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Dreipol-Schaltkreis mit zwei Transistoren und damit aufgebauter mono stabiler Kreis
Die Erfindung bezieht sich auf Dreipol-Schaltkreise mit Transistoren für die Signalumsetzung und betrifft insbesondere monostabile Kreise mit Transistoren.
Als monostabil wird ein Kreis bezeichnet, der einen Gleichgewichtszustand hat, in den er von selbst zurückkehrt, wenn er aus diesem Zustand herausgekippt worden ist. Transistoren, deren Stromvervielfachungsfaktor grösser als 1 ist, eignen sich gut für die Anwendung in solchen monostabilen Kreisen. Der Stromvervielfachungsfaktor a eines Transistors ist das Verhältnis von Kcllektorstrom zu Emitterstron des Transistors. Bei Anschaltung eintr relativ hohen Impedanz an die Basiselektrode eines Transistors, dessen Stromvervielfachungsfaktor grösser als 1 ist, wird im Eingang des Transistors eine Impedanz wirksam, die einen Bereich negativen Widerstandes aufweist. Solche Schaltungen mit einem Transistor und einer Basisimpedanz sind beispielsweise in der USA-Patentschrift Nr. 2, 629, 833 beschrieben.
Die Transistoren werden bekanntlich in zwei Klassen eingeteilt, nämlich in sogenannte Spitzen-
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vielfachungsfaktor ist bei den Spitzentransistoren grösser als 1, bei den Flächentransistoren hingegen kleiner als l.
Die Transistoren beider Klassen werden auch hinsichtlich der Leitfähigkeitstype eingeteilt ; nach dieser Einteilung ist beispielsweise der NPN-Flächentransistor von entgegengesetzter Leitfähigkeitstype wie der PNP-Flächentransistor. Zwei Flächentransistoren entgegengesetzter Leitfähigkeitstype können nun so zusammengeschaltet werden, dass sie eine kombinierte Transistoreinheit bilden, deren Stromvervielfachungsfaktor grösser als 1 ist, so dass sie an Stelle von Spitzentransistoren in monostabilen Schaltkreisen verwendbar sind. Solche kombinierte Transistoreinheiten sind beispielsweise in der USA-Patentschrift Nr. 2, 655, 609 beschrieben.
Die Erfindung zielt allgemein darauf ab, eine verbesserte kombinierte Transistoreinheit dieser Art zu schaffen, deren Stromvervielfachungsfaktor grösser als 1 ist, so dass sie in Verbindung mit einer Basisimpedanz in einem monostabilen Kreis als negatives Widerstandselement verwendbar ist. Ein weiteres allgemeines Ziel der Erfindung liegt darin, bei Schaltkreisen mit Transistoren neue und verbesserte Arbeitskennlinien zu erreichen. Ferner zielt die Erfindung darauf ab, einen verbesserten regenerativenimpulsverstärker zu schaffen, der bei Empfang eines verzerrten oder gedämpften Impulses einen vorgeschriebenen Rechteckimpuls liefert.
Weiters befasst sich die Erfindung mit den Aufgaben, eine kombinierte Transistoreinheit zu schaffen, deren Stromvervielfachung oder Verstärkung zeitabhängig ist, mittels einer kombinierten Transistoreinheit die Impulsdauer eines monostabilen Kreises zu steuern, eine kombinierte Transistoreinheit als Energiespeicher in einem Kreis negativenWiderstandes anzuwenden und schliesslich eine kombinierte Transistoreinheit zu schaffen, deren Stromvervielfachungsfaktor im stationären Zustand kleiner als 1, in den Umschaltintervallen hingegen viel grösser als 1 ist.
Ein gemäss der Erfindung aufgebauter Dreipol-Schaltkreis, bei dem in bekannter Weise die Basis eines jeden Transistors mit dem Kollektor des andern Transistors verbunden und ein erster Anschluss am Emitter des einen Transistors sowie ein zweiter Anschluss an der Basiselektrode des gleichen Transistors vorgesehen ist, ist im wesentlichen gekennzeichnet durch eine an die Basiselektrode des zweiten Transistors ange-
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schlossene erste Impedanz sowie durch eine an den Emitter des zweiten Transistors angeschlossene zweite Impedanz und durch einen dritten Anschluss, welcher der ersten und der zweiten Impedanz gemeinsam ist, wobei eine dieser beiden Impedanzen eine Reaktanz aufweist, so dass der Faktor der Stromvervielfachung zwischen dem ersten und dritten Anschluss innerhalb jedes Arbeitszyklus veränderlich ist.
Insbesondere ist der Stromvervielfachungsfaktor jeweils bei Eintreffen eines Eingangsimpulses grösser als 1, ansonsten, d. h. im stationären Zustand der Schaltung, aber kleiner als 1.
Ein Merkmal der Erfindung liegt also in der Vorsehung von zwei Impedanzen, die als Teile der kombinierten Transistoreinheit wirken. Die beiden Impedanzen haben die Aufgabe, den resultierenden Ci -Wert zu regeln und die Leckströme zu vermindern, damit die zulässigen c-Werte der Flächentransistoren, die in der kombinierten Einheit verwendet werden, keiner Beschränkung unterworfen sind.
Gemäss einem weiteren Merkmal der Erfindung wird eine solche komDinierte Einheit als negatives Widerstandselement in einem monostabilen Kreis verwendet.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung betrifft besondere Massnahmen in der kombinierten Transistoreinheit, die auf eine Herabsetzung der Einschaltintervalle des monostabilen Kreises abzielen. Die Impedanz, welche die Ausgangsklemme der kombinierten Transistoreinheit mit der Basiselektrode des einen Flächentransistors verbindet, enthält nämlich zu diesem Zweck eine Induktivität, welche den resultierenden Stromvervielfachungsfaktor der Einheit während des Einschaltvorganges erhöht. Die starke Stromverstärkung während des Einschaltvorganges führt zu relativ kurzen Einschaltintervallen.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung liegt in der Anwendung eines Energiespeicherelemeites in einer kombinierten Einheit zwecks Regelung der Impulsdauer des monostabilen Kreises. Nach einem Attsfüh- rungsbeispiel wird als Energiespeicherelement eine Induktivität zwischen der Basiselektrode des einen Transistors und der Ausgangsklemme eingeschaltet. Bei einem andern Ausführungsbeispiel ist das Energiespeicherelement eine Kapazität, die zwischen der Emitterelektrode des einen Transistors und der Ausgangsklemme liegt. Bei beiden Ausführungsbeispielen ist der Stromvervielfachungsfaktor der kombinierten Einheit nur zu Beginn des auf den monostabilen Kreis wirkenden Eingangsimpulses hoch.
Während des stationären Zustandes der kombinierten Einheit kann der Stromvervielfachungsfaktor sogar kleiner als 1 sein. Es ist dann also der Stromvervielfacbungsfaktor im Gleichgewichtszustand der kombinierten Einheit kleiner als 1, wogegen während der EÍI, schaltintervalle ein hoher Stromvervielfachungsfaktor wirksam ist. Das Energiespeicherelement der kombinierten Einheit bewirkt, dass die Stromvervielfachung oder Verstärkung zeitabhängig ist.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der nachfolgenden Beschreibung von Aus- führungsbeispielen an Hand der Zeichnungen hervor.
Fig. 1 ist das Schaltbild einer kombinierten Transistoreinheit gemäss der Erfindung, Fig. 2 zeigt einen erfindungsgemäss ausgebildeten monostabiler Kzeis. Die Fig. 3 und 4 stellen weitere Ausführungbeispiele von monostabilen Transistorkreisen gemäss der Erfindung dar. Fig. 5 ist ein Diagramm, welches die Kennlinien negativen Widerstandes und die Lastkennlinie des Emitters für den monostabilen Kreis nach Fig. 2 darstellt. Fig. 6 zeigt in analoger Weise die Kennlinien negativen Widerstandes und die Lastkennlinie des Emitters für den monostabilen Kreis nach Fig. 3 Fig. 7 zeigt im Diagramm-die Änderung des resultierenden Stromvervielfachungsfaktors der kombinierten Einheit nach Fig. 3 bei Anlegen eines Eingangsimpulses.
Die in Fig. 1 dargestellte Dreipol-Schalteinheit enthält zwei Transistoren 10 und 11 entgegengesetzter Leitfähigkeitstype. Der Transistor 10 ist ein PNP-Flächentransistor mit einem Emitter 13, einem Kollektor 14 und einer Basiselektrode 15, wogegen der Transistor 11 ein NPN-Flächentransistor ist, dessen Emitter mit 16, dessen Kollektor mit 17 und dessen Basiselektrode mit 18 bezeichnet sind. Die beiden Transistoren 10 und 11, die vorteilhaft im wesentlichen gleiche Kennlinien haben, ausgenommen natürlich den Unterschied hinsichtlich der Polarität, sind zwischen den drei Klemmen 21, 22, 23 des Dreipols eingeschaltet.
Der Emitter 13 und die Basiselektrode 15 des Transistors 10 sind mit den Klemmen 21 bzw. 22 verbunden, während der Emitter 16 und die Basiselektrode 18 des zweiten Transistors 11 über veränderbare Widerstände 20 bzw. 19 mit der Klemme 23 verbunden sind.
Die Klemmen 21, 22 bzw. 23 fungieren als Emitter, Basiselektrode bzw. Kollektor der kombinierten Transistoreinheit nach Fig. 1. Ein Beispiel für die äussere Schaltung der Dreipol-Klemmen 21, 22, 23 wird an Hand von Fig. 2 nachfolgend erläutert. Der resultierende Stromvervielfachungsfaktor bzw. das Verhältnis von Kollektorstrom (Strom durch die Klemme 23) zu Emitterstrom (Strom durch die Klemme 21) ist grösser als 1, obgleich die Stromvervielfachungsfaktoren der Transistoren 10 und 11 für sich kleiner als 1 sind. Der resultierende Stromvervielfachungsfaktor der kombinierten Einheit nach Fig. 1 wird mit den veränderbaren Widerständen 19 und 20 eingeregelt.
Wenn der Widerstand 19 einen unendlich grossen
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Wert hat, sein Kreis also unterbrochen ist, während der Widerstand 20 gleich Null, also kurzgeschlossen ist, so wird der Emitter 16 des NPN-Flächentransistors 11 funktionell zum Kollektor der kombinierten Einheit. Wenn die Widerstände 19 und 20 auf diese Weise eingeregelt sind, wirken sie sich in der kombinierten Einheit nicht aus. Bei dieser Einregelung der Widerstände 19 und 20 bildet die kombinierte Einheit ein Äquivalent für einen Transistor, dessen Stromvervielfachungsfaktor a durch die Beziehung
EMI3.1
EMI3.2
Wenn die Widerstände 19 und 20, wie beschrieben, im Kreis nicht wirksam sind, ist der gesamte Leckstrom der kombinierten Einheit gegeben durch die Beziehung
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worin ICO(10) und ICO(11) die Leckströme der Transistoren 10 bzw. 11 sind.
Es ist erkennbar, dass der ge- sa. mte Leckstrom ausserordentlich gross wird, wenn sich der Stromvervielfachungsfaktor des Transistors 11 dem Wert 1 nähert.
Die beiden charakteristischen Daten, nämlich der resultierende M-Wert und der gesamte Leckstrom legen dem Stromvervielfachungsfaktor des Transistors 11 somit Beschränkungen auf, wenn die Widerstände 19 und 20 in der beschriebenen Weise auf die Werte Unendlich bzw. Null eingestellt sind. Für die Anwendung in monostabilen Schaltkreisen soll der resultierende ex-Wert zwischen 1, 6 und 4 liege n, und der gesamte Leckstrom soll kleiner als 1 mA bleiben. Wenn der resultierende ex-Wert wesentlich kleiner als 1, 6 ist, kann ein monostabiler Kreis, der eine solche kombinierte Einheit enthält, nicht mehr leicht aus seinem Gleichgewichtszustand herausgekippt werden, und wenn anderseits der resultierende cc-Wert wesentlich grösser als 4 ist, kann die Einheit von selbst in den Zustand niedrigen Stromes kippen.
Bei
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tierenden ex - Wert deshalb schwer erzielbar, weil dann die Schaltung leicht von selbst in den Zustand hohen Stromes übergehen kann. Andere unerwünschte Auswirkungen von starken Leckströmen liegen darin, dass aiese die Dauer der Ausgangsimpulse erhöhen, die Verlustleistung in den Transistoren und in den zugeordneten Schaltelementen vergrössern und die Amplitude der Ausgangsimpulse vermindern.
Wenn daher die Widerstände 19 und 20 in der kombinierten Transistoreinheit nicht wirksam sind, muss derStromvervielfachungsfaktor des Transistors 11 auf einen unter 0, 7S liegenden Wert beschränkt werden.
Die Widerstände 19 und 20 haben hingegen die Wirkung, den resultierenden Stromvervielfachungsfaktor einzuregeln und den gesamten Leckstrom zu vermindern, so dass die Beträge der Stromvervielfachungsfaktoren der Transistoren 10 und 11 keiner Beschränkung mehr unterliegen.
Der Widerstand 19 führt einen Teil des Kollektorsl1omes des Transistors 10 im Nebenschluss am Transistor 11 vorbei. Der Kollektorstrom des Transistors 10 verläuft nämlich über eine Parallelschaltung von zwei Zweigen, von denen der eine den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 11 und den seriengeschalteten Widerstand 20 und der andere den Widerstand 19 enthält. Jener Teil des Kollektorstroms des Transistors 10, der über den Widerstand 19 fliesst, wird vom Transistor 11 nicht verstärkt. Überdies wird auch ein Teil des Kollektorstromes des Transistors 11 vom Widerstand 19 im Nebenschluss abgeführt, anstatt dem Emitter 16 des Transistors 11 zur Verstärkung zugeführt zu werden.
Ein Teil sowohl des Kollek- torstromes des Transistors 10 als auch des Kollektorstromes des Transistors 11 wird also durchumleitung im Nebenschluss von der Verstärkung im Transistor 11 ausgeschlossen. Der Betrag dieser im Nebenschluss fliessenden Ströme kann mit dem veränderbaren Widerstand 19 eingeregelt werden. Je kleiner der Wider-
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Die beschriebene Nebenschlu3anordnung vermindert nicht nur den Stromvervielfachungsfaktor der kombinierten Einheit, sondern beeinflusst auch den gesamten Leckstrom der Einheit günstig. Ein Teil des Leckstroms sowohl des Transistors 11 als aucn des Transistors 10 wird nämlich im Nebenschluss über den Widerstand 19 der Klemme 23 zugeführt, anstatt durch den Transistor 11 in verstärkter Form an diese Klemme abgegeben zu werden.
Wenn sich die kombinierte Einheit im Zustand niedrigen Stromes befindet, wird die Auswirkung des Widerstandes 19 auf den resultierenden Stromvervielfachungsfaktor und auf den gesamten Leckstrom durch den relativ hohen Widerstand des Emitterüberganges des Transistors 11 un- terstützt. Im Zustand niedrigen Stromes ist der vom Emitterübergang des Transistors 11 dargebotene Widerstand hoch, so dass ein grösserer Prozentsatz der Kollektorströme der Transistoren 10 und 11 im Nebenschluss über den Widerstand 19 fliesst. Befindet sich hingegen die kombinierte Einheit im Zustand hohen Stromes, so bietet der EmitterüLergang de, Transistors 11 eine sehr niedrige Impedanz dar, so dass ein kleinerer Prozentsatz der Kollektorströme der Transistoren 10 und 11 im Nebenschluss über den Widerstand 19 geleitet wird.
Demnach ist der Stromvervielfachungsfaktorder kombinierten Einheit klein, wenn sich diese im Zustand niedrigen Stromes befindet, aber grösser, wenn sie sich im Zustand hohen Stromes befindet. Die hohe Impedanz des Emitterüberganges bei kleinen Stromwerten führt dazu, dass der resultierende Stromvervielfachungsfaktor der kombinierten Einheit sehr nahe dem Stronivervielfachungsfaktor des PNP-Transistors 10 kommt.
Da die Impedanz des Emitterüberganges des Transistors 11 bei hohen Stromwerten sehr klein ist, liegt in diesem Zustand im Nebenschluss zum Widerstand 19 eine sehr kleine Impedanz, wenn der Widerstand 20 so eingestellt wird, dass er zwischen dem Emitter 16 und der Klemme 23 einen Kurzschluss herbeiführt.
Der Betrag des resultierenden Stromvervielfachungsfaktors muss nicht nur bei den niedrigen Stromwerten, sondern auch bei den hohen Stromwerten beschränkt werden, damit die kombinierte Einheit leicht in den Zustand niedrigen Stromes zurückkehren kann. Der Widerstand 20 hat die Aufgabe, den Maximalwert des resultierenden Stromvervielfachungsfa ktors bei den hohen Stromwerten festzulegen. Dies besorgt der Widerstand 20 dadurch, dass er in den Emitterkreis des Transistors 11 eine Impedanz einführt, die parallel zu dem Stromweg über den Widerstand 19 liegt. Ein Teil der Kollektorströme der Transistoren 10 und 11 fliesst daher sowohl bei den hohen als auch bei den niedrigen Stromwerten im Nebenschluss über den Widerstand 19.
Trotz des Widerstandes 20 ist der Prozentsatz der Kollektorströme, der bei den hohen Stromwerten im Nebenschluss über den Widerstand 19 fliesst, noch kleiner als der bei den niedrigen Stromwerten über den Widerstand 19 im Nebenschluss fliessende Prozentsatz, weil sich die Impedanz des Emitterüberganges des Transistors 11 ändert.
Der Widerstand 20 legt nich-nur den Maximalwert des resultierenden Stromvervielfachungsfaktors bei den hohen Stromwerten fest, sondern unterstützt auch die Verminderung der Leckströme. Die zusätzliche Impedanz im Emitterkreis des Transistors 11 bewirkt nämlich, dass ein grösserer Prozentsatz der Kollektorströme der Transistoren 10 und 11 über den Widerstand 19 fliesst. Bei relativ hohen Temperaturen vermindert sich die von den Emitterübergängen der Transistoren 10 und 11 dargebotene Impedanz. Der Widerstand 20 übt somit auch die wichtige Funktion aus, die Leckströme bei relativ hohen Umgebungstemperaturen niedrig zu halten.
Die gesamte Verlustleistung der kombinierten Einheit ist sehr klein, weil über die hohen Widerstände
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de 19 und 20 in die kombinierte Einheit einbezogen werden, ist die Verlustleistung sowohl bei den niedrigen Stromwerten als auch bei den hohen Stromwerten und wahrend der Umschaltintervalle kleiner als sonst. Diese Verminderung der Verlustleistung beruht darauf, dass ein Teil des Stromes, der normaler, weise über die Basiselektrode 15 oder die Basiselektrode 18 verlaufen würde, im Nebenschluss über den Widerstand 19 fliesst.
Die kombinierte Einheit nach Fig. 1 kann in einem monostabilen Kreis gemäss Fig. 2 verwendet werden. Die in Fig. 2 mit 21,22 und 23 bezeichneten Klemmen entsprechen den gleich bezeichneten Klemmen in Fig. 1. Die kombinierte Einheit, die in Fig. 2 zwischen den Klemmen 21,22 und 23 liegt, stellt eine Abänderung der an Hand von Fig. 1 erläuterten Einheit dar. Wenn eine kombinierte Einheit nach Fig. 1 in der Schaltung nach Fig. 2 verwendet wird, zeigt diese eine Kennlinie negativen Widerstandes gemäss Fig. 5.
Die Kennlinie nach Fig. 5 hat einen positiven Widerstandsbereich H, in dem nur ein schwacher Strom fliesst, einen Bereich A negativen Widerstandes und einen anschliessenden Bereich D positiven Widerstandes, in dem ein starker Strom fliesst. Durch Einregelung der Widerstände 19 und 20 kann der Bereich A negativen Widerstandes verändert werden. Die in Fig. 2 dargestellte Schaltung hat einen Gleichgewichtszustand im Punkt G innerhalb des Bereiches H positiven Widerstandes und schwachen Stromes,
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Der Punkt G liegt auf der emitterseitigen Lastkennlinie J, welche den Kennlinienteil H im Punkt G schneidet.
Die Kennlinie mit dem negativen Widerstandsbereich unterscheidet sich von den normalerweise mit Transistoren erzielbaren Kennlinien mit negativen Widerstandsbereichen insoferne, als sie im Bereich A bei den schwachen Emitterströmen nahezu horizontal verläuft. Der negative Widerstandsbereich A ist für
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werten einen sehr kleinen Stromvervielfachungsfaktor hat. Die Auswirkung des kleinen Stromvervielfachungsfaktors bei niedrigen Stromwerten bzw. des horizontalen Teiles der Kennlinie liegt in einer Verminderung der Einschaltempfindlichkeit.
Wie nachfolgend noch beschrieben wird, kann durch Verwendung einer induktiven Impedanz 19'an Stelle des Widerstandes 19 im Nebenschlussweg für die Kollektorströme der Transistoren 10 und 11 diese Verminderung der Einschaltempfindlichkeit kompensiert werden ; es ergibt sich dann ein negativerWiderstandsbereich, der in Fig. 5 durch die strichlierte Kurve F und den unteren Teil der Kurve A angegeben wird.
Die kombinierte Einheit nach Fig. 2 ist ähnlich der in Fig. 1 dargestellten, nur dass an Stelle des veränderbaren Widerstandes 19 ein mit 19'bezeichneter veränderbarer Schaltkreis vorgesehen ist. Die Basiselektrode 18 des Transistors 11 ist über eine Induktivität 26 und einen veränderbaren Widerstand 27 mit der Klemme 23 verbunden. Die Serienschaltung aus Induktivität 26 und wirksamem Widerstand 27 ist von einem Widerstand 28 überbrückt. Die Induktivität 26 verbessert die Einschaltempfindlichkeit, indem se den resultierenden Stromvervielfachungsfaktor während des Einschaltvorganges relativ hoch macht.
Während des Einschaltvorganges stellt nämlich die Induktivität 26 eine hohe Impedanz dar, so dass ein wesentlich grösserer Prozentsatz der Kollektorströme der Transistoren 10 und 11 im Transistor 11 verstärkt wird und daher nur ein schwacher Eingangsstrom erforderlich ist, um den monostabilen Schaltkreis zu kippen. Sobald der Einschaltvorgang abgeklungen ist, bietet die Induktivität 26 wieder eine niedrige Impedanz dar, so dass ein grösserer Prozentsatz der Kollektorströme im Nebenschluss am Transistor 11 vorbeigeleitet wird. Auf diese Weise bewirkt die Induktivität 26 eine Vergrösserung des resultierenden M- Wertes der Einheit während des kippenden Einschaltvorganges und sie vermindert dadurch das Einschaltintervall.
Es ist von Bedeutung, den Stromvervielfachungsfaktor der kombinierten Einheit während der Einschaltvorgänge relativ hoch zu machen, um das Zeitintervall, das erforderlich ist. um die kombinierte Einheit aus dem Gleichgewichtszustand niedrigen Stromes herauszukippen, zu verkürzen. Der Widerstand 28 dient dem zweifachen Zweck der Dämpfung der Einschaltvorgänge, die an der Induktivität 26 auftreten und der Begrenzung des resultierenden Stromvervielfachungsfaktors während der Einschaltvorgänge. Diese letztere Vorkehrung ist notwendig, damit der monostabile Kreis nicht so empfindlich wird, dass er schon bei Stö. rinduktionen gekippt wird. Die Induktivität 26 beeinflusst im stationären Zustand der Einheit den Stiomvervielfachungsfaktor nicht, da sie nur während der Einschaltvorgänge wirksam ist.
Der monostabile Kreis nach Fig. 2 wird durch einen Eingangsimpuls gekippt, der über eine Eingangsklemme 30 und einen Kopplungskondensator 31 an die Klemme 21 der kombinierten Einheit angelegt wird. Die Klemme 21 ist ferner mit einem Vorspannungskreis verbunden der normalerweise den Emitter 13 gegenüber der Basiselektrode 15 auf negativem Potential hält. Der. Varistor 33 hat die Aufgabe, einen Weg niedriger Impedanz für den Emitterstrom zu schaffen und negative Eingangsimpulse gegen Erde abzuleiten ; der Widerstand 34 bildet einen Teil des Vorspannungskreises der kombinierten Einheit. Zu diesem Vorspannungskreis gehört ferner eine 16 Volt-Potentialquelle 35, die über einen Widerstand 32, die Klemme 21, den Varistor 33, den Widerstand 34 und den Basiswiderstand 25 mit Erde verbunden ist.
Der Emitter 13 des Transistors 10 wird infolge des über den Varistor 33 fliessenden Gleichstromes in bezug auf die Basiselektrode 15 des Transistors 10 normalerweise in Sperrichtung vorgespannt.
Vor dem Kippen des monostabilen Kreises ist das Ausgangspotential an der Klemme 39 gleich -16 V und das Potential der Kapazität 36 beträgt ungefähr-2, 5 V. Die Ausgangsklemme 39 ist mit der Klemme 23 der kombinierten Einheit verbunden, die ihrerseits über einen Widerstand 37 mit einer 16 V-Potentialquelle 38 in Verbindung steht. Beim Kippen des Kreises sinkt das Emitterpotential ab, so dass der Varistor 33 in Durchlassrichtung vorgespannt wird und die Kapazität 36 aufgeladen werden kann. Diese lädt sich also über den Varistor 33, die kombinierte Transistoreinheit und den Widerstand 37 von der Quelle 38 her auf. Wenn der Kreis gekippt ist, nimmt die Lastkennlinie die in Fig. 5 strichliert eingezeichnete Lage B ein.
Die Kennlinie B verläuft im wesentlichen horizontal, weil der Varistor 33 und die Kapazität dem Emitterstrom anfänglich nur einen verschwindend kleinen Widerstand entgegensetzen. Wenn sich die Kapazität 36 auflädt, nimmt der Strom über den Emitter 13 mit der Zeit exponentiell ab, bis er nicht mehr ausreicht, um die kombinierte Einheit im Zustand hohen Stromes zu halten. Wie in Fig. 5 angedeutet ist, verschiebt sich die Lastkennlinie während der Aufladung der Kapazität von der Lage B in die Lage J. Sie durchläuft dabei die mit C, E und I bezeichneten Zwischenlagen.
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Wenn die Kennlinie die Lage I erreicht, sinkt der Strom plötzlich ab und dabei steigt das Potential an, bis der Punkt G erreicht wird. Das Potential der Kapazität 26 steigt also wieder auf-2, 5V an, welcher Wert durch den schon beschriebenen Vorspannungskreis festgelegt wird. Auf diese Weise wird der Strom durch die kombinierte Einheit plötzlich gesperrt, wobei sich die Kapazität 36 entlädt, bis das Emitterpotential den ursprürglichen Wert entsprechend dem Punkt G in Fig. 5 annimmt. Die Impulsdauer wird im wesentlichen durch die Kapazität 36 und durch den an die Ausgangsklemme 39 angeschlossener Verbraucher festgelegt, wobei die Impulsdauer mit zunehmender Last abnimmt.
Abgesehen davon, dass die Induktivität 26 eine Verminderung des Einschaltintervalls bewirkt, hängt die Impulsdauer von Änderungen in dem ausserhalb der kombinierten Einheit liegenden Teil des Emitterkreises ab. Es ändert ich nämlich nicht die Kennlinie negativen Widerstandes, sondern die Emitter-Last- kennlinie, wenn sich die Kapazität 36 auflädt bzw. entlädt. Die Schaltung nach Fig. 2 arbeitet mit der in dieser Figur dargestellten kombinierten Einheit genau so wie mit der in Fig. 1 gezeigten Einheit, nur dass im ersteren Falle die Einschaltempfir. dlichkeit verbessert ist. Die Impulsdauer ist für beide kombinierten Einheiten gleich ; sie wird somit, wie schon erwähnt, durch Änderungen der Lastkennlinie beeinflusst, wogegen die Kennlinie negativen Widerstandes im wesentlichen unverändert bleibt.
Wie nachfolgend noch beschrieben wird, bleibt anderseits, wenn die Impulsdauer durch die kombinierte Einheit anstatt durch ein äusseres Schaltelement, wie etwa durch die Kapazität 36, geregelt wird, die Lastkennlinie im wesentlichen unverändert, wogegen dann die Kennlinie negativen Widerstandes ge- ändert wird, um die Impulsdauer festzulegen.
Bei einem typischen Ausführungsbeispiel wurden die Schaltelemente bei der Anordnung nach Fig. 2 wie folgt bemessen :
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<tb>
<tb> Transistor <SEP> 10 <SEP> : <SEP> W. <SEP> E. <SEP> 1868 <SEP> a <SEP> = <SEP> 0, <SEP> 99 <SEP>
<tb> Transistor <SEP> 11 <SEP> : <SEP> W. <SEP> E. <SEP> 1853 <SEP> a <SEP> = <SEP> 0, <SEP> 99 <SEP>
<tb> Widerstand <SEP> 20 <SEP> : <SEP> eingeregelt <SEP> auf <SEP> 15 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 25 <SEP> : <SEP> 2700 <SEP> Ohm
<tb> Induktivität <SEP> 26 <SEP> : <SEP> 300 <SEP> Mikrohenry <SEP>
<tb> Widerstand <SEP> 27 <SEP> : <SEP> eingestellt <SEP> auf <SEP> 60 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 28 <SEP> : <SEP> 500 <SEP> Ohm
<tb> Kapazität <SEP> 31 <SEP> : <SEP> 0, <SEP> 01 <SEP> Mikrofarad
<tb> Widerstand <SEP> 32 <SEP> : <SEP> 20000 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 34 <SEP> : <SEP> 1000 <SEP> Ohm
<tb> Batterie <SEP> 35 <SEP> :
<SEP> 16 <SEP> Volt
<tb> Kapazität <SEP> 36 <SEP> : <SEP> 0, <SEP> 10 <SEP> Mikrofarad <SEP>
<tb> Widerstand <SEP> 37 <SEP> : <SEP> 20"0 <SEP> Ohm
<tb> Batterie <SEP> 38 <SEP> : <SEP> 16 <SEP> Volt <SEP>
<tb>
Bei den angegebenen Parametern betrug der Stromvervielfachungsfaktor der kombinierten Einheit im Zustand niedrigen Stromes 1, 03, im Zustand hohen Stromes 3 und in den Umschaltintervallen 10. Bei der angegebenen Einstellung der veränderbaren Widerstände 19 und 20 beträgt die Verlustleistung in den Transistoren 10 und 11 ungefähr 1/4 der Verlustleistung, die in diesen Transistoren auftreten würde, falls die Widerstände 19 und 20 in der Schaltung nicht wirksam wären. Mit andern Worten vermindern die veränderbaren Widerstände 19 und 20 die Verlustleistung in den Transistoren 10 und 11 erheblich.
Bei den Ausführungsformen nach den Fig. 3 und 4 wird eine Monostabilität dadurch erzielt, dass in die kombinierte Einheit ein zu Ausgleichsvorgängen befähigtes Schaltelement einbezogen wird, um einerseits bei Eintreffen eines Eingangsimpulses einen hohen resultierenden a-Wert und anderseits während des nachfolgendenAusgleichsvorganges einen zeitabhängigen Abfall des resultierenden ex-Wertes zu erzielen.
Es wird also bei den nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispielen die Monostabilität durch Anwendung eines zu Ausgleichsvorgängen befähigten Schaltelements innerhalb der kombinierten Einheit anstatt durch Anwendung eines ausserhalb der kombinierten Einheit liegenden Schaltelementes erzielt, wobei dann die Kennlinie negativen Widerstandes anstatt der Emitter-Lastkennlinie geändert wird. Bei der in Fig. 3 dargestellten Einheit ist das den Ausgleichsvorgang bewirkende Schaltelement. eine Kapazität 40, bei der inr Fig. 4 dargestellten Einheit hingegen eine Induktivität 41. Beide Schaltungen können als negative Widerstandselemente für den in Fig. 3 dargestellten monostabilen Schaltkreis verwendet werden.
Mit jeder dieser kombinierten Einheiten wird der monostabüe Schaltkreis bei Eintreffen eines Eingangsimpulses gekippt und er kehrt sodann wieder in seinen Gleichgewichtszustand zurück, sobald der resultierende a. - Wert
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der kombinierten Einheit auf einen Wert abgesunken ist, der nicht mehr zur Sättigung der Transistoren ausreicht. In diesem Falle ist ein äusseres, einen Ausgleichsvorgang bewirkendes Schaltelement, wie die Kapazität 36 in Fig. 2, nicht mehr erforderlich, weil die kombinierte Einheit selbst die Impulsdauer des monostabilen Schaltkreises festlegt.
Die kombinierte Einheit nach Fig. 3 enthält die bereits erwähnte Kapazität 40 und einen Parallelwiderstand 42, wobei diese Kombination zwischen dem Emitter 16 des Transistors 11 und der Klemme 23 eingeschaltet ist. Ferner enthält die kombinierte Einheit einen Widerstand 43, der zwischen der Basiselektrode 18 des Transistors li und der Klemme 23 liegt. Die Widerstände 43 und 42 haben die Aufgabe, den resultierenden ec-Wert im wesentlichen in gleicherweise wie die in Verbindung mit der kombinierten Einheit nach Fig. 1 bereits beschriebenen Widerstände 19 und 20 zu steuern. Wie später noch angegeben wird, ist der Widerstand 42 viel grösser als der Widerstand 4 : t, um eine Monostabilität zu gewährleisten, auf diese Weise wird nämlich im stationären Zustand ein sehr niedriger Stromverstärkungsfaktor erl ! a1- ten.
Der Eingangsimpuls wird über eine Klemme 44 und einen Kopplungskondensator 45 an die Klemme 21 der kombinierten Einheit angelegt. Die Klemme 21 ist über einen Varistor 46 und einen Widerstand 47 mit Erde verbunden. Der Klemme 29, der kombinierten Einheit ist an den Verbindungspunkt zweier Widerstände 48 und 49 angeschlossen, die seriengeschaltet zwischen dem Pluspol einer 6 V-Potentialquelle 50 und Erde liegen. Bei dem an der Basiselektrode 15wirksamen positiven Potential ist der EmitterBasis-Übergang des Transistors 10 normalerweise in Sperrichtung vorgespannt. und die kombinierte Einheit befindet sich daher im Zustand niedrigen Stromes. Die Klemme 23 der kombinierten Einheit ist einerseits mit der Ausgangsklemme 51 und anderseits über einen'Widerstand 52 mit dem Minuspol einer 16 V-Potentialquelle 53 verbunden.
Während des stationären Zustandes entspricht der resultierende a-Wert der kombinierten Einheit nach Fig. 3 ungefähr dem a-Wert des Transistors lO. und Jer gesamte Lecksirom der kombinierten Einheit ist sehr niedrig.
Die Kapazität 40 befindet sich normalerweise im entladenen Zustand, so dass der Augenblickswert der Impedanz des mit dem Emitter 16 verbundenen Kreises anfänglich relativ niedrig ist und der resui- tierende a-Wert daher hoch wird, wenn über die Klemme 44 ein Eingangsimpuls eintrifft. Hierauf wird die Kapazität 40 durch den Emitterstrom des Transistors 11 aufgeladen, wobei die wirksame Impedanz des mit dem Emitter 16 verbundenen Kreises wächst. Bei Anwachsen dieser Impedanz sinkt der resultierende a-Wert ab. Auf diese Weise vermindert sich also der resultierende a-Wert der kombinierten Eirheit mit der Zeit, wenn an die Klemme 44 ein Eingangsimpuls angelegt worden ist.
Wenn der monostabile Kreis in seinen Ruhezustand zurückkehrt, entlädt sich der Kondensator 40 über den Widerstand 42, der zusammen mit der Kapazität 40 die Rückstellzeitkonstante festlegt. Fig. 7 stellt die Än-
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Einheit wirksamen negativen Widerstandes darstellt, ist erkennbar, dass die Emitter-Lastkennlinie L während des Betriebes der Schaltung keine Änderung erfährt. Wem an den monostabilen Kreis ein Impuls angelegt wird, ändert sich der resultierende a-Wert der kombinierten Einheit von dem Noimalwert auf einen Maximalwert, wodurch der monostabile Kreis eingeschaltet wird. Es werden dabei relativ kurze Schaltzeiten bzw. Einschaltintervalle in der Grössenordnung von 0, 6 Mikrosekunden erhalten, weil der resultierende a-Wert zu Beginn des Einschaltvorganges sehr hoch ist.
Der Widerstand 43 ist gross im Vergleich zum Augenblickswert der Impedanz der Kapazität 40, um so einen hohen Anfangswert des resul-
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dargestellte Verlauf. Die Sättigung der Transistoren wird solange aufrechterhalten, wie der resultierende a-Wert hinreichend hoch ist, um eine genügende-positive Rückkopplung. zu gewährleisten ; wenn sich aber die Impedanzen in der kombinierten Einheit ändern und der resultierende a-Wert absinkt, geht die Kennliqiè negativen Widerstandes vom Kurvenverlauf M auf die gestrichelte Kurve N über, die im Punkt K asymptotisch zu deLastkennlinie L verläuft. Im Punkt K wird der resultierende (X-Wert (O : smin in Fig. 7) zu klein, um eine für die Sättigung der Transistoren ausreichende positive Rückkopplung zu gewährleisten.
Wenn dieser Zustand erreicht wird, schaltet die kombinierte Einheit ab und der Kreis kehrt in. seinen Gleichgewichtszustand zurück.
Während des Einschaltzustandes sind die beiden Transistoren 10 und 11 gesättigt und die Ausgangsklemme befindet sich sehr nahe dem Erdpotential. Die Amplitude des Ausgangsimpulses ist ungefähr
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gleich dem verfügbaren maximalen Spannungshub und die Dauer des Ausgangsimpulses hängt von der Kapazität 40 ab. Da die Beendigung des Ausgangsimpulses durch die Abnahme des resultierenden a-Wertes und nicht durch die Abnahme des Emitterstromes erfolgt, wird während der Impulsdauer ein konstanter Verbraucherstrom aufrechterhalten. Solange der resultierende ex-Wert hoch genug ist, um die Sättigung der Transistoren zu gewährleisten, ist also der Verbraucherstrom praktisch konstant. Der Ausgangsimpuls hat daher eine praktisch flache Kuppe bzw. Rechteckform.
Die in Fig. 4 dargestellte kombinierte Einheit ergibt einen ähnlicnen monostabilen Betrieb, weil sich der resultierende a-Wert in analoger Weise zeitabhängig ändert. Die in Fig. 7 gezeigte Kurve gilt für den Betrieb des monostabilen Kreises mit der induktiven kombinierten Einheit nach Fig. 4 in gleicher Weise wie für die kapazitive kombinierte Einheit nach Fig. 3.
Die induktive kombinierte Einheit enthält eine Induktivität 41 und einen Parallelwiderstand 54 ; dieser Parallelkreis ist zwischen der Basiselektrode 18 des Transistors 11 und der Klemme 23 eingeschaltet. Die Emitterelektrode 16 ist über einen Widerstand 55 mit der Klemme 23 verbunden. Die Widerstände 54 und 55 können ebenso wie die Widerstände 43 und 42 in Fig. 3 analog den Widerständen 19 und 20 in Fig. 1 veränderbar sein. Zu der Induktivität 41 ist kein Widerstand in Serie geschaltet, im während des Ruhezustandes der Schaltung eipen möglichst kleinen resultierenden ex -Wert zu erzielen.
Fast die gesamten Kollektorströme der Transistoren 10 und 11 werden nämlich über die Induktivität 41 im Nebenschluss geführt, so dass der resultierende ex-Wert der kombinierten Einheit im wesentlichen gleich dem ex-Wert des Transistors 10 ist.
Bei Eintreffen eines Eingangsimpulses bietet die Induktivität 41 zunächst eine sehr hohe Impedanz dar, so dass der resultierende ex-Wert den in Fig. 7 dargestellten Maximalwert annimmt. Sodann sinkt die Impedanz der Induktivität 41 exponentiell ab, wodurch sich der resultierende a-Wert so stark vermindert, dass er nicht mehr zur Sättigung der Transistoren ausreicht. Der resultierende ex-Wert nimmt infolge der Dämpfungswirkung des Widerstandes 54 weiter ab, bis der für den stationären Zustand geltende resultierende a-Wert erreicht wird. Es bricht dabei die Kennlinie, negativen Widerstandes zusammen, u. zw. ähnlich, wie dies vorstehend in Verbindung mit der Kennlinie der kapazitiven kombinierten Einheit an Hand von Fig 6 erläutert worden ist.
Bei typischen Ausführungsbeispielen wurden die Schaltelemente der Schaltungen nach den Fig. 3 und 4 wie folgt bemessen :
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<tb>
<tb> Transistor <SEP> 10 <SEP> : <SEP> W. <SEP> E. <SEP> 1868 <SEP> Ci <SEP> = <SEP> 0, <SEP> 99 <SEP>
<tb> Transistor <SEP> 11 <SEP> : <SEP> W. <SEP> E. <SEP> 1853 <SEP> oc <SEP> = <SEP> 0, <SEP> 99
<tb> Kapazität <SEP> 45 <SEP> : <SEP> 0, <SEP> 01 <SEP> Mikrofarad
<tb> Widerstand <SEP> 47 <SEP> : <SEP> 5000 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 48 <SEP> : <SEP> 6200 <SEP> Ohm <SEP>
<tb> Widerstand <SEP> 49 <SEP> : <SEP> 6200 <SEP> Ohm
<tb> Batterie <SEP> 50 <SEP> : <SEP> 6 <SEP> Volt
<tb> Widerstand <SEP> 43 <SEP> : <SEP> 200 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 42 <SEP> : <SEP> 2000 <SEP> Ohm
<tb> Kapazität <SEP> 40 <SEP> : <SEP> 0, <SEP> 1 <SEP> Mikrofarad
<tb> Widerstand <SEP> 52 <SEP> : <SEP> 2000 <SEP> Ohm
<tb> Batterie <SEP> 53 <SEP> :
<SEP> 16 <SEP> Volt
<tb> Induktivität <SEP> 41 <SEP> : <SEP> 5 <SEP> Millihenry
<tb> Widerstand <SEP> 54 <SEP> : <SEP> 1000 <SEP> Ohm
<tb> Widerstand <SEP> 55 <SEP> : <SEP> 20 <SEP> Ohm
<tb>
Bei dieser Bemessung der Schaltelemente ist die eingangsseitige Empfindlichkeit ungefähr 3, 5 V bei 25 C, und die Dauer der Ausgangsimpulse beträgt bei einem Verbraucherwiderstand von 500 Ohm ungefähr 25 Mikrosekunden.
Die Erfindung ist natürlich weder auf die dargestellten Schaltungen noch auf die angegebene Bemessung der einzelnen Schaltelemente beschränkt, sondern lässt verschiedene Abwandlungen zu. Beispielsweise können die kapazitiven und induktiven kombinierten Einheiten auch in einem monostabilen Schaltkreis der in Fig. 2 dargestellten Art verwendet werden.
Wenn man solche Einheiten im Schaltkreis nach Fig. 2 verwendet, dann ändert sich sowohl die Lastkennlinie als auch die Kennlinie des negativen Widerstandes und die Impulsdauer wird sowohl durch ein äusseres Schaltelement (Kapazität 36) als auch durch ein inneres Schaltelement (Kapazität 40 oder Induktivität 41) beeinflusst. Überdies kann die kapazitive
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kombinierte Einheit noch so abgeändert werden, dass sie eine mit der Basiselektrode des Transistors l ? verbundene Induktivität enthält. Eine solche abgeänderte Einheit hat dann innere Schaltelemente kapazitiver und induktiver Natur.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Dreipol-Schaltkreis mit zwei Transistoren entgegengesetzter Leitfähigkeitstype, bei dem die Basis eines jeden Transistors mit dem Kollektor des andern Transistors verbunden und ein erster Anschluss am Emitter des einen Transistors sowie ein zweiter Anschluss an der Basiselektrode des gleichen Transistors vorgesehen ist, gekennzeichnet durch eine an die Basiselektrode (18) des zweiten Transistors (11) angeschlossene erste Impedanz (19, 19' ;
43 ; 41,45) sowie durch eine an den Emitter (16) des zweiten Transistors (11) angeschlossene zweite Impedanz (20 ; 40, 42 ; 55) und durch einen dritten Anschluss (23), welcher der ersten und der zweiten Impedanz gemeinsam ist, wobei eine dieser beiden Impedanzen eine Reaktanz aufweist, so dass der Faktor der Stromvervielfachung zwischen dem ersten und dritten Anschluss innerhalb jedes Arbeitszyklus veränderlich ist.
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Three-pole circuit with two transistors and a monostable circuit built up with it
The invention relates to three-terminal transistor circuits for signal conversion and, more particularly, relates to transistor monostable circuits.
A circle is referred to as monostable if it has a state of equilibrium into which it automatically returns when it has been tipped out of this state. Transistors whose current multiplication factor is greater than 1 are well suited for use in such monostable circuits. The current multiplication factor a of a transistor is the ratio of the collector current to the emitter current of the transistor. When a relatively high impedance is connected to the base electrode of a transistor whose current multiplication factor is greater than 1, an impedance is effective at the input of the transistor which has a negative resistance range. Such circuits with a transistor and a base impedance are described, for example, in US Pat. No. 2,629,833.
As is well known, the transistors are divided into two classes, namely into so-called peak
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The multiplication factor is greater than 1 for the tip transistors, but less than 1 for the flat transistors.
The transistors of both classes are also classified according to their conductivity type; According to this classification, the NPN junction transistor, for example, is of the opposite conductivity type to the PNP junction transistor. Two junction transistors of opposite conductivity types can now be connected together in such a way that they form a combined transistor unit whose current multiplication factor is greater than 1, so that they can be used instead of tip transistors in monostable circuits. Such combined transistor units are described, for example, in U.S. Patent No. 2,655,609.
The invention generally aims to provide an improved combined transistor unit of this type, the current multiplication factor of which is greater than 1, so that it can be used as a negative resistance element in connection with a base impedance in a monostable circuit. Another general object of the invention is to achieve new and improved performance characteristics in circuits using transistors. Another object of the invention is to provide an improved regenerative pulse amplifier which, upon receipt of a distorted or attenuated pulse, provides a prescribed square pulse.
Furthermore, the invention is concerned with the tasks of creating a combined transistor unit whose current multiplication or amplification is time-dependent, controlling the pulse duration of a monostable circuit by means of a combined transistor unit, using a combined transistor unit as an energy store in a circuit of negative resistance and finally adding a combined transistor unit create whose current multiplication factor in the steady state is less than 1, but much greater than 1 in the switching intervals.
A three-pole circuit constructed according to the invention, in which the base of each transistor is connected in a known manner to the collector of the other transistor and a first connection is provided on the emitter of one transistor and a second connection is provided on the base electrode of the same transistor, is shown in essentially characterized by a connected to the base electrode of the second transistor
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closed first impedance as well as by a second impedance connected to the emitter of the second transistor and by a third connection which is common to the first and the second impedance, one of these two impedances having a reactance so that the factor of the current multiplication between the first and third connection is variable within each duty cycle.
In particular, the current multiplication factor is greater than 1 when an input pulse arrives, otherwise, i. H. in the steady state of the circuit, but less than 1.
Thus, a feature of the invention resides in the provision of two impedances which act as parts of the combined transistor unit. The two impedances have the task of regulating the resulting Ci value and reducing the leakage currents so that the permissible c values of the junction transistors that are used in the combined unit are not subject to any restrictions.
According to a further feature of the invention, such a combined unit is used as a negative resistance element in a monostable circuit.
Another feature of the invention relates to special measures in the combined transistor unit, which are aimed at reducing the switch-on intervals of the monostable circuit. The impedance which connects the output terminal of the combined transistor unit to the base electrode of the one junction transistor contains an inductance for this purpose which increases the resulting current multiplication factor of the unit during the switch-on process. The strong current gain during the switch-on process leads to relatively short switch-on intervals.
Another feature of the invention lies in the use of an energy storage element in a combined unit for the purpose of regulating the pulse duration of the monostable circuit. According to an exemplary embodiment, an inductance between the base electrode of one transistor and the output terminal is switched on as an energy storage element. In another exemplary embodiment, the energy storage element is a capacitance which lies between the emitter electrode of one transistor and the output terminal. In both exemplary embodiments, the current multiplication factor of the combined unit is high only at the beginning of the input pulse acting on the monostable circuit.
During the stationary state of the combined unit, the current multiplication factor can even be less than 1. The current multiplication factor in the equilibrium state of the combined unit is then less than 1, whereas a high current multiplication factor is effective during the switching intervals. The energy storage element of the combined unit has the effect that the current multiplication or amplification is time-dependent.
Further features and advantages of the invention emerge from the following description of exemplary embodiments with reference to the drawings.
Fig. 1 is the circuit diagram of a combined transistor unit according to the invention, Fig. 2 shows a monostable circuit designed according to the invention. 3 and 4 show further exemplary embodiments of monostable transistor circuits according to the invention. FIG. 5 is a diagram which shows the characteristic curves of negative resistance and the load characteristic curve of the emitter for the monostable circuit according to FIG. FIG. 6 shows in an analogous manner the characteristics of negative resistance and the load characteristic of the emitter for the monostable circuit according to FIG. 3. FIG. 7 shows in a diagram the change in the resulting current multiplication factor of the combined unit according to FIG. 3 when an input pulse is applied.
The three-pole switching unit shown in FIG. 1 contains two transistors 10 and 11 of opposite conductivity types. The transistor 10 is a PNP junction transistor with an emitter 13, a collector 14 and a base electrode 15, whereas the transistor 11 is an NPN junction transistor whose emitter is denoted by 16, whose collector is denoted by 17 and whose base electrode is denoted by 18. The two transistors 10 and 11, which advantageously have essentially the same characteristics, except of course the difference in polarity, are switched on between the three terminals 21, 22, 23 of the three-pole.
The emitter 13 and the base electrode 15 of the transistor 10 are connected to the terminals 21 and 22, respectively, while the emitter 16 and the base electrode 18 of the second transistor 11 are connected to the terminal 23 via variable resistors 20 and 19, respectively.
The terminals 21, 22 and 23 function as emitter, base electrode or collector of the combined transistor unit according to FIG. 1. An example of the external circuit of the three-pole terminals 21, 22, 23 is explained below with reference to FIG. The resulting current multiplication factor or the ratio of collector current (current through terminal 23) to emitter current (current through terminal 21) is greater than 1, although the current multiplication factors of transistors 10 and 11 are less than 1. The resulting current multiplication factor of the combined unit according to FIG. 1 is adjusted with the variable resistors 19 and 20.
If the resistance 19 is infinitely large
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Has value, so its circle is interrupted while the resistor 20 is equal to zero, that is, short-circuited, the emitter 16 of the NPN junction transistor 11 is functionally the collector of the combined unit. If the resistors 19 and 20 are adjusted in this way, they have no effect in the combined unit. In this adjustment of the resistors 19 and 20, the combined unit forms an equivalent for a transistor whose current multiplication factor a is given by the relationship
EMI3.1
EMI3.2
If the resistors 19 and 20 are inoperative in the circuit as described, the total leakage current of the combined unit is given by the relationship
EMI3.3
where ICO (10) and ICO (11) are the leakage currents of transistors 10 and 11, respectively.
It can be seen that the sa. Mte leakage current becomes extremely large when the current multiplication factor of transistor 11 approaches the value 1.
The two characteristic data, namely the resulting M value and the total leakage current, thus impose restrictions on the current multiplication factor of the transistor 11 if the resistors 19 and 20 are set to the values infinite and zero in the manner described. For use in monostable circuits, the resulting ex value should be between 1, 6 and 4, and the total leakage current should remain less than 1 mA. If the resulting ex-value is significantly less than 1.6, a monostable circuit containing such a combined unit can no longer be easily tipped out of its equilibrium state, and if, on the other hand, the resulting cc-value is significantly greater than 4, can tip the unit into the low current state by itself.
At
EMI3.4
The resulting ex - value is difficult to achieve because the circuit can then easily switch to the high current state by itself. Other undesirable effects of strong leakage currents are that they increase the duration of the output pulses, increase the power loss in the transistors and the associated switching elements and reduce the amplitude of the output pulses.
Therefore, if the resistors 19 and 20 in the combined transistor unit are not effective, the current multiplication factor of the transistor 11 must be restricted to a value below 0.7S.
The resistors 19 and 20, however, have the effect of regulating the resulting current multiplication factor and of reducing the total leakage current, so that the amounts of the current multiplication factors of the transistors 10 and 11 are no longer subject to any restriction.
Resistor 19 shunts part of the collector element of transistor 10 past transistor 11. The collector current of the transistor 10 namely runs via a parallel connection of two branches, one of which contains the base-emitter junction of the transistor 11 and the series-connected resistor 20 and the other the resistor 19. That part of the collector current of transistor 10 which flows via resistor 19 is not amplified by transistor 11. In addition, part of the collector current of the transistor 11 is shunted off by the resistor 19 instead of being fed to the emitter 16 of the transistor 11 for amplification.
A part of both the collector current of the transistor 10 and the collector current of the transistor 11 is thus excluded from the amplification in the transistor 11 by diversion in the shunt. The amount of these currents flowing in the shunt can be regulated with the variable resistor 19. The smaller the cons
EMI3.5
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The described shunt arrangement not only reduces the current multiplication factor of the combined unit, but also has a favorable effect on the total leakage current of the unit. A part of the leakage current both of the transistor 11 and also of the transistor 10 is namely supplied in shunt via the resistor 19 to the terminal 23 instead of being output to this terminal in an amplified form by the transistor 11.
When the combined unit is in the low current state, the effect of the resistor 19 on the resulting current multiplication factor and on the total leakage current is supported by the relatively high resistance of the emitter junction of the transistor 11. In the low current state, the resistance presented by the emitter junction of transistor 11 is high, so that a larger percentage of the collector currents of transistors 10 and 11 flows in shunt via resistor 19. If, on the other hand, the combined unit is in the high current state, then the emitter transition de, transistor 11 has a very low impedance, so that a smaller percentage of the collector currents of transistors 10 and 11 is shunted through resistor 19.
Thus, the current multiplication factor of the combined unit is small when it is in the low current state, but larger when it is in the high current state. The high impedance of the emitter junction at low current values means that the resulting current multiplication factor of the combined unit comes very close to the current multiplication factor of the PNP transistor 10.
Since the impedance of the emitter junction of the transistor 11 is very small at high current values, there is a very small impedance in the shunt to the resistor 19 in this state if the resistor 20 is set in such a way that it causes a short circuit between the emitter 16 and the terminal 23 .
The magnitude of the resulting current multiplication factor must be limited not only for the low current values but also for the high current values so that the combined unit can easily return to the low current state. The resistor 20 has the task of defining the maximum value of the resulting current multiplication factor at the high current values. Resistor 20 does this by introducing an impedance into the emitter circuit of transistor 11 which is parallel to the current path via resistor 19. A part of the collector currents of the transistors 10 and 11 therefore flows in the shunt through the resistor 19 both for the high and for the low current values.
In spite of the resistor 20, the percentage of the collector currents that flows through the resistor 19 at the high current values in the shunt is even smaller than the percentage flowing through the resistor 19 in the shunt at the low current values because the impedance of the emitter junction of the transistor 11 changes .
The resistor 20 not only defines the maximum value of the resulting current multiplication factor at the high current values, but also supports the reduction of the leakage currents. The additional impedance in the emitter circuit of the transistor 11 has the effect that a larger percentage of the collector currents of the transistors 10 and 11 flow through the resistor 19. At relatively high temperatures, the impedance presented by the emitter junctions of transistors 10 and 11 decreases. The resistor 20 thus also performs the important function of keeping the leakage currents low at relatively high ambient temperatures.
The total power loss of the combined unit is very small because of the high resistances
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de 19 and 20 are included in the combined unit, the power loss is smaller than usual for both the low current values and the high current values and during the switching intervals. This reduction in power loss is based on the fact that part of the current, the normal, wise would run over the base electrode 15 or the base electrode 18, flows in the shunt over the resistor 19.
The combined unit according to FIG. 1 can be used in a monostable circuit according to FIG. The terminals labeled 21, 22 and 23 in FIG. 2 correspond to the terminals with the same designation in FIG. 1. The combined unit, which is located between the terminals 21, 22 and 23 in FIG. 2, represents a modification of the terminal shown in FIG 1. If a combined unit according to FIG. 1 is used in the circuit according to FIG. 2, this shows a characteristic curve of negative resistance according to FIG.
The characteristic curve according to FIG. 5 has a positive resistance range H, in which only a weak current flows, a range A of negative resistance and a subsequent range D of positive resistance, in which a strong current flows. By adjusting the resistors 19 and 20, the range A of negative resistance can be changed. The circuit shown in Fig. 2 has a state of equilibrium at point G within the range H of positive resistance and weak current,
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The point G lies on the emitter-side load curve J, which intersects the characteristic curve part H at point G.
The characteristic curve with the negative resistance range differs from the characteristic curves normally achievable with transistors with negative resistance ranges in that it runs almost horizontally in region A with the weak emitter currents. The negative resistance range A is for
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evaluate has a very small current multiplication factor. The effect of the small current multiplication factor at low current values or the horizontal part of the characteristic is a reduction in the switch-on sensitivity.
As will be described below, this reduction in the switch-on sensitivity can be compensated for by using an inductive impedance 19 ′ instead of the resistor 19 in the shunt path for the collector currents of the transistors 10 and 11; a negative resistance range then results, which is indicated in FIG. 5 by the dashed curve F and the lower part of the curve A.
The combined unit according to FIG. 2 is similar to that shown in FIG. 1, only that instead of the variable resistor 19, a variable circuit labeled 19 ′ is provided. The base electrode 18 of the transistor 11 is connected to the terminal 23 via an inductance 26 and a variable resistor 27. The series circuit of inductance 26 and effective resistor 27 is bridged by a resistor 28. The inductance 26 improves the switch-on sensitivity by making the resulting current multiplication factor relatively high during the switch-on process.
During the switch-on process, the inductance 26 represents a high impedance, so that a significantly larger percentage of the collector currents of the transistors 10 and 11 is amplified in the transistor 11 and therefore only a weak input current is required to flip the monostable circuit. As soon as the switch-on process has subsided, the inductance 26 again presents a low impedance, so that a larger percentage of the collector currents is shunted past the transistor 11. In this way, the inductance 26 brings about an increase in the resulting M value of the unit during the tilting switch-on process and thereby reduces the switch-on interval.
It is important to make the current multiplication factor of the combined unit relatively high during the start-up operations by the time interval that is required. in order to tip the combined unit out of the equilibrium state of low current, to shorten it. The resistor 28 serves the dual purpose of damping the switch-on processes which occur at the inductance 26 and to limit the resulting current multiplication factor during the switch-on processes. This latter precaution is necessary so that the monostable circuit does not become so sensitive that it is already in the event of a fault. inductions is tilted. In the stationary state of the unit, the inductance 26 does not influence the stiom multiplication factor, since it is only effective during the switch-on processes.
The monostable circuit according to FIG. 2 is toggled by an input pulse which is applied via an input terminal 30 and a coupling capacitor 31 to terminal 21 of the combined unit. The terminal 21 is also connected to a bias circuit which normally holds the emitter 13 with respect to the base electrode 15 at a negative potential. Of the. The function of varistor 33 is to create a low impedance path for the emitter current and to divert negative input pulses to ground; resistor 34 forms part of the bias circuit of the combined unit. This bias circuit also includes a 16 volt potential source 35 which is connected to earth via a resistor 32, terminal 21, varistor 33, resistor 34 and base resistor 25.
The emitter 13 of the transistor 10 is normally biased in the reverse direction with respect to the base electrode 15 of the transistor 10 due to the direct current flowing through the varistor 33.
Before the monostable circuit tilts, the output potential at terminal 39 is equal to -16 V and the potential of capacitance 36 is approximately -2.5 V. Output terminal 39 is connected to terminal 23 of the combined unit, which in turn is connected via a resistor 37 is connected to a 16 V potential source 38. When the circle is tilted, the emitter potential drops so that the varistor 33 is biased in the forward direction and the capacitance 36 can be charged. This is thus charged via the varistor 33, the combined transistor unit and the resistor 37 from the source 38. When the circle is tilted, the load characteristic line assumes position B shown in dashed lines in FIG.
The characteristic curve B runs essentially horizontally because the varistor 33 and the capacitance initially offer only a negligibly small resistance to the emitter current. As the capacitance 36 charges, the current across the emitter 13 decreases exponentially over time until it is no longer sufficient to keep the combined unit in the high current state. As indicated in FIG. 5, the load characteristic shifts from position B to position J during the charging of the capacitance. It passes through the intermediate layers labeled C, E and I.
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When the characteristic curve reaches position I, the current suddenly drops and the potential rises until point G is reached. The potential of the capacitance 26 thus rises again to -2.5V, which value is determined by the bias circuit already described. In this way, the current through the combined unit is suddenly blocked, with the capacitance 36 discharging until the emitter potential assumes the original value corresponding to point G in FIG. The pulse duration is essentially determined by the capacitance 36 and by the consumer connected to the output terminal 39, the pulse duration decreasing as the load increases.
Apart from the fact that the inductance 26 causes a reduction in the switch-on interval, the pulse duration depends on changes in the part of the emitter circuit which is outside the combined unit. Namely, it does not change the characteristic curve of negative resistance, but rather the emitter-load characteristic curve when the capacitance 36 is charged or discharged. The circuit according to FIG. 2 works with the combined unit shown in this figure in exactly the same way as with the unit shown in FIG. 1, except that in the former case the switch-on receiver. diness is improved. The pulse duration is the same for both combined units; As already mentioned, it is thus influenced by changes in the load characteristic, whereas the characteristic of negative resistance remains essentially unchanged.
As will be described below, on the other hand, if the pulse duration is controlled by the combined unit instead of by an external switching element such as capacitance 36, the load characteristic remains essentially unchanged, whereas the characteristic of negative resistance is then changed by determine the pulse duration.
In a typical embodiment, the switching elements in the arrangement according to FIG. 2 were dimensioned as follows:
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<tb>
<tb> Transistor <SEP> 10 <SEP>: <SEP> W. <SEP> E. <SEP> 1868 <SEP> a <SEP> = <SEP> 0, <SEP> 99 <SEP>
<tb> Transistor <SEP> 11 <SEP>: <SEP> W. <SEP> E. <SEP> 1853 <SEP> a <SEP> = <SEP> 0, <SEP> 99 <SEP>
<tb> Resistance <SEP> 20 <SEP>: <SEP> adjusted <SEP> to <SEP> 15 <SEP> Ohm
<tb> Resistance <SEP> 25 <SEP>: <SEP> 2700 <SEP> Ohm
<tb> Inductance <SEP> 26 <SEP>: <SEP> 300 <SEP> microhenry <SEP>
<tb> Resistance <SEP> 27 <SEP>: <SEP> set <SEP> to <SEP> 60 <SEP> Ohm
<tb> Resistance <SEP> 28 <SEP>: <SEP> 500 <SEP> Ohm
<tb> Capacity <SEP> 31 <SEP>: <SEP> 0, <SEP> 01 <SEP> microfarad
<tb> Resistance <SEP> 32 <SEP>: <SEP> 20000 <SEP> Ohm
<tb> Resistance <SEP> 34 <SEP>: <SEP> 1000 <SEP> Ohm
<tb> battery <SEP> 35 <SEP>:
<SEP> 16 <SEP> volts
<tb> Capacity <SEP> 36 <SEP>: <SEP> 0, <SEP> 10 <SEP> Microfarad <SEP>
<tb> Resistance <SEP> 37 <SEP>: <SEP> 20 "0 <SEP> Ohm
<tb> Battery <SEP> 38 <SEP>: <SEP> 16 <SEP> Volt <SEP>
<tb>
With the specified parameters, the current multiplication factor of the combined unit in the low current state was 1.03, in the high current state 3 and in the switching intervals 10.With the specified setting of the variable resistors 19 and 20, the power loss in the transistors 10 and 11 is approximately 1 / 4 of the power loss that would occur in these transistors if resistors 19 and 20 were not effective in the circuit. In other words, the variable resistors 19 and 20 reduce the power loss in the transistors 10 and 11 considerably.
In the embodiments according to FIGS. 3 and 4, monostability is achieved in that a switching element capable of compensating processes is included in the combined unit in order, on the one hand, to achieve a high resulting a-value when an input pulse arrives and, on the other hand, to a time-dependent decrease in the value during the subsequent compensating process to achieve the resulting ex value.
In the exemplary embodiments described below, monostability is achieved by using a switching element capable of compensating processes within the combined unit instead of using a switching element located outside the combined unit, with the negative resistance characteristic then being changed instead of the emitter-load characteristic. In the unit shown in FIG. 3, the switching element which effects the compensation process is. a capacitance 40, whereas in the unit shown in FIG. 4 there is an inductance 41. Both circuits can be used as negative resistance elements for the monostable circuit shown in FIG.
With each of these combined units, the monostable circuit is flipped when an input pulse arrives and it then returns to its equilibrium state as soon as the resulting a. - Value
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of the combined unit has dropped to a value that is no longer sufficient to saturate the transistors. In this case, an external switching element which effects a compensation process, such as the capacitance 36 in FIG. 2, is no longer required because the combined unit itself determines the pulse duration of the monostable circuit.
The combined unit according to FIG. 3 contains the already mentioned capacitance 40 and a parallel resistor 42, this combination between the emitter 16 of the transistor 11 and the terminal 23 being switched on. Furthermore, the combined unit contains a resistor 43 which is located between the base electrode 18 of the transistor 1 1 and the terminal 23. The resistors 43 and 42 have the task of controlling the resulting ec value essentially in the same way as the resistors 19 and 20 already described in connection with the combined unit according to FIG. As will be indicated later, the resistor 42 is much larger than the resistor 4: t in order to ensure monostability, in this way a very low current gain factor is obtained in the steady state! a1- th.
The input pulse is applied to terminal 21 of the combined unit via a terminal 44 and a coupling capacitor 45. Terminal 21 is connected to ground via a varistor 46 and a resistor 47. Terminal 29 of the combined unit is connected to the junction of two resistors 48 and 49, which are connected in series between the positive pole of a 6 V potential source 50 and earth. At the positive potential effective at the base electrode 15, the emitter-base junction of the transistor 10 is normally reverse biased. and the combined unit is therefore in the low current state. The terminal 23 of the combined unit is connected on the one hand to the output terminal 51 and on the other hand via a resistor 52 to the negative pole of a 16 V potential source 53.
During the steady state, the resulting a-value of the combined unit according to FIG. 3 corresponds approximately to the a-value of the transistor 10. and the total leakage rate of the combined unit is very low.
The capacitance 40 is normally in the discharged state, so that the instantaneous value of the impedance of the circuit connected to the emitter 16 is initially relatively low and the resulting a value therefore becomes high when an input pulse arrives via the terminal 44. The capacitance 40 is then charged by the emitter current of the transistor 11, the effective impedance of the circuit connected to the emitter 16 increasing. When this impedance increases, the resulting a-value decreases. In this way, the resulting a-value of the combined unit decreases over time when an input pulse has been applied to terminal 44.
When the monostable circuit returns to its quiescent state, the capacitor 40 discharges through the resistor 42, which together with the capacitance 40 defines the reset time constant. Fig. 7 represents the change
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Represents the unit of effective negative resistance, it can be seen that the emitter load characteristic curve L does not change during the operation of the circuit. If a pulse is applied to the monostable circuit, the resulting a-value of the combined unit changes from the nominal value to a maximum value, whereby the monostable circuit is switched on. Relatively short switching times or switch-on intervals in the order of magnitude of 0.6 microseconds are obtained because the resulting a value at the beginning of the switch-on process is very high.
The resistance 43 is large compared to the instantaneous value of the impedance of the capacitance 40, in order to achieve a high initial value of the resulting
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shown course. The saturation of the transistors is maintained as long as the resulting a-value is high enough to have a sufficient positive feedback. to guarantee ; However, if the impedances in the combined unit change and the resulting a-value falls, the characteristic of negative resistance changes from curve M to dashed curve N, which runs asymptotically to load characteristic L at point K. At point K, the resulting (X value (O: smin in FIG. 7) becomes too small to ensure a positive feedback sufficient for the saturation of the transistors.
When this state is reached, the combined unit switches off and the circle returns to its equilibrium state.
During the switched-on state, the two transistors 10 and 11 are saturated and the output terminal is very close to ground potential. The amplitude of the output pulse is approximate
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equal to the maximum available voltage swing and the duration of the output pulse depends on the capacitance 40. Since the output pulse is terminated by the decrease in the resulting a value and not by the decrease in the emitter current, a constant consumer current is maintained during the pulse duration. As long as the resulting ex value is high enough to ensure the saturation of the transistors, the consumer current is practically constant. The output pulse therefore has a practically flat dome or rectangular shape.
The combined unit shown in FIG. 4 results in a similar monostable operation because the resulting a value changes in an analogous manner as a function of time. The curve shown in FIG. 7 applies to the operation of the monostable circuit with the inductive combined unit according to FIG. 4 in the same way as for the capacitive combined unit according to FIG. 3.
The inductive combined unit includes an inductor 41 and a parallel resistor 54; this parallel circuit is connected between the base electrode 18 of the transistor 11 and the terminal 23. The emitter electrode 16 is connected to the terminal 23 via a resistor 55. The resistors 54 and 55, like the resistors 43 and 42 in FIG. 3, can be changed analogously to the resistors 19 and 20 in FIG. No resistor is connected in series with the inductance 41 in order to achieve the smallest possible resulting ex value during the idle state of the circuit.
Almost all of the collector currents of the transistors 10 and 11 are shunted via the inductance 41, so that the resulting ex value of the combined unit is essentially equal to the ex value of the transistor 10.
When an input pulse arrives, the inductance 41 initially presents a very high impedance, so that the resulting ex value assumes the maximum value shown in FIG. 7. The impedance of the inductance 41 then drops exponentially, as a result of which the resulting a-value is reduced so much that it is no longer sufficient to saturate the transistors. The resulting ex value continues to decrease as a result of the damping effect of the resistor 54 until the resulting a value applicable for the steady state is reached. It breaks down the characteristic curve, negative resistance, u. alternatively similar to that which has been explained above in connection with the characteristic curve of the capacitive combined unit with reference to FIG.
In typical exemplary embodiments, the switching elements of the circuits according to FIGS. 3 and 4 were dimensioned as follows:
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<tb>
<tb> Transistor <SEP> 10 <SEP>: <SEP> W. <SEP> E. <SEP> 1868 <SEP> Ci <SEP> = <SEP> 0, <SEP> 99 <SEP>
<tb> Transistor <SEP> 11 <SEP>: <SEP> W. <SEP> E. <SEP> 1853 <SEP> oc <SEP> = <SEP> 0, <SEP> 99
<tb> Capacity <SEP> 45 <SEP>: <SEP> 0, <SEP> 01 <SEP> microfarad
<tb> Resistance <SEP> 47 <SEP>: <SEP> 5000 <SEP> Ohm
<tb> Resistance <SEP> 48 <SEP>: <SEP> 6200 <SEP> Ohm <SEP>
<tb> Resistance <SEP> 49 <SEP>: <SEP> 6200 <SEP> Ohm
<tb> Battery <SEP> 50 <SEP>: <SEP> 6 <SEP> volts
<tb> Resistance <SEP> 43 <SEP>: <SEP> 200 <SEP> Ohm
<tb> Resistance <SEP> 42 <SEP>: <SEP> 2000 <SEP> Ohm
<tb> Capacity <SEP> 40 <SEP>: <SEP> 0, <SEP> 1 <SEP> microfarad
<tb> Resistance <SEP> 52 <SEP>: <SEP> 2000 <SEP> Ohm
<tb> battery <SEP> 53 <SEP>:
<SEP> 16 <SEP> volts
<tb> Inductance <SEP> 41 <SEP>: <SEP> 5 <SEP> Millihenry
<tb> Resistance <SEP> 54 <SEP>: <SEP> 1000 <SEP> Ohm
<tb> Resistance <SEP> 55 <SEP>: <SEP> 20 <SEP> Ohm
<tb>
With this dimensioning of the switching elements, the sensitivity on the input side is approximately 3.5 V at 25 C, and the duration of the output pulses is approximately 25 microseconds with a load resistance of 500 ohms.
The invention is of course not limited to the circuits shown or to the specified dimensioning of the individual switching elements, but allows various modifications. For example, the capacitive and inductive combined units can also be used in a monostable circuit of the type shown in FIG.
If such units are used in the circuit according to FIG. 2, then both the load characteristic and the characteristic of the negative resistance change and the pulse duration is determined by both an outer switching element (capacitance 36) and an inner switching element (capacitance 40 or inductance 41 ) influences. In addition, the capacitive
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combined unit can be modified so that it is one with the base electrode of the transistor l? contains connected inductance. Such a modified unit then has internal switching elements of a capacitive and inductive nature.
PATENT CLAIMS:
1. Three-pole circuit with two transistors of opposite conductivity type, in which the base of each transistor is connected to the collector of the other transistor and a first connection is provided on the emitter of one transistor and a second connection is provided on the base electrode of the same transistor, characterized by a first impedance (19, 19 ') connected to the base electrode (18) of the second transistor (11);
43; 41, 45) and by a second impedance (20; 40, 42; 55) connected to the emitter (16) of the second transistor (11) and by a third connection (23) which is common to the first and second impedances, wherein one of these two impedances has a reactance so that the factor of the current multiplication between the first and third terminal is variable within each duty cycle.