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Telephon-Teilnehme rs chaltung
Die Erfindung bezieht sich auf Telephon-Teilnehmerschaltungen und betrifft insbesondere transistorbestückte Wählsignalgeneratoren für solche Teilnehmerapparate.
In der belgischenpatentschrift Nr. 582408 ist ein Mehrfrequenz-Wählsignalgenerator für Teilnehmerstationen beschrieben, bei dem ein einziger, mit Transistoren bestückter Oszillator verwendet wird, der verschiedene Paare von Signalfrequenzen erzeugen kann. Dabei sind zehn Drucktasten vorgesehen, die es ermöglichen, durch entsprechende Umschaltung des Oszillators für jede Ziffer der Rufnummern ein charakteristisches Paar von Signalfrequenzen auszuwählen.
Gemäss dieser Patentschrift liegt der Wählsignalgenerator an einem Widerstand, der bei Betätigung jeder Drucktaste in Serie zu den beiden Adern der Teilnehmerleitung geschaltet wird, so dass an ihm ein Spannungsabfall auftritt, von dem die für den Betrieb des Transistoroszillators erforderliche Leistung abgeleitet werden kann. Wenn keine Drucktaste betätigt wird, ist der Sprechkreis über die Leitungsadern in üblicher Weise geschlossen und das Mikrophon des Handapparates wird vom Ruhegleichstrom beaufschlagt, der von der Zentrale geliefert wird.
Diese Schaltungsanordnung hat sich zwar sowohl für den Sprechverkehr als auch für die Wählsignalgabe mit den Drucktasten als befriedigend erwiesen, hat aber noch gewisse Nachteile. Zunächst verbraucht der Serienwiderstand 50solo oder mehr der Leistung für die Wählsignalgabe, so dass es erforderlich ist, den Wählsignal-Oszillator bei hohem Pegel zu betreiben, damit trotz dieses Leistungsverbrauches und der normalen Dämpfung über die längste Teilnehmerschleife der Pegel der Wählsignale in der Zentrale nicht auf einen Wert absinkt, bei dem die einwandfreie Feststellung der Wählsignale im Wählsignalempfänger schon durch Störsignale beeinträchtigt werden kann.
Daraus ergeben sich einerseits hohe Anforderungen an den Oszillatorbetrieb bei langen Teilnehmerschleifen und anderseits ergeben sich Schwierigkeiten hinsichtlich der übermässigen Verlustleistung im Transistor bei kurzen Teilnehmerschleifen.
Eine weitere Schwierigkeit ergibt sich im Zusammenhang mit der erwähnten Schaltungsänderung, die erforderlich ist, um jeweils bei Betätigung einer Drucktaste den Sprechkreis durch den Widerstand und den Transistoroszillator zu ersetzen. Bei dieser Umschaltung tritt nämlich eine Änderung des Gesamtwiderstandes des Teilnehmerkreises vom Normalwert von etwa 200 Ohm auf ungefähr 600 Ohm auf. Deshalb hat jede Betätigung einer Drucktaste nicht nur die Abgabe zweier Wählsignalfrequenzen von der Teilnehmerstation, sondern auch noch eine stufenweise Verminderung des über die Teilnehmerleitung flie- ssenden Gleichstromes zur Folge. Diese Verminderung des Gleichstromes kann unter Umständen ausreichen, um die Verbindung mit der Zentrale zu trennen.
Auch die Einschaltvorgänge, die mit der Herabsetzung des Gleichstromes verbunden sind und gleichzeitig mit der Wählsignalgabe auftreten, stellen Störquellen dar.
Eine weitere Schwierigkeit wird bei der bekannten drucktastengesteuerten Mehrfrequenzwahl durch die ungleiche Dämpfung der verschiedenen Signalfrequenzen während der Übertragung verursacht, die dazu führt, dass die beiden Frequenzkomponenten nach der Übertragung über lange Schleifen stark verschiedene Amplituden haben. Diese Amplitudendifferenz erschwert die einwandfreie Feststellung der Wählsignale im Empfänger in der Zentrale, insbesondere deren Unterscheidung von Störsignalen.
Im Hinblick auf diese Mängel zielt die vorliegende Erfindung allgemein darauf ab, die Arbeitsweise von Mehrfrequenz-Wählsignalgebern für Telephonanlagen zu verbessern. Insbesondere zielt die Erfindung
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darauf ab, die Betriebssicherheit von drucktastengesteuerten Wählsignalgebern für Teilnehmerstationen zu verbessern, den Gesamtwiderstand des Teilnehmerkreises während der Sprechverbindung und der Wählsignalgabe im wesentlichen konstant zu halten und den Frequenzgang der Übertragung bei MehrfrequenzWählsignalsystemen zu verbessern.
Diese Ziele werden durch die vorliegende Erfindung erreicht, von der ein Ausführungsbeispiel in der
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signalgeberkreis mit einem einzigen Paar von Leitungsklemmen, mit dem der Sprechkreis mit dem Mi- krophon, der Fernhörer, eine Induktionsspule und ein Netzwerk für den Leitungsabgleich in konjugierter
Beziehung verbunden sind. Normalerweise ist die Induktionsspule über einen Umschalter von zwei serien- geschalteten Tankkreisen überbrückt, die der Abstimmung dienende Wicklungsanzapfungen aufweisen, welche mit Hilfe einer Gruppe von Drucktasten ausgewählt werden können. Die Spule eines jeden Tankkreises hat zwei zusätzliche, eng gekoppelte Wicklungen, die in den Emitterkreis bzw. in den Basiskreis eines Transistors eingeschaltet sind.
Diese Schaltungsanordnung ermögliche die Einkopplung von Energie vom Ausgang zum Eingang des Transistors, wodurch die für die Schwingungserzeugung erforderlichen Bedingungen geschaffen sind. Das. Mikrophon des Teilnehmerkreises ist über einen Ruhekontakt des Umschalters an den Teilnehmerkreis angeschlossen, so dass die Betätigung einer der Drucktasten und die da- mit verbundene Betätigung des Umschalters eine Unterbrechung des Mikrophonstromkreises bewirkt. Der Fernhörer ist ebenfalls über einen Ruhekontakt dieses Umschalters angeschlossen, so dass die Signaltöne, die beim Drücken der Drucktasten erzeugt werden, für den Teilnehmer nicht übermässig laut hörbar sind.
Im gleichen Zeitpunkt wird der Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors an einen Teil der Induktionsspule und des Abgleichnetzwerkes im Sprechkreis angeschaltet, um Energie aus dem Kreis des Signalgenerators in die Teilnehmerleitung zu koppeln.
Ein Merkmal der Erfindung liegt im Ersatz der Verbindung des Mikrophons durch die Verbindung des Mehrfrequenz-Wählsignalgenerators mit der Induktionsspule bei jeder Betätigung einer der Drucktasten des Wählsignalgenerators. Eil1 weiteres Merkmal der Erfindung liegt darin, dass der Transistoroszillator nur mit einem Teil der Induktionsspule gekoppelt ist, wodurch die Induktionsspule während der Wählsignalgabe als Autotransformator wirkt. Ein anderes Merkmal der Erfindung ist die Ankopplung des Transistoroszillators an ein der Rückhördämpfung dienendes Netzwerk, um so eine Verbesserung des Frequenzganges für die Wählsignale zu bewirken.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist die Ausnutzung eines nichtlinearen, der Schleifenentzerrung dienenden Elementes des Sprechübertragungsweges als Begrenzer für die Spannungsversorgung des Wählsignal-Oszillators.
Die Erfindung soll nun unter Bezugnahme auf die Zeichnung an einem Ausführungsbeispiel genauer erläutert werden. Fig. l ist ein schematisches Schaltbild einer gemäss der Erfindung aufgebauten Teilnehmerstation. Fig. 2 zeigt die Kennlinien eines im Rahmen der Erfindung verwendeten nichtlinearen Widerstandselementes und Fig. 3 stellt graphisch die relativen Pegel der Wählsignale an den Klemmen der Teilnehmerstation in Abhängigkeit von der Signalfrequenz dar.
Der in Fig. 1 dargestellte Teilnehmerkreis 10 ist über die Kontakte 11,12 des Hakenumschalters an die Adern L1 und L2 einer zur Telephonzentrale 13 führenden Teilnehmerleitung angeschlossen. Die Zen- trale ist mitwählsignalempfängern für Mehrfrequenzsignale, etwa gemäss der belgischen Patentschrift Nr. 719692, ausgestattet. Zwischen der Leitungsader L2 und Erde ist in üblicher Weise ein Wecker 14 eingeschaltet.
An den Kontakt 11 des Hakenumschalters ist der nachfolgend beschriebene Wählsignalgenerator 15 angeschlossen, und die Umschalterkontakte 11 und 12 sind über die Induktionsspule L verbunden, die se- riengeschaltete, gleichsinnige Wicklungen 20,21 und 22 aufweist und in Serie zwischen den Wicklungen 20 und 21 ein nichtlineares Widerstandselement 23, beispielsweise einen Siliziumkarbid-Varistor der Type Western Electric 312E, enthält. Ein weiterer Brückenzweig zwischen den Umschalterkontakten 11 und 12 enthält eine Ader 24, einen Widerstand 25 und einen Varistor 26 einer ähnlichen Type wie der Varistor 23, beispielsweise der Type Western Electric 312D, sowie eine Ader 27.
Die nichtlinearen Kennlinien der Varistoren 23 und 26 dienen zur Schleifenentzerrung, d. h. sie beeinflussen in Abhängigkeit von der Schleifenlänge die Empfindlichkeit des Teilnehmerkreises bei Sendung und Empfang, und sichern zugleich eine angemessene Rückhördämpfung.
An den Verbindungspunkt zwischen den Wicklungen 21 und 22 der Induktionsspule L ist der Mikrophonzweig angeschlossen, der einen kleinen Serienwiderstand 30, das Mikrophon 31 des Handapparates, einen Ruhekontakt 32 und", den Anker 33 eines Umschalters 34 sowie eine Ader 35 umfasst, die am Verbindungspunkt zwischen dem Varistor 23 und der Wicklung 20 der Induktionsspule L endet. Das Mikrophon 31 liegt somit, wenn sich der Umschalter 34 im unbetätigten Zustand befindet, im Nebenschluss zur Wick-
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lung 21 und zum Varistor 23.
Der Varistor 23 ist ein nichtlineares Element des zur Rückhördämpfung dienenden Netzwerkes 36, das zusätzlich im Nebenschluss zum Varistor einen kleinen Kondensator 40 von ungefähr 0,04 Mikrofarad und einen Widerstand 41 in Serie mit einem grösseren Kondensator von etwa 2 Mikrofarad enthält.
Der Fernhörerzweig verläuft von einer Klemme 43 des Rückhördämpfungsnetzwerkes 36 über eine
Wicklung 44, die gleichsinnig mit den Wicklungen der Induktionsspule L gekoppelt ist, eine Ader 45, den
Fernhörer 46, einen Kurzschlusskontakt 50 des Umschalters 34 und eine Ader 35 zum Verbindungspunkt 51.
Bei Auftreten von Sprechströmen im Mikrophon ist die in der Wicklung 44 zwischen den Klemmen 43 und
52 infolge der Kopplung mit der Induktionsspule L induzierte Spannung ungefähr betragsgleich und auch phasengleich mit der Spannung, die an den Klemmen 43 und 51 des Rückhördämpfungsnetzwerkes 36 auf- tritt. Infolgedessen ist die Spannung zwischen den Punkten 51 und 52, an die der Fernhörer angeschlossen ist, bei Besprechung des Mikrophons ungefähr gleich Null.
Bei dieser typischen Ausführung einer Rückhör- dämpfung hängt die genaue Kompensation von der Beziehung zwischen der Impedanz des Rückhördämp- fungsnetzwerkes 36 und der von der Leitung Ll, L2 dargebotenen Impedanz ab.
Zusätzlich zu der vorstehend beschriebenen Sprechschaltung verläuft vom Hakenumschalterkontakt
11 ein Schaltungszweig über eine Ader 60 zu zwei seriengeschalteten Spulen 61 und 62, denen durch Be- tätigung einer der Wähldrucktasten, welche je einen der Aderkreuzungspunkte 68 und 69 schliessen, Kondensatoren 66 bzw. 67 parallelgeschaltet werden können. Dieser Schaltungszweig verläuit weiter über eine Ader 63, einen zweiten Ruhekontakt 64 des Umschalters 34 und die Ader 35 zum Verbindungspunkt
51. Die Wicklungen 61 und 62 liegen daher normalerweise im Nebenschluss zur Wicklung 20 der Induktionsspule L.
Wenn der Teilnehmerkreis an die Teilnehmerleitung angeschlossen ist und der Umschalter 34 sich im unbetätigten Zustand befindet, so fliesst ein kleinerer Teil des Leitungsstromes über die Wicklungen 61 und 62, wogegen der Hauptteil des Stromes über die Wicklung 20 der Induktionsspule L verläuft.
Bei Betätigung des Umschalters 34 wird der Stromweg über die Wicklungen 61 und 62 unterbrochen.
Ein zweiter Stromkreis, der von der Ader 60 abzweigt, bildet den Kollektorkreis 70 eines Transi- stors 71. Der Transistor 71 hat einen Basiskreis 72 mit zwei seriengeschalteten Wicklungen 73 und r/4, die über eine Ader 75 und einen Widerstand 76 an den Arbeitskontakt 77 des Umschalters 34 angeschlossen sind. Die Wicklungen 73 und 74 sind je von Varistoren 80 bzw. 81 überbrückt, beispielsweise von Sili- zium-Varistoren der Type Western Electric 100A, deren nichtlineare Widerstände die Amplitude der Wechselspannungen an den Wicklungen 73 und 74 regeln. Die Emitterelektrode 82 des Transistors 71 ist über einen Widerstand 83, seriengeschaltete Spulen 84 und 85 und eine Ader 86 im Verbindungspunkt 90 an den Mikrophonzweig angeschlossen.
Die Spulen 61,73 und 84 werden durch Wicklungen an einen gemeinsamen Kern gebildet, die eng miteinander gekoppelt sind. Ebenso sind die Spulen 62,74 und 85 eng miteinander gekoppelt. Die Basisvorspannung für den Transistor 1 wird von einem Varistor 91 und einem Parallelwiderstand 92 abgenommen, die zusammen mit dem Widerstand 76 zwischen den Punkten 51 und 90 einen Spannungsteiler bilden, wenn der Umschalter 34 betätigt ist.
Die Arbeitsweise der Wecker- und Sprechstromkreise der beschriebenen Teilnehmerstation unterscheidet sich nicht von der bekannter Teilnehmerstationen. Insbesondere wird der Wecker betätigt, wenn in der Zentrale zwischen Erde und der Ader L2 Rufstrom angelegt wird.
Beim Abheben des Handapparates von der üblichen Auflage schliessen die Hakenumschalerkontak- te 11 und 12 und es fliesst von der Leitungsader LI her im Sprechkreis ein Ruhestrom über die Wicklung 20, die Ader 35, den Anker 33 und den Ruhekontakt 32 des Umschalters 34, das Mikrophon 31, den Widerstand 30 und die Wicklung 22 zur Leitungsader L2. Dieser Gleichstrom speist somit das Mikrophon 31 des Handapparates. Wenn das Mikrophon besprochen wird, so wird die eigene Sprechspannung in den Induktionsspulenzweig zwischen den Klemmen 51 und 93 eingekoppelt und sodann durch Autotransformatorwirkung der Wicklungen 20,21 und 22 an die Leitungsadern Ll, L2 abgegeben.
Wie schon erwähnt, wird die Sprechspannung, welche in der mit der Induktionsspule L gekoppelten Wicklung 44 induziert wird, praktisch durch den Spannungsabfall zwischen den Klemmen 43 und 51 des Rückhördämpfungsnetzwerkes 36 kompensiert, so dass an den Klemmen 51 und 52 keine Sprechspannung auftritt. Die über die Leitungsadern Ll, L2 ankommende fremde Sprechspannung wird hingegen nicht kompensiert und erreicht den Fernhörerzweig, so dass sie im Fernhörer 46 für den Teilnehmer hörbar wird.
Für die Wählsignalgabe sind mehrere Drucktasten, u. zw. mindestens zehn, vorgesehen. Die Betätigung jeder dieser Drucktasten bewirkt die Erzeugung von zwei Tönen, die so lange andauern, wie die Drucktaste niedergedrückt wird. Beim Niederdrücken jeder Drucktaste wird der Sprechkreis abgeschaltet.
Beim Niederdrücken jeder Drucktaste werden ferner drei Schalter betätigt, nämlich einer bei den Kreuzungspunkten 68, ein weiterer bei den Kreuzungspunkten 69 und schliesslich der gemeinsame Um-
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schalter 34, der auch den Kuizschlusskontakt 50 steuert. In der Zeichnung ist der Umschalter 34 in nor- malem Zustand, d. h. im Sprechzustand, dargestellt.
Unabhängig davon, ob eine Drucktaste betätigt wird oder nicht, hängt die Arbeitsweise des Teilneh- merkreises von dem Gleichstrom ab, der von der Zentrale 13 über die Leitungsadern Ll, L2 zugeführt wird. Wenn der Handapparat abgehoben wird und die Hakenumschalterkontakte 11 und 12 schliessen, fliesst ein Gleichstrom aber die Adern Ll, L2, der je nach der Länge der Schleife von der Teilnehmersta- tion zur Zentrale zwischen 25 und 200 mA liegt. Bei einer normalen oder kurzen Schleife verläuft der
Hauptgleichstromweg von der Leitungsader L1 über den Umschalterkontakt 11, die Ader 17, die Wick- lungen 20,21 und 22 der Induktionsspule L und den zwischengeschalteten Varistor 23, die Rückleitungader 18 und den Umschalterkontakt 12 zur Leitungsader L2.
Ferner verläuft ein weiterer Gleichstromweg über die Ader 24, den Widerstand 25, den Varistor 26 und die Ader 27. Diese beiden Gleichstromwege ergeben in Kombination einen niedrigen Widerstand im Teilnehmerkreis, so dass an den Leitungsadern LI und L2 nur eine niedrige Spannung liegt. Vom Spannungsabfall, der hauptsächlich am Varistor 23 auftrifft, wird selektiv ein Gleichstrom für das Mikrophon 31 oder den Transistor 71 abgeleitet.
Bei kurzen Schleifen werden der Gleichstromwiderstand und der Wechselstromwiderstand der beiden Varistoren 23 und 26 gegenüber den Widerstandswerten im Falle langer Schleifen durch den stärkeren Stromfluss vermindert. Infolgedessen setzt der Varistor 26, der als veränderbarer Nebenschluss zwischen den Leitungsadern L1 und L2 liegt, die Empfindlichkeit des Teilnehmerkreises für Sendung und Empfang an kurzen Schleifen stärker herab als an langen Schleifen. Durch die Änderung des Wechselstromwiderstandes des Varistors 23 wird zugleich auch die wirksame Impedanz des Rückhördämpfungsnetzwerkes derart geändert, dass die vom Varistor 26 hervorgerufene Änderung der wirksamen Leitungsimpedanz kompensiert und daher das Rückhören ständig unterdrückt wird.
Diese Art der Schleifenentzerrung ist an sich bekannt ; sie hat den Zweck, die Empfindlichkeit des Teilnehmerkreises in Abhängigkeit von Längenunterschieden der Übertragungswege zwischen Teilnehmerstation und Zentrale einzuregeln.
Nach dem Abheben, aber vor der Wählsignalgabe, ist der Kollektorstrom des Transistors 71 praktisch gleich Null. Der Emitter und die Basis des Transistors befinden sich praktisch auf gleichem Potential, weil noch keine Vorspannung über dem Kontakt 77 des Umschalters 34 angelegt wird.
Der stärkste Gleichspannungsabfall im gesamten Teilnehmerkreis tritt zwischen den Klemmen 51 und 59 auf. An der längsten Teilnehmerschleife beträgt dieser Spannungsabfall etwa 4 V. An einer extrem kurzen Schleife wird der Spannungsabfall durch den Varistor 23 auf etwa 10 V begrenzt. Da der Kollektorstrom durch die Vorspannungsdioden 91 auf etwa 10 mA eingeregelt wird, wird eine übermässige Verlustleistung im Transistor vermieden.
Der Varistor 23, der hauptsächlich als nichtlineares Element in dem Rückhördämpfungsnetzwerk 36 wirkt, und der Varistor 26, der hauptsächlich als nichtlineares, die Sprachübertragung regelndes Element wirkt, üben im Zusammenwirken noch die Funktion einer Regelung der Kollektorspannung und damit der Leistung aus, die während der drucktastengesteuerten Wählsignalgabe durch den Transistor 71 vernichtet werden muss.
Beim Drücken einer jeden Drucktaste werden die beiden Anzapfungen der Wicklungen 61,62, die dem der gewählten Ziffer zugeordneten Frequenzpaar entsprechen, ausgewählt und unmittelbar hernach wird der Umschalter 34 betätigt. Durch die Betätigung des Umschalters 34. wird infolge Öffnens des Kontaktes 32 der Mikrophonkreis unterbrochen, infolge Öffnens des normalerweise den Widerstand 57 kurzschliessenden Kontaktes 50 eine Dämpfung in den Fernhörerkreis eingeführt, infolge Schliessens des Kontaktes 77 eine Basisspannung an den Transistoroszillator angelegt und infolge Öffnens des Kontaktes 64 und Unterbrechung des über die Spulen 61 und 62 fliessenden Gleichstromes eine Stosserregung dieser Spulen bewirkt.
Der als A-Verstärker arbeitende Transistor 71 hält diese stosserregten Schwingungen mit Amplituden aufrecht, die durch die Varistoren 80 und 81 eingeregelt werden ; diese Schwingungen werden in die Induktionsspule L eingekoppelt und von dieser zu den Leitungsadern Ll und L2 übertragen.
Die Ausgangsspannung wird vom Transistor zwischen der Ader 86 im Emitterkreis und dem Widerstand 30 an der Klemme 93 und vom Kollektorkreis über die Ader 60 abgenommen. Die Amplitude der Wählsignale wird durch die Autotransformatorwirkung der Wicklungen 20,21 und 22 der Induktionsspule L erhöht. Trotz einer gewissen, durch den Widerstand 30 und den Varistor 23 hervorgerufenen Dämpfung der Wählsignale ergibt die Induktionsspule einen Amplitudenzuwachs von ungefähr 1, 4 zu 1, so dass der Transistor 71 mit geringerer Wechselspannung betrieben werden kann und somit bei gleichem Wählsignalpegel eine geringere Kollektorgleichspannung benötigt als bisher.
Das Vorhandensein des Rückhördämpfungsnetzwerkes 36, das den Varistor 23 mit den in Fig. 2 dargestellten Kennlinien R für Gleichstrom, R für Wechselstrom enthält, im Kopplungskreis zwischen dem Wählsignalgenerator und der Teilnehmerleitung bietet noch einen weiteren Vorteil. Wie schon erwähnt,
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bewirkt der Varistor 23 eine gewisse Dämpfung der Wählsignale des Transistors. Der Varistor 23 wird nun von einem Kondensator 40 überbrückt, der die Dämpfung der Wählsignale höherer Frequenz herabsetzt.
Infolge der Anwendung des dämpfenden Varistors 23 und des Nebenschlusskondensators 40 ergibt sich im gesamten Bereich der Wählsignale, der z. B. von 679 bis 1477 Hz reicht, ein Pegelunterschied von unge- fähr 2 Dezibel. Die Einführung einer solchen Überhöhung bei den höheren Wählsignalfrequenzen ist be- sonders bei langen Schleifen günstig, weil in solchen Schleifen die höheren Frequenzen merklich stärker als die tieferen gedämpft werden. Eine zusätzliche Überhöhung von etwa 1 Dezibel kann durch geeignete
Wahl der Windungszahlen der Spulen 73 und 74 erreicht werden, die von den Varistoren 80 und 81 über- brückt werden. Die Gesamtwirkung dieser Massnahmen kann aus Fig. 3 entnommen werden, welche den
Frequenzgang der verschiedenen Wählsignale darstellt.
Aus der vorstehenden Beschreibung geht hervor, dass der Wählsignalgeber gemäss der Erfindung von einer Spannung gespeist wird, die an einem Teil des Rückhördämpfungsnetzwerkes im Sprechstromkreis entsteht und dass durch das Rückhördämpfungsnetzwerk zugleich auch eine günstige Beeinflussung des Fre- quenzganges der Wählsignale erzielt wird.
Die Induktionsspule, die bisher ausschliesslich dem Sprechstromkreis der Teilnehmers. tation zugeord- net war, bildet bei der Erfindung zusätzlich noch einen Autotransformator für die Amplitudenverstärkung der Wählsignale. Der Gesamtwiderstand des Teilnehmerkreises bleibt bei der Erfindung während der Wählsignalgabe und in den Signalpausen im wesentlichen konstant, weil erstens die zur Erzeugung der Wählsignale erforderliche Spannung vermindert wird, so dass dieser Widerstand während der Wählsignalgabe niedrig sein kann, zweitens das Abgleichnetzwerk mit der Induktionsspule und das Ruckhördämpfungsnetzwerk in beiden Betriebszuständen vorhanden sind, drittens die einzige Einflussgrösse, welche sich auf den Gesamtwiderstand des Teilnehmerkreises auswirkt, die jeweilige Auswahl der Wechselstromsignalquellen, d. h.
des Kohlemikrophons oder des Oszillators ist, nun viertens die Auswirkungen dieser Auswahl auf den Gesamtwiderstand durch die nichtlinearen Elemente des Rückhördämpfungsnetzwerkes sehr gering gehalten werden.
Das vorstehend beschriebene Ausführungsbeispiel lässt natürlich im Rahmen der Erfindung noch verschiedene Abwandlungen zu.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Telephon-Teilnehmerschaltung mit einem Gleichstromweg, der ein nichtlineares Widerstandselement und ein induktives Element enthält, und einem mit einem Oszillator ausgestatteten Wählsignalgeber, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (71,61, 62) über erste Verbindungsleitungen (35,75, 86) mit dem nichtlinearen Widerstandselement (23) verbunden ist und seine Betriebsspannung vom Spannungsabfall an diesem Element bezieht und dass der Ausgang des Oszillators über zweite Verbindungsleitungen (17, 86) an das nichtlineare Widerstandselement (23) und einen Teil (20,21) des induktiven Elementes (20,21, 22) angeschlossen ist.
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Telephone subscriber circuit
The invention relates to telephone subscriber circuits and particularly relates to transistorized dial signal generators for such subscriber sets.
In Belgian patent specification no. 582408 a multi-frequency dial signal generator for subscriber stations is described in which a single oscillator equipped with transistors is used, which can generate different pairs of signal frequencies. Ten pushbuttons are provided which make it possible to select a characteristic pair of signal frequencies for each digit of the call numbers by switching the oscillator accordingly.
According to this patent specification, the dial signal generator is connected to a resistor that is connected in series to the two wires of the subscriber line when each pushbutton is pressed, so that a voltage drop occurs across it, from which the power required for operating the transistor oscillator can be derived. If no pushbutton is pressed, the speech circuit is closed in the usual way via the line wires and the microphone of the handset is acted upon by the quiescent direct current that is supplied by the control center.
Although this circuit arrangement has proven to be satisfactory both for speech communication and for the transmission of dialing signals with the pushbuttons, it still has certain disadvantages. First of all, the series resistor consumes 50solo or more of the power for the dial signal transmission, so that it is necessary to operate the dial signal oscillator at a high level so that, despite this power consumption and normal attenuation over the longest subscriber loop, the level of the dial signals in the control center does not increase drops to a value at which the correct detection of the dial signals in the dial signal receiver can be impaired by interference signals.
On the one hand, this results in high demands on the oscillator operation with long subscriber loops and, on the other hand, difficulties arise with regard to the excessive power dissipation in the transistor with short subscriber loops.
A further difficulty arises in connection with the circuit change mentioned, which is necessary in order to replace the speech circuit by the resistor and the transistor oscillator when a push button is pressed. With this switchover there is a change in the total resistance of the subscriber circuit from the normal value of about 200 ohms to about 600 ohms. Therefore, each actuation of a push button not only results in the delivery of two dialing signal frequencies from the subscriber station, but also a gradual reduction in the direct current flowing over the subscriber line. This reduction in the direct current may be sufficient to cut the connection with the control center.
The switch-on processes associated with the reduction of the direct current and occurring at the same time as the dialing signal are also sources of interference.
Another difficulty with the known push-button-controlled multi-frequency selection is caused by the unequal attenuation of the various signal frequencies during transmission, which means that the two frequency components have very different amplitudes after transmission over long loops. This difference in amplitude makes it difficult to correctly determine the dialing signals in the receiver in the control center, in particular to distinguish between them and interference signals.
In view of these deficiencies, the present invention generally aims to improve the operation of multi-frequency dialing signal transmitters for telephone systems. In particular, the invention aims
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on improving the operational reliability of pushbutton-controlled dialing signal generators for subscriber stations, keeping the total resistance of the subscriber circuit during the speech connection and the dialing signaling essentially constant and improving the frequency response of the transmission in multi-frequency dialing signal systems.
These objects are achieved by the present invention, an embodiment of which is shown in FIG
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signal transmitter circuit with a single pair of line terminals, with which the speech circuit with the microphone, the remote receiver, an induction coil and a network for line balancing in conjugate
Relationship. Normally, the induction coil is bridged by a changeover switch between two tank circuits connected in series, which have winding taps which are used for coordination and which can be selected using a group of pushbuttons. The coil of each tank circuit has two additional, tightly coupled windings that are connected in the emitter circuit or in the base circuit of a transistor.
This circuit arrangement enables energy to be coupled in from the output to the input of the transistor, as a result of which the conditions required for the generation of oscillations are created. The. The microphone of the subscriber circuit is connected to the subscriber circuit via a break contact of the changeover switch, so that the actuation of one of the pushbuttons and the associated actuation of the changeover switch causes the microphone circuit to be interrupted. The remote receiver is also connected via a break contact of this switch so that the signal tones that are generated when the pushbuttons are pressed cannot be heard excessively loud for the subscriber.
At the same time, the emitter-collector circuit of the transistor is connected to part of the induction coil and the balancing network in the speech circuit in order to couple energy from the circuit of the signal generator into the subscriber line.
A feature of the invention resides in the replacement of the connection of the microphone by the connection of the multi-frequency dial signal generator to the induction coil each time one of the push buttons of the dial signal generator is actuated. Another feature of the invention is that the transistor oscillator is coupled to only part of the induction coil, whereby the induction coil acts as an autotransformer during the selection signaling. Another feature of the invention is the coupling of the transistor oscillator to a network serving for back loss, so as to bring about an improvement in the frequency response for the dialing signals.
A further feature of the invention is the use of a non-linear element of the speech transmission path which serves for loop equalization as a limiter for the voltage supply of the dial signal oscillator.
The invention will now be explained in more detail with reference to the drawing using an exemplary embodiment. FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a subscriber station constructed in accordance with the invention. Fig. 2 shows the characteristics of a non-linear resistance element used in the context of the invention and Fig. 3 graphically shows the relative levels of the dialing signals at the terminals of the subscriber station as a function of the signal frequency.
The subscriber group 10 shown in FIG. 1 is connected to the wires L1 and L2 of a subscriber line leading to the telephone exchange 13 via the contacts 11, 12 of the hook switch. The control center is equipped with selection signal receivers for multi-frequency signals, for example in accordance with Belgian patent specification no. 719692. An alarm clock 14 is switched on in the usual way between the line core L2 and earth.
The dial signal generator 15 described below is connected to the contact 11 of the hook switch, and the switch contacts 11 and 12 are connected via the induction coil L, which has series-connected, co-directional windings 20, 21 and 22 and in series between the windings 20 and 21 non-linear resistance element 23, for example a silicon carbide varistor of the Western Electric 312E type. Another branch of the bridge between the changeover switch contacts 11 and 12 contains a wire 24, a resistor 25 and a varistor 26 of a similar type to the varistor 23, for example the Western Electric 312D type, and a wire 27.
The non-linear characteristics of the varistors 23 and 26 are used for loop equalization, i.e. H. Depending on the length of the loop, they influence the sensitivity of the group of participants during transmission and reception, and at the same time ensure adequate back hearing loss.
At the connection point between the windings 21 and 22 of the induction coil L, the microphone branch is connected, which comprises a small series resistor 30, the microphone 31 of the handset, a break contact 32 and ", the armature 33 of a changeover switch 34 and a wire 35, which at the connection point ends between the varistor 23 and the winding 20 of the induction coil L. The microphone 31 is thus when the changeover switch 34 is in the inactive state, in the shunt to the winding
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treatment 21 and to the varistor 23.
The varistor 23 is a non-linear element of the network 36 serving for backlashing, which additionally contains a small capacitor 40 of approximately 0.04 microfarads and a resistor 41 in series with a larger capacitor of approximately 2 microfarads in the shunt to the varistor.
The remote receiver branch runs from a terminal 43 of the back hearing loss network 36 via a
Winding 44, which is coupled in the same direction with the windings of the induction coil L, a wire 45, the
Remote receiver 46, a short-circuit contact 50 of the switch 34 and a wire 35 to the connection point 51.
When speech currents occur in the microphone, that is in the winding 44 between the terminals 43 and
52 as a result of the coupling with the induction coil L, the voltage induced is approximately equal in magnitude and also in phase with the voltage that occurs at the terminals 43 and 51 of the back hearing suppression network 36. As a result, the voltage between points 51 and 52 to which the remote receiver is connected is approximately zero when the microphone is discussed.
In this typical embodiment of a sidetracking attenuation, the exact compensation depends on the relationship between the impedance of the sidetracking network 36 and the impedance presented by the line L1, L2.
In addition to the voice circuit described above, runs from the hook switch contact
11 a circuit branch via a wire 60 to two series-connected coils 61 and 62, to which capacitors 66 and 67 can be connected in parallel by actuating one of the selector pushbuttons that close one of the wire crossing points 68 and 69. This circuit branch continues via a wire 63, a second break contact 64 of the switch 34 and the wire 35 to the connection point
51. The windings 61 and 62 are therefore normally in shunt with the winding 20 of the induction coil L.
When the subscriber circuit is connected to the subscriber line and the changeover switch 34 is in the non-actuated state, a smaller part of the line current flows via the windings 61 and 62, whereas the main part of the current runs via the winding 20 of the induction coil L.
When the switch 34 is actuated, the current path via the windings 61 and 62 is interrupted.
A second circuit, which branches off from the wire 60, forms the collector circuit 70 of a transistor 71. The transistor 71 has a base circuit 72 with two series-connected windings 73 and r / 4, which are connected to the normally open contact via a wire 75 and a resistor 76 77 of the switch 34 are connected. The windings 73 and 74 are each bridged by varistors 80 and 81, for example by silicon varistors of the Western Electric 100A type, the nonlinear resistances of which regulate the amplitude of the alternating voltages at the windings 73 and 74. The emitter electrode 82 of the transistor 71 is connected to the microphone branch via a resistor 83, series-connected coils 84 and 85 and a wire 86 at the connection point 90.
The coils 61, 73 and 84 are formed by windings on a common core that are closely coupled to one another. The coils 62, 74 and 85 are also closely coupled to one another. The base bias for the transistor 1 is taken from a varistor 91 and a parallel resistor 92, which together with the resistor 76 between the points 51 and 90 form a voltage divider when the changeover switch 34 is actuated.
The mode of operation of the alarm clock and speech circuits of the subscriber station described does not differ from that of known subscriber stations. In particular, the alarm clock is activated when ringing current is applied in the control center between earth and core L2.
When the handset is lifted from the usual support, the hook switch contacts 11 and 12 close and a closed current flows from the line wire LI in the speech circuit via the winding 20, the wire 35, the armature 33 and the normally closed contact 32 of the switch 34, the microphone 31, the resistor 30 and the winding 22 to the line core L2. This direct current thus feeds the microphone 31 of the handset. When the microphone is being discussed, one's own speech voltage is coupled into the branch of the induction coil between terminals 51 and 93 and then passed through the autotransformer effect of the windings 20, 21 and 22 to the conductors L1, L2.
As already mentioned, the speech voltage which is induced in the winding 44 coupled to the induction coil L is practically compensated for by the voltage drop between the terminals 43 and 51 of the hearing loss network 36, so that no speech voltage occurs at the terminals 51 and 52. The external speech voltage arriving via the line cores L1, L2, on the other hand, is not compensated for and reaches the remote receiver branch, so that it is audible in the remote receiver 46 for the subscriber.
There are several pushbuttons, u. between at least ten. The actuation of each of these pushbuttons causes two tones to be produced which last as long as the pushbutton is depressed. The speech circuit is switched off when each pushbutton is pressed.
When each pushbutton is depressed, three switches are actuated, namely one at the intersection points 68, another at the intersection points 69 and finally the common reversal
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switch 34, which also controls the short-circuit contact 50. In the drawing, the changeover switch 34 is in the normal state, i. H. in the speech state.
Regardless of whether a pushbutton is actuated or not, the mode of operation of the subscriber group depends on the direct current that is supplied from the control center 13 via the lines L1, L2. When the handset is lifted and the hook switch contacts 11 and 12 close, a direct current flows through the wires Ll, L2, which is between 25 and 200 mA depending on the length of the loop from the subscriber station to the control center. With a normal or short loop, the
Main direct current path from line wire L1 via changeover switch contact 11, wire 17, windings 20, 21 and 22 of induction coil L and the interconnected varistor 23, return line wire 18 and changeover switch contact 12 to line wire L2.
Furthermore, another direct current path runs via the wire 24, the resistor 25, the varistor 26 and the wire 27. These two direct current paths in combination result in a low resistance in the subscriber circuit, so that there is only a low voltage on the line wires LI and L2. A direct current for the microphone 31 or the transistor 71 is selectively derived from the voltage drop, which mainly occurs at the varistor 23.
In the case of short loops, the direct current resistance and the alternating current resistance of the two varistors 23 and 26 are reduced compared to the resistance values in the case of long loops due to the stronger current flow. As a result, the varistor 26, which is located as a variable shunt between the line cores L1 and L2, reduces the sensitivity of the subscriber group for transmission and reception on short loops more than on long loops. By changing the alternating current resistance of the varistor 23, the effective impedance of the back hearing attenuation network is changed at the same time in such a way that the change in the effective line impedance caused by the varistor 26 is compensated and therefore the back hearing is constantly suppressed.
This type of loop equalization is known per se; its purpose is to regulate the sensitivity of the group of subscribers depending on the length differences in the transmission paths between subscriber station and control center.
After the lift-off, but before the dialing signal is given, the collector current of the transistor 71 is practically zero. The emitter and the base of the transistor are practically at the same potential because no bias voltage has yet been applied across the contact 77 of the changeover switch 34.
The strongest DC voltage drop in the entire group of participants occurs between terminals 51 and 59. On the longest subscriber loop, this voltage drop is approximately 4 V. On an extremely short loop, the voltage drop is limited to approximately 10 V by the varistor 23. Since the collector current is regulated to about 10 mA by the bias diodes 91, excessive power loss in the transistor is avoided.
The varistor 23, which acts mainly as a non-linear element in the back hearing loss network 36, and the varistor 26, which acts mainly as a non-linear element that regulates the speech transmission, in cooperation still exert the function of regulating the collector voltage and thus the power that is generated during the Push-button controlled selection signaling through the transistor 71 must be destroyed.
When each pushbutton is pressed, the two taps of the windings 61, 62, which correspond to the frequency pair assigned to the selected digit, are selected and the changeover switch 34 is actuated immediately thereafter. By actuating the switch 34, the microphone circuit is interrupted as a result of the opening of the contact 32, as a result of the opening of the contact 50 which normally shorts the resistor 57, attenuation is introduced into the receiver circuit, as a result of the closing of the contact 77 a base voltage is applied to the transistor oscillator and as a result of the opening of the contact 64 and interruption of the direct current flowing through the coils 61 and 62 causes a shock excitation of these coils.
The transistor 71 operating as an A amplifier maintains these shock-induced oscillations with amplitudes that are regulated by the varistors 80 and 81; these vibrations are coupled into the induction coil L and transmitted from this to the line wires Ll and L2.
The output voltage is taken from the transistor between wire 86 in the emitter circuit and resistor 30 at terminal 93 and from the collector circuit via wire 60. The amplitude of the selection signals is increased by the autotransformer effect of the windings 20, 21 and 22 of the induction coil L. Despite a certain attenuation of the dialing signals caused by the resistor 30 and the varistor 23, the induction coil results in an amplitude increase of approximately 1.4 to 1, so that the transistor 71 can be operated with a lower AC voltage and thus requires a lower DC collector voltage than for the same selection signal level so far.
The presence of the feedback attenuation network 36, which contains the varistor 23 with the characteristic curves R for direct current and R for alternating current shown in FIG. 2, in the coupling circuit between the dialing signal generator and the subscriber line offers a further advantage. As already mentioned,
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the varistor 23 causes a certain attenuation of the selection signals of the transistor. The varistor 23 is now bridged by a capacitor 40, which reduces the attenuation of the higher frequency selection signals.
As a result of the use of the damping varistor 23 and the shunt capacitor 40 results in the entire range of the selection signals, the z. B. ranges from 679 to 1477 Hz, a level difference of around 2 decibels. The introduction of such an increase in the higher dialing signal frequencies is particularly beneficial in long loops, because in such loops the higher frequencies are attenuated noticeably more strongly than the lower ones. An additional increase of about 1 decibel can be achieved by using suitable
Selection of the number of turns of the coils 73 and 74, which are bridged by the varistors 80 and 81, can be achieved. The overall effect of these measures can be seen in FIG. 3, which shows the
Represents the frequency response of the various dial signals.
From the above description it can be seen that the selector signal generator according to the invention is fed by a voltage that is generated in part of the back hearing loss network in the speech circuit and that the back hearing loss network also has a beneficial effect on the frequency response of the dial signals.
The induction coil, which was previously used exclusively for the participant's speech circuit. tation was assigned, also forms an autotransformer for the amplitude amplification of the selection signals in the invention. With the invention, the total resistance of the subscriber circuit remains essentially constant during the dialing signaling and in the signal pauses, because firstly the voltage required to generate the dialing signals is reduced so that this resistance can be low during the dialing signaling, secondly, the matching network with the induction coil and the Backhearing attenuation network are present in both operating states, thirdly, the only influencing variable that affects the total resistance of the subscriber circuit, the respective selection of the alternating current signal sources, i. H.
of the carbon microphone or the oscillator, fourthly, the effects of this selection on the total resistance can be kept very low by the non-linear elements of the back hearing network.
The embodiment described above naturally allows various modifications within the scope of the invention.
PATENT CLAIMS:
1. Telephone subscriber circuit with a direct current path containing a non-linear resistance element and an inductive element, and a dialing signal generator equipped with an oscillator, characterized in that the oscillator (71, 61, 62) via first connecting lines (35, 75, 86) is connected to the non-linear resistance element (23) and receives its operating voltage from the voltage drop across this element and that the output of the oscillator via second connecting lines (17, 86) to the non-linear resistance element (23) and part (20, 21) of the inductive element (20,21, 22) is connected.