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Schaltungsanordnung in einem Fernsehempfänger
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung in einem Fernsehempfänger mit einer selbsttätigen Zeilensynchronisiervorrichtung, die aus einem Zeilenphasendetektor L se und einer Zeileneinfangschaltung Li besteht, und mit einer selbsttätigen Bildsynchronisiervorrichtung, die aus einem Bildphasendetektor B zo und einer Bildeinfangschaltung Bi besteht.
In der modernen Fernseh-Empfangstechnik liegt das Bestreben vor, sowohl die Vorrichtung zum Synchronisieren des Zeilenoszillators als auch die Vorrichtung zum Synchronisieren des Bildoszillators völlig automatisch zu machen.
Dazu braucht der Empfänger insgesamt vier Schaltungen : 1) Einen Zeilenphasendetektor L cp, der im wesentlichen im Synchronisationszustand wirksam ist. 2) eine Zeileneinfangschaltung Li, die einen AusSynchronisationszustand unter allen auftretenden Verhältnissen in einen Ein-Synchronisationszustand umsetzt. 3) Einen Bildphasendetektor B y, der vorzugsweise derart ausgebildet ist, dass er die direkte Synchronisierung unterstützt. 4) Eine Bildeinfangschaltung Bi, die einen Aus-Synchronisationszustandunter allen vorkommenden Verhältnissen in einen Ein-Synchronisationszustand umsetzt.
Nun ist es bekannt, in nicht völlig automatisch wirkenden Schaltungen die beiden Potentiometer zur Nachregelung der-Frequenzen der Zeilen-und Bildoszillatoren auf einer einzigen Achse zu montieren, so dass durch Drehung dieser Achse die Frequenz sowohl des Bildoszillators als auch des Zeilenoszillators nachgeregelt werden kann.
Dies beruht auf der Erkenntnis, dass an der Senderseite die Bild- und die Zeilensynchronisiersignale von über Teilschaltungen miteinander gekoppelten Oszillatoren abgeleitet sind. Wenn sich daher die Frequenz
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gewissen Frequenzdrift aufweisen können. Besonders wenn der Zeilenoszillator als Sinusoszillator und der Bildoszillator als Kipposzillator ausgebildet ist, kann der Drift des letzteren viel grösser sein als der des ersteren.
Die Bedienung mit Hilfe nur einer Achse ist dann nicht möglich, da infolge des Driftunterschiedes der beiden Oszillatoren die ursprüngliche Einstellung der beiden Potentiometer, die auf einem durch das Sendersignal bedingten Proportionalitätsfaktor beruht, besonders in den Grenzfällen zwischen dem Ausund dem Ein-Synchronisationszustand, unzulänglich ist, um in allen auftretenden Fällen die richtige Frequenz sowohl für den Zeilen- als auch für den Bildoszillator einzustellen.
Bei völlig selbsttätigen Synchronisiervorrichtungen der oben beschriebenen Art lässt sich aber dieses Prin- zip erfolgreich anwenden und die Schaltungsanordnung nach der Erfindung weist dazu das Kennzeichen auf, dass eine vom Zeilenphasendetektor L cp abgeleitete Gleichspannung entweder direkt oder über den Bildphasendetektor B cl dem Bildoszillator zugeführt wird.
Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung bietet dabei den Vorteil, dass mit ihr eine proportionale Frequenzänderung der Bildoszillatorfrequenz erzielt wird, wenn die Zeilensynchronisierfrequenz (Änderung an der Senderseite) geändert worden ist. Der Drift des Bildoszillators wird dabei von dem eigenen Phasendetektor B so aufgefangen. Das Bildsynchronisiersystem wird dabei hinsichtlich der direkten Synchronisierung im günstigsten Phasenbereich beibehalten (etwa von 1/4 bis 1/3 der grösstmöglichen Phasenänderung, so dass in allen auftretenden Fällen die optimale Störungsempfindlichkeit erzielt und sogenanntes "Rollen"
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des Bildes in senkrechter Richtung durch das Wegfallen eines oder mehrerer Bildsynchronisierimpulse verhütet wird.
Eine mögliche Ausführungsform einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung wird an Hand der Zeichnungen näher erläutert. In Fig. 1 ist das Blockschema und in Fig. 2 ein mögliches Prinzipschema der Schal- tungsanordnung nach der Erfindung dargestellt. Die Fig. 3 und 4 dienen zur Erläuterung.
In Fig. 1 werden die Zeilensynchronisierimpulse 1 dem Zeilenphasendetektor L cl zugeführt, der mit 2 bezeichnet ist. Letzterer bezieht durch die Leitung 3 eÚ1 vomZeilenoszillator 4 abgeleitetes Bezugssignal, so dass die Grösse der Ausgangsspannung des Phasendetektors 2, die im Glättungsnetzwerk 5 nahezu zu einer Gleichspannung geglättet wird, ein Mass für die Abweichung des Oszillatorsignals gegenüber dem Zeilensynchronisiersignal ist. Die vom Netzwerk 5 bezogene Gleichspannung wird der Regelschaltung 6 zugeführt mittels derer der Zeilenoszillator nachgeregelt werden kann. Wenn der Oszillator 4 ein Sinusoszillator ist, so kann für die Schaltung 6 eine Reaktanzschaltung gewählt werden.
Das Zeilensynchronisiersignal l wird zugleich der Zeileneinfangschaltung L zugeführt, die mit 7 bezeichnet ist. Letztere besteht aus einer Torschaltung 8, die in an sich bekannter Weise von einem Koinzidenzgleichrichter 9 aus gesteuert wird. Dieses Steuern erfolgt in der Weise, dass das Tor 8 im Aus-Synchronisationszustand geöffnet und im Ein-Synchronisationszustand geschlossen ist, so dass im Aus-Synchronisationszustand die Zeilensynchronisierimpulse 1 über die Leitung 10 zwecks direkter Synchronisierung dem Oszillator 4 zugeführt werden können. Dem Koinzidenzgleichrichter 9 werden die Zeilensynchronisierimpulse 1 und durch die Leitung 11 ein vom Oszillator 4 abgeleitetes Bezugssignal zugeführt.
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tor B cl zugeführt, der mit 13 bezeichnet ist.
Letzterer empfängt ein vom Bildoszillatoi ? 14 abgeleitetes Bezugssignal, das in der Phasenumkehrvorrichtung 15 in der Phase umgekehrt wird, so dass die Ausgangsspannung von 13, nachdem sie im Glättungsnetzwerk 16 nahezu zu einer Gleichspannung geglättet worden ist, als Steuerspannung dem Oszillator 14 zugeführt wird. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Oszillator 14 als Miller-Transitron-Oszillator ausgebildet, dem eine negative Steuerspannung zugeführt werden muss. Das Ausgangssignal von 13 ist daher ein negativer Impuls, dessen Zeitdauer vom Phasenunter- schied zwischen dem Synchronisiersignal und dem Oszillatorsignal abhängig ist.
Die Bildsynchronisierimpulse werden gleichzeitig der Bildeinfangs chaltung B zugefühlt, die mit 17 bezeichnet ist. Dem Miller-Transitron-Oszillator müssen negative Synchronisierimpulse zugeführt werden, so dass auch das Vorzeichen der der Bildeinfangschaltung 17 zugeführten Bildsynchronisierimpulse 18 negativ sein muss.
Die Bildsynchronisierimpulse 18 werden dem der Bildeinfangschaltung 17 zugeordneten Integrierungsnetzwerk 19 zugeführt, an dessen Ausgang die für eine gute Wirkung erforderlichen dreieckfdrmigen Synchronisierimpulse 20 entstehen. Diese werden über den einen Teil von 17 bildenden Abschwächer 21 zwecks direkter Synchronisierung dem Bildoszillator 14 zugeführt.
Es ist einleuchtend, dass, wenn statt des Miller-Transitron-Oszillators eine andere Kipposzillatorart verwendet wird, weder der von 13 bezogene Impuls noch der Bildsynchronisierimpuls 18 negativ zu sein braucht.
Im Ein-Synchronisationszustand werden die Synchronisierimpulse 20 abgeschwächt, indem vom zugeordneten Koinzidenzgleichrichter 22 eine Ausgangsspannung erhalten wird, welche den Abschwächer 21 steuert. Dazu werden dem Koinzidenzgleichrichter 22 die Bildsynchronisierimpulse 12 und ein vom Oszillator 14 abgenommenes Bezugssignal zugeführt.
Nach dem Prinzip der Erfindung wird die Ausgangsspannung des Zeilenphasendetektors 2 dem Glättungsnetzwerk 16 der Bildsynchronisiervorrichtung zugeführt.
Zur Verdeutlichung der sodann erzielten Vorteile wird die Wirkungsweise der beschriebenen Bildsynchronisiervorrichtung ohne die nach der Erfindung angewendete Massnahme an Hand der Fig. 3 und 4 beschrieben.
In Fig. 3 stellt die Kurve 23 das vom Oszillator 14 erzeugte sägezahnförmige Signal dar. Durch die Kurve 24 ist das integrierte Bildsynchronisiersignal dargestellt, das ohne die Wirkung des Abschwächers 21 wirksam wäre. Durch die Kurve 25 ist das integrierte Bildsynchronisiersignal dargestellt, wenn der Abschwächer 21 in Betrieb ist.
Die Synchronisierimpulse 24 und 25 sind einfachheitshalber als positiv angegeben, um zu zeigen, dass jeweils der Anfang eines Rückschlag des sägezahnförmigen Signals eingeleitet wird, wenn die Kurve 24 oder die Kurve 25 die Kurve 23 schneidet. In Wirklichkeit sind, wie oben bereits erwähnt, die integrierten Bildsynchronisierimpulse negativ gerichtet.
Wenn die Frequenz des Bildsynchronisiersignals den Nennwert hat, so wird der Anfang des Rückschlag
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der sägezahnförmigen Spannung etwa in der Mitte zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 eingeleitet, wobei trudge Dauer eines Bildsynchroiihierimpuba darstellt. Angenommen sei z. B., dass diese Nennfre-
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Derqùenz 52 Hz nähert.
In Fig. 3 ist der Fall illustriert, in dem die Frequenz des Bildsynchronisiersignals gerade 50 Hz beträgt und der Anfang des Rückschlag also etwa in der Mitte zwischen t1 und t2 liegt. Die Eigenfrequenz des Oszillators T4 muss, damit direkte Synchronisierung möglich ist, stets niedriger ah die des Bildsynchronl- siersignals liegen und muss also niedriger als 48 Hz sein. Diese Eigenfrequenz wird in Fig. 3 durch die Linie 26 bedingt, d. h., das Potential, auf das die Anodenspannung der in der MUler-Transitron-Oszillator- schaltung verwendeten Pentodenrohre abfallen kann, bevor der Rückschlag beginnt.
Ist der Abschwächer21nicht wirksam, z. B. kurz nachdem ein Aus-Synchronisationszustand in einen Ein- Synchronisationszustand umgesetzt wurde, so sind die ungeschwächten Impulse 24 wirksam, die um einen durch die Linie 26 wiedergegebenen Mittelwert schwanken. Mit fortschreitender Zeit wird am Glättungnetzwerk 16 eine Ausgangsspannung aufgebaut, welche die Linie 26 gleichsam nach dem durch die Linie 27 wiedergegebenen Pegel heraufsc1úebt, so dass ohne Syncb. ronisierimpulse der Anfang des Rückschlag nicht mehr in den Zeitpunkten ts, sondern in den Zeitpunkten t eingeleitet werden würde.
Mit ändern Worten, die Eigenfrequenz des Oszillators 14 ist scheinbar erhöht, so dass gleichzeitig die Synchronisierimpulse
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die um einen durch die Linie 27 wiedergegebenen Mittelwert schwanken. In Fig. 4, in der ähnliche Kurven und Linien entsprechend numeriert sind wie in Fig. 3. ist ein Zustand dargestellt, in dem die Frequenzabweichung grösser ist als im Falle von Fig. 3 und in dem die Frequenz des Bildsynchronisiersignals z. B.
51, 9 Hz beträgt. Dies hat auch zur Folge, dass die Linie 26 bis auf einen höheren als durch die Linie 27 wiedergegebenen Pegelheraufgeschoben wird, u. zwauf den Pegel gemäss der Linie 28, so dass die scheinbare Eigenfrequenz des Oszillators 14 noch weiter erhöht wird, da der Rückschlag ohne Synchronisierimpulse dann in den Zeitpunkten t6 auftritt, die vor den Zeitpunkten t4 liegen.
Um die Linie 26 nach dem höher liegenden Pegel von 28 verschieben zu können, muss der Anfang des Rückschlag, der entweder von den ungeschwächten Impulsen 24 oder von den geschwächten Impulsen 25 eingeleitet wird, mehr nach dem Zeitpunkt t verschoben sein, da sonst die Dauer der Ausgangsimpuls von 13 nicht zunimmt und somit auch keine höhere Spannung an den Ausgangsklemmen von 16 aufgebaut werden kann.
Daraus folgt, dass bei sehr grossen Frequenzabweichungen der Rückschlag immer nahezu am Scheitel eines Synchronisierimpulses beginnt.
Fallen infolge einer äusseren Störung ein oder mehrere Synchronisierimpulse weg, so vermag bei einer grösseren Frequenzabweichung der nach diesem Wegfallen zunächst auftretende Synchronisierimpuls nicht sofort die Synchronisierung wieder herbeizuführen, sondern es wird einige Perioden dauern, bevor die direkte Synchronisierung wieder einsetzen kann.
Dies ist in der rechten Hälfte von Fig. 4 näher verdeutlicht, in der der dritte Impuls der Impulsreihe 25 weggelassen ist. Die Amplitude des vierten, wohl wieder dargestellten Impulses hat keinen Schnittpunkt mit der Kurve 23, so dass auch keine direkte Synchronisierung zustande kommen kann. Der fünfte Impuls Ist gegenüber dem sägezahnförmigen Signal noch mehr phasenverschoben und erst nach einigen Perioden schneidet ein Impuls 25 wieder die Kurve 23, so dass die direkte Synchronisierungwieder zustande kommen kann. Das dargestellte Bild rollt daher, von dem Moment des Wegfallens eines Impulses ab, gleichsam über den Bildschirm, bis die Synchronisierung wieder einsetzt.
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tende Impuls nicht wieder die Synchronisation zustande bringen kann, da die zur Verfügung stehende Reserve grösser ist. Dies ergibt sich z.
B. aus der rechten Hälfte von Fig. 3, in der gleichfalls ein Synchronisierimpuls weggefallen ist und demnach dernächstfolgende Impuls die direkte Synchronisierung wieder sofort zustande bringt.
Im Prinzip könnte man diesem Übel durch geringere Abschwächung der Impulse 25 abhelfen. Dadurch wird aber bei einer kleinen Frequenzabweichung zwischen dem Synchronisiersignal und dem Oszillatorsignal (z. B. Eigenfrequenz des Oszillators ist 47 Hz und Frequenz des Synchronisiersignals ist 48 Hz) der vom Synchronisierimpuls eingeleitete Anfang des Rückschlags mehr nach dem Zeipunkt t1 verschoben als es bei
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einer weniger grossen Amplitude der Fall wäre.
Da der Ruckschlagmoment in diesem Falle der etwas herausgeschobenen Linie 26 ganz nahe kommt, vermögen auch sehr kleine Störungen (z. B. Rauschkomponenten), für die der Pegel der heraufgeschobenen Linie 26 gleichfalls als ein Mittelwert zu betrachten ist, den Rückschlag einzuleiten, bevor der direkte Synchronisierimpuls dazu in der Lage ist.
Aus dem Vorhergehenden folgt, dass es erwünscht ist, den Rückschlagmoment nicht zu nahe am Zeitpunkt t1 und nicht zu nahe am Zeitpunkt t fallen zu lassen.
Dies wird bei der Schaltung nach der Erfindung dadurch erreicht, dass zu. der vom Bildphasendetektor 13 erzeugten Gleichspannung die vom Zeilenphasendetektor 2 erzeugte Gleichspannung völlig oder teilweise addiert ist. Dadurch ist es möglich, den Pegel, bis auf den die Linie 26 heraufgeschoben wird, bis über oder unter den vom Phasendetektor 13 bedingten Pegel zu verlegen.
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gleichrichter 13 zugeordneten Netzwerk 16 zugeführt, dass beiden möglicherweise auftretenden Frequenzabweichungen der Rückschlag immer in einem Bereich zwischen 1/4 und 1/3 {Pmax erfolgt.
Auf diese Weise besteht eine ziemlich grosse Sicherheit, dass einerseits kein Rollen des Bildes möglich ist, wenn einer oder mehrere Bildsynchronisierimpulse wegfallen, und anderseits ein unerwünschter Durchschlag infolge kleiner Störungen vermieden wird. Wegen weiterer im Fernsehempfänger getroffener Massnahmen können Störungen mit grosser Amplitude kaum auftreten. Ausserdem bietet die getroffene Massnahme den Vorteil, dass, weil das Verlegen des Anfangs des Rückschlags infolge von Änderungen des Bildsynchronisiersignals in den erwähnten Phasenbereich eingedrungen ist, der mögliche Drift des Bildoszillators bei auftretenden Grenzfällen keine Schwierigkeiten mehr bereitet, da ausserhalb dieses Phasenbereiches zum Auffangen des Oszillatorsdriftes noch Reserve vorhanden ist.
Es ist einleuchtend, dass die Vorteile des Zuführens der vom Zeilenphasengleichrichter 2 bezogenen Spannung zum Glättungsnetzwerk 16 nicht ausschliesslich auf den vollständigen Ein-Synchronisationszustand der Bildsynchronisiervorrichtung beschränkt sind.
Wenn die vom Zeilenphasengleichrichter 2 bezogene Gleichspannung über ein getrenntes Glättungsnetzwerk mit einer viel kleineren Zeitkonstante als die des Netzwerkes 16 direkt dem Oszillator 14 zugeführt wird, so kann auch beim Bringen in den Ein-Synchronisationszustand die Eigenfrequenz des 0szUla- tors 14 bereits etwas nachgeregelt werden. Wenn die Amplitude der ungeschwächten Bildsynchronisierimpulse zum Herbeiführen der direkten Synchronisierung zu klein ist, so kann durch die Unterstützung der Spannung des Zeilenphasengleichrichters der Oszillator so weit nachgeregelt werden, dass wohl eine direkte Synchronisierung möglich ist.
Fig. 2 zeigt ein mögliches Schaltbild einer Schaltungsanordnung, wie sie in Fig. 1 in Blockform dargestellt ist. Die Zeilensynchronisierimpulse 1 werden einem Phasendetektor 2 zugeführt, der aus zwei Dioden 29 und 30 und zu diesen parallelgeschalteten Widerständen 31 und 32 besteht. Den beiden Dioden werden von den Signalquellen 33 und 34 aus über die Kondensatoren 35 und 36 zwei sägezahnförmige Bezugssignale zugeführt. Diese sind gegenphasig, so dass ein symmetrischer Phasengleichrichter erzielt wird.
Die vom Phasendetektor 2 erzeugte Gleichspannungwird iber das Glättungsnetzwerk 5 der Reaktanzschaltung 6 zugeführt, mittels derer der Sinusoszillator 4 nachgeregelt wird. Die Signalquellen 33 und 34 sind schematische Darstellungen von Schaltungen, die ein vom Sinusoszillator 4 bezogenes Signal in ein Bezugssignal der gewünschten Form und Phase umsetzen.
Die Zeilensynchronisierimpulse 1 werden gleichfalls dem Steuergitter der Röhre 37, die zum Koinzidenzgleichrichter 9 gehört, und dem Steuergitter der Röhre 38 zugeführt, die einen Teil der Torschaltung 8 bildet. Der Anode Jer Röhre 37 werden auch die Zeilenrückschlagimpulss 39 zugeführt. Diese können vom Zeilenausgangstransformator bezogen werden, der sich im Anodenkreis der Zei1enausgangsröhre befindet.
Diese Ausgangsröhre wird von einem vom Oszillator 4 abgeleiteten Signal gesteuert.
Bei Koinzidenz zwischen den Impulsen 1 und 39 ist die Röhre 37 stromführend und die Röhre 38 wird gesperrt. Ohne Koinzidenz zwischen diesen Impulsen ist die Röhre 38 geöffnet und die Synchronisierimpulse 1 werden zwecks direkter Synchronisierung dem Oszillator 4 zugeführt.
Vom Punkt 40 aus wird über den Widerstand 41 eine Verbindung mit dem Glättungsnetzwerk 16 des Bildphasendetektors 13 hergestellt. Dieses Glättungsnetzwerk besteht aus einem Elektrolytkondensator 42 und einem zu diesem parallel liegenden Widerstand 43. Die Zeitkonstante dieses Glättungsnetzwerkes ist
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nis zwischen den Widerständen 41 und 43 ist derart gewählt, dass zu der am Netzwerk 16 entwickelten
Spannung gerade derjenige vom Phasengleichrichter 2 erzeugte Spannungsteil addiert wird, welcher zur
Einstellung des gewünschten Phasenbereiches von 1/4 bis 1/3 9 maux erforderlich ist.
Der Zeilenphasendetektor 2 ist symmetrisch ausgebildet, so dass von diesem eine positive oder eine negative Spannung geliefert wird, je nachdem die Frequenz des Zeilen- unddesBildsynchronisiersignals nach der einen oder der ändern Seite der nominalen Zeilen - und Bildfrequenz abweicht. Der Phasende- tektor 13 ist asymmetrisch und gibt im Betrieb immer eine negative Spannung ab. Dies bedeutet, dass bei einer Frequenzabweichung nach einem höheren Wert als die Nennfrequenz die negative Ausgangsspannung des Bildphasendetektors 13 erhöht und bei einer Frequenzabweichung nach einem niedrigeren Wert als die negative Ausgangsspannung herabgesetzt werden muss. Dadurch wird das Beibehalten der Phase im Bereich von 1/4 bis 1/3 < pmax unterstützt.
Bei kleinerer Frequenzabweichung zwischen dem Bildsynchronisiersjf gnal und dem Bildoszillatorsignal ist dann eine etwas grössere Phasenabweichung erforderlich, da die vom
Bildphasendetektor 13 erzeugte negative Gleichspannung von der Spannung des Zeilenphasengleichrich- ters 2 herabgesetzt wird. Bei grösseren Frequenzabweichungen dagegen wird die negative Spannung von 13 erhöht, so dass eine kleinere Phasenabweichung erforderlich ist.
Die Wirkungsweise der Bildsynchronisiervorrichtung nach Fig. 2 spricht im übrigen für sich selbst. Nur ist noch zu bemerken, dass die kombinierte Gleichspannung des Zeilen- und Bildphaseng1eíchrichtersüber den Widerstand 44 dem Bremsgitter der Pentode 45 zugeführt wird. Die Pentode 45 bildet einen Teil des Miller-Transitron-Oszillators 14. Wäre z. B. ein Sperroszillator oder ein Mutivibrator als Kipposzillator verwendet, so bleibt obenstehendes unvermindert gültig, wenn nur sowohl die Polaritäten der von den Pha- sendetektoren 2 und 16 abgegebenen Spannungen als, auch die Polarität der Bildsynchronisierimpulse dem- entsprechend angepasst werden.
Der Koinzidenzgleichrichter 22 besitzt eine Röhre 46, deren Steuergitter die Bildsynchronisierimpul- se 12 zugeführtwerden. Der Anode der Röhre 46 werden die während des Bildrtickschlags auftretenden Im- pulse 47 zugeführt. Diese Impulse werden dadurch erzielt, dass das von 14 bezogene sägezahnförmige Si- gnal mit Hilfe des Kondensators 48 und des Widerstandes 49 differentiert wird. Die in 19 integrierten Im- pulse 20 werden vom Abschwächer 21 umsomehr abgeschwächt, je besser die Koinzidenz zwischen den Im- pulsen 12 und 47 ist.
Es ist einleuchtend, dass die vom Zeilenphasendetektor bezogene Spannung höher sein muss als im obenbeschriebenen Falle, je weniger empfindlich der verwendete Kipposzillator ist. Es kann unter gewis- sen Verhältnissen notwendig sein, dass nicht nur die ganze vom Phasengleichrichter 2 erzeugte Spannung benutzt wird, sondern dass diese Spannung sogar verstärkt wird, um das gewünschte Ziel zu erreichen.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung in einem Fernsehempfänger mit einer Zeilensynchronisiervorrichtung zur selbstättigen Synchronisierung des ZeilenQszillators mittels der dem empfangenen Signal entnommenen Zeilensynchronisiersignale, welche Zeilensynchronisiervorrichtung aus einem symmetrischen Zeilenpha- sendetektor (L so) und einer Zeileneinfangsschaltung (Li) besteht und mit einer Bildsynchronisiervorrichtung zur selbstättigen Synchronisierung des Bildoszillators mittels der gleichfalls dem empfangenen Signal ent-
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und der Eigenfrequenz des Zeilenoszillators (4) abhängige, symmetrische Gleichspannung zur Hilfssynchro- nisation desl ! 1ldoszillators (14) diesem entweder direkt oder über den Bildphasendetektor (B so bzw. 17) zu- geführt wird.
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Circuit arrangement in a television receiver
The invention relates to a circuit arrangement in a television receiver with an automatic line synchronization device, which consists of a line phase detector L se and a line capture circuit Li, and with an automatic image synchronization device, which consists of an image phase detector B zo and an image capture circuit Bi.
In modern television reception technology there is an effort to make both the device for synchronizing the line oscillator and the device for synchronizing the picture oscillator completely automatic.
The receiver needs a total of four circuits for this: 1) A line phase detector L cp, which is essentially effective in the synchronization state. 2) a line capture circuit Li, which converts an out-of-synchronization state into an on-synchronization state under all conditions that occur. 3) An image phase detector B y, which is preferably designed such that it supports direct synchronization. 4) A picture capturing circuit Bi which converts an off-sync state into an on-sync state under all circumstances.
It is now known to mount the two potentiometers for readjusting the frequencies of the line and picture oscillators on a single axis in circuits that do not operate fully automatically, so that the frequency of both the picture oscillator and the line oscillator can be readjusted by rotating this axis.
This is based on the knowledge that the image and line synchronization signals on the transmitter side are derived from oscillators coupled to one another via subcircuits. Therefore, if the frequency
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may have a certain frequency drift. Particularly when the line oscillator is designed as a sine wave oscillator and the picture oscillator as a tilt oscillator, the drift of the latter can be much greater than that of the former.
Operation with the help of just one axis is then not possible, because due to the drift difference between the two oscillators, the original setting of the two potentiometers, which is based on a proportionality factor caused by the transmitter signal, is inadequate, especially in the borderline cases between the off and on synchronization status to set the correct frequency for both the line and the image oscillator in all cases.
With fully automatic synchronizing devices of the type described above, however, this principle can be used successfully and the circuit arrangement according to the invention has the characteristic that a DC voltage derived from the line phase detector L cp is fed to the image oscillator either directly or via the image phase detector B cl.
The circuit arrangement according to the invention offers the advantage that a proportional frequency change in the image oscillator frequency is achieved with it when the line synchronization frequency (change on the transmitter side) has been changed. The drift of the image oscillator is absorbed by its own phase detector B. The image synchronization system is retained with regard to direct synchronization in the most favorable phase range (approximately from 1/4 to 1/3 of the largest possible phase change, so that in all cases the optimal sensitivity to interference is achieved and so-called "rolling"
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of the image in the vertical direction is prevented by the omission of one or more image synchronization pulses.
A possible embodiment of a circuit arrangement according to the invention is explained in more detail with reference to the drawings. 1 shows the block diagram and FIG. 2 shows a possible basic diagram of the circuit arrangement according to the invention. FIGS. 3 and 4 serve for explanation.
In FIG. 1, the line synchronizing pulses 1 are fed to the line phase detector L cl, which is denoted by 2. The latter receives a reference signal derived from the line oscillator 4 through the line 3 eÚ1, so that the magnitude of the output voltage of the phase detector 2, which is smoothed almost to a direct voltage in the smoothing network 5, is a measure of the deviation of the oscillator signal from the line synchronization signal. The direct voltage obtained from the network 5 is fed to the control circuit 6 by means of which the line oscillator can be readjusted. If the oscillator 4 is a sinusoidal oscillator, a reactance circuit can be selected for the circuit 6.
The line synchronizing signal 1 is also fed to the line capture circuit L, which is denoted by 7. The latter consists of a gate circuit 8 which is controlled in a manner known per se from a coincidence rectifier 9. This control takes place in such a way that the gate 8 is open in the off-synchronization state and closed in the on-synchronization state, so that in the off-synchronization state the line synchronization pulses 1 can be fed to the oscillator 4 via the line 10 for the purpose of direct synchronization. The line synchronization pulses 1 and, through the line 11, a reference signal derived from the oscillator 4 are fed to the coincidence rectifier 9.
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tor B cl, which is denoted by 13 supplied.
The latter receives one from the image oscillator? 14, which is reversed in phase in the phase reversing device 15, so that the output voltage of 13, after it has been smoothed almost to a DC voltage in the smoothing network 16, is fed as a control voltage to the oscillator 14. In the present exemplary embodiment, the oscillator 14 is designed as a Miller-Transitron oscillator to which a negative control voltage must be fed. The output signal from 13 is therefore a negative pulse, the duration of which depends on the phase difference between the synchronization signal and the oscillator signal.
The image synchronization pulses are simultaneously fed to the image capture circuit B, which is denoted by 17. Negative synchronization pulses must be supplied to the Miller-Transitron oscillator, so that the sign of the image synchronization pulses 18 supplied to the image capture circuit 17 must also be negative.
The image synchronization pulses 18 are fed to the integration network 19 assigned to the image capture circuit 17, at the output of which the triangular synchronization pulses 20 required for a good effect arise. These are fed to the image oscillator 14 via the attenuator 21 forming part of 17 for the purpose of direct synchronization.
It is evident that if another type of relaxation oscillator is used instead of the Miller-Transitron oscillator, neither the pulse obtained from 13 nor the image synchronization pulse 18 need be negative.
In the on-synchronization state, the synchronization pulses 20 are attenuated in that an output voltage which controls the attenuator 21 is obtained from the associated coincidence rectifier 22. For this purpose, the frame synchronization pulses 12 and a reference signal taken from the oscillator 14 are fed to the coincidence rectifier 22.
According to the principle of the invention, the output voltage of the line phase detector 2 is fed to the smoothing network 16 of the image synchronization device.
To illustrate the advantages then achieved, the mode of operation of the image synchronization device described will be described with reference to FIGS. 3 and 4 without the measure applied according to the invention.
In FIG. 3, curve 23 represents the sawtooth-shaped signal generated by oscillator 14. Curve 24 represents the integrated image synchronization signal which would be effective without the effect of attenuator 21. The integrated image synchronization signal is shown by the curve 25 when the attenuator 21 is in operation.
For the sake of simplicity, the synchronization pulses 24 and 25 are indicated as positive in order to show that the beginning of a kickback of the sawtooth-shaped signal is initiated when the curve 24 or the curve 25 intersects the curve 23. In reality, as already mentioned above, the integrated image synchronization pulses are directed negatively.
When the frequency of the frame sync signal is nominal, it will be the beginning of the kickback
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the sawtooth-shaped voltage is initiated approximately in the middle between the times t1 and t2, with trudge representing the duration of an image synchronization impuba. Assume z. B. that this nominal fre-
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Derqùenz approaches 52 Hz.
In Fig. 3 the case is illustrated in which the frequency of the image synchronization signal is just 50 Hz and the start of the kickback is thus approximately in the middle between t1 and t2. The natural frequency of the oscillator T4 must, so that direct synchronization is possible, always be lower than that of the image synchronizing signal and must therefore be lower than 48 Hz. This natural frequency is caused in Fig. 3 by the line 26, i. That is, the potential to which the anode voltage of the pentode tubes used in the MUler-Transitron oscillator circuit can drop before the kickback begins.
If the attenuator 21 is not effective, e.g. B. shortly after an off-synchronization state has been converted into an on-synchronization state, the unattenuated pulses 24 are effective, which fluctuate around a mean value represented by the line 26. As time progresses, an output voltage is built up at the smoothing network 16 which, as it were, increases the line 26 according to the level represented by the line 27, so that without Syncb. ronisierimpulse the beginning of the setback would no longer be initiated at times ts, but at times t.
In other words, the natural frequency of the oscillator 14 is apparently increased, so that the synchronizing pulses at the same time
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which fluctuate around an average value represented by line 27. In Fig. 4, in which similar curves and lines are correspondingly numbered as in Fig. 3, a state is shown in which the frequency deviation is greater than in the case of FIG. 3 and in which the frequency of the image synchronizing signal z. B.
51.9 Hz. This also has the consequence that line 26 is shifted up to a level higher than that represented by line 27, and the like. zwauf the level according to the line 28, so that the apparent natural frequency of the oscillator 14 is increased even further, since the kickback then occurs without synchronization pulses at times t6, which are before times t4.
In order to be able to shift the line 26 to the higher level of 28, the beginning of the setback, which is initiated either by the non-weakened pulses 24 or by the weakened pulses 25, must be shifted more after the time t, otherwise the duration of the Output pulse of 13 does not increase and therefore no higher voltage can be built up at the output terminals of 16.
From this it follows that with very large frequency deviations the kickback always begins almost at the apex of a synchronization pulse.
If one or more synchronization pulses are lost as a result of an external disturbance, the synchronization pulse that initially appears after this failure cannot immediately restore synchronization in the event of a greater frequency deviation, but it will take a few periods before direct synchronization can start again.
This is illustrated in more detail in the right half of FIG. 4, in which the third pulse of the pulse series 25 has been omitted. The amplitude of the fourth pulse, which is probably shown again, has no point of intersection with curve 23, so that no direct synchronization can take place either. The fifth pulse is even more phase-shifted compared to the sawtooth-shaped signal and only after a few periods does a pulse 25 cross curve 23 again, so that direct synchronization can come about again. The displayed image therefore scrolls across the screen from the moment a pulse disappears, until synchronization begins again.
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the impulse cannot bring about synchronization again, because the available reserve is greater. This results e.g.
B. from the right half of Fig. 3, in which a synchronization pulse has also been omitted and therefore the next pulse brings the direct synchronization back immediately.
In principle one could remedy this problem by weakening the impulses 25 less. However, if there is a small frequency deviation between the synchronization signal and the oscillator signal (e.g. natural frequency of the oscillator is 47 Hz and the frequency of the synchronization signal is 48 Hz), the start of the kickback initiated by the synchronization pulse is shifted more to time t1 than at
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a less large amplitude would be the case.
Since the kickback torque in this case comes very close to the slightly pushed out line 26, even very small disturbances (e.g. noise components), for which the level of the pushed up line 26 is also to be regarded as an average value, can initiate the kickback before the direct synchronization pulse is able to do so.
From the foregoing it follows that it is desirable not to let the kickback torque fall too close to time t1 and not too close to time t.
This is achieved in the circuit according to the invention in that to. the direct voltage generated by the line phase detector 2 is wholly or partially added to the direct voltage generated by the image phase detector 13. This makes it possible to shift the level up to which the line 26 is shifted to above or below the level determined by the phase detector 13.
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Rectifier 13 assigned network 16 is supplied that both frequency deviations that may occur, the kickback always occurs in a range between 1/4 and 1/3 {Pmax.
In this way there is a fairly high degree of certainty that, on the one hand, no scrolling of the image is possible if one or more image synchronization pulses are omitted, and, on the other hand, undesired breakdown due to small interference is avoided. Because of further measures taken in the television receiver, interference with a large amplitude can hardly occur. In addition, the measure taken offers the advantage that, because the shifting of the start of the setback as a result of changes in the image synchronization signal has penetrated the phase range mentioned, the possible drift of the image oscillator in borderline cases no longer causes any difficulties, since outside this phase range to absorb the oscillator drift reserve is still available.
It is evident that the advantages of supplying the voltage obtained from the line phase rectifier 2 to the smoothing network 16 are not limited exclusively to the complete on-synchronization state of the image synchronization device.
If the DC voltage obtained from the line phase rectifier 2 is fed directly to the oscillator 14 via a separate smoothing network with a much smaller time constant than that of the network 16, the natural frequency of the 0szUla- tor 14 can also be readjusted somewhat when it is brought into the on-synchronization state. If the amplitude of the non-weakened image synchronization pulses is too small to bring about direct synchronization, the oscillator can be readjusted to such an extent that direct synchronization is possible with the aid of the voltage of the line phase rectifier.
FIG. 2 shows a possible circuit diagram of a circuit arrangement as shown in block form in FIG. The line synchronization pulses 1 are fed to a phase detector 2 which consists of two diodes 29 and 30 and resistors 31 and 32 connected in parallel to them. Two sawtooth-shaped reference signals are fed to the two diodes from the signal sources 33 and 34 via the capacitors 35 and 36. These are out of phase, so that a symmetrical phase rectifier is achieved.
The DC voltage generated by the phase detector 2 is fed via the smoothing network 5 to the reactance circuit 6, by means of which the sinusoidal oscillator 4 is readjusted. The signal sources 33 and 34 are schematic representations of circuits which convert a signal obtained from the sinusoidal oscillator 4 into a reference signal of the desired shape and phase.
The line synchronization pulses 1 are also fed to the control grid of the tube 37, which belongs to the coincidence rectifier 9, and to the control grid of the tube 38, which forms part of the gate circuit 8. The anode of the tube 37 is also supplied with the flyback pulses 39. These can be obtained from the line output transformer, which is located in the anode circuit of the line output tube.
This output tube is controlled by a signal derived from the oscillator 4.
When the pulses 1 and 39 coincide, the tube 37 is live and the tube 38 is blocked. In the absence of coincidence between these pulses, the tube 38 is open and the synchronizing pulses 1 are fed to the oscillator 4 for the purpose of direct synchronization.
From point 40, a connection to the smoothing network 16 of the image phase detector 13 is established via the resistor 41. This smoothing network consists of an electrolytic capacitor 42 and a resistor 43 lying parallel to it. The time constant of this smoothing network is
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nis between the resistors 41 and 43 is chosen in such a way that to that developed on the network 16
Voltage just that voltage part generated by the phase rectifier 2 is added which is used for
It is necessary to set the desired phase range from 1/4 to 1/3 9 maux.
The line phase detector 2 is designed symmetrically, so that a positive or a negative voltage is supplied by it, depending on whether the frequency of the line and the frame synchronization signal deviates on one or the other side of the nominal line and frame frequency. The phase detector 13 is asymmetrical and always emits a negative voltage during operation. This means that in the case of a frequency deviation to a value higher than the nominal frequency, the negative output voltage of the image phase detector 13 must be increased and in the case of a frequency deviation to a lower value than the negative output voltage must be reduced. This helps keep the phase in the range from 1/4 to 1/3 <pmax.
If the frequency deviation between the Bildsynchronisiersjf signal and the image oscillator signal is smaller, a slightly larger phase deviation is then required, since the from
The negative DC voltage generated by the image phase detector 13 is reduced by the voltage of the line phase rectifier 2. In the case of larger frequency deviations, on the other hand, the negative voltage of 13 is increased so that a smaller phase deviation is required.
The mode of operation of the image synchronization device according to FIG. 2 speaks for itself. It should only be noted that the combined direct voltage of the line and image phase rectifier is fed to the braking grid of the pentode 45 via the resistor 44. The pentode 45 forms part of the Miller-Transitron oscillator 14. If, for example, a blocking oscillator or a mutivibrator is used as a tilting oscillator, the above remains valid if only both the polarities of the voltages emitted by the phase detectors 2 and 16 and the polarity of the image synchronization pulses are adjusted accordingly.
The coincidence rectifier 22 has a tube 46, the control grid of which is supplied with the image synchronization pulses 12. The anode of the tube 46 is supplied with the pulses 47 occurring during the image stroke. These pulses are achieved in that the sawtooth-shaped signal obtained from 14 is differentiated with the aid of the capacitor 48 and the resistor 49. The pulses 20 integrated in 19 are attenuated by the attenuator 21 the more the coincidence between pulses 12 and 47 is better.
It is obvious that the voltage obtained by the line phase detector must be higher than in the case described above, the less sensitive the relaxation oscillator used is. Under certain circumstances it may be necessary not only to use the entire voltage generated by the phase rectifier 2, but also to amplify this voltage in order to achieve the desired goal.
PATENT CLAIMS:
1. Circuit arrangement in a television receiver with a line synchronization device for self-saturating synchronization of the line oscillator by means of the line synchronization signals taken from the received signal, which line synchronization device consists of a symmetrical line phase detector (L so) and a line capture circuit (Li) and with an image synchronization device for self-saturating the image oscillator by means of the
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and the natural frequency of the line oscillator (4) dependent, symmetrical DC voltage for auxiliary synchronization desl! 1l oscillator (14) is fed to this either directly or via the image phase detector (B see above or 17).