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Bandfilter in der Art eines N-Pfad-Filters
Die Erfindung betrifft ein Bandfilter in der Art eines N-Pfad-Filters, bestehend aus der Kettenschaltung zweier oder mehrerer Vierpole, die je einen Serienwiderstand im Längszweig enthalten, dem mehrere untereinander gleiche Kondensatoren je in Reihe geschaltet mit einem Schalter als Querzweig nachgeschaltet sind, und bei dem die Schalter zyklisch im Rhythmus einer Taktfrequenz nacheinander geschlossen und geöffnet werden.
Sogenannte N-Pfad-Filter, deren Realisierung nach der schematischen Darstellung von Fig. 1 erfolgt, sind z. B. durch eine Veröffentlichung" An alternative approach to the Realization of Network Transfer Funktions : The N-Path Filter", erschienen in der Zeitschrift"The Bell System Technical Journal",
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dessen Ausgangsklemmenpaar mit dem Lastwiderstand --RL-- abgeschlossen ist. Es entsteht demzufolge ein elektrischer Vierpol in Abzweigschaltung, bei dem der eine Längszweig durchgeführt ist und durchwegs an Masse liegt.
Die Wirkungsweise des in Fig. 1 dargestellten N-Pfad-Filters lässt sich folgendermassen erklären :
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hiedurch entstehenden Kombinationsfrequenzen können im allgemeinen (vgl. Fig. 1) den aus dem Längs- widerstand-R-und aus den N Querkapazitäten --C-- (N ist die Anzahl der Pfade, im Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ist N = 3) gebildeten äquivalenten Tiefpass, der eine hinreichend geringe
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Differenzfrequenzenunterhalb der Grenzfrequenz f = 1 des äquivalenten RC-Tiefpassgliedes gelegen sind, g 2 #. R1.NC weil die Signalfrequenz-f"-hinreichend nahe der Taktfrequenz-fT--benachbart ist, können die Tiefpässe passieren.
Die Differenzfrequenz#fT-fS,# die den äquivalenten Tiefpass passiert. wird durch
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sich am Ausgang zu einer signalfrequenten Spannung. Hingegen ist die Phasenlage der durch die Wirkung der drei Schalter entstehenden spiegelfrequenten Mischprodukte so gestaltet, dass am Ausgang keine spiegelfrequente Spannung entsteht, d. h. dass die Spannung der Spiegelfrequenzen durch Kompensation ausgelöscht wird. In der Praxis wird man die Mischprodukte höherer Ordnung, die sich am Ausgang um die Oberwellen n. fT der Taktfrequenz gruppieren, durch die Nachschaltung eines Bandfilters relativ geringer Selektivität aussieben.
Die Wirkung lässt sich also gemäss Fig. 2 so beschreiben, dass die Charakteristik des äquivalenten Tiefpasses in der Umgebung der Frequenz f = 0 zu der höheren Frequenz des Schaltertaktes --fT-- verschoben wird, denn sowohl Frequenzen fS > fT als auch Frequenzen fS < fT können das Filter passieren, wenn nur 1 f,-fc) hinreichend klein ist. Die Anordnung wirkt also als Bandpass mit der doppelten Bandbreite des aus--Ri--und N. C gebildeten äquivalenten Tiefpasses. Die Ableitung der Formel für die Grenzfrequenz des äquivalenten Tiefpasses findet sich beispielsweise in der Arbeit"RC Digital Filters for Microcircuit Bandpass Amplifiers"inder Zeit- schrift Electronic Equipment Engineering, März [1964], S. 45 bis 49 und S. 108.
Da sich durch entsprechende Wahl der Grösse von --R1 und C-leicht RC-Tiefpässe mit wenigen Hz Bandbreite realisieren lassen, können auf die beschriebene Art auch Bandfilter sehr geringer Bandbreite, also hoher Güte,
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zweier oder mehrerer Vierpole, die je einen Serienwiderstand im Längszweig enthalten, dem mehrere untereinander gleiche Kondensatoren je in Reihe geschaltet mit einem Schalter als Querzweig nachgeschaltet sind, und bei dem die Schalter zyklisch im Rhythmus einer Taktfrequenz nacheinander geschlossen und geöffnet werden, wird diese Aufgabe gemäss der Erfindung dadurch gelöst, dass zwischen die einzelnen Vierpole je ein Trennverstärker geschaltet ist, und dass einander entsprechende Schalter unterschiedlicher Vierpole synchron geschaltet sind.
Hiebei ist es vorteilhaft, wenn die zur Erzielung der Eindeutigkeit des Durchlassbereiches erforderlichen Tiefpass-bzw. Bandpassschaltungen jeweils nur am Eingang und am Ausgang der Kettenschaltung angeordnet sind.
Ein besonders schroffer Übergang vom Durchlass-zum Sperrbereich lässt sich in einfacher Weise dadurch erzielen, dass die jeweils aus dem Produkt des Widerstandes im Längszweig mit der Kapazitätin einem der N Querzweige gebildeten Zeitkonstanten unterschiedlicher Vierpole untereinander gleich sind.
Die Dämpfung im Durchlassbereich wird dann verhältnismässig gering, wenn die Trennverstärker eine gegenüber dem Längswiderstand des vorhergehenden Vierpols sehr grosse Eingangsimpedanz haben, oder wenn die Lastimpedanz sehr gross ist gegenüber dem Längswiderstand des letzten Vierpols.
Spiegelfrequenzen und Trägerreste in der Bandmitte lassen sich in einfacher Weise dadurch ver- meiden, dass die einzelnen Kondensatoren jeweils durch eine Induktivität zu einem Parallelresonanzkreis ergänzt sind.
Um aus der Vielzahl der erhaltenen Durchlassbereiche den gewünschten mittels eines einfachen Bandpasses mit verhältnismässig geringer Selektivität auszusieben, ist es zweckmässig, wenn die Resonanzfrequenz der Parallelresonanzkreise kleiner ist als die halbe Taktfrequenz der Schalter.
Es ist ferner daran gedacht, dass die Schwingkreise einpolig unmittelbar mit dem Längswiderstand verbunden sind, oder dass die Schalter einpolig unmittelbar mit dem Längswiderstand verbunden sind.
Die Dämpfungskurve des Filters lässt sich in verhältnismässig einfacher Weise dadurch beeinflussen, dass die Resonanzfrequenzen der Schwingkreise des jeweils gleichen Vierpols unter sich gleich sind, jedoch unterschiedlich gegenüber den Resonanzfrequenzen der Schwingkreise unterschiedlicher Vierpole.
Für den Aufbau in integrierten Schaltungen ist es insbesondere günstig, wenn die Induktivitäten durch spulenfreie Schaltungen, insbesondere durch ausgangsseitig kapazitiv belastete Gyratoren, nachgebildet sind.
Zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit von N-Pfad-Filtern ist es notwendig, sowohl am Eingang wie am Ausgang je einen Tiefpass oder Bandpass anzuordnen, dessen Durchlassbereich so liegt, dass er die zweite Harmonische und alle höheren Harmonischen der Taktfrequenz-fT--unterdrückt, das Nutzband um die Taktfrequenz herum aber möglichst unverzerrt überträgt. Ein Vorteil der erfindungsgemässen Schaltung besteht darin, dass diese zusätzlichen Tiefpass- (Bandpass-) Schaltungen nicht für jedes einzelne N-Pfad-Netzwerk benötigt werden, sondern nur am Eingang und Ausgang der erfindungsgemässen Kaskadenschaltung angeordnet werden brauchen.
Das der Erfindung zugrunde liegende Schaltungsprinzip ist in Fig. 12 in Form eines Blockschaltbildes gezeigt. Am Eingang der Schaltung liegt die Wechselspannungsquelle-U -mit dem Innen- widerstand--Ri--. Es folgen in der Schaltung ein Tiefpass-15-, ein N-Pfad-Filter--16--, ein Verstärker--TS-, ein weiteres N-Pfad-Filter-18-, ein weiterer Tiefpass-15'-, dem der Lastwider-
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Schaltbild der Fig. 12 zu entnehmen ist, braucht zwischen den beiden N-Pfad-Filtern-16 und 18-kein weiterer Tiefpass vorgesehen werden. Vielmehr ist ein Verstärker, der in der Regel als einfacher
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des Tiefpasses liegt zwischen den Frequenzen--fT und 2 fT--z.
B. bei-l, 5 fT--, d. h. also zwischen der einfachen und doppelten Taktfrequenz des Taktgenerators--19--. Bei der doppelten Taktfrequenz - fut- sollte die Dämpfung des Tiefpasses so hoch sein, dass in diesem Frequenzbereich keine nennenswerten Ausgangssignale mehr auftreten können.
Falls in der zu siebenden Eingangsspannung--Ui--Signalfrequenzen mit einer verhältnismässig
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niedrigen Frequenz, beispielsweise kleiner als die Grenzfrequenzen der äquivalenten Tiefpässe der N-Pfad-Filter--16, 18--, enthalten sein können, ist es zweckmässig, an Stelle des Eingangstiefpasses --15--einen Bandpass zu schalten, dessen untere Dämpfungsflanke bei der Grenzfrequenz der äquivalenten Tiefpässe eine ausreichende Dämpfung aufweist. Die obere Grenzfrequenz dieses Bandpasses sollte dabei etwa mit der Grenzfrequenz--fx--des Tiefpasses--15--identisch sein.
Da, wie vorstehend erläutert wurde, die einzelnen N-Pfad-Filter unmittelbar in Kettegeschaltet werden können, bleibt einerseits die Grunddämpfung eines einzelnen Filters erhalten, anderseits wird der Dämpfungsanstieg erheblich vermehrt. Die Zwischenschaltung eines Trennverstärkers zwischen die einzelnen Glieder hat den Vorteil, dass bei passender Wahl der RC-Zeitkonstanten der einzelnen Vierpole Polstellen der Übertragungsfunktion des äquivalenten Tiefpasses zusammenfallen können, wodurch ein starker Anstieg der Dämpfungskurve im Übergangsgebiet zwischen Durchlass-und Sperrbereich erzielt werden kann.
Die Verwendung von aktiven Schaltelementen in den Trennverstärkern hat den Vorteil, dass der technische Aufwand gegenüber nur einem einzelnen Filter nicht erheblich steigt, da aktive Schaltelemente, beispielsweise in Form von Transistoren, verhältnismässig einfachrealisierbar sind. Die synchrone Ansteuerung einander entsprechender Schalter hat den Vorteil, dass die Ansteuerung mit nur einem einzigen Impulsgenerator erfolgen kann.
An Hand von weiteren Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert.
Die Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel in der Art einer Prinzipdarstellung gemäss der Erfindung. Das erste N-Pfad-Bandfilter besteht aus einem Vierpol, in dessen Längszweig der Widerstand-R-liegt, dem imQuerzweig die Kondensatoren--Cl--mit den jeweils in Reihe geschalteten Schaltern-S,,S und S-nachgeschaltet sind. Das zweite N-Pfad-Filter besteht aus einem Widerstand-R-im Längs-
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also beispielsweise der Schalter--S und S1--, ist durch gestrichelte Linien angedeutet und soll bedeuten, dass jeweils sich entsprechende Schalter unterschiedlicher Vierpole zum gleichen Zeitpunkt geschlossen bzw. geöffnet werden. Am Eingang des Filters liegt die Spannung-U-, am Ausgang des Filters liegt die Spannung-U--.
Die Dämpfung dieses Filters ist in der bekannten Weise durch den Logarithmus aus dem Verhältnis der Spannungen --U1 und U.-definiert. Im allgemeinen wird man an die Ausgangsklemmen einen weiteren Bandpass schalten, um unerwünschte Oberschwingungen auszu-
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einer logarithmischen Frequenz--w--zeigt. Die auf die Frequenzachse aufgetragene Frequenz Mg = l/NRC gilt für den Fall, dass R C-R.C = RC ist. Die Grunddämpfung des in Fig. 5 dargestellten Filters ist dann gleich der Grunddämpfung eines einzelnen Filtergliedes, wenn der Verstärkungsfaktor a = 1 ist.
Ein praktisches Ausführungsbeispiel, das auch die Realisierung der Schalter zeigt, ist im einzelnen noch an Hand der Fig. 6 dargestellt. Das erste Bandfilter besteht aus dem Serienwiderstand --R1-- und den sich anschliessenden Querzweigen, bestehend aus den Kapazitäten-C-und den damit in Reihe geschalteten Schalttransistoren-l bzw. 2 bzw. 3--. Das zweite Bandfilter besteht aus dem Serienwider-
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über eine als Impedanzwandler wirkende Trennstufe--TS--getrennt. Die Trennstufe-TS--ist beispielsweise, wie in Fig. 6 angedeutet, durch einen in Emitterfolgerschaltung betriebenen Transistor-+realisiert. Der Kollektoranschluss des Transistors--Q--ist mit einer Betriebsspannungsquelle verbunden, deren Potential--V+--z. B. 12 V sein kann.
In der Emitteranschlussleitung liegt eine Impedanz --Re--, die vorzugsweise rein ohmisch ausgeführt ist. Der Emitteranschluss des Transistors --Q--erhält seinen Betriebsstrom aus einer Betriebsspannungsquelle des Potentials--V---über den Emitterwider- stand --Re--'Zur Einstellung des Basispotentials diene beispielsweise eine vorzugsweise ohmsche Impe-
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siebt werden können.
Die Wirkungsweise einer Filterschaltung gemäss Fig. 1, in der die Kondensatoren durch eine Schaltung nach Fig. 8 zu Parallelresonanzkreisen ergänzt sind, ist folgende : Das Eingangssignal der Frequenz - wird durch die Modulation mit der Schaltertaktfrequenz--fT--heruntergesetzt, d. h. es ent-
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valenten Bandpass, der aus dem Parallelschwingkreis--L C sowie dem Widerstand-N. R-gebildet ist und dessen Bandmittenfrequenz--fo--ist, wenn die Signalfrequenz--fS--in der Umgebung der Frequenzen fT f. liegt. Das gleiche gilt, wenn die Signalfrequenz--fS--in der Umgebung der Seitenbänder der Harmonischen der Taktfrequenz nfT : k fo liegt.
Deshalb zeigt ein N-Pfad-Band- filter gemäss Fig. 1 bzw. 8 eine ganze Reihe von Durchlassbereichen, die symmetrisch ober-und unter- halb imAbstand der Resonanzfrequenz-fn-der Schwingkreise von den Harmonischen --fT, 2fT, 3fT-usw. der Taktfrequenz liegen. Diese Frequenzverteilung ist in Fig. 9 schematisch dargestellt. In Fig. 9 ist der Durchlassbereich des Bandfilters, das aus dem Resonanzschwingkreis-L ,C -und dem Wi- derstand-N.R -gebildet ist, gestrichelt dargestellt und die zugehörige Mittenfrequenz mit--fi-be- zeichnet. In der Praxis interessiert in der Regel nur ein einziger Durchlassbereich, z. B. der in Fig. 9 bei der Frequenz fT + fo liegende Bereich.
Deshalb wird man am Ausgang des N-Pfad-Bandfilters einen weiteren Bandpass relativ geringer Selektivität schalten, so dass die unerwünschten Durchlassbereiche des Bandfilters unterdrückt werden. Gleichzeitig unterdrückt dieser nachgeschaltete Bandpass relativ geringer Selektivität in ausreichendem Masse die störenden, unerwünschten Reste der Taktfrequenz--fT--und ihrer Oberwellen, die gegebenenfalls durch kapazitive Kopplungseffekte in den Signalkanal eingedrungen sind. Ferner unterdrückt der nachgeschaltete Bandpass die Spiegelfrequenzen, die in die Durchlassbereiche des Bandfilters fallen.
Auf diese Weise ist sichergestellt, dass der gewünschte. Durchlassbereich des N-Pfad-Bandfilters frei ist von Störspannungen, deren Frequenzen innerhalb des gewünschten Durchlassbereiches liegen.
Mehrere derartige N-Pfad-Bandpässe, bei denen die einzelnen Kapazitäten durch parallelliegende Induktivitäten zu Parallelresonanzkreisen ergänzt sind, können ebenfalls gemäss Fig. 5 in Kette geschal-
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der äquivalenten Bandpässe der einzelnen Teilfilter, aus denen sich die Kaskadenschaltung gemäss Fig. 5 zusammensetzt, voneinander unabhängig sind. Dadurch ergibt sich die Übertragungsfunktion des gesamten äquivalenten Bandpasses, welche die Durchlasskurve des resultierenden N-Pfad-Bandfilters bestimmt, in Form des Produktes der Übertragungsfunktionen der einzelnen äquivalenten Bandpassglieder.
In der Praxis kann es vorteilhaft sein, wenn die Resonanzkreise einpolig an Masse geschaltet sind, wie es als Ausschnitt in Fig. 8 dargestellt ist. Dies ist insbesondere dann ratsam, wenn im Hinblick auf die Ausführung in integrierter Schaltungstechnik die Induktivität--L--der Parallelresonanzkreise durch eine spulenlose Schaltung realisiert werden soll, da sich die Induktivität dann technisch besonders ein-
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einen Feldeffekttransistor--FET--realisiert sein. Ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Schalter einpolig mit dem Längswiderstand verbunden sind, ist in Fig. 10 dargestellt. Die elektronischen Schalter werden betätigt durch in Fig. 10 ebenfalls mitgezeichnete Spannungsimpulse --1--, die der Steuerelek- trode-G- (gate) zugeführt werden.
Der Querzweig des Bandfiltervierpols, bestehend aus dem Feld-
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Band filter in the manner of an N-path filter
The invention relates to a band filter in the form of an N-path filter, consisting of a series connection of two or more four-pole connections, each containing a series resistor in the series branch, to which several identical capacitors are connected in series with a switch as a shunt branch, and in which the switches are closed and opened cyclically in the rhythm of a clock frequency.
So-called N-path filters, which are implemented according to the schematic representation of FIG. B. through a publication "An alternative approach to the Realization of Network Transfer Functions: The N-Path Filter", published in the journal "The Bell System Technical Journal",
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whose output terminal pair is terminated with the load resistor --RL--. The result is an electrical quadrupole in a branch circuit, in which the one series branch is carried out and is continuously connected to ground.
The mode of operation of the N-path filter shown in FIG. 1 can be explained as follows:
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The resulting combination frequencies can generally (cf. FIG. 1) derive from the series resistance-R- and from the N transverse capacitances --C-- (N is the number of paths; in the exemplary embodiment in FIG. 1, N = 3 ) formed equivalent low pass, which is a sufficiently low
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Difference frequencies are below the cutoff frequency f = 1 of the equivalent RC low-pass element, g 2 #. R1.NC because the signal frequency-f "- sufficiently close to the clock frequency-fT - is adjacent, the low-pass filters can pass.
The difference frequency # fT-fS, # which passes the equivalent low pass. is through
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at the output to a signal-frequency voltage. On the other hand, the phase position of the mirror-frequency mixed products resulting from the action of the three switches is designed in such a way that no mirror-frequency voltage arises at the output, i.e. H. that the voltage of the image frequencies is canceled by compensation. In practice, the higher-order mixed products, which are grouped at the output around the harmonics n. FT of the clock frequency, are screened out by adding a band filter with a relatively low selectivity.
The effect can thus be described according to Fig. 2 in such a way that the characteristic of the equivalent low-pass filter in the vicinity of the frequency f = 0 is shifted to the higher frequency of the switch clock --fT--, because both frequencies fS> fT and frequencies fS <fT can pass the filter if only 1 f, -fc) is sufficiently small. The arrangement thus acts as a band pass with twice the bandwidth of the equivalent low pass formed from - Ri - and N.C. The derivation of the formula for the cut-off frequency of the equivalent low pass can be found, for example, in the work "RC Digital Filters for Microcircuit Bandpass Amplifiers" in the journal Electronic Equipment Engineering, March [1964], pp. 45 to 49 and p. 108.
Since RC low-pass filters with a bandwidth of a few Hz can easily be implemented by selecting the size of --R1 and C-appropriately, band filters with very low bandwidths, i.e. high quality, can also be used in the manner described.
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two or more four-pole terminals, each containing a series resistor in the series branch, to which several identical capacitors are connected in series with a switch as a shunt branch, and in which the switches are cyclically closed and opened in the rhythm of a clock frequency, this task is according to the invention achieved in that an isolating amplifier is connected between each of the individual four-pole terminals, and that mutually corresponding switches of different four-pole devices are switched synchronously.
In this case it is advantageous if the low-pass or low-pass filter required to achieve the uniqueness of the pass band. Band-pass circuits are only arranged at the input and output of the chain circuit.
A particularly sharp transition from the open to the blocked area can be achieved in a simple manner in that the time constants of different quadrupoles, formed from the product of the resistance in the series branch with the capacitance in one of the N shunt branches, are equal to one another.
The attenuation in the pass band is relatively low if the isolating amplifiers have a very large input impedance compared to the series resistance of the previous quadrupole, or if the load impedance is very high compared to the series resistance of the last quadrupole.
Image frequencies and carrier residues in the middle of the band can be avoided in a simple manner in that the individual capacitors are each supplemented by an inductance to form a parallel resonance circuit.
In order to filter out the desired one from the large number of passband obtained by means of a simple bandpass filter with relatively low selectivity, it is useful if the resonance frequency of the parallel resonance circuits is less than half the clock frequency of the switches.
It is also contemplated that the resonant circuits are unipolar directly connected to the series resistor, or that the switches are monopolar directly connected to the series resistor.
The damping curve of the filter can be influenced in a relatively simple manner in that the resonance frequencies of the resonant circuits of the same quadrupole are the same, but different from the resonance frequencies of the resonant circuits of different quadrupoles.
For the construction in integrated circuits, it is particularly favorable if the inductances are simulated by coil-free circuits, in particular by gyrators with capacitive loads on the output side.
To eliminate the ambiguity of N-path filters, it is necessary to arrange a low-pass or band-pass at both the input and output, the pass band of which is such that it suppresses the second harmonic and all higher harmonics of the clock frequency-fT Usable band around the clock frequency but transmits as undistorted as possible. One advantage of the circuit according to the invention is that these additional low-pass (band-pass) circuits are not required for each individual N-path network, but only need to be arranged at the input and output of the cascade circuit according to the invention.
The circuit principle on which the invention is based is shown in FIG. 12 in the form of a block diagram. At the input of the circuit is the AC voltage source -U -with the internal resistance -Ri--. This is followed in the circuit by a low-pass filter -15-, an N-path filter -16-, an amplifier -TS-, another N-path filter -18-, another lowpass filter -15'-, the the load resistance
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As can be seen in the circuit diagram of FIG. 12, no further low-pass filter needs to be provided between the two N-path filters 16 and 18. Rather, an amplifier is usually considered simpler
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of the low pass is between the frequencies - fT and 2 fT - z.
B. at-l, 5 fT--, d. H. i.e. between the single and double clock frequency of the clock generator - 19 -. At twice the clock frequency - fut-, the attenuation of the low-pass filter should be so high that no significant output signals can occur in this frequency range.
If in the input voltage to be screened - Ui - signal frequencies with a relatively
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low frequency, for example lower than the limit frequencies of the equivalent low-pass filters of the N-path filters - 16, 18 -, it is advisable to switch a bandpass instead of the input low-pass filter --15 - whose lower attenuation edge has sufficient attenuation at the cutoff frequency of the equivalent low-pass filters. The upper limit frequency of this band pass should be approximately identical to the limit frequency - fx - of the low pass - 15.
Since, as explained above, the individual N-path filters can be connected directly in a chain, on the one hand the basic attenuation of an individual filter is retained, on the other hand the increase in attenuation is increased considerably. The interconnection of an isolating amplifier between the individual elements has the advantage that if the RC time constants of the individual four-pole poles are appropriately selected, the transfer function of the equivalent low-pass filter can coincide, whereby a sharp increase in the attenuation curve in the transition area between the pass band and the stop band can be achieved.
The use of active switching elements in the isolation amplifiers has the advantage that the technical complexity does not increase significantly compared to just a single filter, since active switching elements, for example in the form of transistors, are relatively easy to implement. The synchronous control of mutually corresponding switches has the advantage that the control can take place with only a single pulse generator.
The invention is explained in more detail below with reference to further exemplary embodiments.
FIG. 5 shows an exemplary embodiment in the form of a basic illustration according to the invention. The first N-path bandpass filter consists of a four-pole, in whose series branch the resistor-R- is located, followed by the capacitors - Cl - with the switches S, S and S connected in series in the cross branch. The second N-path filter consists of a resistor-R-in the longitudinal
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So, for example, the switch - S and S1 - is indicated by dashed lines and is intended to mean that corresponding switches of different four-pole connections are closed or opened at the same time. The voltage-U- is at the input of the filter, the voltage-U- is at the output of the filter.
The attenuation of this filter is defined in the known way by the logarithm of the ratio of the voltages --U1 and U.-. In general, an additional band pass will be connected to the output terminals in order to eliminate undesired harmonics.
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a logarithmic frequency - w - shows. The frequency Mg = 1 / NRC plotted on the frequency axis applies to the case that R C-R.C = RC. The basic attenuation of the filter shown in FIG. 5 is then equal to the basic attenuation of an individual filter element when the gain factor a = 1.
A practical embodiment, which also shows the implementation of the switch, is shown in detail with reference to FIG. The first band filter consists of the series resistor --R1-- and the adjoining shunt branches, consisting of the capacitors - C - and the switching transistors - 1 or 2 or 3-- connected in series with them. The second band filter consists of the series repeater
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via an isolating stage - TS - acting as an impedance converter. The isolating stage-TS- is implemented, for example, as indicated in FIG. 6, by a transistor- + operated in an emitter follower circuit. The collector connection of the transistor - Q - is connected to an operating voltage source whose potential - V + - z. B. 12 V can be.
In the emitter connection line there is an impedance --Re--, which is preferably designed to be purely ohmic. The emitter connection of the transistor --Q - receives its operating current from an operating voltage source of the potential - V --- via the emitter resistor --Re - 'To set the base potential, for example, a preferably ohmic impedance is used.
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can be sieved.
The mode of operation of a filter circuit according to FIG. 1, in which the capacitors are supplemented by a circuit according to FIG. 8 to form parallel resonance circuits, is as follows: The input signal of the frequency - is reduced by the modulation with the switch clock frequency - fT -, i.e. H. it emerges
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valenten bandpass, which consists of the parallel resonant circuit - L C and the resistance-N R-is formed and its band center frequency - fo - is if the signal frequency - fS - in the vicinity of the frequencies fT f. lies. The same applies if the signal frequency - fS - is in the vicinity of the sidebands of the harmonics of the clock frequency nfT: k fo.
Therefore, an N-path band filter according to Fig. 1 or 8 shows a whole series of passbands, which are symmetrically above and below at the distance of the resonance frequency - fn - of the oscillating circuits from the harmonics --fT, 2fT, 3fT- etc. the clock frequency. This frequency distribution is shown schematically in FIG. In FIG. 9, the pass band of the band filter, which is formed from the resonance circuit -L, C -and the resistance -N.R-is shown in broken lines and the associated center frequency is denoted by -fi. In practice, only a single pass band is of interest, e.g. B. the range in FIG. 9 at the frequency fT + fo.
Therefore, at the output of the N-path band filter, a further bandpass filter with relatively low selectivity will be switched, so that the unwanted pass bands of the bandpass filter are suppressed. At the same time, this downstream bandpass, relatively low selectivity, sufficiently suppresses the disruptive, undesirable residues of the clock frequency - fT - and its harmonics, which may have penetrated the signal channel due to capacitive coupling effects. In addition, the downstream bandpass filter suppresses the image frequencies that fall in the passband of the bandpass filter.
This ensures that the desired. The pass band of the N-path band filter is free of interference voltages whose frequencies are within the desired pass band.
Several such N-path bandpass filters, in which the individual capacitances are supplemented by parallel inductances to form parallel resonance circuits, can also be connected in a chain according to FIG.
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of the equivalent bandpass filters of the individual sub-filters, from which the cascade circuit according to FIG. 5 is composed, are independent of one another. This results in the transfer function of the entire equivalent bandpass filter, which determines the transmission curve of the resulting N-path band filter, in the form of the product of the transfer functions of the individual equivalent bandpass elements.
In practice it can be advantageous if the resonance circuits are connected to ground with one pole, as is shown as a detail in FIG. This is particularly advisable if, in view of the implementation in integrated circuit technology, the inductance - L - of the parallel resonance circuits is to be implemented by a coilless circuit, since the inductance is then technically particularly
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a field effect transistor - FET - be realized. An exemplary embodiment in which the switches are connected to the series resistor with one pole is shown in FIG. The electronic switches are actuated by voltage pulses --1-- also shown in FIG. 10, which are fed to the control electrode-G- (gate).
The shunt branch of the band filter quadrupole, consisting of the field
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