 141 is supplied with the second edges of the multivibrator output signal as erase pulses.
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