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Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Sägezahnspannung mit einem Integrationstransistor und einem Schalttransistor vom entgegengesetzten
Leitfähigkeitstyp des erstgenannten Transistors
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Sägezahnspannung mit einem
Integrationstransistor und einem Schalttransistor vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp des erstgenann- ten Transistors, wobei die beiden Emitter mit je einer der Klemmen einer Speisespannungsquelle und die beiden Kollektoren über einen Widerstand miteinander verbunden sind und die Basis des Integrationstransistors über einen Kondensator mit dem Kollektor des Schalttransistors verbunden ist.
Eine solche Schaltungsanordnung ist aus derzeitschrift"Elektronische Rundschau"1961, Nr. 12, Seite 582 bekannt. Diese Schaltungsanordnung ermöglicht, mit Hilfe von nur zwei Transistoren eine sehr linear verlaufende Sägezahnspannung zu erzielen, wobei die Rücklaufzeit im Vergleich zur Hinlaufzeit verhältnismässig kurz ist. Eine solche Schaltungsanordnung ist z. B. in einem mit Transistoren bestückten Fernsehempfänger anwendbar, wobei die dieser Schaltung entnommene Spannung als Steuerspannung einer die Ablenkströme für die Vertikalablenkung des Elektronenbündels liefernden Schaltung zugeführt wird.
Wenn jedoch, wie dies meistens der Fall ist, die Sägezahnspannung über einen Koppelkondensator einer verhältnismässig niederohmigen Belastung z. B. der Basis eines folgenden Transistors zugeführt wird, ergibt sich eine Verzerrung der Sägezahnspannung.
Die Erfindung bezweckt, diesen Nachteil zu beheben, indem die Schaltungsanordnung das Merkmal aufweist, dass sie über einen Kondensator mit einer verhältnismässig grossen Belastung verbunden ist und dass ein Punkt des erwähnten Widerstandes über die Reihenschaltung eines zweiten Widerstandes und einer Spannungsquelle mit dem Emitter des Integrationstransistors verbunden ist, welche Spannungsquelle eine Spannung liefert, die gleich der Spannung der Speisespannungsquelle oder grösser als diese ist und welche Spannungsquelle eine den Integrationstransistor entsperrende Polarität hat.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert. Fig. 1 zeigt eine bekannte Schaltungsanordnung. Fig. 2 dient zur weiteren Erläuterung dieser Anordnung, wobei die angegebenen Spannungsformen an den in Fig. 1 mit entsprechenden Buchstaben bezeichneten Punkten der Anordnung auftreten. Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung. Fig. 4 dient zur Erläuterung der Schaltung nach Fig. 3 und Fig. 5 zeigt ein zweitesAusführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach der Erfindung.
In Fig. l ist mit 1 ein pnp-Transistor bezeichnet, dessen Emitter mit der Plusklemme der Spannungsquelle 2 und dessen Kollektor mit einem Widerstand 3 verbunden ist. Der Emitter eines zweiten Transistors 4 des npn-Typs ist an die Minusklemme der Speisespannungsquelle und der Kollektor an das andere Ende des Widerstandes 3 angeschlossen. Die Basis des Transistors 1 ist über einen Widerstand 5 mit der Minusklemme der Speisespannungsquelle und über einen Kondensator 6 mit dem Kollektor des npn-Transistors verbunden. Um eine selbstschwingende Anordnung zum Erzeugen von Sägezahnspannungen zu erzielen, ist die Basis des Transistors 4 über einen Widerstand 7 an die Plusklemme der Speisespannungsquelle
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stellt zu werden. Es ist möglich, z.
B. für Synchronisierzwecke, verhältnismässig niedrige Widerstände in die Verbindungen einzufügen.
Während der Hinlaufzeit ist der Schalttransistor 4 gesperrt und der Transistor 1 leitend. Am Anfang dieser Hinlaufzeit ist der Kondensator 6 nahezu auf die Speisespannung aufgeladen. Dieser Kondensator entlädt sich darauf über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 1, den Widerstand 3, den Widerstand 5 und die Speisespannungsquelle.
Weil die Basis-Emitterspannung des Transistors 1 während des Hinlaufes gegenüber der Batteriespannung E vernachlässigbar klein ist, ist der Spannungsabfall über dem Widerstand 5 nahezu gleich der Batteriespannung E, und der diesen Widerstand durchfliessende Strom ist somit konstant und gleich E/JRg. Während der Hinlaufzeit fliesst dieser Strom nahezu vollständig in den Kondensator 6 und über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 1, da der Basisstrom dieses Transistors nur ein Bruchteil von dessen Kollektorstrom ist.
Der während der Hinlaufzeit konstante Entladestrom E/fL des Kondensators 6 ruft am Kollektor des Transistors 4 eine linear ansteigende Spannung hervor, deren Neigung gleich E/fLC (Fig. 2a) ist. Eine Spannung mit gleicher Neigung ist am Kollektor des Transistors 1 (Fig. 2b) und über dem Koppelkonden-
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Cs an(-E), wird er leitend. Der infolgedessen über der Kollektor-Emitterstrecke dieses Transistors auftretende Spannungsabfall (Fig. 2a) wird über den Kondensator 6 auf die Basis des Transistors 1 übertragen (Fig. 2d).
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Transistors 4 nahezu unabhängig von der Belastung ist.
Eine Änderung der angeschlossenen Belastung hat somit lediglich eine Änderung des Stromes durch diese Belastung und somit eine Änderung des Transistorstromes zur Folge, aber, vorausgesetzt, dass der Transistor 1 als Verstärker wirksam bleibt, keine Änderung der über der Belastung vorhandenen Spannung.
Da die Belastung über einen grossen Koppelkondensator angeschlossen ist, tritt am Widerstand 9 die gleiche Spannung auf wie in Fig. 2a, welche Spannung jedoch keine Gleichspannungskomponente enthält.
Der Strom 11 durch diesen Widerstand und durch den Kondensator 10 verläuft auf entsprechende Weise.
Dieser Strom ist in Fig. 4a sowohl für geringe (Kurve I) als auch für hohe (Kurve II) Belastung dargestellt.
Fig. 4b zeigt den Strom 12, der während der Hinlaufzeit durch den Kondensator 6 fliesst und der, wie vorstehend erwähnt, unabhängig von der Belastung ist. Die Summe der beiden Ströme 11 und L ist gleich dem
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dass, wenn nur eine geringe Belastung vorhanden ist (vgl. Fig. 4c, Kurve 1), der Kollektorstrom durch den Transistors 1 stets positiv ist, so dass eine unverzerrte Sägezahnspannung erzeugt wird. Bei höherer Belastung (Fig. 4c, Kurve II) ergibt sich jedoch während des ersten Teiles des Hinlaufes eine Verzerrung der Sägezahnspannung. Der Transistor 1 kann nicht gleichzeitig einen negativen Strom führen und als Verstärkungselement wirksam bleiben.
Um auch bei höherer Belastung eine unverzerrte Sägezahnspannung zu erzielen, wird gemäss der Erfindung die Reihenschaltung eines Widerstandes und einer Spannungsquelle zwischen einem Punkt des Widerstandes 3 und dem Emitter des Transistors 1 eingeschaltet, welche Spannungsquelle eine gleiche oder grössere Spannung liefert als die Speisespannungsquelle und eine Polarität aufweist, wie sie zum Leitendsein des Transistors 1 erforderlich ist. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 ist diese Spannungsquelle dieselbe wie die Speisespannungsquelle. Der Widerstand 11 ist zwischen der Kollektorelektrode des Transistors 4 und der Minusklemme der Speisespannungsquelle E eingeschaltet.
Die über dem Widerstand 11 vorhandene Sägezahnspannung ruft durch ihn einen Sägezahnstrom I, hervor, dessen Amplitude lediglich von dem Wert dieses Widerstandes abhängig ist. Durch Einschaltung des Widerstandes 11 wird der Kollektorstrom des Transistors 1 erhöht, u. zw. um einen Wert gleich dem in der Schaltung durch diesen Widerstand fliessenden Strom. Die Ströme 11 und L durch die Kondensatoren 10 bzw. 6 sind unabhängig vom Widerstand 11. In Fig. 4d ist der durch den Transistor 1 fliessende Kol-
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Fig. 4d zeigen den Verlauf des Kollektorstromes bei verschiedenen Werten dieses Widerstandes. Aus diesen Kurven zeigt sich, dass die Verzerrung des Sägezahnstromes in dem Masse kleiner wird, wie der Widerstand 11 kleiner gewählt wird.
Bei einem hinreichend kleinen Widerstand kann schliesslich jede Verzerrung vermieden werden. Der Widerstand 11 darf dabei selbstverständlich nicht so gering gewählt werden, dass der Kondensator 6 in bezug auf die Minusklemme der Speisespannungsquelle nahezu kurzgeschlossen wird, wodurch die Integrationswirkung gestört werden würde.
Es ist selbstverständlich auch möglich, die bei höherer Belastung auftretende Verzerrung der Sägezahnspannung zu vermeiden, indem der Entladestrom des Kondensators 6 erhöht wird. Dies kann dadurch bewerkstelligt werden, dass ein kleinerer Widerstand 5 gewählt wird, wobei gleichzeitig der Kondensator 6 grösser gewählt werden muss. Diese Lösung hat jedoch den Nachteil, dass während der Rücklaufzeit ein sehr hoher Ladestrom durch den Transistor 4 und die Basis-Emitterstrecke des Transistors 1 fliesst. Dies würde ausserdem einen sehr grossen Kondensator 6 mit konstantem Kapazitätswert erfordern, der entsprechend teuer ist.
Aus Fig. 4d zeigt sich, dass zum Erzielen eines kleinen zusätzlichen Stromes durch den Transistor 1 während des Anfangens der Hinlaufzeit ein verhältnismässig grosser zusätzlicher Strom während des weiteren Teiles dieser Hinlaufzeit durch diesen Transistor fliesst. Wenn eine negative Spannungsquelle zur Verfügung steht, die eine grössere Spannung liefert, als die Speisespannungsquelle 2, kann dies dadurch verbessert werden, dass ein grösserer Widerstand 11'nicht an die Speisespannungsquelle 2, sondern an die höhere negative Spannung angeschlossen wird. Dies ist in Fig. 5 dargestellt, wo entsprechende Elemente mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 3 bezeichnet sind.
In diesem Ausführungsbeispiel ist der Widerstand 11'an eine Spannungsquelle 14 angeschlossen, die eine Spannung E'liefert, welche grösser ist als die Spannung E der Quelle 2.
Der Widerstand 11'wird in diesem Ausführungsbeispiel durch ein Potentiometer gebildet, an dessen Abgriff die Belastung 9 über den Kondensator 10 angeschlossen ist. Mittels dieses Potentiometers kann die Amplitude der über der Belastung erzeugten Sägezahnspannung eingestellt werden.
Es ist z. B. bei Fernsehempfängern häufig erwünscht, der Sägezahnspannung eine etwas S-förmige Ge-
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stalt zu erteilen, zu welchem Zweck im Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 die Reihenschaltung eines Widerstandes 12 und eines Kondensators 13 zwischen dem Kollektor des Transistors 4 und der Minusklemme der Quelle 2 eingeschaltet ist ; wenn die Zeitkonstante dieses RC-Netzwerkes hinreichend gross gewählt wird, wird über dem Kondensator 13 eine Parabelspannung erzeugt. Indem der Widerstand 5 nicht an die Speisespannungsquelle 2, sondern an den Verbindungspunkt des Kondensators 13 und des Widerstandes 12 angeschlossen wird, integriert der Transistor 1 nicht eine konstante Spannung, sondern eine Parabelspannung, auf diese Weise entsteht am Kollektor des Transistors 4 eine Sägezahnspannung mit S-förmigem Verlauf.
Die Reihenschaltung des Widerstandes 12 und des Kondensators 13 ruft jedoch ähnlich wie die Reihenschaltung des Widerstandes 9 und des Kondensators 10 eine Verzerrung der Sägezahnspannung während des Anfanges der Hinlaufzeit hervor. Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 dient somit der erfindungsgemäss aufgenommene Widerstand II* ausserdem zum Vermeiden von Verzerrungen, die durch das RC-Netzwerk 12-13 herbeigeführt werden.
In den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 3 und 5 können Widerstände 11 und 11'statt mit der Kollektorelektrode des Transistors 4 auch mit der Kollektorelektrode des Transistors 1 oder mit einer Anzapfung des Widerstandes 3 verbunden werden. Die Verringerung der Verzerrung der Sägezahnspannung gemäss der Erfindung kann stets dadurch erzielt werden, dass zwischen der Kollektorelektrode des Transistors 1 und einem Punkt negativer Spannung grosser als die Spannung der Speisespannungsquelle oder gleich die- ser ein Gleichstromkreis angebracht wird, der während des Hinlaufes nicht gesperrt ist.
In ähnlicher Weise kann die Erfindung bei einem Sägezahngenerator mit einem Integrationstransistor des npn-Typs und einem Schalttransistor des pnp-Typs benutzt werden. An eine solche Schaltung messen Spannungsquellen 2 bzw. 14 mit umgekehrter Polarität angeschlossen werden.
Die Erfindung bezieht sich auch auf einen nicht selbstschwingenden Sägezahngenerator ; ein solcher Generator wird z. B. dadurch erhalten, dass in den Ausführungsbeispielen der Fig. 3 und 5 der Widerstand 7 und der Kondensator 8 weggelassen und der Basis des Schalttransistors 4 Synchronisierimpulse zugeführt werden, die diesen Transistor in den richtigen Augenblicken entsperren und sperren.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Sägezahnspannung mit einem Integrationstransistor und einem Schalttransistors vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp des erstgenannten Transistors, wobei die beiden Emitter mit je einer der Klemmen einer Speisespannungsquelle verbunden sind, während die beiden Kollektoren über einen Widerstand miteinander verbunden sind und die Basis des Integrationstransistors über einen Kondensator an den Kollektor des Schalttransistors angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung über einen Kondensator (10) mit einer verhältnismässig grossen Belastung (9) verbunden ist und dass ein Punkt des erwähnten Widerstandes (3) über die Reihenschaltung eines zweiten Widerstandes (11) und einer Spannungsquelle (E) mit dem Emitter des Integrationstransistors (1)
verbunden ist, welche Spannungsquelle (E) eine Spannung liefert, die gleich der Spannung der Speisespannungsquelle oder grösser als diese ist und eine den Integrationstransistor (1) entsperrende Polarität hat.
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Circuit arrangement for generating a sawtooth voltage with an integration transistor and a switching transistor from the opposite side
Conductivity type of the first-mentioned transistor
The invention relates to a circuit arrangement for generating a sawtooth voltage with a
Integration transistor and a switching transistor of the opposite conductivity type of the first-mentioned transistor, the two emitters each with one of the terminals of a supply voltage source and the two collectors being connected to one another via a resistor and the base of the integration transistor being connected to the collector of the switching transistor via a capacitor.
Such a circuit arrangement is known from the current publication "Electronic Rundschau" 1961, No. 12, page 582. This circuit arrangement enables a very linear sawtooth voltage to be achieved with the aid of only two transistors, the flyback time being relatively short compared to the trace time. Such a circuit arrangement is z. B. can be used in a television receiver equipped with transistors, the voltage taken from this circuit being fed as a control voltage to a circuit which supplies the deflection currents for the vertical deflection of the electron beam.
However, if, as is usually the case, the sawtooth voltage via a coupling capacitor of a relatively low-resistance load z. B. is fed to the base of a following transistor, there is a distortion of the sawtooth voltage.
The aim of the invention is to remedy this disadvantage in that the circuit arrangement has the feature that it is connected to a relatively large load via a capacitor and that one point of the mentioned resistor is connected to the emitter of the integration transistor via the series connection of a second resistor and a voltage source is which voltage source supplies a voltage which is equal to or greater than the voltage of the supply voltage source and which voltage source has a polarity which unlocks the integration transistor.
The invention is explained in more detail using the drawing, for example. Fig. 1 shows a known circuit arrangement. FIG. 2 serves to further explain this arrangement, the specified voltage forms occurring at the points of the arrangement denoted by corresponding letters in FIG. 1. Fig. 3 shows an embodiment of a circuit arrangement according to the invention. Fig. 4 serves to explain the circuit according to Fig. 3, and Fig. 5 shows a second embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
In FIG. 1, 1 denotes a pnp transistor whose emitter is connected to the positive terminal of voltage source 2 and whose collector is connected to a resistor 3. The emitter of a second transistor 4 of the npn type is connected to the negative terminal of the supply voltage source and the collector to the other end of the resistor 3. The base of the transistor 1 is connected via a resistor 5 to the negative terminal of the supply voltage source and via a capacitor 6 to the collector of the npn transistor. In order to achieve a self-oscillating arrangement for generating sawtooth voltages, the base of the transistor 4 is connected to the positive terminal of the supply voltage source via a resistor 7
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poses to be. It is possible e.g.
B. for synchronization purposes, to insert relatively low resistances in the connections.
During the delay time, the switching transistor 4 is blocked and the transistor 1 is conductive. At the beginning of this delay time, the capacitor 6 is almost charged to the supply voltage. This capacitor then discharges via the collector-emitter path of the transistor 1, the resistor 3, the resistor 5 and the supply voltage source.
Because the base-emitter voltage of the transistor 1 is negligibly small compared to the battery voltage E during the run-out, the voltage drop across the resistor 5 is almost equal to the battery voltage E, and the current flowing through this resistor is therefore constant and equal to E / JRg. During the delay time, this current flows almost completely into the capacitor 6 and via the collector-emitter path of the transistor 1, since the base current of this transistor is only a fraction of its collector current.
The discharge current E / fL of the capacitor 6, which is constant during the trace time, causes a linearly increasing voltage at the collector of the transistor 4, the slope of which is equal to E / fLC (FIG. 2a). A voltage with the same slope is at the collector of transistor 1 (Fig. 2b) and across the coupling capacitor
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Cs on (-E), it becomes conductive. The voltage drop (FIG. 2a) which occurs as a result across the collector-emitter path of this transistor is transmitted to the base of the transistor 1 via the capacitor 6 (FIG. 2d).
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Transistor 4 is almost independent of the load.
A change in the connected load thus only results in a change in the current through this load and thus in a change in the transistor current, but, provided that the transistor 1 remains effective as an amplifier, no change in the voltage present across the load.
Since the load is connected via a large coupling capacitor, the same voltage occurs across the resistor 9 as in FIG. 2a, but this voltage does not contain a direct voltage component.
The current 11 through this resistor and through the capacitor 10 runs in a corresponding manner.
This current is shown in FIG. 4a for both low (curve I) and high (curve II) loads.
FIG. 4b shows the current 12 which flows through the capacitor 6 during the trace time and which, as mentioned above, is independent of the load. The sum of the two currents 11 and L is equal to that
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that when there is only a low load (cf. FIG. 4c, curve 1), the collector current through the transistor 1 is always positive, so that an undistorted sawtooth voltage is generated. At higher loads (Fig. 4c, curve II), however, there is a distortion of the sawtooth voltage during the first part of the trace. The transistor 1 cannot simultaneously carry a negative current and remain effective as an amplifying element.
In order to achieve an undistorted sawtooth voltage even at higher loads, according to the invention, the series connection of a resistor and a voltage source is switched on between a point of the resistor 3 and the emitter of the transistor 1, which voltage source supplies a voltage equal to or greater than the supply voltage source and a polarity as it is required for the transistor 1 to be conductive. In the circuit arrangement according to FIG. 3, this voltage source is the same as the supply voltage source. The resistor 11 is connected between the collector electrode of the transistor 4 and the negative terminal of the supply voltage source E.
The sawtooth voltage present across the resistor 11 causes a sawtooth current I, the amplitude of which is only dependent on the value of this resistor. By switching on the resistor 11, the collector current of the transistor 1 is increased, u. between a value equal to the current flowing in the circuit through this resistor. The currents 11 and L through the capacitors 10 and 6, respectively, are independent of the resistor 11. In Fig. 4d, the column flowing through the transistor 1 is
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4d show the course of the collector current at different values of this resistance. From these curves it can be seen that the distortion of the sawtooth current becomes smaller as the resistor 11 is selected to be smaller.
With a sufficiently small resistance, any distortion can ultimately be avoided. The resistor 11 must of course not be selected so low that the capacitor 6 is almost short-circuited with respect to the negative terminal of the supply voltage source, which would disturb the integration effect.
It is of course also possible to avoid the distortion of the sawtooth voltage that occurs at higher loads by increasing the discharge current of the capacitor 6. This can be achieved by choosing a smaller resistor 5, while at the same time choosing a larger capacitor 6. However, this solution has the disadvantage that a very high charging current flows through the transistor 4 and the base-emitter path of the transistor 1 during the flyback time. This would also require a very large capacitor 6 with a constant capacitance value, which is correspondingly expensive.
4d shows that in order to achieve a small additional current through the transistor 1 during the start of the trace time, a relatively large additional current flows through this transistor during the further part of this trace time. If a negative voltage source is available which supplies a higher voltage than the supply voltage source 2, this can be improved in that a larger resistor 11 ′ is not connected to the supply voltage source 2 but to the higher negative voltage. This is shown in FIG. 5, where corresponding elements are denoted by the same reference symbols as in FIG.
In this exemplary embodiment, the resistor 11 ′ is connected to a voltage source 14, which supplies a voltage E ′ which is greater than the voltage E of the source 2.
In this exemplary embodiment, the resistor 11 ′ is formed by a potentiometer, to whose tap the load 9 is connected via the capacitor 10. This potentiometer can be used to set the amplitude of the sawtooth voltage generated over the load.
It is Z. B. in television receivers often desired, the sawtooth voltage a somewhat S-shaped
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stalt to issue for what purpose in the embodiment of Figure 5, the series connection of a resistor 12 and a capacitor 13 between the collector of the transistor 4 and the negative terminal of the source 2 is switched on; If the time constant of this RC network is chosen to be sufficiently large, a parabolic voltage is generated across the capacitor 13. Since the resistor 5 is not connected to the supply voltage source 2, but to the connection point of the capacitor 13 and the resistor 12, the transistor 1 does not integrate a constant voltage, but a parabolic voltage, in this way a sawtooth voltage with S arises at the collector of the transistor 4 -shaped course.
The series connection of the resistor 12 and the capacitor 13, however, similarly to the series connection of the resistor 9 and the capacitor 10, causes a distortion of the sawtooth voltage during the beginning of the trace time. In the exemplary embodiment according to FIG. 5, the resistance II * recorded according to the invention thus also serves to avoid distortions which are brought about by the RC network 12-13.
In the exemplary embodiments according to FIGS. 3 and 5, resistors 11 and 11 ′ can also be connected to the collector electrode of transistor 1 or to a tap of resistor 3 instead of to the collector electrode of transistor 4. The reduction in the distortion of the sawtooth voltage according to the invention can always be achieved by attaching a direct current circuit that is not blocked during the trace between the collector electrode of transistor 1 and a point of negative voltage greater than the voltage of the supply voltage source or equal to this .
Similarly, the invention can be used in a sawtooth generator having an integration transistor of the npn type and a switching transistor of the pnp type. Voltage sources 2 or 14 with reversed polarity can be connected to such a circuit.
The invention also relates to a non-self-oscillating sawtooth generator; such a generator is z. B. obtained by the fact that in the embodiments of FIGS. 3 and 5, the resistor 7 and the capacitor 8 are omitted and the base of the switching transistor 4 synchronizing pulses are supplied, which unlock and lock this transistor at the right moments.
PATENT CLAIMS:
1.Circuit arrangement for generating a sawtooth voltage with an integration transistor and a switching transistor of the opposite conductivity type of the first-mentioned transistor, wherein the two emitters are each connected to one of the terminals of a supply voltage source, while the two collectors are connected to one another via a resistor and the base of the integration transistor via a capacitor is connected to the collector of the switching transistor, characterized in that the arrangement is connected to a relatively large load (9) via a capacitor (10) and that a point of the mentioned resistor (3) is connected via the series connection of a second resistor (11 ) and a voltage source (E) with the emitter of the integration transistor (1)
is connected, which voltage source (E) supplies a voltage that is equal to or greater than the voltage of the supply voltage source and has a polarity that unlocks the integration transistor (1).