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Anordnung zur Gleichspannungssteuerung von Gleichrichteranlagen mit Halbleiterventilen
Bei Gleichrichteranlagen wird häufig eine stufenlose Veränderbarkeit der Gleichspannung verlangt.
Während man bei Gleichrichtern mit Gasentladungsgefässen, die mit Steuergittem ausgerüstet sind, eine einfache Methode zur stufenlosen Steuerung der Gleichspannung zur Verfügung hat, ist man bei Gleichrichtern mit Halbleiterventilen auf eine stufenlose Veränderung der speisenden Wechselspannung angewiesen, z. B. mittels eines Stelltransformators, was jedoch nur bei kleinen und mittleren Leistungen durchführbar ist und zudem einen grossen Aufwand erfordert.
Eine andere Möglichkeit zur stufenlosen Veränderung der speisenden Wechselspannung des Gleichrichters ist durch eine Verwendung von Transduktoren z. B. nach Art der spannungsgesteuerten Magnetverstärker mit Rücklaufsteuerung bekannt geworden, die in die Ventilleitungen eingeschaltet worden. Werden diese Transduktoren, die während der Stromflussdauer der zugehörigen Halbleiterventile in der magnetischen Sättigung arbeiten, nach Verlöschen des Ventilstromes, also während der Sperrdauer der Ventile durch eine Halbwellen-Steuerspannung, die an eine als Steuerwicklung dienende Spannungswicklung des Transduktors angeschlossen ist, ganz oder teilweise ummagnetisiert, so erfolgt der Wiedereintritt in die Sättigung, also die volle Stromleitfähigkeit des Transduktors um eine bestimmte, veränderbare Zeit verspltet.
Diese Verzögerungszeit des Stromeinsatzes jedes Halbleiterventiles ist bestimmt durch die Proportionalität der Spannungszeitfläche der Steuerspannung der an der Arbeitswicklung des Transduktors vor Einsetzen des Stromes auftretenden Spannungszeitfläche der Arbeitsspannung. Sie liefert eine verander- bare Herabsetzung der mittleren Gleichspannung, ähnlich wie sie bei den gittergesteuerten Gasentladungs-
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ZündverzögerungGleichspannung eintritt, die der Vollaussteuerung des Gleichrichters entspricht. Diese Schaltung setzt indessen voraus, dass jedem Halbleiterventil ein Transduktor zugeordnet ist, sie erfordert daher fUr einen sechspoligen Gleichrichter sechs Transduktoren.
Die Arbeitswicklung jedes Transduktors wird dabei von einem Halbwellenstrom durchflossen, was bedeutet, dass die Transduktoren strommässig nicht voll ausgenutzt sind.
Eine volle Ausnutzung der Transduktoren lässt sich nach einer weiter bekannt gewordenen Anordnung erreichen, wenn diese in die Wechselstromzuleitung der Gleicbr1chterschaltung eingeschaltet werden. Das fuhrt aber nur bei solchen Gleichrichterschaltungen zum Erfolg, deren Wechselströme Strom-
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I1erspannung vor-genommen werden kann. Solche Schaltungen sind beispielsweise die Drehstrom-BrUckenschaltung oder die 2 x 3-Phasen-Schaltung mit zweiphasiger Saugdrossel.
Bei der Anordnung der Transduktoren in den Drehstromzuleitungen dieser Schaltungen sind an Stelle von bisher sechs nur noch drei Transduktoren erforderlich. Bei dieser sogenannten Drei-Drossel-Schaltung fuhren die Transduktoren Vollwellen-Wechseltröme, sie sind damit strommässig voll ausgenutzt. Die Wechselströme setzen sich, wenn man von dem Überlappungs- oder Kommuntierungswinkel der Ventil- ströme absieht, aus einer positiven und einer negativen Halbwelle je von der Stromflussdauer von 1200 eL zusammen, so dass für den Steuereingriff der Steuerspannung etwa 6 () O el. zur Verfugung steht, in der
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die Ummagnetisierung des Transduktors von positiver zu negativer Sättigung oder umgekehrt vor sich gehen muss.
Die Spannungssteuerung der Transduktoren muss in diesem Falle durch eine Wechselspannung erfolgen, deren Phasenlage so zu wahlen ist, dass jeweils eine Ummagnetisierung der Transduktoren in Richtung der folgenden Arbeitsstromhalbwelle erreicht wird. Werden für die Spannungssteuerung der Transduktoren drei um 1200 eL gegeneinander verschobene Wechselspannungen der Netzfrequenz verwendet, so kann nur ein kleiner Ausschnitt der Spannungszeitfläche wirksam werden. Hat der gegebene Ausschnitt der Spannung eine Spannungszeitfläche, die zur vollen Ummagnetisierung von positiver zu
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Nur erfolgt sie hier so, dass bei höchster Steuerwechselspannung eine Vollaussteuerung des Gleichrichters, also die höchste Gleichspannung, bei fehlender Steuerwechselspannung dagegen die stärkste Verminerung der Gleichspannung eintritt.
An dieser Gleichspannungssteuerung ist noch nachteilig. dass sie drei phasenverschobene Wechselspannungen erfordert, von denen nur ein kleiner Ausschnitt ihrer Halbwellen ausgenutzt ist.
Deshalb werden nach der Erfindung in Anordnungen zur Gleichspannungssteuerung von sechspulsigen Gleichrichteranlagen mit Halbleiterventilen und in den Dreiphasenzuleitungen eingeschalteten Trans- duktoren und mit einer Gleichrichterschaltung, deren Wechselströme Stromlücken enthalten, die Transduktoren mit in Reihe geschalteten Steuerwicklungen versehen, die an eine der Steuerung dienende Wechselspannung dreifacher Netzfrequenz angeschlossen sind, so dass eine steuerbare Ummagnetisierung der Transduktoren während der Stromlücken eintritt.
Die Gleichspannungssteuerung erfordert somit nur noch eine einzige Steuerwechselspannung, deren Halbwellen innerhalb der StromlUcken voll ausnutzbar sind. Die steuerbare Ummagnetisierung setzt wieder voraus, dass die wirksame Spannungszeitfll ! che der Steuerspannung veränderbar ist, was erfindunggemäss entweder durch Änderung der Amplitude oder Änderung der Phasenlage der Steuerwechselspannung oder beides möglich ist.
Da während der Verzögerungszeit des Stwmeinsatzes der Ventilströme die der Arbeitswicklung der Transduktoren aufgedruckte Spannung des Hauptstromkreises wirksam ist, an die die Spannung der Spannungswicklung des Transduktors infolge der magnetischen Kopplung gebunden ist, und da während der Überlappungszeit der Ventilströme ebenfalls Spannungsbindungen anderer Art vorliegen, ist erfindunggemäss in dem Stromkreis der Transduktoren eine Drosselspule vorgesehen, die jeweils anfallende Differenzspannungen aufnehmen kann und dadurch den Steuerwechselstrom begrenzt.
Ein Beispiel einer solchen Anordnung. angewendet auf einen Gleichrichter in der Drehstrom-BrUcken- schaltung ist in Fig. l dargestellt. Auf der Wechselstromseite der BrUckenschaltung 1 sind die drei Transduktoren 2 angeordnet, deren in Reihe geschaltete Steuerwicklungen durch den Steuerumformer 3 mit einer Steuerspannung der dreifachen Netzfrequenz gespeist werden. Der synchron betriebene Steuerumformer mit dem Frequenzverh l. tnis 1 ; 3 kann entweder als rotierender Umformer, der beispielsweise aus einem Motor M und einem Generator G besteht oder auch als magnetisch wirkender Frequenzwandler ausgeführt sein.
InFig. 2 sind die Wechselströme iw in den Phasen R, S und T punktiert eingetragen, sowie die Steuerwechselspannung ug-j der dreifachen Netzfrequenz wiedergegeben. Man erkennt, dass zu jedem Zeitpunkt einer der Transduktoren nicht stromführend und demzufolge ungesättigt ist, so dass dieser imstande ist, die Spannungszeitflache der Steuerwechselspannung aufzunehmen und damit die Steuerung zu ermöglichen. Die gezeichneten Strom-Spannungsverläufe beziehen sich auf den voll ausgesteuerten Zustand, in dem die Ventilströme. unverzögert einsetzen. Die von den Transduktoren aufgenommenen Spannungs- leitflächen der Steuerwechselspannung sind schraffiert gekennzeichnet.
Die Steuerung durch Änderung der Amplitude der Steuerspannung kann durch Beeinflussung der Generatorerregung, die Steuerung durch Änderung der Phasenlage der Spannung kann mit Anwendung einer Phasenschiebeeinrichtung erfolgen.
Die erstere Steuerung durch Amplitudenänderung der Steuerspannung ist in Fig. 3, die letztere Steuerung durch Änderung der Phasenlage der Steuerspannung in Fig. Zweiter veranschaulicht. Die Steuerwechselspannung ist wieder mit ugj, der in der Arbeitswicklung der Transduktoren fliessende Wechselstrom mit iw bezeichnet. Die Sperrspannung desjenigen Ventiles, das mit Erscheinen der positivem Halbwelle des Wechselstromes iw stromführend wird, ist in Fig. 3 mit der Bezeichnung Usp eingetragen, sie hat
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auch für Fig. 4 denselben Verlauf. In den Figuren sind zwei Steuerzustunde dargestellt, deren Strom- spannungsverläufe mit a und b gekennzeichnet sind.
Die nach averlaufende Steuerwechselspannung uST mit der grössten Amplitude bzw. mit der Pha- senverschieoung Null hat eine, senkrecht schraffierte. Spannungszeitfllche, der gerade die volle Um- magnetisierung der Transduktoren von positiver zu negativer Sättigung oder umgekehrt entspricht. Unter ihrer Einwirkung fliessen die unter a dargestellten Wechselströme iw.
Nimmt man in Fig. 3 an, dass sich die Amplitude der Steuerspannung verkleinert, so dass an Stelle der Wechselspannung a die Wechselspannung b wirksam wird, so tritt eine Verzögerung des Stromeinsat- zes der Ventile ein, so dass die Wechselstromhalbwellen jetzt ebenfalls dem Verlauf b folgen. FUr die
Ummagnetisierung steht nunmehr die waagrecht schraffierte Spannungszeitfllche bereit. Von dieser wird aber nur der positive Flächenanteil wirksam. Bei Nulldurchgang dieser Spannung ist die Sättigung des
Transduktors noch nicht erreicht, so dass der Transduktor in dem Wechselstromkreis noch mit einer hohen
Induktivität wirksam ist, wodurch die Entstehung eines Arbeitsstromes noch für einige Zeit verhindert wird.
Inzwischen hat sich indessen die negative Sperrspannung uSp in eine positive Spannung umgewan- delt, die nunmehr über das in dieser Richtung leitende Ventil an der Arbeitswicklung des Transduktors liegt. Diese Spannung ist es, die die von der Steuerspannung begonnene Ummagnetisierung des Trans- duktors bis zur Sättigung zu Ende führt. Dies soll nach Ablauf des Verzögerungswinkels vollzogen sein.
Da während der Verzögerungszeit die an der Steuerwicklung des Transduktors auftretende Spannung sich der an der Arbeitswicklung liegenden positiven Sperrspannung uSp angleichen muss, nimmt die Vor- schaltdrossel des Steuerkreises die Differenzspannung zwischen Steuerspannung und positiver Speospan- aung, letztere im Windungsverhältnis der Wicklungen Übersetzt, auf, bis das Ventil seinen in der Figur mit b gekennzeichneten Arbeitsstrom aufgenommen hat und der Transduktor gesättigt ist.
Ähnlich liegen die Verhältnisse bei phasenveischobener Steuerspannung b nach Fig. 4. Hier ist die am Ende der negativen Halbwelle b des Wechselstromes iw einsetzende negative Steuerspannung noch unwirksam, weil sie der Ummagnetisierung entgegenwirkt. Erst mit dem positiven Teil der Steuerspannung setzt die Ummagnetisierung ein, und auch diese Steuerspannung ist wieder unwirksam, wenn die Sperrspannung usp positiv. wird, an der Arbeitswicklung des Transduktors erscheint und sich als die weiter ummagnetisierende Spannung durchsetzt, bis wieder die Sättigung erreicht ist. In diesem Augenblick findet der Einsatz des mit b gekennzeichneten Stromes statt.
Das geschilderte Steuerverfahren kann auch dann Anwendung finden, wenn aus konstruktiven Gründen die Transduktoren nicht mit Spannungswicklungen versehen sind, die Ummagnetisierung also ausschliesslich uber die Arbeitswicklungen erfolgen muss. In diesem Falle lässt sich nach einerWeiterentwicklung der Erfindung die gleiche Steuerung erzielen, indem man die Transduktoren mit der Sekundärwicklung je eines Einphasentransformators verbindet und die Primärwicklungen der drei Transformatoren in Reihe geschaltet an die Steuerwechselspannung der dreifachen Netzfrequenz anschliesst.
Die Anwendung der Erfindung ist weiterhin nicht auf Gleichrichter mit Halbleiterventilen oder ungesteuerten Entladungsgefässen beschränkt, sondern auch bei Kontaktumformer-Anlagen, bei denen die Drosseln zur Erzeugung der Stromstufe zusätzlich zur Spannungssteuerung herangezogen werden, möglich.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Anordnung zur Gleichspannungssteuerung von sechspulsigen Gleichrichteranlagen mit Halbleiter" ventilen und in den Dreiphasenzuleitungen eingeschalteten Transduktoren und mit einer Gleichrichterschaltung, deren in den Dreiphasenleitungen fliessende Wechselströme StromlUcken enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass die Transduktoren mit in Reihe geschalteten Steuerwicklungen versehen sind, die an einer der Steuerung dienenden Wechselspannung dreifacher Netzfrequenz angeschlossen sind, so dass eine steuerbare Ummagnetisierung der Transduktoren während der StromlUcken eintritt.
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Arrangement for direct voltage control of rectifier systems with semiconductor valves
In rectifier systems, continuous variability of the DC voltage is often required.
While rectifiers with gas discharge vessels that are equipped with control grids provide a simple method for stepless control of the DC voltage, rectifiers with semiconductor valves rely on a stepless change in the feeding AC voltage, e.g. B. by means of a variable transformer, which, however, can only be carried out for small and medium powers and also requires a great deal of effort.
Another possibility for the continuous change of the feeding AC voltage of the rectifier is through the use of transducers z. B. become known in the manner of the voltage-controlled magnetic amplifier with return control, which has been switched into the valve lines. If these transducers, which operate in magnetic saturation during the current flow duration of the associated semiconductor valves, are completely or partially remagnetized after the valve current has been extinguished, i.e. during the blocking period of the valves, by a half-wave control voltage that is connected to a voltage winding of the transducer serving as a control winding , then the re-entry into saturation takes place, i.e. the full current conductivity of the transducer is delayed by a certain, changeable time.
This delay time of the current application of each semiconductor valve is determined by the proportionality of the voltage-time area of the control voltage of the voltage-time area of the working voltage occurring on the working winding of the transducer before the onset of the current. It provides a variable reduction in the mean DC voltage, similar to that of the grid-controlled gas discharge
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Ignition delay DC voltage occurs which corresponds to the full modulation of the rectifier. However, this circuit assumes that a transducer is assigned to each semiconductor valve, so it requires six transducers for a six-pole rectifier.
A half-wave current flows through the working winding of each transducer, which means that the transducers are not fully utilized in terms of current.
A full utilization of the transducers can be achieved according to an arrangement that has become more common when they are switched into the AC supply line of the equalizer circuit. However, this is only successful in rectifier circuits whose alternating currents are current
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I1er voltage can be made. Such circuits are, for example, the three-phase bridge circuit or the 2 x 3-phase circuit with a two-phase suction throttle.
When arranging the transducers in the three-phase supply lines of these circuits, only three transducers are required instead of the previous six. In this so-called three-throttle circuit, the transducers carry full-wave alternating currents, so they are fully utilized in terms of current. The alternating currents, if one disregards the overlap or communication angle of the valve currents, are composed of a positive and a negative half-wave depending on the current flow duration of 1200 eL, so that for the control intervention of the control voltage about 6 () O el Is available in the
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the magnetization of the transductor from positive to negative saturation or vice versa must take place.
In this case, the voltage control of the transducers must be carried out by an alternating voltage, the phase position of which must be selected in such a way that magnetization of the transducers is reversed in the direction of the following working current half-cycle. If three alternating voltages of the mains frequency shifted by 1200 eL are used to control the voltage of the transducers, only a small section of the voltage-time area can be effective. Does the given section of the voltage have a voltage-time area that leads to a full reversal of magnetization from positive to
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Only here it takes place in such a way that with the highest AC control voltage the rectifier is fully modulated, i.e. the highest DC voltage, while the greatest reduction in the DC voltage occurs if there is no AC control voltage.
This DC voltage control is also disadvantageous. that it requires three phase-shifted alternating voltages, of which only a small section of its half-waves is used.
Therefore, according to the invention, in arrangements for direct voltage control of six-pulse rectifier systems with semiconductor valves and transducers switched on in the three-phase supply lines and with a rectifier circuit, the alternating currents of which contain current gaps, the transducers are provided with control windings connected in series, which are connected to an alternating voltage used for control with three times the mains frequency are connected, so that a controllable magnetic reversal of the transducers occurs during the current gaps.
The DC voltage control thus only requires a single AC control voltage, the half-waves of which can be fully utilized within the current gaps. The controllable magnetic reversal presupposes that the effective voltage time! surface of the control voltage is changeable, which according to the invention is possible either by changing the amplitude or changing the phase position of the AC control voltage or both.
Since the voltage of the main circuit printed on the working winding of the transducers, to which the voltage of the voltage winding of the transductor is tied as a result of the magnetic coupling, and since during the overlapping time of the valve currents, there are also other types of voltage bonds, is effective during the delay time of the valve currents A choke coil is provided in the circuit of the transducers, which can absorb any differential voltages that arise and thereby limit the alternating control current.
An example of such an arrangement. applied to a rectifier in the three-phase bridge circuit is shown in FIG. On the AC side of the bridge circuit 1, the three transducers 2 are arranged, the series-connected control windings of which are fed by the control converter 3 with a control voltage of three times the mains frequency. The synchronously operated control converter with the frequency ratio. tnis 1; 3 can either be designed as a rotating converter, which consists for example of a motor M and a generator G, or as a magnetically acting frequency converter.
InFig. 2, the alternating currents in the phases R, S and T are entered in dotted lines, and the control alternating voltage ug-j of three times the mains frequency is shown. It can be seen that at any point in time one of the transducers is not carrying current and is consequently unsaturated, so that it is able to absorb the voltage-time area of the AC control voltage and thus enable control. The current-voltage curves shown refer to the fully modulated state in which the valve currents. start without delay. The voltage conducting surfaces of the AC control voltage picked up by the transducers are marked with hatching.
The control by changing the amplitude of the control voltage can be done by influencing the generator excitation, the control by changing the phase position of the voltage can be done with the use of a phase shifting device.
The former control by changing the amplitude of the control voltage is illustrated in FIG. 3, the latter control by changing the phase position of the control voltage in FIG. The alternating control voltage is again denoted by ugj, the alternating current flowing in the working winding of the transducers is denoted by iw. The blocking voltage of that valve which is essentially live when the positive half-wave of the alternating current appears is entered in FIG. 3 with the designation Usp, it has
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the same curve for FIG. 4 as well. Two control states are shown in the figures, the current-voltage curves of which are marked with a and b.
The ac control voltage uST running after a with the greatest amplitude or with the phase shift and zero has a vertically hatched line. Voltage-time area which corresponds to the full magnetization of the transducers from positive to negative saturation or vice versa. Under their influence, the alternating currents shown under a flow largely.
If it is assumed in FIG. 3 that the amplitude of the control voltage decreases so that the alternating voltage b becomes effective instead of the alternating voltage a, the current input of the valves is delayed so that the alternating current half-waves now also follow the curve b consequences. For the
The horizontally hatched voltage time area is now ready for magnetic reversal. Of this, however, only the positive area share is effective. When this voltage crosses zero, the saturation of the
Transduktors not yet reached, so that the transductor in the AC circuit still with a high
Inductance is effective, whereby the development of an operating current is prevented for some time.
In the meantime, however, the negative reverse voltage uSp has been converted into a positive voltage, which is now applied to the working winding of the transducer via the valve that is conductive in this direction. It is this voltage that leads to the end of the magnetization reversal of the transducer, which was started by the control voltage, to saturation. This should be done after the delay angle has elapsed.
Since during the delay time the voltage appearing on the control winding of the transducer has to match the positive reverse voltage uSp on the working winding, the series choke of the control circuit picks up the differential voltage between the control voltage and the positive supply voltage, the latter being translated in the turns ratio of the windings, until the valve has taken up its working current marked with b in the figure and the transducer is saturated.
The conditions are similar for the phase-shifted control voltage b according to FIG. 4. Here the negative control voltage which begins at the end of the negative half-wave b of the alternating current iw is still ineffective because it counteracts the reversal of magnetization. The magnetization reversal only begins with the positive part of the control voltage, and this control voltage is also ineffective again when the reverse voltage usp is positive. appears on the working winding of the transducer and prevails as the voltage that continues to reverse the magnetism until saturation is reached again. At this moment the current marked with b starts to work.
The control method described can also be used if, for structural reasons, the transducers are not provided with voltage windings, i.e. the magnetization reversal must take place exclusively via the working windings. In this case, according to a further development of the invention, the same control can be achieved by connecting the transducers to the secondary winding of each single-phase transformer and connecting the primary windings of the three transformers in series to the control AC voltage of three times the mains frequency.
The application of the invention is furthermore not limited to rectifiers with semiconductor valves or uncontrolled discharge vessels, but also possible in contact converter systems in which the chokes are used to generate the current stage in addition to voltage control.
PATENT CLAIMS:
1. Arrangement for direct voltage control of six-pulse rectifier systems with semiconductor "valves and transducers switched on in the three-phase lines and with a rectifier circuit whose alternating currents flowing in the three-phase lines contain current gaps, characterized in that the transducers are provided with series-connected control windings which are connected to one of the AC voltage of three times the mains frequency used for the control are connected, so that a controllable magnetic reversal of the transducers occurs during the current gaps.
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