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Die Erfindung betrifft ein System zur Übertragung von Daten unter Verwendung einer Vielzahl (N) durch beabstandete Trägerfrequenzen gebildeten Übertragungskanäle auf einer Leitung zwi- schen einer zentralen Stelle und einer Vielzahl, an unterschiedlichen Abzweigungspunkten an die Leitung angeschlossenen Teilnehmern mit einem an der zentralen Stelle angeordneten Sende- und Empfangsteil und jeweils den Teilnehmern zugeordneten Sende- und Empfangsteilen, wobei die Sendeteile jeweils eine Multiplex-Einheit zur Aufteilung des zu sendenden Datenstroms in Datenblöcke, Kodiereinheiten, eine aus mehreren identischen Prototypfiltern gebildete Inverse- Fourier-Transformationsfilterbank und die Empfangsteile jeweils eine aus mehreren identischen Prototypfiltern gebildete Fourier-Transformationsfilterbank, Dekodierer-Einheiten und eine Demul- tiplexer-Einheit umfassen,
und wobei die Verarbeitung des zu sendenden Datenstroms innerhalb der Inversen-Fourier-Transformationsfilterbank und der Fourier-Transformationsfilterbank mit einer Blocklänge (M) erfolgt.
Bereits seit einiger Zeit werden Versuche unternommen, zwischen einer zentralen Stelle und mehreren, in unterschiedlicher Entfernung von dieser existierenden Anschlüssen einer bereits be- stehenden, mit der zentralen Stelle verbundenen Leitung eine Datenübertragung zu ermöglichen.
Eine besonders wichtige Anwendung dafür stellen Telematik-Systeme dar, welche die Übertra- gung von Daten über Stromversorgungsleitungen ermöglichen. Zu diesem Zweck ist beispielswei- se im Bereich eines Transformators eine zentrale Stelle angeordnet, von welcher aus Daten über die bestehende Netz-Stromleitung zu den an dieser angeschlossenen Stromanschlüssen gesendet werden. Die Stromanschlüsse können in Haushalten, gewerblichen Betrieben oder sonstigen beliebigen Stromabnehmern bestehen. Mittels der mit den Stromanschlüssen verbundenen Teil- nehmergeräte sind Daten von der zentralen Stelle empfangbar und Daten an diese sendbar.
Die Anwendbarkeit der Erfindung ist aber nicht auf Stromleitungsnetze begrenzt sondern ist auch für andere bestehende Leitungsnetze gegeben.
Viele der bisher bekannten Übertragungssysteme arbeiten nur mit relativ niedrigen Daten- Raten und sind daher für moderne Anwendungen mit einem hohen Datendurchsatz, wie z. B. Video on Demand, Internet, Voice over IP, nicht geeignet.
Probleme bei der Nutzung des Stromnetzes als Übertragungsmedium ergeben sich vor allem durch die auf den Stromleitungen auftretenden Störungen und durch die unterschiedlichen Entfer- nungen der Teilnehmer von der zentralen Stelle sowie in den ständig wechselnden Lasten, die an den einzelnen Stromanschlüssen ein- und ausgeschaltet werden und daher starke Impedanzände- rungen verursachen.
Die unterschiedlichen Laufzeiten zwischen der zentralen Stelle und den einzelnen Teilnehmern verhindern ein synchrones Senden der von den einzelnen Teilnehmern ausgegebenen Daten an die zentrale Stelle und damit auch den Einsatz von Frequenzmultiplex-Verfahren, da die dabei angewandte Fast Fourier-Transformation auf einer parallelen Blockverarbeitung der in den durch mehrere Träger gebildeten Kanäle übertragenen Information beruht, welche nur synchron erfolgen kann.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Datenübertragungssystem der eingangs genannten Art anzugeben, welches eine störungsfreie Übertragung auch bei sich ändernden Netzbedingungen ermöglicht.
Weitere Aufgabe der Erfindung ist es, ein Datenübertragungssystem anzugeben, mit dem eine Übertragung von Daten zwischen einer zentralen Stelle und unterschiedlich weit entfernten, unter- einander nicht synchronisierten Teilnehmern mittels Frequenzmulitiplex möglich ist.
Erfindungsgemäss wird dies dadurch erreicht, dass die Blocklänge M grösser als die Anzahl der Übertragungskanäle N ist.
Da die Orthogonallage der einzelnen Träger aufgrund der unterschiedlichen Entfernung der Teilnehmer von der zentralen Stelle nicht aufrechterhalten werden kann, wird durch die Erhöhung der Blocklänge die Sperrdämpfung zwischen benachbarten Übertragungskanälen erhöht, sodass die Störbeeinflussung benachbarter Übertragungskanäle so weit herabgesetzt wird, dass eine störungsfreie Blockverarbeitung durch Fourier-Transformation vorgenommen werden kann.
In weiterer Ausbildung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass die Blocklänge gleich der dop- pelten Anzahl der Übertragungskanäle ist.
Gemäss einer Variante der Erfindung kann vorgesehen sein, dass parallel zum Ausgang bzw. zum Eingang jedes Sende/Empfangsteils ein Filter, vorzugsweise ein Tiefpassfilter, vorgesehen ist,
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wodurch die ständigen Impedanzänderungen an den Anschlussstellen der Leitung bzw. im Bereich der zentralen Stelle ausgeglichen werden können.
Bevorzugt wird die Erfindung zur Datenübertragung in Stromnetzen angewandt, wobei als Lei- tung zur Datenübertragung eine bestehende Stromleitung eines Stromnetzes verwendet werden kann.
In weiterer Fortbildung der Erfindung können die Prototypfilter als Tiefpass-Filter ausgebildet sein.
Eine alternative Ausgestaltung der Erfindung kann darin bestehen, dass das Prototypfilter als 48-Bandfilter ausgebildet ist.
Um die einzelnen zur Verfügung stehenden Übertragungskanäle bestmöglichst nutzen zu kön- nen, kann gemäss einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ein aus einer relativ kleinen Anzahl an Trägerfrequenzen gebildeter Kommunikationskanal zur zyklischen Abfrage des Bedarfes an zu übertragender Datenmenge von den Teilnehmern zur zentralen Stelle- vorgesehen sein.
Weiters betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Übertragung von Information unter Verwendung eines erfindungsgemässen Datenübertragungssystems.
Erfindungsgemäss wird in Abhängigkeit des ermittelten Sendebedarfes der Teilnehmer jedem der Teilnehmer eine entsprechende Anzahl von Trägerfrequenzen zugeordnet.
Damit kann eine dynamische Anpassung der Trägerfrequenzbelegung für die einzelnen Teil- nehmer vorgenommen werden, wodurch im Gegensatz zu einer starren Aufteilung der Trägerfre- quenzen auf die Teilnehmer eine besser Nutzung der zur Verfügung stehenden Kanäle erreicht werden kann.
In weiterer Ausbildung der Erfindung kann die Datenrate der zu übertragenden Information für jede Trägerfrequenz in Abhängigkeit von der Höhe der Trägerfrequenz gewählt werden.
Auf diese Weise ist es möglich, die gesamte zu übertragende Datenmenge so auf die zur Ver- fügung stehenden Trägerfrequenzen aufzuteilen, dass der Signalstörabstand für die übertragene Information optimiert werden kann. Da tiefe Trägerfrequenzen eine geringere Störanfälligkeit als höhere Trägerfrequenzen aufweisen, wird es generell von Vorteil sein, den unteren Frequenzbe- reich der Trägerfrequenzen mit einer höheren Datenrate als den oberen Frequenzbereich zu belegen.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der in den beigeschlossenen Zeichnungen dargestell- ten Ausführungsbeispielen eingehend erläutert. Es zeigt dabei
Fig.1 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform des erfindungsgemässen Daten- übertragungssystems ;
Fig. 2 ein Blockschaltbild der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig. 3 ein Blockschaltbild des Sendeteils der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig. 4 ein Blockschaltbild des IFFT-Filters der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig. 5 eine schematische Darstellung der Übertragungsfunktion eines Bandfilters;
Fig. 6 und 7 jeweils eine schematische Darstellung der spektralen Trennung mehrerer Kanäle;
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Empfangsteils der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig.9 ein Blockschaltbild des FFT-Filters der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig.lOA eine Darstellung einer möglichen Frequenzaufteilung;
Fig.1 OB eine Darstellung der Übertragungsfunktion von unterschiedlichen Prototypfiltern; Fig.11 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemässen Datenübertragungssystems ; Fig.12 ein Blockschaltbild zur Berechnung eines Entzerrers; Fig.13 ein Diagramm des Betrages der Ubertragungsfunktionen zwischen der zentralen Stelle und verschiedenen Teilnehmern; Fig.14 ein Diagramm der Impulsantworten, die zwischen der zentralen Stelle und verschiede- nen Teilnehmern auftreten.
Fig.15 ein Diagramm über die einzuhaltenden Spannungswerte für das CENELEC A Fre- quenzband ; Fig.16 und 17 ein Diagramm des Betragsfrequenzgangs der Filter; Fig.18 bis 20 jeweils ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den Q-Kanälen auf der Zentralseite;
Fig. 21 ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den I-Kanälen auf der Zentralseite;
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Fig. 22 und 23 jeweils ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den Q-Kanälen auf der Zentralseite;
Fig. 24 ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den I-Kanälen auf er Teilnehmerseite;
Fig. 25 ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den Q-Kanälen auf der Zentralseite;
Fig. 26 ein Diagramm des mittleren Singalstörabstandes über alle Q-Kanäle auf der Zentral- seite ;
Fig. 27 ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den I-Kanälen auf der Teilnehmersei- te und
Fig.28 ein Diagramm des mittleren Signalstörabstandes über alle I-Kanäle auf der Teilnehmer- seite.
In Fig. 1 ist ein System zur Übertragung von Daten zwischen einer zentralen Stelle 1 und einer Vielzahl an eine Leitung 10 angeschlossenen Teilnehmern 2,3, 4 und 5 gezeigt, welche über Zuleitungen an unterschiedlichen Abzweigungspunkten an die Leitung 10 angeschlossen sind. Die datenmässige Trennung erfolgt dabei durch einen im Frequenzmultiplex unterhaltenen Datenver- kehr mit einer Vielzahl N durch äquidistante Trägerfrequenzen gebildeten Übertragungskanälen.
In dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Leitung eine bereits bestehende Stromleitung 10 eines Stromnetzes, welche für den Datenverkehr genutzt wird.
Fig. 2 zeigt die einzelnen Funktionseinheiten des in Fig. 1 dargestellten Datenübertragungssy- stems. Die zentrale Stelle 1 beinhaltet einen Transformator 12, der eine an seiner Primärseite anliegende Hochspannung in eine Niederspannung, z. B. 220V umwandelt. Die in Fig.2 dargestell- ten Teilnehmer 2, 3 sind über je ein Filter 14,15 und einen Zähler 16,17 an die Leitung 10 ange- schlossen. Der Stromversorgungsanschluss der Teilnehmer wird über die nicht dargestellten, von den Zählern 16,17 abgehenden Anschlussleitungen gebildet, während der Datenverkehr mit der zentralen Stelle 1 über je eine Sende/Empfangseinheit 18,19 abläuft, die parallel zum Eingang der Filter 14,15 geschaltet sind. In gleicher Weise ist zwischen den Transformator 12 und den An- schlüssen eines Sende/Empfangsteils 11 der zentralseitigen Stelle 1 ein Filter 13 geschaltet.
Durch Lastwechsel bzw. Änderungen in der Art der Stromverbraucher verursacht jeder Teilnehmer an der Leitung 10 ständige Impedanzänderungen, die sich auf die Qualität der Datenübertragung negativ auswirken. Die Filter 13,14, und 15 sind dafür vorgesehen, diese Impedanzänderungen möglichst weitgehend abzuschirmen und damit möglichst für gleichbleibende Verhältnisse auf der Leitung zu sorgen. Die Filter 13,14 und 15 sind daher als Tiefpassfilter ausgebildet, welche im Datenübertra- gungsfrequenzbereich sperren.
Der Datenzugang zu der Sende/Empfangseinheit 11kann über die verschiedensten Schnitt- stellen erfolgen, z. B. PCM nach ITU G. 703, ATM, 10 oder 100 Base T od. dgl..
Der Sendeteil des Sende/Empfangsteils 11ist in Fig. 3 in Form eines Blockschaltbildes gezeigt.
Der einlangende serielle Datenstrom wird in einer Multiplex-Einheit 25 gemultiplext und dabei so aufgeteilt, dass je ein Datenblock mit der Blocklänge M in mehrere parallele Zweige eingespeist wird, wobei jeder Zweig einer Trägerfrequenz zugeordnet ist. In allen Zweigen sind N identische Kodiereinheiten 21,22, 23,24 angeordnet, welche die Datenblöcke entsprechend dem jeweils angewandten Modulationsverfahren kodieren. Die kodierten Datenblöcke werden einer Inversen Fourier-Transformationsfilterbank 20 zugeführt und darin blockweise verarbeitet.
Fig.4 zeigt eine mögliche Verarbeitung der Datenblöcke im Detail. Die Anzahl der Trägerfre- quenzen und somit der zur Verfügung stehenden Kanäle beträgt N. Innerhalb jedes Frequenzban- des können zwei getrennte Datenströme im Inphase (1)- und im Quadraturphasekanal (Q) übertra- gen werden. Über jeden dieser Kanäle wird eine reellwertige Puls-Amplitudenmodulation übertra- gen. Die Datenblöcke werden dazu in Inphase-Datenblöcke c'[n] und Quadratur-Datenblöcke cQ[n] unterteilt.
Für alle Inphase- und Quadraturzweige sind je eine Interpolationseinheit 26,27, 28,29 und je ein Prototypfilter 30, 31, 32,33 sowie je eine Mischeinheit 34,35, 36,37 vorgesehen. Die Prototyp- filter 30,31, 32,33 sind bis auf eine gegenseitige Phasenverschiebung identisch ausgebildet.
Jeder zu sendende Informationsstrom c[n] wird zuerst in den Interpolationseinheiten 26,27, 28, 29 mit einem Faktor 2M interpoliert und anschliessend mit einem Prototypfilter g [m] 30, 31, 32,33 gefiltert. Die gefilterten Signale werden anschliessend in den Mischeinheiten 34,35, 36,37 durch
EMI3.1
N 2 N 2 in einer Summationseinheit 38 zum Sendesignal überlagert, woraufhin dieses auf der Leitung 10 zu
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den Teilnehmern 2,3, 4,5 gesendet wird. Der Abstand zwischen zwei Trägerfrequenzen be- trägt!:... Über jeden der Inphase- und Quadratur-Kanäle wird eine reellwertige Pulsamplituden-
N Modulation übertragen.
Die Prototypfilter 30, 31, 32,33 sind Tiefpassfilter und weisen eine Sperrfrequenz #9 = Ò/2N auf.
Weil das Kanalraster Ò/N beträgt, überlappen nur die Sperrbänder der einzelnen Kanäle. Aufgrund der unterschiedlichen Laufzeiten zwischen den Teilnehmern und der zentralen Stelle kann die für ein Frequenzmultiplex-Verfahren übliche Orthogonalitität der Prototypfilter nicht eingehalten werden. Stattdessen müssen letztere eine möglichst hohe Sperrdämpfung aufweisen, weil durch den Wegfall der Orthogonalität benachbarter Kanäle diese plötzlich Störwirkung zeigen.
Werden die Blocklänge M und die Anzahl der Kanäle N gleich gewählt, so arbeitet das Über- tragungssystem mit maximaler spektraler Effizienz. Diese Wahl hat aber den Nachteil, dass ein Wurzel-2N-Bandfilter bei Ò/2N erst eine Dämpfung von 3 dB besitzt, welcher Umstand aus den Fig. 5 und 6 hervorgeht. Bei dieser Frequenz sollten die Filter 30, 31, 32,33 aber bereits sperren, weil sonst Kanalinterferenz auftritt.
Erfindungsgemäss ist daher vorgesehen, dass die Blocklänge M grösser als die Anzahl der Über- tragungskanäle ist.
Durch M > N kann ein Filter realisiert werden, welches bei Ò/2M eine Dämpfung von 3 dB besitzt und bei 7t/2N bereits eine hohe Sperrdämpfung erreicht hat, wie dies aus Fig. 7 zu ersehen ist. Je grösser M im Vergleich zu N gewählt wird, desto einfacher ist die geforderte Sperrdämpfung mit den Prototypfiltern g [m] zu erfüllen. Gleichzeitig verringert sich aber auch die spektrale Effizienz.
Fig.lOB zeigt die Übertragungsfunktionen A, B zweier benachbarter Prototyp-Filter für M=N und zum Unterschied dazu die Übertragungsfunktionen A', B' für M > N. Deutlich zu erkennen ist, dass im erstgenannten Fall eine Überlappung benachbarter Kanäle stattfindet und bei Wegfall der Orthogonalität eine Störbeeinflussung möglich ist, während im letztgenannten Fall es zu keiner störenden Überlappung kommen kann.
In bevorzugter Weise wird die Blocklänge M gleich der doppelten Anzahl der Trägerfrequenzen N gewählt (M=2N).
In dem gezeigten Ausführungsbeispiel sind durch die Inphase- und Quadraturkanäle insgesamt 2N Kanäle vorgesehen, sodass sich eine bevorzugte Blocklänge von M=4N ergibt.
Von den 2N reellen Kanälen können nicht alle für eine Downlink-Verbindung von der zentralen Stelle zu den einzelnen Teilnehmern eingesetzt werden, weil die Teilnehmer auch Kanäle für die Upstream-Verbindung benötigen. Welche einzelnen Kanäle an welche Teilnehmer vergeben wer- den, hängt vom jeweiligen Bedarf ab. Grundsätzlich ist es aber sicher vorteilhaft, Kanäle mit niedri- gen Frequenzen an weiter entfernte Teilnehmer zu vergeben und die nahen Teilnehmer mit den höherfrequenten Trägern zu versorgen, weil die Kabeldämpfung bei hohen Frequenzen zunimmt und daher die für die weiter entfernten Teilnehmer auftretende Kabeldämpfung in etwa ausgegli- chen werden kann. Fig.10A zeigt eine mögliche Form der Kanalaufteilung.
Für den symmetrischen Fall gleicher Datenraten in Upstream- und in Downstream-Richtung sind zwei Varianten ausführbar: 1) Es werden sowohl der Inphase- als auch der Quadratur-Kanal eines Frequenzbandes nur für den Upstream- oder den Downstream-Datenverkehr verwendet. Die Übertragung in die jeweils andere Richtung erfolgt in einem anderen Frequenzband.
2) Innerhalb eines Frequenzbandes werden der Upstream- und der Downstream-Datenverkehr jeweils den Inphase- und den Quadraturkanälen zugeordnet.
Das von den Teilnehmern auf der Leitung 10 gesendete Signal wird von dem Empfangsteil des Sende/Empfangsteils 11, wie er in Fig. 8 in Form eines Blockschaltbildes dargestellt ist, empfangen.
Das empfangene Signal wird einer Fourier-Transformationsfilterbank 40, in weiterer Folge Entzer- rern 41,42, 43,44 und Dekodern 45, 46, 47 und 48 zugeführt, sodann in der richtigen Reihenfolge in einer Demultiplexer-Einheit 50 wieder zusammengesetzt und über eine Schnittstelle einem Teilnehmerendgerät zugeleitet.
Fig. 9 zeigt die Fourier-Transformationsfilterbank 40 gemäss Fig. 8 im Detail mit Entzerrern 41, 42,43, 44, wobei das Empfangssignal über Mischeinheiten 51,52, 53,54 in 2M Leitungen auf- gesplittet und separat demoduliert wird. Die Filterbank h [m] 55,56, 57,58 besteht aus identischen,
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frequenzverschobenen Tiefpassfiltern.
Es hat sich als vorteilhaft herausgestellt, wenn die Kombination von g [m] h [m] ein2M-Bandfilter ergibt.
Die Berechnung von h [m] g [m] istbeispielsweise wie folgt möglich. Zunächst wird ein Filter p[m] = {h*g}[m] berechnet. p [m] soll ein 2M Bandfilter mit Sperrgrenze Ò/2N sein. Weiters soll p [m] = p[-m] gelten.
Die Berechnung kann mit der Eigenfiltermethode erfolgen. Mit Hilfe der spektralen Faktorisie- rung kann p [m] einen minimal- und maximalphasigen Anteil aufgesplittet werden. Der minimalphasige Anteil entspricht g [m], dermaximalphasige h [m]. Durch die symmetrische Wahl von p [m] gilt weiters h [m] g[-m].
In einer praktischen Realisierung wird aber nicht jeder Zweig durch ein einzelnes Filter auf der Sender- und der Empfängerseite sondern durch eine Filterbank mit mehreren identischen, phasen- verschobenen Protoypfiltern gebildet.
Das empfangene Signal ist eine Überlagerung aus den Sendesignalen aller Teilnehmer. Weil die einzelnen Teilnehmer an verschiedenen Orten in unterschiedlicher Entfernung zur zentralen Stelle angeordnet sind, weisen die Übertragungsstrecken von den einzelnen Teilnehmern zur zentralen Stelle verschiedene Impulsantworten und Laufzeiten auf.
Aus diesem Grund ist es nicht sinnvoll, für die Sende- bzw. Empfangsfilter g [m] und h [m] einorthonormales Set zu verwenden, weil dieses durch die unterschiedlichen Impulsantworten zerstört wird.
Nach Filterung mit dem Prototypen h [m] 56,57, 58 erfolgt eine Abtastung mittels Abtast- einheiten 59,60, 61, 62 mit der Periode 2M/L.
Wird L=1 gewählt, so besitzen die nachfolgenden Entzerrer 41, 42, 43, 44 den gleichen Takt wie die Sendesignale ck[n] und ckQ[n] k=0,1 ,... N-1.
Die Entzerrer arbeiten im Symboltakt. Wird L grösser als 1 gewählt, z. B. 2 oder 4, arbeiten die Entzerrer mit dem doppelten oder vierfachen Symboltakt. In diesem Fall muss das gefilterte Signal noch mit L abgetastet werden. Ein Entzerrer mit höherer Taktrate ist zum Beispiel dann sinnvoll, wenn die Abtastung nicht genau mit der richtigen Phase erfolgt.
Wird der Empfänger effizient implementiert, so wird nicht jeder einzelne Zweig mit h [m] sondern es werden effiziente Filterbankstrukturen verwendet. Bei diesen Strukturen ergibt sich aber erst nach der Abtastung mit 2M/L ein Zugriff auf das Signal. Wie vorstehend erwähnt, sind die Sendesignale der einzelnen Teilnehmer durch unterschiedliche Impulsantworten mit unterschiedli- chen Laufzeiten verzerrt. Sind die einzelnen Teilnehmern nun nicht synchronisiert, so besitzen die einzelnen Komponenten des Empfangssignales natürlich unterschiedliche Phasenlagen. Eine Abtastung mit 2M liefert ein Signal im Symboltakt, welches aber phasenverschoben sein kann. Aus diesem Grund ist die Verwendung eines taktratenerhöhten Entzerrers sinnvoll.
Für die Sende- und Empfangsteile der einzelnen, an unterschiedlichen Orten angeordneten Teilnehmer 2,3, 4,5 gilt das gleiche wie für das Sende- und Empfangsteil 11 der zentralen Stelle 1. Weil von den Kanälen nur eine kleine Anzahl für einen bestimmten Teilnehmer vorgesehen sind, muss dieser auch nur diese verarbeiten. Daher kann es sinnvoll sein, bei den einzelnen Teilneh- mern nur einen der Zweige des Sende- und Empfangsteils 11 zu realisieren.
Der Berechnung des Entzerrers wird das in Fig.12 dargestellte Blockschaltbild zugrunde ge- legt, wobei die Berechnung des Entzerrers für den Inphase-Kanal des j-ten Trägers gezeigt ist. Es sind dabei auf der Sendeseite die Interpolationseinheiten 81, 82,83, 84 und die Tiefpassfilter 85, 86,87, 88 des Sendeteils und jeweils den Impulsantworten entsprechende Filter 89,90, 91, 92 vorgesehen.
Die Berechnung der Entzerrer für die einzelnen Träger als auch für 1- und Q-Kanal können un- abhängig voneinander erfolgen. Für die Q-Kanäle erfolgt die Berechnung der Entzerrer analog zu den I-Kanälen.
Der oberste Zweig in Fig.12 stellt den Fluss des gewünschten Signals dar. Das Filter g[m] ist das kosinusmodulierte Prototypfilter.
EMI5.1
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EMI6.1
Das Filter c[m] ist die Impulsantwort des Inphase-Kanals von jenem Teilnehmer zur zentralen Stelle 1, welcher auf Kanal j sendet. Zu diesem gewünschten Signal addieren sich dann die Kom- ponenten des j-ten Q-Kanals sowie die 1- und Q-Kanäle der Träger i=0, 1,...., N-1, i=j Jeder dieser einzelnen Anteile wird dann mit einem Filter c',[m] bzw. cQ,[m], welches der Impulsantwort des entsprechenden Übertragungskanals entspricht, gefaltet. Bis auf die erste genannte Komponente wirken alle anderen Komponenten als Rauschen.
Problematisch kann das Empfangen der Nach- richt eines weit entfernten Teilnehmers sein, weil dieses schon weit stärker gedämpft ist als das Sendesignal eines nahen Teilnehmers. Dieses tritt natürlich in einem anderen Frequenzband auf und wird durch das Protoypfilter h [m] stark gedämpft. Aus diesem Grund ist eine hohe Sperrdämp- fung von h [m] Dies gilt für den Fall, dass der Entzerrer in der zentralen Stelle 1 berechnet wird. Soll dies auf der Teilnehmerseite geschehen, ist das Modell bis auf kleine Modifikationen ebenfalls anwendbar.
Die Filter c',[m] und cQ,[m], i=0, 1,....,N-1, i=j enthalten nun nicht mehr die Impulsantworten der Übertragungsstrecken vom Teilnehmer zur zentralen Stelle sondern jene Kanalimpulsantworten, welche zwischen dem Teilnehmer, der im Band i, i=j und dem betrachteten Teilnehmer, welcher im Band j empfängt, auftritt. Der Teilnehmer, welcher im Band i=j sendet, sendet seine Daten zwar an die Zentrale, weil aber alle Teilnehmer über ein Übertragungsmedium verbunden sind, wirkt sich dieses Signal im Band j natürlich als Störung aus.
Ein Problem kann zwischen zwei benachbarten Teilnehmern, welche in grosser Entfernung von der Zentrale angeordnet sind, auftreten. Die Übertragungsstrecke zwischen der zentralen Stelle und dem Teilnehmer kann aufgrund der grossen Entfernung bereits stark gedämpft sein, während die Übertragungsstrecke von Teilnehmer zu Teilnehmer aufgrund der geringen Entfernung zuein- ander nur eine schwache Dämpfung aufweist. In diesem Fall ist eine hohe Sperrdämpfung des Protoypfilters h (m) 55,56, 57,58 entscheidend.
Das vorstehend beschriebene Berechnungsmodell ist für jede beliebige Zuteilung der Träger zu den Teilnehmern anwendbar. Wird beispielsweise die Upstream-Verbindung durch den Inphase und den Quadratur-Kanal eines Trägers und die Downstream-Verbindung durch den 1- und Q- Kanal eines anderen Trägers realisiert, sind die beiden Filter c',[m] und co[m] i=1,2,...., N-1 ident.
Werden aber Up- und Downstream-Verbindungen im Inphase bzw. Quadratur-Kanal eines Trä- gers realisiert, so ergeben sich unterschiedliche Filter.
Von der zentralen Stelle aus betrachtet, werden auf den Quadraturkanälen bei vorstehender Annahme Daten zu den einzelnen Teilnehmern gesendet. Die Wirkung auf die Inphase-Kanäle wird durch die Echoentzerrung beschrieben, welche mittels der Filter co[m], i=1, 2,.... N-1 model- liert wird. Die Filter c',[m], i=1, 2,.... N-1 enthalten die Impulsantworten der einzelnen Teilnehmer zur Zentrale.
Empfängerseitig wird diese Überlagerung mit h,[m] gefiltert. Dieses Filter ist das mit Kosinus modulierte Protoypfilter h [m]. ho[m] welches bei der Entzerrung der Q-Kanäle auftritt, ist das mit Sinus modulierte Prototypfilter.
EMI6.2
Anschliessend wird das gefilterte Signal mit der Periode2M/L abgetastet. Im Fall L=1 arbeitet der nachfolgende Entzerrer im Symboltakt, L > 1 entspricht einem Entzerrer, welcher mit einem Takt höher als die Symbolrate arbeitet.
Der Entzerrer f',[m] möge K Koeffizienten besitzen, welche in dem Spaltenvektor f'j zusammen- gefasst sind. Für die Entzerrerkoeffizienten kann dann folgendes lineares Gleichungssystem
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geschrieben werden
EMI7.1
Die Grössen o2 und o2v, i=1,2,..., N-1, sind die mittleren Leistungen der Symbolströme c1[m]und co[m] Die LhxLh, Matrix Rn ist die Autokorrelationsmatrix des Rauschprozesses n [m]. ist die Lämge des Prototypfilter h [m].
Für die Matritzen D1 und D# gilt
EMI7.2
[D0,1]k.l=[D0,1]k2m.t mit L !t
EMI7.3
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d11[m] und d0,1 [m] sind die Impulsantworten
EMI8.1
Die Matrix HiJist wie folgt definiert:
EMI8.2
Der Spaltenvektor s ist
EMI8.3
Der Zellenvektor evist an der Stelle v1Eins, sonst Null. vjist die Verschiebung des entzerrten Signals c[m-v]im Vergleich zu c[m].
Nachfolgend wird das in Fig.11 gezeigte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemässen Daten- übertragungssystems untersucht. Die zentrale Stelle 1 ist mit insgesamt acht Teilnehmern 2,3,..., 8,9 über die Leitung 10 verbunden, von der mehrere Abzweigungsleitungen 72, 73,....., 78, 79 zu den Teilnehmern 2, 3,...., 8, 9 führen. Die durchgehende Leitung 10 ist z.B. als ein AWG 24-Kabel und die Abzweigungsleitungen 72,73,..., 78,79 sind z.B. als AWG 26-Kabel ausgeführt.
In dem gezeigten Ausführungsbeispiel nach Fig.11 sind die Distanzen zwischen den einzelnen Verbindungspunkten auf der Leitung 10 und den Abzweigungsleitungen 72, 73, ..., 78,79 in Metern eingetragen. Sowohl die Eingangs- als auch die Ausgangsimpedanz aller Teilnehmer wird mit 50 # angenommen. Nicht abgeschlossene Abzweigungsleitungen stellen leerlaufende Leitungsenden 71 und 78 dar. In Fig.13 sind die zwischen der zentralen Stelle 1 und den Teilnehmern 2,3,..., 8,9 auftretenden Übertragungsfunktionen bis 10 MHz angegeben.
Fig.14 zeigt die Impulsantworten, die zwischen der zentralen Stelle und den Teilnehmern 2, 3,...., 8,9 auftreten. Im Gegensatz zu den Übertragungsfunktionen der Fig.13, bei denen nur die Leitung 10 und die Abzweigungsleitungen 72, 73...78, 79 selbst berücksichtigt wurden, sind in der Darstellung der Fig.14 bereits die analogen Tiefpassfilter in den Sende- und Empfangsteilen be- rücksichtigt. Die Grenzfrequenz beträgt 95 kHz.
Zur Übertragung wird beispielsweise das CENELEC A Frequenzband gewählt. Die für dieses einzuhaltenden Spannungswerte sind in Fig.15 angegeben. Diese Spannungswerte müssen laut Messvorschrift an einem Lastwiderstand von 50# gemessen werden. Wird ein mittlerer Span- nungswert von 125 dB v angenommen, so entspricht dieser einer Leistungsdichte von 18 dBm an 50#
Zur Datenübertragung zwischen den acht Teilnehmern 2, 3...8, 9 des untersuchten Ausfüh- rungsbeispiels werden insgesamt sechzehn Träger verwendet, sodass für jeden Teilnehmer zwei Träger vorhanden sind. Pro Träger ergibt sich damit eine Bandbreite von
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EMI9.1
Es wird ein zusätzliches Guard-Band berücksichtigt, so dass die Bandbreite pro Teilnehmer mit 5,2 kHz gewählt wird.
Das untersuchte Ausführungsbeispiel wendet nach der Fourier-Transformation und Überlage- rung der einzelnen Signale keine zusätzliche Modulation an und arbeitet somit im Basisband.
Die untersten beiden Frequenzbänder belegen die Frequenzbereiche von 0 bis 5,2 kHz und von 5,2 kHz bis 10,4 kHz und dürfen somit nicht zur Datenübertragung innerhalb des CENELEC A Bandes verwendet werden. Es müssen daher 18 Träger vorgesehen werden, von welchen die untersten beiden nicht ausgesteuert sind. Um die sowohl im Empfänger als auch im Sender benö- tigte analoge Filterung, auf welche hier nicht näher eingegangen wird, zu erleichtern, werden oberhalb der verwendeten Träger noch zwei Träger vorgesehen, die ebenfalls nicht moduliert werden. Mit dieser Massnahme werden die Anforderungen an die Flankensteilheit des analogen Tiefpassfilters reduziert.
Die Summe der Trägerfrequenzen beträgt somit zwanzig, von denen sechzehn tatsächlich für die Datenübertragung verwendet werden. Je zwei Träger sind unterhalb und oberhalb der verwen- deten Träger vorgesehen. Das oberste Frequenzband belegt einen Frequenzbereich von 19. 5,2 kHz bis 20- 5,2 kHz = 98. 8 kHz - 104 kHz. Die obere Frequenz 104 kHz entspricht der halben Nyquist-Frequenz. Für die Abtastperiode ergibt sich somit
EMI9.2
Die sechzehn zur Verfügung stehenden Frequenzbänder müssen nun auf die acht Teilnehmer aufgeteilt werden. Vorteilhaft ist es, die von der zentralen Stelle weiter entfernten Teilnehmer mit den unteren Frequenzbändern zu versorgen, um die erhöhte Kabeldämpfung wettzumachen.
In der nachstehenden Tabelle ist die Zuordnung der Frequenzbänder zu den Teilnehmern angegeben.
EMI9.3
<tb> Teilnehmer <SEP> Frequenzband <SEP> [kHz]
<tb>
<tb>
<tb> 1 <SEP> 16,17
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 2 <SEP> 14,15
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 3 <SEP> 12,13
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 4 <SEP> 10,11
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 5 <SEP> 8,9
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 6 <SEP> 6,7
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 7 <SEP> 4,5
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 82,3
<tb>
Jeder Teilnehmer 2, 3, ...., 8,9 kommuniziert über zwei Frequenzbänder mit der zentralen Stel- le 1. Es wurden zwei Varianten untersucht.
Bei der ersten Variante wird ein erstes komplettes Frequenzband mit Inphase und Quadratur- Kanälen für die Upstream-Verbindung und ein zweites komplettes Frequenzband für die Downstream-Verbindung eingesetzt. Somit können bei dieser Methode beispielsweise die Fre- quenzbänder mit geradzahligem Index für den Downstream und die mit ungeradzahligem Index für den Upstream verwendet werden. Diese Methode wird im nachfolgend mit "even/odd" bezeichnet.
Bei der zweiten Variante wird für die Downstream-Verbindung der Inphase-Kanal zweier Fre- quenzbänder und für die Upstream-Verbindung die Quadratur-Kanäle verwendet. Diese Methode wird nachfolgend mit lQ" bezeichnet.
Es werden zwei mögliche Ausführungsformen von Prototypfiltern untersucht. Die erste Ausfüh- rungsform ist durch ein gewöhnliches Tiefpassfilter gebildet, während für die zweite Ausführungs- form für {g*h} [m] ein 48-Bandfilter entworfen wird, wobei durch spektrale Faktorisierung der mini- malphasige Anteil g [m] und der maximalphasige Anteil h [m] wird. Wie bereits vorste- hend erwähnt, werden durch die Wahl M > N die Anforderungen an das Filter wesentlich reduziert.
N = 20 ist die Kanalanzahl des Systems, während M = 48/2 = 24 gilt.
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Sowohl das gewöhnliche Tiefpassfilter als auch das 48-Bandfilter können mit der Eigenfilterme- thode berechnet werden. Die Sperrgrenze wird in beiden Fällen mit Ò Ò gewählt. Die Filter-
2N 40 länge beträgt 511.
Fig.16 und Fig.17 zeigen die Betragsfrequenzgänge der Filter go [m], gi[m] und g2[m] für das Tiefpassfilter (Fig.16) und das 48-Bandfilter (Fig.17).
Die Fig. 18 bis 20 zeigen die erzielten Kanal-Signalstörabstände, die im Empfangsteil der zent- ralen Stelle bei unterschiedlicher Entzerrerlänge auftreten. Als Protoypfilter wird dabei das 48-Bandfilter verwendet. Es wird die I/Q-Methode angewandt und somit die Upstream-Daten in den Q-Kanälen übertragen. Weil der Signalstörabstand zentralseitig beobachtet wird, sind in den Fig.18 bis 20 die Signalstörabstände der Q-Kanäle eingetragen. Die zentrale Stelle sendet auf den I-Kanälen, der Signalstörabstand innerhalb der I-Kanäle ist somit nicht von Bedeutung. Die Entzer- rerlängen sind in den Fig.18 bis 20 K=16, K=24 und K=32.
Innerhalb jedes Diagrammes der Fig.18 bis 20 sind Entzerrer gleicher Länge mit unterschiedlichen Überabtastfaktoren gegenübergestellt.
Für die Fig. 18 bis 24 wird dem Übertragungssignal ein weisses Rauschen mit einer Rauschlei- stungsdichte No =-30 dBm zugesetzt. Es ist ersichtlich, dass eine Vergrösserung der Filterlänge keinen wesentlichen Einfluss auf die erzielbaren Störabstände hat. Hingegen führt ein überabgetas- teter Entzerrer sehr wohl zu wesentlichen Verbesserungen.
In den Fig. 21 und 22 wird ebenfalls der Signalstörabstand an der zentralen Stelle beobachtet, es wird jedoch die even/odd-Methode verwendet. Als Protoypfilter wird wiederum das 48-Bandfilter verwendet. Die Entzerrerlänge beträgt K=24. Deutlich ist zu erkennen, dass die Inphase/Quadratur- Methode wesentlich bessere Resultate liefert.
Wird als Prototypfilter das normale Tiefpassfilter verwendet, so ergibt sich das in Fig. 23 darge- stellte Ergebnis. Die Entzerrerlänge beträgt wiederum K=24. Die Upstream-Verbindung wird in den Q-Kanälen aller Frequenzbänder übertragen. Wie deutlich zu erkennen ist, können bei Verwen- dung eines 48-Bandfilters wesentlich bessere Resultate gewonnen werden.
Die Fig. 24 zeigt den Signalstörabstand innerhalb der I-Kanäle auf der Teilnehmerseite. Zur Trennung von Up- und Downstream wird die I/Q-Methode verwendet, das heisst der Downstream wird in den I-Kanälen übertragen. Als Prototypfilter wird das 48-Bandfilter verwendet. Die Entzer- rerlänge beträgt K=24.
Alle in den Fig. 18 bis 24 gezeigten Simulationen sind mit weissem Rauschen der Rauschlei- stungsdichte No =-30 dBm durchgeführt worden. In den Fig. 25 bis 28 werden die erzielbaren Signalstörabstände in Abhängigkeit der Rauschleistungsdichte No dargestellt. Die für die Fig.25 und 26 zugrundegelegte Simulation verwendet als Protoypfilter wiederum das 48-Bandfllter und die I/Q-Methode. Die Entzerrerlänge beträgt K=24, der Überabtastfaktor L=4. Fig. 25 zeigt den Signal- störabstand der einzelnen Q-Kanäle an der zentralseitigen Stelle. In der obersten mit No=0* ge- kennzeichneten Kurve gilt neben No=0 weiters, dass jeweils nur der Kanal, von welchem gerade der Signalstörabstand berechnet wird, sendet. Alle anderen Kanäle werden zu diesem Zeitpunkt nicht moduliert. Es geht klar hervor, dass nicht das weisse Rauschen sondern die Kanalinterferenz Haupt- störquelle ist.
Fig. 26 zeigt den mittleren Signalstörabstand über alle Kanäle als Funktion von No dar.
Die Fig. 27 und 28 zeigen die bei derselben Simulation erzielten Ergebnisse auf der Teilneh- merseite. Auch hier klar zu erkennen, dass die Kanalinterferenz die Hauptstörung darstellt.
Ein weiteres nicht dargestelltes Ausführungsbeispiel der Erfindung besteht darin, dass ein aus einer relativ kleinen Anzahl an Trägerfrequenzen gebildeter Kommunikationskanal zur zyklischen Abfrage des Bedarfes an zu übertragender Datenmenge von den Teilnehmern zur zentralen Stelle vorgesehen ist. Über diesen Kanal wird ständig die für jeden Teilnehmer in der upstream- und der downstream-Richtung anfallende Übertragungskapazität ermittelt und daraus die Aufteilung der Anzahl an Trägerfrequenzen für jeden Teilnehmer bestimmt.
Somit wird in Abhängigkeit des ermittelten Sendebedarfes der Teilnehmer jedem der Teilneh- mer eine entsprechende Anzahl von Trägerfrequenzen zugeordnet. Die Datenrate der zu übertra- genden Information für jede Trägerfrequenz kann weiters in Abhängigkeit von der Höhe der Träger- frequenz gewählt werden. Eine solche Auswahl ist vor allem zur Erhöhung der Signalübertra- gungsqualität sinnvoll. Tiefere Trägerfrequenzen sind generell weniger störungsbehaftet als höhere Trägerfrequenzen, weshalb es sinnvoll ist, den unteren Frequenzbereich der Trägerfrequenzen mit einer höheren Bitrate zu belegen und in Richtung zum oberen Frequenzbereich der Trägerfrequen-
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zen hin die Datenrate abzusenken.
PATENTANSPRÜCHE :
1. System zur Übertragung von Daten unter Verwendung einer Vielzahl (N) durch beabstan- dete Trägerfrequenzen gebildeten Übertragungskanäle auf einer Leitung (10) zwischen einer zentralen Stelle (1) und einer Vielzahl, an unterschiedlichen Abzweigungspunkten an die Leitung (10) angeschlossenen Teilnehmern (2,3,..., 8, 9), mit einem an der zentralen
Stelle (1) angeordneten Sende- und Empfangsteil (11) und jeweils den Teilnehmern (2,
3,..., 8, 9) zugeordneten Sende- und Empfangsteilen (18, 19), wobei die Sendeteile jeweils eine Multiplex-Einheit (50) zur Aufteilung des zu sendenden Datenstroms in Datenblöcke,
Kodiereinheiten (21,22, 23,24), eine aus mehreren identischen Prototypfiltern (30,31, 32,
33) gebildete Inverse-Fourier-Transformationsfilterbank (20) und die Empfangsteile jeweils eine aus mehreren identischen Prototypfiltern (55,56, 57,58)
gebildete Fourier-
Transformationsfilterbank (11), Dekodierer-Einheiten (41,42, 43,44) und eine Demultiple- xer-Einheit (50) umfassen, und wobei die Verarbeitung des zu sendenden Datenstroms innerhalb der Inversen-Fourier-Transformationsfilterbank und der Fourier-Transformations- filterbank mit einer Blocklänge M erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass die Blocklänge M grösser als die Anzahl der Übertragungskanäle N ist.
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The invention relates to a system for the transmission of data using a multiplicity (N) of transmission channels formed by spaced carrier frequencies on a line between a central point and a multiplicity of subscribers connected to the line at different branch points with a transmission arranged at the central point - And the receiving part and the transmitting and receiving parts assigned to the participants, the transmitting parts each having a multiplex unit for dividing the data stream to be transmitted into data blocks, coding units, an inverse Fourier transformation filter bank formed from a plurality of identical prototype filters, and the receiving parts each one from a plurality comprise identical prototype filters formed Fourier transform filter bank, decoder units and a demultiplexer unit,
and wherein the processing of the data stream to be transmitted takes place within the inverse Fourier transform filter bank and the Fourier transform filter bank with a block length (M).
Attempts have been made for some time to enable data transmission between a central location and a plurality of existing connections at different distances from an existing line connected to the central location.
Telematics systems, which enable the transmission of data via power supply lines, represent a particularly important application for this. For this purpose, a central point is arranged, for example, in the area of a transformer, from which data is sent via the existing mains power line to the power connections connected to it. The power connections can be in households, commercial companies or any other pantograph. By means of the subscriber devices connected to the power connections, data can be received from the central point and data can be sent to it.
However, the applicability of the invention is not limited to power line networks but is also given for other existing line networks.
Many of the previously known transmission systems only work with relatively low data rates and are therefore suitable for modern applications with a high data throughput, such as, for. B. Video on Demand, Internet, Voice over IP, not suitable.
Problems with the use of the power network as a transmission medium arise above all from the disturbances occurring on the power lines and from the different distances of the participants from the central point and the constantly changing loads that are switched on and off at the individual power connections and therefore cause strong impedance changes.
The different transit times between the central point and the individual participants prevent a synchronous transmission of the data output by the individual participants to the central point and thus also the use of frequency division multiplexing methods, since the Fast Fourier transform used here is based on a parallel block processing of the in the information transmitted by a plurality of carriers is based, which can only take place synchronously.
The object of the invention is therefore to provide a data transmission system of the type mentioned at the outset which enables interference-free transmission even in the event of changing network conditions.
Another object of the invention is to specify a data transmission system with which a transmission of data between a central point and participants at different distances, not synchronized with one another, is possible by means of frequency division multiplexing.
This is achieved according to the invention in that the block length M is greater than the number of transmission channels N.
Since the orthogonal position of the individual carriers cannot be maintained due to the different distance of the participants from the central location, the block attenuation is increased by increasing the block length between adjacent transmission channels, so that the interference of adjacent transmission channels is reduced to such an extent that interference-free block processing by Fourier -Transformation can be made.
In a further embodiment of the invention, it can be provided that the block length is equal to the double number of transmission channels.
According to a variant of the invention, it can be provided that a filter, preferably a low-pass filter, is provided in parallel with the output or input of each transmitting / receiving part.
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whereby the constant changes in impedance at the connection points of the line or in the area of the central point can be compensated.
The invention is preferably used for data transmission in power networks, it being possible to use an existing power line of a power network as the line for data transmission.
In a further development of the invention, the prototype filter can be designed as a low-pass filter.
An alternative embodiment of the invention can consist in the prototype filter being designed as a 48-band filter.
In order to be able to use the individual available transmission channels as best as possible, according to a further embodiment of the invention, a communication channel formed from a relatively small number of carrier frequencies can be provided for the cyclical query of the need for the amount of data to be transmitted from the participants to the central location.
The invention further relates to a method for transmitting information using a data transmission system according to the invention.
According to the invention, a corresponding number of carrier frequencies is assigned to each of the participants depending on the determined transmission requirement of the participants.
This enables a dynamic adaptation of the carrier frequency assignment for the individual subscribers, which means that, in contrast to a rigid distribution of the carrier frequencies among the subscribers, better use of the available channels can be achieved.
In a further embodiment of the invention, the data rate of the information to be transmitted can be selected for each carrier frequency depending on the level of the carrier frequency.
In this way, it is possible to divide the total amount of data to be transmitted over the available carrier frequencies in such a way that the signal-to-noise ratio can be optimized for the transmitted information. Since low carrier frequencies have a lower susceptibility to interference than higher carrier frequencies, it will generally be advantageous to occupy the lower frequency range of the carrier frequencies with a higher data rate than the upper frequency range.
The invention is explained in detail below with reference to the exemplary embodiments illustrated in the accompanying drawings. It shows
1 shows a schematic representation of an embodiment of the data transmission system according to the invention;
2 shows a block diagram of the central location according to FIG. 1;
3 shows a block diagram of the transmitting part of the central location according to FIG. 1;
4 shows a block diagram of the IFFT filter of the central location according to FIG. 1;
5 shows a schematic illustration of the transfer function of a bandpass filter;
6 and 7 each show a schematic representation of the spectral separation of several channels;
8 shows a block diagram of a receiving part of the central location according to FIG. 1;
9 shows a block diagram of the FFT filter of the central location according to FIG. 1;
Fig.lOA a representation of a possible frequency division;
1 OB shows the transfer function of different prototype filters; 11 shows a schematic illustration of a further embodiment of the data transmission system according to the invention; 12 shows a block diagram for calculating an equalizer; 13 shows a diagram of the amount of the transfer functions between the central location and different participants; 14 shows a diagram of the impulse responses that occur between the central location and various subscribers.
15 shows a diagram of the voltage values to be observed for the CENELEC A frequency band; 16 and 17 show a diagram of the absolute frequency response of the filters; 18 to 20 each show a diagram of the signal-to-noise ratio achieved in the Q channels on the central side;
21 shows a diagram of the signal-to-noise ratio achieved in the I-channels on the central side;
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22 and 23 each show a diagram of the signal-to-noise ratio achieved in the Q channels on the central side;
24 shows a diagram of the signal-to-noise ratio achieved in the I channels on the subscriber side;
25 shows a diagram of the signal-to-noise ratio achieved in the Q channels on the central side;
26 shows a diagram of the mean signal-to-noise ratio over all Q-channels on the central side;
27 shows a diagram of the signal-to-noise ratio achieved in the I channels on the subscriber side and
28 shows a diagram of the mean signal-to-noise ratio over all I-channels on the subscriber side.
1 shows a system for transmitting data between a central point 1 and a large number of subscribers 2, 3, 4 and 5 connected to a line 10, which are connected to the line 10 via feed lines at different branch points. In terms of data, the data is separated by data traffic maintained in frequency division multiplex with a large number of N transmission channels formed by equidistant carrier frequencies.
In the exemplary embodiment shown, the line is an already existing power line 10 of a power network, which is used for data traffic.
FIG. 2 shows the individual functional units of the data transmission system shown in FIG. 1. The central point 1 contains a transformer 12, the high voltage applied to its primary side into a low voltage, for. B. converts 220V. The subscribers 2, 3 shown in FIG. 2 are each connected to line 10 via a filter 14, 15 and a counter 16, 17. The power supply connection of the subscribers is formed via the connection lines (not shown) which depart from the counters 16, 17, while the data traffic with the central point 1 takes place via a respective transceiver unit 18, 19 which are connected in parallel to the input of the filters 14, 15 , In the same way, a filter 13 is connected between the transformer 12 and the connections of a transmitting / receiving part 11 of the central location 1.
Due to load changes or changes in the type of electricity consumers, each participant on the line 10 causes constant changes in impedance which have a negative effect on the quality of the data transmission. The filters 13, 14 and 15 are provided to shield these impedance changes as much as possible and thus to ensure that the conditions on the line are as constant as possible. The filters 13, 14 and 15 are therefore designed as low-pass filters, which block in the data transmission frequency range.
Data access to the transmitting / receiving unit 11 can take place via a wide variety of interfaces, e.g. B. PCM according to ITU G. 703, ATM, 10 or 100 Base T or the like ..
The transmitting part of the transmitting / receiving part 11 is shown in FIG. 3 in the form of a block diagram.
The incoming serial data stream is multiplexed in a multiplex unit 25 and divided in such a way that a data block with the block length M is fed into several parallel branches, each branch being assigned to a carrier frequency. N identical coding units 21, 22, 23, 24 are arranged in all branches, which code the data blocks in accordance with the modulation method used in each case. The coded data blocks are fed to an inverse Fourier transform filter bank 20 and processed block by block therein.
4 shows a possible processing of the data blocks in detail. The number of carrier frequencies and thus the channels available is N. Within each frequency band, two separate data streams can be transmitted in the in-phase (1) and in the quadrature-phase channel (Q). A real-valued pulse amplitude modulation is transmitted via each of these channels. For this purpose, the data blocks are divided into in-phase data blocks c '[n] and quadrature data blocks cQ [n].
An interpolation unit 26, 27, 28, 29 and a prototype filter 30, 31, 32, 33 and a mixing unit 34, 35, 36, 37 are provided for all in-phase and quadrature branches. The prototype filters 30, 31, 32, 33 are identical except for a mutual phase shift.
Each information stream c [n] to be sent is first interpolated in the interpolation units 26, 27, 28, 29 with a factor of 2M and then filtered with a prototype filter g [m] 30, 31, 32, 33. The filtered signals are then in the mixing units 34,35, 36,37
EMI3.1
N 2 N 2 superimposed in a summation unit 38 on the transmission signal, whereupon this on line 10
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the participants 2,3, 4,5 is sent. The distance between two carrier frequencies is: ... A real pulse amplitude is generated over each of the in-phase and quadrature channels.
N transmit modulation.
The prototype filters 30, 31, 32, 33 are low-pass filters and have a blocking frequency # 9 = Ò / 2N.
Because the channel grid is Ò / N, only the stop bands of the individual channels overlap. Due to the different transit times between the participants and the central office, the orthogonality of the prototype filter, which is common for a frequency division multiplex method, cannot be maintained. Instead, the latter must have as high a blocking attenuation as possible, because the orthogonality of adjacent channels ceases to have an interfering effect.
If the block length M and the number of channels N are chosen to be the same, the transmission system works with maximum spectral efficiency. However, this choice has the disadvantage that a 2N root band filter only has an attenuation of 3 dB at Ò / 2N, which fact can be seen from FIGS. 5 and 6. At this frequency, the filters 30, 31, 32, 33 should already block, because otherwise channel interference occurs.
It is therefore provided according to the invention that the block length M is greater than the number of transmission channels.
By M> N a filter can be realized which has an attenuation of 3 dB at Ò / 2M and has already achieved a high blocking attenuation at 7t / 2N, as can be seen from FIG. 7. The larger M is selected in comparison to N, the easier it is to achieve the required blocking attenuation with the prototype filters g [m]. At the same time, the spectral efficiency is also reduced.
Fig. 10B shows the transfer functions A, B of two neighboring prototype filters for M = N and, in contrast, the transfer functions A ', B' for M> N. It can be clearly seen that in the former case there is an overlap of adjacent channels and at If the orthogonality is eliminated, interference is possible, while in the latter case there can be no disruptive overlap.
The block length M is preferably chosen to be twice the number of carrier frequencies N (M = 2N).
In the exemplary embodiment shown, a total of 2N channels are provided by the in-phase and quadrature channels, so that a preferred block length of M = 4N results.
Not all of the 2N real channels can be used for a downlink connection from the central point to the individual subscribers, because the subscribers also need channels for the upstream connection. Which individual channels are allocated to which participants depends on the respective need. In principle, however, it is certainly advantageous to allocate channels with low frequencies to more distant subscribers and to supply the nearby subscribers with the higher-frequency carriers because the cable loss increases at high frequencies and therefore the cable loss occurring for the distant subscribers is roughly balanced - can be. 10A shows a possible form of channel division.
For the symmetrical case of the same data rates in the upstream and downstream direction, two variants can be carried out: 1) Both the in-phase and the quadrature channel of a frequency band are only used for the upstream or downstream data traffic. The transmission in the other direction takes place in a different frequency band.
2) Within a frequency band, the upstream and downstream data traffic are assigned to the in-phase and quadrature channels, respectively.
The signal sent by the participants on line 10 is received by the receiving part of the transmitting / receiving part 11, as shown in FIG. 8 in the form of a block diagram.
The received signal is fed to a Fourier transformation filter bank 40, subsequently equalizers 41, 42, 43, 44 and decoders 45, 46, 47 and 48, then reassembled in the correct order in a demultiplexer unit 50 and via a Interface forwarded to a subscriber terminal.
FIG. 9 shows the Fourier transform filter bank 40 according to FIG. 8 in detail with equalizers 41, 42, 43, 44, the received signal being split into 2M lines via mixing units 51, 52, 53, 54 and demodulated separately. The filter bank h [m] 55.56, 57.58 consists of identical,
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frequency-shifted low-pass filters.
It has proven to be advantageous if the combination of g [m] h [m] results in a 2M band filter.
The calculation of h [m] g [m] is possible as follows, for example. First a filter p [m] = {h * g} [m] is calculated. p [m] should be a 2M band filter with cutoff Ò / 2N. Furthermore p [m] = p [-m] should apply.
The calculation can be done with the eigen filter method. With the help of spectral factorization, p [m] a minimum and maximum phase portion can be split. The minimum phase component corresponds to g [m], the maximum phase component h [m]. Due to the symmetrical choice of p [m] h [m] g [-m] also applies.
In a practical implementation, however, each branch is not formed by a single filter on the transmitter and receiver side, but by a filter bank with several identical, phase-shifted prototype filters.
The received signal is a superimposition from the transmission signals of all participants. Because the individual participants are arranged at different locations at different distances from the central location, the transmission links from the individual participants to the central location have different impulse responses and transit times.
For this reason, it does not make sense to use an orthonormal set for the send and receive filters g [m] and h [m], because this is destroyed by the different impulse responses.
After filtering with the prototype h [m] 56, 57, 58, a scanning is carried out using scanning units 59, 60, 61, 62 with the period 2M / L.
If L = 1 is selected, the subsequent equalizers 41, 42, 43, 44 have the same clock as the transmission signals ck [n] and ckQ [n] k = 0.1, ... N-1.
The equalizers work in symbol clock. If L is chosen greater than 1, e.g. B. 2 or 4, the equalizers work with double or quadruple symbol clock. In this case, the filtered signal must still be sampled with L. An equalizer with a higher clock rate is useful, for example, if the sampling is not carried out with the correct phase.
If the receiver is implemented efficiently, not every single branch with h [m] but efficient filter bank structures are used. With these structures, however, the signal is only accessed after scanning with 2M / L. As mentioned above, the transmission signals of the individual participants are distorted by different impulse responses with different transit times. If the individual participants are now not synchronized, the individual components of the received signal naturally have different phase positions. A scan with 2M delivers a signal in the symbol clock, which can, however, be out of phase. For this reason, it makes sense to use an clock equalizer.
The same applies to the transmitting and receiving parts of the individual participants 2, 3, 4, 5 arranged at different locations as for the transmitting and receiving part 11 of the central point 1. Because only a small number of the channels is provided for a specific participant , it only has to process them. It can therefore make sense to implement only one of the branches of the transmitting and receiving part 11 for the individual subscribers.
The calculation of the equalizer is based on the block diagram shown in FIG. 12, the calculation of the equalizer for the in-phase channel of the jth carrier being shown. Interpolation units 81, 82, 83, 84 and low-pass filters 85, 86, 87, 88 of the transmission part and filters 89, 90, 91, 92 corresponding to the impulse responses are provided on the transmission side.
The equalizers for the individual carriers as well as for the 1 and Q channels can be calculated independently of one another. For the Q channels, the equalizer is calculated in the same way as the I channels.
The top branch in Fig. 12 represents the flow of the desired signal. The filter g [m] is the cosine modulated prototype filter.
EMI5.1
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EMI6.1
The filter c [m] is the impulse response of the in-phase channel from that participant to the central location 1, which transmits on channel j. The components of the jth Q channel and the 1 and Q channels of the carriers i = 0, 1, ..., N-1, i = j of each of these individual components are then added to this desired signal is then folded with a filter c ', [m] or cQ, [m], which corresponds to the impulse response of the corresponding transmission channel. Except for the first component mentioned, all other components act as noise.
Receiving the message of a far-away subscriber can be problematic because it is already much more attenuated than the transmission signal of a nearby subscriber. This naturally occurs in a different frequency band and is strongly attenuated by the prototype filter h [m]. For this reason there is a high blocking attenuation of h [m]. This applies in the event that the equalizer is calculated in the central point 1. If this is to be done on the participant side, the model can also be used except for minor modifications.
The filters c ', [m] and cQ, [m], i = 0, 1, ...., N-1, i = j now no longer contain the impulse responses of the transmission links from the subscriber to the central point, but rather those channel impulse responses, which occurs between the subscriber who is in band i, i = j and the considered subscriber who receives in band j. The subscriber who sends in band i = j sends his data to the central office, but because all subscribers are connected via a transmission medium, this signal in band j naturally has a disturbance effect.
A problem can arise between two neighboring subscribers, which are located at a great distance from the central office. The transmission path between the central location and the subscriber can already be heavily damped due to the large distance, while the transmission path from subscriber to subscriber has only a weak attenuation due to the short distance from one another. In this case, high blocking attenuation of the prototype filter h (m) 55.56, 57.58 is decisive.
The calculation model described above can be used for any allocation of the carriers to the participants. If, for example, the upstream connection is realized by the in-phase and the quadrature channel of one carrier and the downstream connection by the 1 and Q channel of another carrier, the two filters are c ', [m] and co [m] i = 1.2, ...., N-1 ident.
However, if upstream and downstream connections are made in the in-phase or quadrature channel of a carrier, different filters result.
When viewed from the central point, data is sent to the individual participants on the quadrature channels if the above assumption is made. The effect on the in-phase channels is described by the echo equalization, which is modeled by means of the filter co [m], i = 1, 2, .... N-1. The filters c ', [m], i = 1, 2, .... N-1 contain the impulse responses of the individual participants to the center.
On the receiver side, this overlay is filtered with h, [m]. This filter is the prototype filter h [m] modulated with cosine. ho [m], which occurs during equalization of the Q channels, is the prototype filter modulated with sine.
EMI6.2
The filtered signal is then sampled with the period 2M / L. In the case L = 1, the following equalizer works in the symbol cycle, L> 1 corresponds to an equalizer which works with a cycle higher than the symbol rate.
The equalizer f ', [m] may have K coefficients which are combined in the column vector f'j. The following linear system of equations can then be used for the equalizer coefficients
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to be written
EMI7.1
The quantities o2 and o2v, i = 1,2, ..., N-1, are the mean powers of the symbol currents c1 [m] and co [m]. The LhxLh, matrix Rn is the autocorrelation matrix of the noise process n [m]. is the length of the prototype filter h [m].
The following applies to the matrices D1 and D #
EMI7.2
[D0.1] k.l = [D0.1] k2m.t with L! T
EMI7.3
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d11 [m] and d0.1 [m] are the impulse responses
EMI8.1
The HiJ matrix is defined as follows:
EMI8.2
The column vector is s
EMI8.3
The cell vector evist at v1Eins, otherwise zero. vj is the shift of the equalized signal c [m-v] compared to c [m].
The exemplary embodiment of the data transmission system according to the invention shown in FIG. 11 is examined below. The central point 1 is connected to a total of eight subscribers 2, 3, ..., 8, 9 via the line 10, from which a plurality of branch lines 72, 73, ....., 78, 79 to the subscribers 2, 3, ...., 8, 9 lead. The continuous line 10 is e.g. as an AWG 24 cable and the branch lines 72.73, ..., 78.79 are e.g. designed as an AWG 26 cable.
In the exemplary embodiment shown in FIG. 11, the distances between the individual connection points on line 10 and branch lines 72, 73, ..., 78.79 are entered in meters. Both the input and the output impedance of all participants is assumed to be 50 #. Branch lines which are not terminated represent line ends 71 and 78 that are idling. In FIG. 13, the transmission functions up to 10 MHz that occur between the central point 1 and the subscribers 2, 3,..., 8, 9 are indicated.
Fig. 14 shows the impulse responses that occur between the central point and the participants 2, 3, ..., 8,9. In contrast to the transfer functions of FIG. 13, in which only the line 10 and the branch lines 72, 73 ... 78, 79 themselves have been taken into account, the analog low-pass filter in the transmitting and receiving parts are already shown in the illustration in FIG. 14 considered. The cut-off frequency is 95 kHz.
For example, the CENELEC A frequency band is selected for transmission. The voltage values to be observed for this are given in Fig. 15. According to the measurement specification, these voltage values must be measured at a load resistance of 50 #. If an average voltage value of 125 dB v is assumed, this corresponds to a power density of 18 dBm at 50 #
A total of sixteen carriers are used for data transmission between the eight participants 2, 3 ... 8, 9 of the exemplary embodiment examined, so that there are two carriers for each participant. This results in a bandwidth of per carrier
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EMI9.1
An additional guard band is taken into account so that the bandwidth per subscriber is selected at 5.2 kHz.
The investigated embodiment does not use any additional modulation after the Fourier transformation and superimposition of the individual signals and thus works in the baseband.
The lowest two frequency bands occupy the frequency ranges from 0 to 5.2 kHz and from 5.2 kHz to 10.4 kHz and therefore must not be used for data transmission within the CENELEC A band. Therefore, 18 carriers must be provided, of which the bottom two are not modulated. In order to facilitate the analog filtering required both in the receiver and in the transmitter, which will not be discussed in more detail here, two carriers are provided above the carriers used, which are also not modulated. This measure reduces the requirements for the steepness of the analog low-pass filter.
The sum of the carrier frequencies is thus twenty, of which sixteen are actually used for data transmission. Two beams are provided below and one above the beams used. The top frequency band occupies a frequency range from 19.5 kHz to 20-5.2 kHz = 98.8 kHz - 104 kHz. The upper frequency 104 kHz corresponds to half the Nyquist frequency. This results for the sampling period
EMI9.2
The sixteen available frequency bands must now be divided between the eight participants. It is advantageous to supply the subscribers further away from the central location with the lower frequency bands in order to compensate for the increased cable loss.
The table below shows the assignment of the frequency bands to the participants.
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<tb> participants <SEP> frequency band <SEP> [kHz]
<Tb>
<Tb>
<tb> 1 <SEP> 16.17
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<tb> 2 <SEP> 14.15
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<tb> 3 <SEP> 12.13
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<tb> 4 <SEP> 10.11
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<tb> 5 <SEP> 8.9
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<tb> 6 <SEP> 6.7
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<tb> 7 <SEP> 4.5
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<Tb>
<tb> 82.3
<Tb>
Each participant 2, 3, ..., 8,9 communicates with the central location 1 via two frequency bands. Two variants were examined.
In the first variant, a first complete frequency band with in-phase and quadrature channels is used for the upstream connection and a second complete frequency band for the downstream connection. With this method, for example, the frequency bands with an even index for the downstream and those with an odd index for the upstream can be used. This method is referred to below as "even / odd".
In the second variant, the in-phase channel of two frequency bands is used for the downstream connection and the quadrature channels for the upstream connection. This method is referred to below as IQ ".
Two possible embodiments of prototype filters are examined. The first embodiment is formed by an ordinary low-pass filter, while a 48-band filter is designed for {g * h} [m] for the second embodiment, the minimum-phase component g [m] and the maximum phase portion h [m]. As already mentioned above, the selection M> N significantly reduces the filter requirements.
N = 20 is the number of channels in the system, while M = 48/2 = 24.
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Both the ordinary low-pass filter and the 48-band filter can be calculated using the intrinsic filter method. The blocking limit is selected with grenze Ò in both cases. The filter
2N 40 length is 511.
Fig. 16 and Fig. 17 show the absolute frequency responses of the filters go [m], gi [m] and g2 [m] for the low-pass filter (Fig. 16) and the 48-band filter (Fig. 17).
18 to 20 show the channel signal-to-noise ratios which occur in the receiving section of the central point with different equalizer lengths. The 48-band filter is used as the prototype filter. The I / Q method is used and thus the upstream data is transmitted in the Q channels. Because the signal-to-noise ratio is observed on the central side, the signal-to-noise ratios of the Q channels are entered in FIGS. 18 to 20. The central point transmits on the I-channels, so the signal-to-noise ratio within the I-channels is not important. The equalizer lengths in Figs. 18 to 20 are K = 16, K = 24 and K = 32.
Within each diagram in FIGS. 18 to 20, equalizers of the same length are compared with different oversampling factors.
18 to 24, a white noise with a noise power density No = -30 dBm is added to the transmission signal. It can be seen that increasing the filter length has no significant influence on the signal-to-noise ratios that can be achieved. On the other hand, an over-sampled equalizer does lead to significant improvements.
21 and 22, the signal-to-noise ratio is also observed at the central point, but the even / odd method is used. The 48-band filter is again used as the prototype filter. The equalizer length is K = 24. It can be clearly seen that the in-phase / quadrature method delivers much better results.
If the normal low-pass filter is used as the prototype filter, the result shown in FIG. 23 results. The equalizer length is again K = 24. The upstream connection is transmitted in the Q channels of all frequency bands. As can clearly be seen, much better results can be obtained using a 48-band filter.
24 shows the signal-to-noise ratio within the I-channels on the subscriber side. The I / Q method is used to separate upstream and downstream, i.e. the downstream is transmitted in the I-channels. The 48-band filter is used as a prototype filter. The equalizer length is K = 24.
All of the simulations shown in FIGS. 18 to 24 were carried out with white noise of the noise power density No = -30 dBm. 25 to 28 show the achievable signal-to-noise ratios as a function of the noise power density No. The simulation on which Figures 25 and 26 are based uses the 48-band filter and the I / Q method as prototype filters. The equalizer length is K = 24, the oversampling factor L = 4. 25 shows the signal-to-noise ratio of the individual Q channels at the central location. In the uppermost curve marked No = 0 *, in addition to No = 0, it also applies that only the channel from which the signal-to-noise ratio is currently being calculated is transmitting. All other channels are not modulated at this time. It is clear that it is not the white noise but the channel interference that is the main source of interference.
Fig. 26 shows the mean signal-to-noise ratio over all channels as a function of No.
27 and 28 show the results obtained in the same simulation on the subscriber side. It is also clear to see here that channel interference is the main interference.
A further exemplary embodiment of the invention, not shown, consists in that a communication channel formed from a relatively small number of carrier frequencies is provided for the cyclical query of the need for the amount of data to be transmitted from the participants to the central location. The transmission capacity for each subscriber in the upstream and downstream direction is continuously determined via this channel and the distribution of the number of carrier frequencies for each subscriber is determined therefrom.
A corresponding number of carrier frequencies is thus assigned to each of the participants depending on the determined transmission requirement of the participants. The data rate of the information to be transmitted for each carrier frequency can also be selected as a function of the level of the carrier frequency. Such a selection is particularly useful for increasing the signal transmission quality. Lower carrier frequencies are generally less susceptible to interference than higher carrier frequencies, which is why it makes sense to assign a higher bit rate to the lower frequency range of the carrier frequencies and towards the upper frequency range of the carrier frequencies.
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lower the data rate.
PATENT CLAIMS:
1. System for the transmission of data using a multiplicity (N) of transmission channels formed by spaced carrier frequencies on a line (10) between a central point (1) and a multiplicity of subscribers connected to the line (10) at different branch points ( 2,3, ..., 8, 9), with one at the central
Position (1) arranged transmitting and receiving part (11) and each of the participants (2,
3, ..., 8, 9) assigned transmitting and receiving parts (18, 19), the transmitting parts each having a multiplex unit (50) for dividing the data stream to be transmitted into data blocks,
Coding units (21, 22, 23, 24), one of several identical prototype filters (30, 31, 32,
33) formed inverse Fourier transformation filter bank (20) and the receiving parts each one of several identical prototype filters (55, 56, 57, 58)
formed Fourier
Transformation filter bank (11), decoder units (41,42, 43,44) and a demultiplexer unit (50), and wherein the processing of the data stream to be transmitted within the inverse Fourier transform filter bank and the Fourier transform filter bank with a block length M, characterized in that the block length M is greater than the number of transmission channels N.