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Regeleinrichtung für nebenschlusserregte elektrische Generatoren niederer Spannung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Regeleinrichtung für nebenschlu ! 3erregte elektrische Generatoren niederer Spannung, insbesondere für Fahrzeuglichtmaschinen, bei der ein mit der Feldwicklung des Ge- nerators in Reihe liegender Leistungstransistor während des Regelvorgangs abwechslungsweise aus einem nur kurzzeitig andauernden Zustand hoher Stromleitung in einen ebenfalls nur kurzzeitigen Zustand ge- ringer Stromleitung durch einen Steuertransistor gebracht wird, der mit seiner Steuerstrecke an einem an die Generatorspannung angeschlossenen nichtlinearen Stromleiter liegt, der bei steigender Generator- spannung einen sich mehr als proportional ändernden Steuerstrom für den Steuertransistor zu liefern ver- mag.
Regeleinrichtungen dieser Art werden üblicherweise in unmittelbarer Nähe von einer als Antrieb für die Generatoren dienenden Brennkraftmaschine angeordnet und sind deshalb einer erheblichen Wärmeein- wirkung ausgesetzt. Die in solchen Regeleinrichtungen verwendeten Transistoren sind jedoch insofern wär- meempfindlich, als ihr innerer Widerstand mit zunehmender Temperatur ihrer die p-n-Übergänge enthal- tenden, meistens aus Germanium bestehenden Halbleiterteile sehr stark abnimmt. Wenn man daher keine zusätzlichen Kühleinrichtungen vorsehen will, ist man gezwungen, die Regeleinrichtungen in entspre- chender Entfernung von der Brennkraftmaschine oder ändern, eine erhebliche Wärmeentwicklung mit sich bringenden Geräten anzuordnen.
Dadurch kann man zwar die von aussen her auf die Temperatur der Re- geleinrichtung einwirkenden Einflüsse weitgehend beseitigen, die in der Temperaturempfindlichkeit der verwendeten Halbleiterelemente liegenden Ursachen sind damit jedoch nicht ausgeschaltet.
Der Erfindung liegt nun der Gedanke zugrunde, für den mit der Feldwicklung des Generators in Reihe liegenden Leistungstransistor eine derartige Steuereinrichtung vorzusehen, dass der Transistor auch bei ho- . hen Betriebstemperaturen noch mit Sicherheit vollständig gesperrt werden kann, wenn die Spannung des
Generators über ihren Sollwert ansteigt.
Dies kann man erfindungsgemäss dadurch erreichen, dass der zur
Steuerung des Leistungstransistors vorgesehene Steuertransistor als Oszillator für Schwingungen von mehr als 1000 Hz geschaltet ist und auf ein aus mindestens einem Gleichrichter, einem Widerstand und einem
Kondensator bestehendes Gleichrichtungsglied arbeitet, das an die Steuerstrecke (Emitter-Basisstrecke) des Leistungstransistors angeschlossen ist und während der beim Regelvorgang jeweils nur kurzzeitig andauernden Schwingungszustände des Steuertransistors eine positive Sperrspannung für den Leistungstransistor liefert, falls dieser vom p-n-p-Typ ist bzw. eine negative Sperrspannung liefert, falls dieser vom n-p-n-Typ ist.
In der Zeichnung sind als Ausführungsbeispiele der Erfindung zwei Regeleinrichtungen für eine elektrische Stromversorgungsanlage für Kraftfahrzeuge dargestellt.
Es zeigt : Fig. 1 das Schaltbild der ersten Regeleinrichtung, Fig. 2 eine Stromspannungskennlinie eines Schaltelements der Regeleinrichtung nach Fig. 1, Fig. 3 ein Schaubild zur Erklärung der Wirkung weise der Regeleinrichtung nach Fig. 1 ; Fig. 4 zeigt das Schaltbild der zweiten Regeleinrichtung, Fig. 5 ein Schaubild für die mit dieser Regeleinrichtung erreichbaren Erregerströme, Fig. 6 die Stromspannungskennlinie eines in der Einrichtung nach Fig. 4 verwendeten Schaltelementes, und Fig. 7 zeigt die Arbeitskennlinie der Einrichtung nach Fig. 4.
Die elektrische Anlage enthält eine Lichtmaschine, die durch eine nicht dargestellte Brennkraftmaschine angetrieben wird, sowie eine elektrische Sammlerbatterie 11, die über eine Minusleitung 10 und
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eine Plusleitung 12 mit den Klemmen a und b der Lichtmaschine verbunden ist. Die im Nebenschluss erregte Lichtmaschine hat eine in der Zeichnung mit F angedeutete Feldwicklung, die mit einem ihrer Wicklungsenden an die Minusleitung 10 angeschlossen ist und mit ihrem andern Wicklungsende an der Kollektor-Elektrode eines Leistungstransistors Tl liegt. Der Emitter des Leistungstransistors ist mit der Plusleitung 12 verbunden.
Zur Steuerung des Leistungstransistors Tl ist ein zweiter Transistor T2 vorgesehen, der mit seiner Emitter-Elektrode ebenfalls an der Plusleitung 12 liegt. Seine Basiselektrode ist über eine Zenerdiode Dl mit dem verstellbaren Abgriff eines Potentiometers P verbunden, das zwischen der Minusleitung 10 und der Plusleitung 12 angeordnet ist. Am verstellbaren Abgriff des Potentiometers kann die Hohe der von der Lichtmaschine gelieferten und mittels der Regeleinrichtung auf diesem Wert gehaltenen Sollspannung eingestellt werden. Die Zenerdiode Dl ist in Sperrichtung an die Basis des Steuertransistors T2 angeschlos- sen. Sie lässt in dieser Richtung nur einen geringen Strom durch, solange die am Potentiometer P abgegriffene Teilspannung Up unter dem in Fig. 2 angedeuteten Wert Uz bleibt. Wenn die an der Zenerdio-
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An den Kollektor des Steuertransistors T2 ist die Primärwicklung 18 eines Hochfrequenzübertragers angeschlossen, der auf seinem bei 16 angedeuteten Kern ausser der Primärwicklung noch eine Sekundärwicklung 17 und eine dritte, zur Rückkopplung dienende Wicklung 15 trägt. Diese ist mit einem ihrer Enden an den Emitter des Steuertransistors T2 angeschlossen. Ihr anderes Wicklungsende liegt über einen Kondensator 19 an der Basis des Steuertransistors T2, von dem ein Widerstand 20 zur Plusleitung 12 führt.
Die Sekundärwicklung 17 des Hochfrequenzübertragers gehört zum Steuerkreis des Leistungstransistors Tl.
Sie ist mit einem ihrer Wicklungsenden an die Plusleitung 12 angeschlossen. Ihr anderes Wicklungsende führt zu einem Gleichrichter D2, einer Kristalldiode, deren Anode mit der Basis des Leistungstransistors Tl und einem Belag eines zwischen die Basis und die Plusleitung 12 eingeschalteten elektrischen Kondensators 22 angeschlossen ist. An die Basis des Transistors Tl ist ausserdem ein Widerstand 23 angeschlossen, der zur Minusleitung 10 führt.
Die Regeleinrichtung nach Fig. 1 arbeitet folgendermassen : Wenn die Lichtmaschine G aus dem Stillstand heraus in Umdrehung versetzt wird, so erregt sie sich infolge der in ihren Eisenteilen vorhandenen magnetischen Remanenz zunächst auf eine, wenn auch nur geringe Spannung, die zur Folge hat, dass über ihre Feldwicklung F und den in diesem Falle stromleitenden Leistungstransistor Tl ein kleiner Erregerstrom Je fliesst, der seinerseits die Erregung der Lichtmaschine stark erhöht, so dass sich die Lichtmaschine bei ausreichender Drehzahl rasch auf ihre Sollspannung erregt. Der Abgriff am Potentiometer P ist so eingestellt, dass die während des vorher beschriebenen Anlaufs der Lichtmaschine sperrende Zenerdiode D1 stromleitend wird, sobald die Lichtmaschinenklemmenspannung ihren Sollwert überschreitet.
Der dann von der Basis des Steuertransistors T2 über die Zenerdiode D1 fliessende Steuerstrom bringt den bisher gesperrten. Steuertransistor in ein Arbeitsgebiet, in dem er eine verhältnismässig hohe Verstärkung hat. Sobald der Steuertransistor in dieses Verstärkungsgebiet gelangt, bildet sich über die Primärwick-
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liegende elektromagnetische Schwingung aus, die über den Kern 16 auch auf die Sekundärwicklung 17 übertragen wird. Die in der Sekundärwicklung 17 induzierte hochfrequente Wechselspannung wird durch die Kristalldiode D2 gleichgerichtet, und erzeugt an dem Ladekondensator 22 eine Gleichspannung.
Die Kristalldiode D2 ist in der durch die Pfeilspitze angedeuteten Richtung stromdurchlässig und ergibt daher an der mit der Basis des Leistungstransistors Tl verbundenen Belegung des Kondensators 22 ein höheres Potential als an dessen mit der Plusleitung 12 verbundenen Belegung. Dies hat zur Folge, dass der bisher stromleitende Leistungstransistor auch dann vollkommen gesperrt wird, wenn er sich durch Einstrahlung oder Wärmeleitung von aussen her auf einer hohen Temperatur befindet.
Sobald der Transistor Tl gesperrt wird, bildet sich über dem zur Feldwicklung F parallelgeschalteten Gleichrichter D3 ein Ausgleichstrom aus und der durch die Feldwicklung F fliessende Erregerstrom nimmt demzufolge rasch ab. Mit dem Erregerstrom beginnt auch die an den Bürsten a und b der Lichtmaschine abgenommene Lichtmaschinenspannung zu sinken. Sobald sie um etwa 0, 05-0, 1 V unter ihren Sollwert von 12, 6 V abgefallen ist, gelangt die Zenerdiode D1 in einen Arbeitsbereich, in dem sie einen hohen Widerstand hat und nicht mehr in der Lage ist, einen Basisstrom Jb zu führen, der dazu ausreicht, den Transistor T2 in einem Gebiet hoher Verstärkung zu halten.
Die selbsterregte Schwingung des Steuertransistors T2 reisst dann. ab und der Ladekondensator 22 entlädt sich sehr rasch über den Widerstand 23, so dass der Leistungstransistor Tl wieder stromleitend wird. Der inzwischen stark abgefallene Erregerstrom Je steigt dann schnell wieder an und bewirkt, dass die Lichtmaschinenspannung ihren Sollwert wieder erreicht. Dann kann das beschriebene Spiel von neuem beginnen.
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seiner erheblichen Verstärkung eine durch die dicht beieinander liegenden Linienzüge 50 angedeutete
Hochfrequenzschwingung erzeugen. Während der mit 12 bezeichneten Zeiten dagegen ist der Steuertran- sistor gesperrt.
Die Spannung Uc des Kondensators 22 sinkt daher in diesen Intervallen rasch soweit ab, dass der Leistungstransistor Tl wieder stromleitend werden und die Erregung der Lichtmaschine so stark er- höhen kann, dass die Lichtmaschinenspannung wieder steigt.
Der besondere Vorteil der beschriebenen Verwendung eines als Oszillator dienenden Steuertransistors liegt darin, dass die Regeleinrichtung auch bei verhältnismässig hohen Temperaturen arbeitet und weitge- hend temperaturunempfindlich ist. Die Temperatureinflüsse können noch stärker vermindert werden, wenn man einen aus Silizium hergestellten Steuertransistor verwendet.
An Stelle der In dem beschriebenen Ausführungsbeispiel verwendeten Transistoren vom p-n-p-Typ kann man selbstverständlich auch Transistoren vom n-p-n-Typ vorsehen. In diesem Falle ist es jedoch er- forderlich, dass die am Ladekondensator22 durch Gleichrichtung der Hochfrequenzschwingungen erzeugte
Gleichspannung ebenfalls als Sperrspannung für den Leistungstransistor wirkt. Man kann dies dadurch er- zielen, dass man die Diode D2 mit ihrer Kathode an die Basis des Leistungstransistors Tl anschliesst, wenn man in dem Schaltbild nach der Zeichnung die Polarität des Generators und der Batterie jeweils ver- tauscht.
Die in Fig. 4 in ihrem Schaltbild dargestellte Regeleinrichtung ist zur Zusammenarbeit mit einer
Gleichstrom-Lichtmaschine G bestimmt, die von einer in der Zeichnung nicht dargestellten Brennkraft- maschine eines Kraftfahrzeugs angetrieben wird. Die Lichtmaschine vermag beim Sollwert ihrer Klemmenspannung von 12, 6 V einen in der Zeichnung mit 1L bezeichneten Laststrom von 20 A zu liefern und benötigt dazu einen Erregerstrom Je von etwa 3A, wenn sie mit einer Drehzahl n von 2 000 U/min angetrieben wird. Die für den Sollwert von 12, 6 V beim angegebenen Laststrom JL von 20 A erforderliche Erregung beträgt demgegenüber nur 0, 5 A, wenn die Antriebsdrehzahl der Lichtmaschine bei 8 000 U/min liegt.
Wie man aus den in Fig. 5 dargestellten Kennlinien weiterhin entnehmen kann, muss der Erregerstrom Je bei einer Antriebsdrehzahl von 2 000 U/min einen Wert von l, 8A und bei 8 000 U/min einen Wert von 0, 2 A haben, falls der Laststrom JL der Lichtmaschine einen sehr niedrigen Wert von etwa 2A hat. Damit der Leistungstransistor - wie im vorher beschriebenen Ausführungsbeispiel - periodisch arbeiten kann, ist er so gewählt, dass er bei einer Kollektorspannung von etwa 1 V einen Höchststrom von 4 A zu liefern vermag.
Ein Grossteil der in der Regeleinrichtung nach Fig. 4 verwendeten Schaltelemente stimmt mit denjenigen des ersten Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 überein. Für diese Schaltelemente sind die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 verwendet. Ebenso wie dort ist der Steuertransistor T2 als Oszillator geschaltet. Abweichend vom ersten Ausführungsbeispiel liegt jedoch der die Frequenz der selbsterregten Schwingung bestimmende Kondensator 19 parallel zu der mit dem Kollektor des Steuertransistors verbundenen Primärwicklung15 des Hochfrequenzübertragers, während dessen Rückkopplungswicklung 18 in die Verbindungsleitung zwischen der Basis des Steuertransistors Tl und dem Stromverzweigungspunkt A eingeschaltet ist, an den im Gegensatz zum ersten Ausführungsbeispiel eine in ihrer Durchlassrichtung betriebene Kristalldiode D4 angeschlossen ist.
Diese Kristalldiode enthält einen Halbleiterkörper aus hochgereinigtem Germanium, dem zur Erzielung einer negativen (n-) Leitfähigkeit hoch gereinigtes Antimon in einer solchen Menge beigefügt wurde, dass auf je 1015 -1016 Germaniumatorne 1 Antimonatom entfällt. Das Antimon wirkt als Verunreini gungselement und ergibt einen verhältnismässig niederohmigen Halbleiterkörper mit einem spezifischen Widerstand von etwa Q, 01 Ohm cm. An dem Germaniumkörper ist mit einer Indiumpille in an sich bekannter Weise ein als Kathode wirkender Anschluss befestigt, der mit dem Abgriff des Potentiometers P verbunden ist. Die Kristalldiode D4 arbeitet in gleicher Weise wie die. Zenerdiode Dl des ersten Ausführungsbeispiels als Sollwertgeber.
Sie bestimmt nämlich bei steigender Generatorspannung denjenigen Wert, bei dem der Steuertransistor T2 stromleitend wird und sich in der an Hand des ersten Ausführungsbeispiels beschriebenen Weise über den Hochfrequenztransformator selbst erregt und dadurch den Leistungstransistor Tl in seinen Sperrzustand bringt.
Die Kristalldiode D4 hat eine in Fig. 6 im einzelnen näher dargestellte Stromspannungskennlinie, die bei einem mit Uk bezeichneten Wert der an ihren beiden Anschlüssen wirksamen Spannung U einen stark ausgeprägten Knick hat. Der Wert Uk liegt bei etwa 0, 25 V. Dieser Wert wird erreicht, wenn die Klemmenspannung der Lichtmaschine ihren Sollwert von 12, 6 V überschreitet. Solange sich die an der Kristalldiode D4 liegende Spannung unterhalb des Wertes Uk befindet, vermag die Kristalldiode nur einen
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sehr kleinen Stromvonwenigerals 0,02Azuführen, dernichtausreicht, umdenSteuertransistorT2in ein solches Arbeitsgebiet zu bringen, in dem er die für die Selbsterregungsbedingungen erforderliche Ver- stärkung hat.
Steigt jedoch die Lichtmaschinenspannung über ihren Sollwert auch nur geringfügig an, so bringt der dann sehr rasch anwachsende, durch die Kristalldiode D5 fliessende Strom den Steuertransistor Dl in sein Selbsterregungsgebiet.
Weiterhin abweichend vom ersten Ausführungsbeispiel liegt an der Kathode der Kristalldiode D4 ein Widerstand 30, der mit seinem andern Anschlussende an den Kollektor des Leistungstransistors Tl angeschlossen ist. Ausserdem führt vom Anschlusspunkt A eine zweite Kristalldiode D5 zum Pluspol der bei 11 angedeuteten, mit der Lichtmaschine G zusammenarbeitenden Batterie. In der Verbindungsleitung 12 von der Plusklemme b der Lichtmaschine zum Pluspol der Batterie 11 ist ein Widerstand 32 zwischen dem Anschlusspunkt der Emitter-Elektrode des Steuertransistors T2 und dem Anschlusspunkt des Potentiometers P angeordnet.
Um bei stillstehender oder ungenügend erregter Lichtmaschine ein Entladung der Batterie in der zum Strompfeil JL entgegengesetzten Richtung zu vermeiden, ist ausserdem eine für einenHöchststrom von 25 A bemesseneGermaniumdiodeD6 zwischen dem Anschlusspunkt des Potentiometers und der Plusklemme der Batterie 11 vorgesehen.
Im einzelnen arbeitet die Regeleinrichtung nach Fig. 4 ganz ähnlich wie die Regeleinrichtung nach Fig. 1, solange der der Lichtmaschine entnommene Laststrom JL unterhalb seines zulässigen Höchstwertes von 20 A bleibt. Der zwischen dem Kollektor des Leistungstransistors und dem Verbindungspunkt A liegende Widerstand 30 stellt dabei in besonders wirkungsvoller Weise sicher, dass der Leistungstransistor Tl aus einem Zustand, bei dem er einen hohen Erregerstrom Je über die Feldwicklung F zu führen vermag, sprunghaft in einen andern Betriebszustand übergeführt wird, sobald die in Fig. 3 angedeuteten impulsför- migen Hochfrequenzschwingungszüge einsetzen und den Leistungstransistor zu sperren versuchen.
Umgekehrt kippt der Leistungstransistor wieder sehr rasch in den'zur Steigerung der Lichtmaschinenerregung er- forderlichen stromleitenden Ausgangszustand zurück, sobald die Lichtmaschinenspannung ihren Sollwert zu unterschreiten versucht und der Steuertransistor Tl daher in der eingangs beschriebenen Weise gesperrt wird. Dieses sprunghafte Hin- und Herkippen des Leistungstransistors Tl bringt den Vorteil mit sich, dass sowohl für die Dauer tl der hochfrequenten Schwingungszüge 50 nach Fig. 3 als auch während der zwischen diesen Schwingungszügen liegenden Pausen t2 die am Leistungstransistor Tl entstehende Verlustlei- stung nur sehr niedrig ist.
Dies hat seinen Grund darin, dass im Sperrzustand des Leistungstransistors zwar eine hohe Spannung an seinem Kollektor liegt, der durch den Transistor fliessende Strom jedoch nur sehr klein ist, während umgekehrt im Betriebszustand hoher Stromleitung der durch den Transistor Tl fliessende Strom Jt zwar bis auf Jt = Jmax = 4 A ansteigt, die dabei wirksame Koilektorspannung jedoch einen.
Wert von etwa 1 bis 1. 5 V nicht überschreiten kann und die Kollektorverlustleitung demzufolge ebenfalls niedrig bleibt.
Das Hin-und Herkippen des Leistungstransistors Tl erfolgt mit einer im Vergleich zu den hochfrequenten Schwingungszügen 50 verhältnismässig langsamen Frequenz, denn die für einen Kippschwingungsvorgang benötigten Zeiten tl + t2 = tk betragen im Mittel etwa tk = 0, 05-0, 5 sec. Die erforderliche Änderung der Lichtmaschinenerregung kommt folgendermassen zustande : a) Bei sehr kleiner'Belastung der Lichtmaschine werden die zwischen den Schwingungszügen 50 liegenden Pausen t2 stark verkürzt. während die Zeitabschnitte tl der Schwingungszüge erheblich verkürzt werden.
Der mittlere, in der Feldwicklung F der Lichtmaschine wirksame Erregerstrom hat dann den Wert
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ximalstrom des Leistungstransistors von Jmax = 4A ein mittlerer ErregerstromJm von 0, 2A, der bei Leerlauf und bei einer Antriebsdrehzahl von 8 000 U/min nach Fig. 5 die geforderte Sollspannung von 12, 6 V ergibt. b) Bei voller Belastung der Lichtmaschine mit 20 A muss der mittlere Erregerstrom bei einer Antriebsdrehzahl von 2500 U/min 3 A betragen. Damit dieser Mittelwert zustandekommt, muss der Leistungstran- sistor über 1/4 der Kippschwingungszeit tk = tl + t2 gesperrt und während des übrigenTeiles jeder Kippschwingung voll stromleitend sein.
In diesem Fall darf daher die Dauer t1 der hochfrequenten Schwin- gungszüge 50 nicht grösser als 0, 05 sec sein, wenn tk unverändert bei 0, 2 sec bleibt.
Der oben beschriebene, nur vun der Hohe der Klemmenspannung der Lichtmaschine abhängige Regel- vorgang wird durch einen andern Regelvorgang abgelöst. sobald der der Lichtmaschine entnommene Laststrom JL seinen Höchstwert von 20 A erreicht. Der Leitwert des Widerstandes 32 in der Plusleitung 12 ist nämlich so gewählt, dass dann zwischen dem Emitter des Steuertransistors T2 und dem Pluspol der Batte-
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Control device for low voltage electrical generators with shunt excitation
The invention relates to a control device for shunt! Excited electrical generators of low voltage, especially for vehicle alternators, in which a power transistor in series with the field winding of the generator is alternately switched from a short-term high current conduction state to a short-term low current conduction state by a control transistor during the control process whose control path lies on a non-linear current conductor connected to the generator voltage, which is able to supply a more than proportionally changing control current for the control transistor when the generator voltage rises.
Control devices of this type are usually arranged in the immediate vicinity of an internal combustion engine serving as a drive for the generators and are therefore exposed to considerable heat. The transistors used in such regulating devices are, however, sensitive to heat insofar as their internal resistance decreases very sharply with increasing temperature of their semiconductor parts, which contain the p-n junctions and are mostly made of germanium. Therefore, if one does not want to provide any additional cooling devices, one is forced to arrange the control devices at a corresponding distance from the internal combustion engine or to change devices that generate considerable heat.
As a result, it is true that the external influences on the temperature of the control device can be largely eliminated, but this does not eliminate the causes of the temperature sensitivity of the semiconductor elements used.
The invention is based on the idea of providing such a control device for the power transistor lying in series with the field winding of the generator that the transistor can also be activated when the power transistor is high. hen operating temperatures can still be completely blocked if the voltage of the
Generator rises above its setpoint.
This can be achieved according to the invention in that the for
Control of the power transistor provided control transistor is connected as an oscillator for oscillations of more than 1000 Hz and one of at least one rectifier, one resistor and one
Capacitor existing rectification element works, which is connected to the control path (emitter-base path) of the power transistor and supplies a positive blocking voltage for the power transistor, if it is of the pnp type or a negative blocking voltage, during the oscillation states of the control transistor, which last only briefly during the control process returns if this is of the npn type.
In the drawing, two control devices for an electrical power supply system for motor vehicles are shown as exemplary embodiments of the invention.
1 shows the circuit diagram of the first control device, FIG. 2 shows a current-voltage characteristic curve of a switching element of the control device according to FIG. 1, FIG. 3 shows a diagram to explain the operation of the control device according to FIG. 1; 4 shows the circuit diagram of the second control device, FIG. 5 shows a diagram for the excitation currents that can be achieved with this control device, FIG. 6 shows the current-voltage characteristic of a switching element used in the device according to FIG. 4, and FIG. 7 shows the operating characteristic of the device according to FIG 4.
The electrical system contains an alternator, which is driven by an internal combustion engine, not shown, and an electrical collector battery 11, which via a negative line 10 and
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a positive lead 12 is connected to terminals a and b of the alternator. The alternator excited in the shunt has a field winding indicated by F in the drawing, one of its winding ends connected to the negative line 10 and the other winding end connected to the collector electrode of a power transistor T1. The emitter of the power transistor is connected to the positive line 12.
To control the power transistor T1, a second transistor T2 is provided, the emitter electrode of which is also connected to the positive line 12. Its base electrode is connected via a Zener diode D1 to the adjustable tap of a potentiometer P, which is arranged between the negative line 10 and the positive line 12. The level of the nominal voltage supplied by the alternator and kept at this value by means of the control device can be set at the adjustable tap of the potentiometer. The Zener diode D1 is connected to the base of the control transistor T2 in the reverse direction. It allows only a small current to pass in this direction as long as the partial voltage Up tapped at the potentiometer P remains below the value Uz indicated in FIG. When the people at the Zenerdi
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The primary winding 18 of a high-frequency transformer is connected to the collector of the control transistor T2 and has a secondary winding 17 and a third winding 15 used for feedback on its core indicated at 16 in addition to the primary winding. One of its ends is connected to the emitter of the control transistor T2. The other end of the winding is connected via a capacitor 19 to the base of the control transistor T2, from which a resistor 20 leads to the positive line 12.
The secondary winding 17 of the high-frequency transformer belongs to the control circuit of the power transistor Tl.
It is connected to the positive line 12 with one of its winding ends. The other end of the winding leads to a rectifier D2, a crystal diode, the anode of which is connected to the base of the power transistor T1 and a coating of an electrical capacitor 22 connected between the base and the positive line 12. A resistor 23, which leads to the negative line 10, is also connected to the base of the transistor T1.
The control device according to Fig. 1 works as follows: When the alternator G is set in rotation from standstill, it is initially excited due to the magnetic remanence present in its iron parts to a voltage, even if only low, which has the consequence that A small excitation current Je flows through its field winding F and the power transistor T1, which in this case conducts current, which in turn greatly increases the excitation of the alternator, so that the alternator is rapidly excited to its nominal voltage when the speed is sufficient. The tap on potentiometer P is set in such a way that the Zener diode D1, which blocks the alternator during the previously described start-up, becomes conductive as soon as the alternator terminal voltage exceeds its setpoint.
The control current then flowing from the base of the control transistor T2 via the Zener diode D1 brings the previously blocked control current. Control transistor in a field in which it has a relatively high gain. As soon as the control transistor gets into this amplification area, the primary winding
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lying electromagnetic oscillation, which is transmitted via the core 16 to the secondary winding 17. The high-frequency alternating voltage induced in the secondary winding 17 is rectified by the crystal diode D2 and generates a direct voltage across the charging capacitor 22.
The crystal diode D2 is current-permeable in the direction indicated by the arrowhead and therefore results in a higher potential at the assignment of the capacitor 22 connected to the base of the power transistor T1 than at its assignment connected to the positive line 12. The consequence of this is that the previously conductive power transistor is completely blocked even if it is at a high temperature due to radiation or heat conduction from the outside.
As soon as the transistor Tl is blocked, an equalizing current is formed across the rectifier D3 connected in parallel with the field winding F and the excitation current flowing through the field winding F consequently decreases rapidly. With the excitation current, the alternator voltage taken from brushes a and b of the alternator begins to decrease. As soon as it has dropped by about 0.05-0.1 V below its nominal value of 12.6 V, the Zener diode D1 reaches a working range in which it has a high resistance and is no longer able to supply a base current Jb lead sufficient to keep the transistor T2 in a high gain region.
The self-excited oscillation of the control transistor T2 then breaks. from and the charging capacitor 22 discharges very quickly via the resistor 23, so that the power transistor Tl becomes conductive again. The excitation current Je, which has since fallen sharply, then rises again quickly and causes the alternator voltage to reach its target value again. Then the game described can begin again.
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its considerable reinforcement is indicated by the lines 50 lying close together
Generate high frequency vibration. On the other hand, the control transistor is blocked during the times designated by 12.
The voltage Uc of the capacitor 22 therefore drops rapidly in these intervals to such an extent that the power transistor T1 can again conduct current and the excitation of the alternator can increase so much that the alternator voltage rises again.
The particular advantage of the described use of a control transistor serving as an oscillator is that the control device also operates at relatively high temperatures and is largely insensitive to temperature. The temperature influences can be reduced even more if a control transistor made of silicon is used.
Instead of the p-n-p type transistors used in the exemplary embodiment described, it is of course also possible to provide transistors of the n-p-n type. In this case, however, it is necessary that the high-frequency oscillations generated on the charging capacitor 22 by rectifying the high-frequency oscillations are required
DC voltage also acts as a reverse voltage for the power transistor. This can be achieved by connecting the diode D2 with its cathode to the base of the power transistor T1 if the polarity of the generator and the battery are swapped in the circuit diagram according to the drawing.
The control device shown in Fig. 4 in its circuit diagram is for cooperation with a
Direct current generator G is determined, which is driven by an internal combustion engine of a motor vehicle, not shown in the drawing. At the nominal value of its terminal voltage of 12.6 V, the alternator can deliver a load current of 20 A, denoted by 1L in the drawing, and requires an excitation current of about 3A if it is driven at a speed n of 2,000 rpm. The excitation required for the nominal value of 12.6 V at the specified load current JL of 20 A is only 0.5 A when the drive speed of the alternator is 8,000 rpm.
As can also be seen from the characteristic curves shown in FIG. 5, the excitation current must have a value of 1.8 A at a drive speed of 2,000 rpm and a value of 0.2 A at 8,000 rpm, if the load current JL of the alternator has a very low value of around 2A. So that the power transistor - as in the previously described embodiment - can work periodically, it is selected so that it can deliver a maximum current of 4 A at a collector voltage of approximately 1 V.
Most of the switching elements used in the control device according to FIG. 4 correspond to those of the first exemplary embodiment according to FIG. The same reference numerals as in FIG. 1 are used for these switching elements. As there, the control transistor T2 is connected as an oscillator. In contrast to the first exemplary embodiment, however, the capacitor 19, which determines the frequency of the self-excited oscillation, is parallel to the primary winding 15 of the high-frequency transformer connected to the collector of the control transistor, while its feedback winding 18 is connected to the connection line between the base of the control transistor Tl and the current branch point A, to which In contrast to the first exemplary embodiment, a crystal diode D4 operated in its forward direction is connected.
This crystal diode contains a semiconductor body made of highly purified germanium, to which highly purified antimony has been added to achieve negative (n-) conductivity in such an amount that there is 1 antimony atom for every 1015-1016 germanium atoms. The antimony acts as an impurity element and results in a relatively low-resistance semiconductor body with a specific resistance of about Q.01 ohm cm. A connection which acts as a cathode and which is connected to the tap of the potentiometer P is attached to the germanium body with an indium pill in a manner known per se. The crystal diode D4 works in the same way as the. Zener diode Dl of the first embodiment as a setpoint generator.
When the generator voltage rises, it determines the value at which the control transistor T2 conducts current and is self-excited via the high-frequency transformer in the manner described with reference to the first exemplary embodiment, thereby bringing the power transistor T1 into its blocking state.
The crystal diode D4 has a current-voltage characteristic curve, shown in more detail in FIG. 6, which has a pronounced kink in the case of a value designated by Uk of the voltage U effective at its two terminals. The value Uk is around 0.25 V. This value is reached when the terminal voltage of the alternator exceeds its nominal value of 12.6 V. As long as the voltage across the crystal diode D4 is below the value Uk, the crystal diode can only do one
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feed a very small current of less than 0.02A, which is not sufficient to bring the control transistor T2 into such a working area in which it has the gain required for the self-excitation conditions.
If, however, the alternator voltage rises only slightly above its setpoint value, the very rapidly growing current flowing through the crystal diode D5 brings the control transistor D1 into its self-excitation area.
In a further departure from the first exemplary embodiment, a resistor 30 is connected to the cathode of the crystal diode D4, the other end of which is connected to the collector of the power transistor T1. In addition, a second crystal diode D5 leads from connection point A to the positive pole of the battery, indicated at 11, which cooperates with the alternator G. In the connection line 12 from the positive terminal b of the alternator to the positive terminal of the battery 11, a resistor 32 is arranged between the connection point of the emitter electrode of the control transistor T2 and the connection point of the potentiometer P.
In order to avoid discharging the battery in the opposite direction to the current arrow JL when the alternator is stationary or insufficiently excited, a germanium diode D6, rated for a maximum current of 25 A, is provided between the connection point of the potentiometer and the positive terminal of the battery 11.
In detail, the control device according to FIG. 4 works very similarly to the control device according to FIG. 1, as long as the load current JL taken from the alternator remains below its maximum permissible value of 20 A. The resistor 30 located between the collector of the power transistor and the connection point A ensures in a particularly effective way that the power transistor T1 is suddenly transferred from a state in which it can carry a high excitation current Je through the field winding F to another operating state as soon as the impulsive high-frequency oscillations indicated in FIG. 3 begin and attempt to block the power transistor.
Conversely, the power transistor switches back very quickly to the current-conducting initial state required to increase the alternator excitation as soon as the alternator voltage tries to fall below its setpoint and the control transistor T1 is therefore blocked in the manner described above. This abrupt toggling of the power transistor T1 has the advantage that both for the duration t1 of the high-frequency oscillation trains 50 according to FIG. 3 and during the pauses t2 between these oscillations the power loss occurring at the power transistor T1 is only very low is.
The reason for this is that in the off state of the power transistor there is a high voltage at its collector, but the current flowing through the transistor is only very small, while conversely in the operating state of high current conduction the current Jt flowing through the transistor T1 is down to Jt = Jmax = 4 A increases, but the effective coil voltage increases.
A value of about 1 to 1.5 V cannot be exceeded and the collector loss line therefore also remains low.
The power transistor Tl is tilted back and forth at a relatively slow frequency compared to the high-frequency oscillation trains 50, because the times tl + t2 = tk required for a relaxation oscillation process are on average about tk = 0.05-0.5 sec The required change in the alternator excitation occurs as follows: a) When the alternator is under very little load, the pauses t2 between the oscillation trains 50 are greatly shortened. while the time segments tl of the oscillation trains are considerably shortened.
The mean excitation current effective in the field winding F of the alternator then has the value
EMI4.1
The maximum current of the power transistor of Jmax = 4A results in an average excitation currentJm of 0.2A, which results in the required nominal voltage of 12.6V when idling and at a drive speed of 8,000 rpm according to FIG. b) When the alternator is fully loaded with 20 A, the mean excitation current must be 3 A at a drive speed of 2500 rpm. In order for this mean value to come about, the power transistor must be blocked for 1/4 of the breakover oscillation time tk = tl + t2 and must be fully conductive during the remaining part of each breakover oscillation.
In this case, the duration t1 of the high-frequency oscillation trains 50 must therefore not be greater than 0.05 sec, if tk remains unchanged at 0.2 sec.
The control process described above, which only depends on the level of the terminal voltage of the alternator, is replaced by another control process. as soon as the load current JL drawn from the alternator reaches its maximum value of 20 A. The conductance of the resistor 32 in the positive line 12 is chosen so that then between the emitter of the control transistor T2 and the positive pole of the battery
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