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Transistorschaltung mit veränderlicher Eingangsimpedanz
Die Erfindung bezieht sich auf eine Transistorschaltung mit veränderlicher Eingangsimpedanz zum Beeinflussen der Amplitude einer elektrischen Schwingung.
Es ist bekannt, die Eingangsimpedanz eines Transistors durch Änderung des Emitter-Einstellstromes,
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S. 662 - 671) zu ändern, dem diese Eingangsimpedanz in erster Annäherung umgekehrt proportional ist.
Die Erfindung benutzt die Änderung, welche die Eingangsimpedanz erfährt, wenn die am Kollektor erzeugte Schwingung so gross wird, dass der Momentanwert der Emitter-Kollektorspannung nahezu null wird, d. h. die Kollektorspannung zeitweise im wesentlichen bis auf die Emitterspannung absinkt (KollektorBegrenzung), und weist im allgemeinen das Merkmal auf, dass die Emitter- und die Basis- Elektrode des Transistors miteinemEmitter-Kollektor-Stromverstärkungsfaktor nahezu gleich 1 über einen Resonanzkreis mit einer Schwingungsquelle gekoppelt sind, dessen Widerstand, zwischen diesen Elektroden gerechnet, zwischen den Werten der Eingangsimpedanz des Transistors liegt, die bei einer Kollektor- Impedanz Null bzw.
unendlich gemessen wird, wobei die elektrische Schwingung diesen Elektroden mit so grosser Amplitude zugeführt wird, dass die Kollektor-Emitter-Spannung während der Maxima dieser Schwingung ungefähr zu Null wird und die sich infolgedessen ändernde Eingangsimpedanz des Transistors eine Dämpfungsvergrösserung des Schwingungskreises bewirkt.
Die Erfindung lässt sich insbesondere sehr vorteilhaft bei zwei verwandten Schaltungsarten anwenden.
Bei der ersten Art hat die Erfindung das Merkmal, dass der Transistor mit einem Emitter-Kollektor-Stromverstärkungsfaktor nahezu gleich 1 in gemeinsamer Basis-Schaltung betrieben wird und seine Emitterund Basis-Elektroden mit einem Reihenresonanzkreis gekoppelt sind, dessen Resonanzwiderstand, zwischen diesen Elektroden gesehen, zwischen den Werten der Eingangsimpedanz des Transistors liegt, die bei einer Kollektor-Impedanz Null bzw. unendlich gemessen wird, wobei die elektrische Schwingung mit einer so grossen Amplitude diesem Resonanzkreis zugeführt wird, dass die Kollektor-Emitter-Spannung während der Maxima dieser Schwingung ungefähr zu Null wird und die sich infolgedessen änderndE. Eingangsimpedanz des Transistors den Resonanzkreis mehr dämpft.
Bei der zweiten Art hat die Erfindung das Merkmal, dass der Transistor mit einem Emitter-KollektorStromverstärkungsfaktor nahezu gleich 1 in gemeinsamer Emitter-Schaltung betrieben wird und seine Emitter- und Basiselektroden mit einem Parallelresonanzkreis gekoppelt sind, dessen Resonanzwiderstand, zwischen diesen Elektroden gesehen, zwischen den Werten der Eingangsimpedanz des Transistors, die bei einer Kollektor-Impedanz Null bzw. unendlich gemessen werden, liegt, wobei die elektrische Schwingung diesem Resonanzkreis mit einer so grossen Amplitude zugeführt wird, dass die Kollektor-Emitter-Spannung während der Maxima dieser Schwingung etwa zu Null wird und die sich infolgedessen ändernde Eingangsimpedanz des Transistors den Resonanzkreis mehr dämpft.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert.
Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel der ersten vorgenannten'An, Fig. 2 ist ein Ersatzschaltbild des Beispiels nach Fig. l, Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der zweiten vorgenannten Art, Fig. 4 ist eine Weiterbildung von Fig. 3 und Fig. 5 ist eine Weiterbildung von Fig. 4.
Fig. l zeigt einen Transistor 1 in gemeinsamer Basisschaltung, d. h., dass die Basis-Elektrode dem Ein-und Ausgangskreis gemeinsam ist. Zwischen dem Emitter und der Basis ist ein Reihenresonanzkreis
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frequenz des Kreises 2-3 entsprechenden Signalstromquelle 4 gekoppelt. Im Kollektorkreis liegt weiter ein auf die Signalfrequenz abgestimmter Parallelresonanzkreis 5.
Im Ersatzschaltbild nach Fig. 2 ist der Transistor 1 in bekannter Weise durch seine inneren Wider-
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kungsfaktor, der nahezu gleich ist, und ie den Emitterstrom darstellen. Der Kreis 2-3 besitzt weiter einen Resonanzwiderstand 6 (bei dem die Dämpfung durch den Generator 4 einkalkuliert ist) und der Kreis 5 besitzt einen Resonanzwiderstand 7.
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2-3 mit einer so grossen Amplitude zugeführt und im Transistor verstärkt werden, dass während der Maxima dieser Schwingung die Kollektor-Emitter-Spannung ungefähr zu Null wird, der Kollektor-Widerstand rc des Transistors dann plötzlich lion einem sehr grossen Wert (z. B. einige M sa ), u. zw. gross in bezug auf den Widerstand 7, bis auf einen sehr kleinen Wert (z.
B. einige zehn Ohm), u. zw. klein in bezug auf den Widerstand7, abfällt, so dass sich tatsächlich die vorgenannte Bedingung ergibt, bei der die Eingangs -
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Schwingung über diesen Kreis also eine beträchtlich geringere Amplitude annimmt.
Liefert die Quelle 4 z. B. einen amplitudenmodulierten Strom hinreichender Stärke, so wird der den Transistorl durchfliessende Strom und die im Kreis 5 erzeugte Spannung nahezu keine Amplitudenmodulation mehr aufweisen. Gewünschtenfalls kann man die Signalschwingung der Quelle 4 ausserdem so gross wählen, dass der Emitter periodisch in aie Sperrichtung in bezug auf die Basis gerät, was ebenfalls mit einer beträchtlichen Eingangsimpedanzzunahme einhergeht.
In Fig. 3 ist der Transistor 10 in gemeinsamer Emitter-Schaltung betrieben, bei der die Emitter- und die Basis-Elektrode mit eirer Teilwicklung 11 eines Parallelresol1anzkreises 12 gekoppelt sind, dem die
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Kreises 12, zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 10 gemessen, liegt wieder zwischen diesen beiden Werten, so dass, wenn die Schwingung im Kreis 5 wieder periodisch dieEmitter-Kollektor- Spannung nahezuzuNull macht, die Eingangsimpedanz des Transistors 10 sich entsprechend dem vorgenannten Ausdrucke ändert und der Kreis 12 mehr gedämpft wird. Ein Aussteuern der Basis-Elektrode des Transistors 10 in Sperrichtung hat im vorliegenden Fall aber eine entdämpfende Wirkung.
In Fig. 4 ist die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 zu einer Modulationsschaltung ausgedehnt, bei der die Quelle 4'dem Transistor 10 eine Trägerschwingung liefert und eine modulierende Schwingung einer Quelle 15 über einen Transistor 16 eine entsprechende verstärkte Spannung an einer gemeinsamen Kol- lektor-Impedanz 17 erzeugt, die durch Kollektor-Begrenzung die über dem Kreis 5 erzeugte Trägerfrequenzspannung auf einen Wert entsprechend der modulierenden Schwingung begrenzt, so dass auch die Eingangsimpedanz des Transistors 10 und infolgedessen die Schwingung über dem Kreis 12 sich entsprechend dieser modulierenden Schwingung ändert.
In Fig. 5 findet dieses Prinzip bei einer Schaltungsanordnung für Frequenztelegraphie-Empfang Anwendung. Die ankommenden Telegraphiezeichen der Quelle 20 werden einem Netzwerk 21 zugeführt, das sowohl für die Trägerfrequenz als auch für die Arbeitsfrequenz eine Resonanz aufweist und das die Schwin- gungen dieser Frequenzen den Basis-Emitter-Kreisen zweier Transistoren 23 bzw. 24 zuführt, deren Aus- gangsst. röriie nach Demodulation ein Differentialrelais 25 durchfliessen. Die Demodulationskreise enthalten zwei Transistoren 26 bzw. 27, deren Basis-Elektroden mit den Emittern der Transistoren 23 bzw. 24 verbunden sind, wobei ihre durchgeschalteten Emitter mittels eines Spannungsteilers 28-29 auf einem geringen Sperrpotential gehalten werden.
Steigt die Amplitude der Schwingungen, die entweder dem Transistor 23 oder dem Transistor 24 zugeführt werden, über dieses Sperrpotential hinaus, so wird entweder durch den Transistor 26 oder durch den Transistor 27 dem Relais 25 ein entsprechender Strom zugeführt, so dass das Relais 25 nun in der einen oder der andern Lage verbleiben kann. Dieser Strom verursacht aber überdies einen Spannungsabfall am Widerstand 29 und daher eine entsprechende Eingangsdämpfung der Transistoren.
Dies stimmt mit einer Steigerung des erzeugten Sperrpotentials überein, so dass somit die
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Kippjmpfindlichkeit der Schaltung verbessert ist. an gemeinsamen Kollektor-Widerständen 30-31 der Transistoren 23 und 24 werden Schwingungen solcher Amplitude erzeugt, dass die Kollektorspannungen der beiden Transistoren 23 und 24 gleichzeitig periodisch nahezu zu Null werden, wodurch wieder die Eingangsimpedanzen dieser beiden Transistoren periodisch stark abfallen und das selektive Netzwerk 21 mehr dämpfen. Infolgedessen entsteht eine höhere Unempfindlichkeit gegen Sprechstörungen ; liegt die Frequenz der Signalschwingung so, dass z.
B. dem Transistor 23 eine grössere Schwingung als dem Transistor 24 zugeführt wird, so werden beim Auftreten dieser Störungen, wobei sowohl die demTransistor 23 als auch die dem Transistor 24 zugeführten Schwingungen zu steigen geneigt sind, die beiden Schwingungen infolge dieser grösseren Dämpfung in gleichem Masse geschwächt, so dass ihr ursprüngliches Verhältnis und infolgedessen die Stellung der Relais 25 aufrechterhalten werden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Transistorschaltung mit veränderlicher Eingangsimpedanz zum Beeinflussen der Amplitude einer elektrischen Schwingung, dadurch gekennzeichnet, dass die Emitter- und die Basis-Elektroden eines Transistors (1), dessen Emitter-Kollektor-Stromverstärkungsfaktor nahezu gleich 1 ist, über einen Resonanzkreis mit einer Schwingungsquelle (4) gekoppelt sind, dessen Widerstand, zwischen diesen Elektroden gerechnet, zwischen den Werten der Eingangsimpedanz des Transistors, bei einer Kollektor-Impedanz Null bzw..
unendlich gemessen, liegt und dass die elektrische Schwingung diesen Elektroden mit einer so grossen Amplitude zugeführt wird, dass die Kollektor-Emitter-Spannung während der Maxima dieser Schwingung ungefähr zu Null wird und die sich infolgedessen ändernde Eingangsimpedanz des Transistors eine Dämpfungsvergrösserung des Schwingungskreises bewirkt.
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Transistor circuit with variable input impedance
The invention relates to a transistor circuit with variable input impedance for influencing the amplitude of an electrical oscillation.
It is known to increase the input impedance of a transistor by changing the emitter setting current,
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P. 662 - 671), to which this input impedance is inversely proportional as a first approximation.
The invention uses the change which the input impedance experiences when the oscillation generated at the collector becomes so great that the instantaneous value of the emitter-collector voltage is almost zero, i.e. H. the collector voltage at times drops essentially to the emitter voltage (collector limitation), and generally has the feature that the emitter and base electrodes of the transistor are coupled with an emitter-collector current gain factor almost equal to 1 via a resonance circuit with a vibration source, the resistance of which, calculated between these electrodes, lies between the values of the input impedance of the transistor, which at a collector impedance of zero resp.
is measured infinitely, whereby the electrical oscillation is fed to these electrodes with such a large amplitude that the collector-emitter voltage becomes approximately zero during the maxima of this oscillation and the input impedance of the transistor, which changes as a result, causes an increase in the attenuation of the oscillation circuit.
The invention can be used particularly advantageously in two related types of circuit.
In the first type, the invention has the feature that the transistor is operated with an emitter-collector current gain factor almost equal to 1 in a common base circuit and its emitter and base electrodes are coupled to a series resonant circuit whose resonance resistance, seen between these electrodes, lies between the values of the input impedance of the transistor, which is measured at a collector impedance of zero or infinite, the electrical oscillation being fed to this resonance circuit with such a large amplitude that the collector-emitter voltage approximately increases during the maxima of this oscillation Becomes zero and the E. Input impedance of the transistor dampens the resonance circuit more.
In the second type, the invention has the feature that the transistor is operated with an emitter-collector current amplification factor almost equal to 1 in a common emitter circuit and its emitter and base electrodes are coupled to a parallel resonance circuit, the resonance resistance of which, seen between these electrodes, is between the Values of the input impedance of the transistor, which are measured at a collector impedance of zero or infinite, lies, the electrical oscillation being fed to this resonance circuit with such a large amplitude that the collector-emitter voltage is approximately zero during the maxima of this oscillation and the input impedance of the transistor, which changes as a result, dampens the resonance circuit more.
The invention is explained in more detail using the drawing, for example.
1 shows an embodiment of the first aforementioned, FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the example according to FIG. 1, FIG. 3 shows an embodiment of the second aforementioned type, FIG. 4 is a development of FIGS. 3 and 5 is a further development of FIG. 4.
Fig. 1 shows a common base transistor 1, i. This means that the base electrode is common to the input and output circuit. A series resonant circuit is between the emitter and the base
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frequency of the circuit 2-3 corresponding signal current source 4 coupled. In the collector circuit there is also a parallel resonance circuit 5 tuned to the signal frequency.
In the equivalent circuit diagram according to FIG. 2, the transistor 1 is in a known manner by its internal resistance
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factor which is almost the same and which represents the emitter current. The circuit 2-3 also has a resonance resistance 6 (in which the damping by the generator 4 is factored in) and the circuit 5 has a resonance resistance 7.
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2-3 are supplied with such a large amplitude and amplified in the transistor that during the maxima of this oscillation the collector-emitter voltage becomes approximately zero, the collector resistance rc of the transistor then suddenly reaches a very large value (e.g. some M sa), u. between large in relation to resistor 7, except for a very small value (e.g.
B. a few tens of ohms), u. between small in relation to the resistance7, so that the aforementioned condition actually results, in which the input -
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Oscillation over this circle thus assumes a considerably lower amplitude.
If the source 4 supplies z. B. an amplitude-modulated current of sufficient strength, the current flowing through the transistor and the voltage generated in circuit 5 will have almost no amplitude modulation. If desired, the signal oscillation of the source 4 can also be selected to be so large that the emitter periodically moves in the reverse direction with respect to the base, which is also accompanied by a considerable increase in input impedance.
In Fig. 3, the transistor 10 is operated in a common emitter circuit, in which the emitter and the base electrode are coupled to a partial winding 11 of a parallel resonance circuit 12 to which the
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Circle 12, measured between the emitter and the base of transistor 10, is again between these two values, so that when the oscillation in circle 5 periodically again makes the emitter-collector voltage almost zero, the input impedance of transistor 10 changes according to the aforementioned expression changes and the circle 12 is more attenuated. In the present case, however, driving the base electrode of transistor 10 in the reverse direction has a dampening effect.
In FIG. 4, the circuit arrangement according to FIG. 3 has been expanded to form a modulation circuit in which the source 4 ′ supplies a carrier oscillation to the transistor 10 and a modulating oscillation of a source 15 via a transistor 16 generates a corresponding amplified voltage at a common collector. Impedance 17 is generated, which limits the carrier frequency voltage generated across circuit 5 to a value corresponding to the modulating oscillation by collector limitation, so that the input impedance of transistor 10 and, as a result, the oscillation across circuit 12 changes according to this modulating oscillation.
In FIG. 5, this principle is used in a circuit arrangement for frequency telegraphy reception. The incoming telegraph signals from the source 20 are fed to a network 21 which has a resonance for both the carrier frequency and the operating frequency and which feeds the oscillations of these frequencies to the base-emitter circuits of two transistors 23 and 24, the output of which gangsst. röriie flow through a differential relay 25 after demodulation. The demodulation circuits contain two transistors 26 and 27, the base electrodes of which are connected to the emitters of the transistors 23 and 24, their switched emitters being kept at a low blocking potential by means of a voltage divider 28-29.
If the amplitude of the oscillations that are either fed to transistor 23 or transistor 24 exceeds this blocking potential, a corresponding current is fed to relay 25 either through transistor 26 or through transistor 27, so that relay 25 is now in one or the other position can remain. This current also causes a voltage drop across resistor 29 and therefore a corresponding input attenuation of the transistors.
This corresponds to an increase in the blocking potential generated, so that the
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The tilt sensitivity of the circuit is improved. At the common collector resistors 30-31 of the transistors 23 and 24, oscillations of such amplitude are generated that the collector voltages of the two transistors 23 and 24 periodically become almost zero at the same time, as a result of which the input impedances of these two transistors again drop strongly and the selective network 21 dampen more. As a result, there is a higher insensitivity to speech disorders; is the frequency of the signal oscillation so that z.
B. the transistor 23 is supplied with a larger oscillation than the transistor 24, so when these disturbances occur, both the transistor 23 and the oscillations fed to the transistor 24 tend to increase, the two oscillations due to this greater damping to the same extent weakened, so that their original relationship and, consequently, the position of the relays 25 are maintained.
PATENT CLAIMS:
1. Transistor circuit with variable input impedance for influencing the amplitude of an electrical oscillation, characterized in that the emitter and base electrodes of a transistor (1), the emitter-collector current gain factor of which is almost equal to 1, via a resonance circuit with an oscillation source ( 4), whose resistance, calculated between these electrodes, is between the values of the input impedance of the transistor, with a collector impedance of zero or.
measured infinitely, and that the electrical oscillation is fed to these electrodes with such a large amplitude that the collector-emitter voltage becomes approximately zero during the maxima of this oscillation and the input impedance of the transistor, which changes as a result, causes an increase in the attenuation of the oscillation circuit.