WO2016031108A1 - Ｆｍｃｗレーダー - Google Patents

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嘉史 細川
今関　勲
長曽　洋一
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株式会社ソシオネクスト
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    • H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means

Definitions

  • the present invention relates to an FMCW (Frequency-Modulated-Continuous Wave) radar.
  • FMCW Frequency-Modulated-Continuous Wave
  • FMCW radar is known as a radar for distance measurement.
  • the FMCW radar continuously transmits a signal whose frequency changes with time and receives a reflected wave from a target.
  • the distance to the target and the moving speed of the target can be measured by analyzing the reflected wave.
  • Such a radar has a transmission system and a reception system, but a signal leaks from the transmission system to the reception system, thereby reducing the measurement accuracy. In particular, as the circuit becomes smaller, the distance between the transmission system and the reception system becomes closer, and the influence of the leakage signal becomes remarkable.
  • an FM signal is supplied on the receiving side via a delay device having the same delay time as a leakage signal from a transmission system to a reception system, and this is supplied to a mixer to thereby apply a leakage signal to a direct current.
  • the leakage signal is attempted to be canceled by converting the component into a component and further removing the DC component (see Patent Document 1).
  • the leakage signal Since the amplitude and phase of the leakage signal from the transmission system to the reception system actually change as the transmission frequency changes, the leakage signal remains as an AC signal having the same period as the period at which the transmission frequency changes. Therefore, the leakage signal cannot be completely canceled by the DC component removal circuit. In addition, since the low frequency component near the direct current is actually removed when removing the direct current component, there is a problem that the measurement accuracy particularly at a short distance is lowered.
  • the object of the present invention is to effectively suppress a decrease in measurement accuracy due to a leakage signal even if the distance between the transmission system and the reception system is close, and in particular, even if the amplitude and phase of the leakage signal change due to a change in transmission frequency.
  • An object is to provide an FMCW radar capable of measuring a distance including a distance with high accuracy.
  • an FMCW radar includes a means for generating a frequency-modulated transmission signal, a means for transmitting a transmission signal, a reception means for receiving a reflected wave based on the transmission signal, and a reception signal.
  • a configuration comprising adjustment means for adjusting the amplitude and phase of a cancel signal for canceling a leakage signal therein according to a change in the frequency of the transmission signal, and superimposing means for superimposing the cancel signal on the reception signal so as to cancel the leakage signal Adopted.
  • the amplitude and phase of the cancel signal for canceling the leak signal in the received signal are adjusted according to the change in the frequency of the transmit signal, the leak signal even if the distance between the transmit system and the receive system is short
  • an FMCW radar that can effectively suppress a decrease in measurement accuracy due to the above, and can measure a distance including a short distance with high accuracy even when the amplitude and phase of a leakage signal change due to a change in transmission frequency.
  • FIG. 1 is a block diagram of an FMCW radar according to an embodiment of the present invention.
  • the FMCW radar shown in FIG. 1 adjusts the amplitude and phase of a cancel signal that cancels a leakage signal (clutter signal) from the transmission system to the reception system in accordance with a change in the frequency of the transmission signal.
  • CLK local oscillator
  • LO local oscillator
  • ATT / LPF low pass filters
  • PA power amplifier
  • Transmit antenna 116 Transmit antenna 116
  • the CLK110 generates a reference signal for generating a transmission signal.
  • the first ATT / LPF 112 supplies the I and Q separated reference signals to the first mixer 114
  • the second ATT / LPF 113 supplies the I and Q separated reference signals to the IMR & CLC circuit 123 and the IF mixer 124, respectively.
  • the LO 111 supplies a local oscillation signal subjected to frequency modulation to the first and second mixers 114 and 122, and sequentially supplies frequency information FI indicating the frequency every time during the frequency sweep to the DSP 130.
  • the first mixer 114 generates a frequency-modulated transmission signal by frequency-converting the reference signal into an RF signal based on the local oscillation signal subjected to frequency modulation.
  • the PA 115 amplifies the RF signal from the first mixer 114, and transmits the frequency-modulated transmission signal to the transmission antenna 116.
  • the transmitting antenna 116 radiates electromagnetic waves toward the target.
  • the reception antenna 120 receives a reflected wave from the target based on the frequency-modulated transmission signal and receives a leaked clutter signal from the transmission antenna 116.
  • the input of the HYB circuit 117 is capacitively coupled to the output of the PA 115, and the HYB circuit 117 separates the transmission signal, which is a single signal, into an I signal and a Q signal having a phase difference of 90 degrees.
  • the RFPS circuit 118 adjusts the amplitude of each of the I signal and the Q signal supplied from the HYB circuit 117 in accordance with the first adjustment value ADJ1 supplied from the DSP 130 in accordance with the frequency information FI. And a cancel signal having the opposite phase to the above.
  • the amplitude and phase of the cancel signal are adjusted so as to have the same amplitude and opposite phase for each frequency with respect to the clutter signal.
  • the output of the RFPS circuit 118 is connected to the input of the LNA 121, and a cancel signal is superimposed on the received signal so as to cancel the clutter signal.
  • the LNA 121 amplifies a reception signal including a clutter signal that may partially remain.
  • the second mixer 122 frequency-converts the received signal into an IF signal separated into I and Q based on the local oscillation signal subjected to frequency modulation.
  • the IMR & CLC circuit 123 exhibits an image rejection function and generates a cancellation signal having a phase opposite to that of the clutter signal according to the second adjustment value ADJ2 supplied from the DSP 130 according to the frequency information FI.
  • a cancel signal is superimposed on the received signal so as to cancel the signal.
  • the IF mixer 124 frequency-converts the received signal from which the clutter signal has been removed by frequency conversion.
  • the first and second ADCs 125 and 126 convert the I and Q separated outputs of the IF mixer 124 into digital signals, respectively, and pass them to the DSP 130.
  • the DSP 130 calculates the distance to the target and the moving speed of the target by analyzing the reflected wave from the target based on the outputs of the first and second ADCs 125 and 126.
  • the DSP 130 executes the operation in the calibration mode prior to the above normal operation.
  • the setting of the first adjustment value ADJ1 that minimizes the input level to the DSP 130 in a state where no reflected wave is input by the target is stored as a correction value in the memory in the DSP 130.
  • This correction value corresponds to the frequency information FI sent from the LO 111 at this time.
  • the RFPS circuit 118 can be appropriately adjusted using the first adjustment value ADJ1 obtained from the correction value in the memory. Calibration may be performed not only at the initial stage but also periodically / irregularly.
  • the correction value may be acquired only for some points with respect to the change of the transmission frequency, and the correction value may be obtained by interpolation (for example, linearly) between them.
  • a result obtained by calculating (for example, moving average) a calibration result that is performed a plurality of times at regular or irregular intervals may be used as a correction value.
  • the calibration mode operation for the RFPS circuit 118 is performed first (there is no cancel signal output from the IMR & CLC circuit 123 at this time)
  • a calibration operation related to the IMR & CLC circuit 123 is performed (at this time, the RFPS circuit 118 outputs a cancel signal corresponding to the first adjustment value ADJ1 obtained in the calibration mode operation performed earlier).
  • the IMR & CLC circuit 123 can cancel the clutter signal that could not be suppressed by the RFPS circuit 118.
  • FIG. 2 shows a detailed configuration example of the RFPS circuit 118 in FIG.
  • the RFPS circuit 118 shown in FIG. 2 includes two baluns (BLN) 201 and 202 on the input side, two variable gain amplifiers (VGA) 203 and 204, and one balun (BLN) 205 on the output side. .
  • the two BLNs 201 and 202 respectively convert the I signal and Q signal, which are single signals, into differential signals.
  • One VGA 203 amplifies the differential I signal
  • the other VGA 204 amplifies the differential Q signal.
  • the amplitudes of the outputs of both the VGAs 203 and 204 are adjusted according to the first adjustment value ADJ1, respectively.
  • ADJ1 the first adjustment value
  • FIG. 3 shows a detailed configuration example of the CLC unit in the IMR & CLC circuit 123 in FIG. 3 includes an operational amplifier 210 that operates as an inverting amplifier, a first input resistor Rin1, a second input resistor Rin2, and a feedback resistor Rf, and synthesizes signals at a virtual ground point. is there.
  • the second input resistor Rin2 is variable, and the amplitude of the cancel signal I and the amplitude of the cancel signal Q are adjusted by adjusting the resistance value according to the second adjustment value ADJ2.
  • a cancel signal I + Q having the same amplitude and opposite phase as the clutter signal is generated.
  • the RFPS circuit 118 and the IMR & CLC circuit 123 can adjust the amplitude and phase of the cancel signal only by adjusting only the amplitude of each of the I signal and the Q signal, which is advantageous in that the circuit scale can be reduced. .
  • the RFPS circuit 118 and the IMR & CLC circuit 123 in FIG. 1 may be mounted. Since the RFPS circuit 118 is closer to the receiving antenna 120, the effect of canceling the clutter signal is higher, and the power input to the LNA 121 and the second mixer 122 is reduced, so that the distortion characteristics can be relaxed, but the IMR & CLC circuit 123 Since this is in the low frequency region, there is an advantage that cancellation control is easier.
  • the output of the RFPS circuit 118 may be changed so as to be connected between the LNA 121 and the second mixer 122.
  • CLK 110 may be swept in frequency.
  • the frequency information FI of the LO 111 but the frequency information of the CLK 110 is supplied to the DSP 130, and the DSP 130 supplies the adjustment values ADJ1 and ADJ2 according to this frequency information.
  • FIG. 5 is a block diagram of the FMCW radar according to the modification of FIG. 1 and shows an example in which I and Q are not separated.
  • the IMR & CLC circuit 123 in FIG. 1 is a simple CLC circuit 123 in FIG. In the configuration of FIG. 5, the ATT / LPFs 112 and 113 and the HYB circuit 117 in FIG.
  • all circuits except the transmitting antenna 116 and the receiving antenna 120 can have a one-chip configuration.
  • the FMCW radar according to the present invention updates the cancel signal in accordance with the change in the transmission frequency so that the cancel signal follows the change in the clutter signal. Even if the distance is short, it is possible to suppress a decrease in measurement accuracy.
  • Reference signal generator (CLK) 111 Local oscillator (LO) 112,113 Attenuator / Low-pass filter (ATT / LPF) 114 Mixer 115 Power amplifier (PA) 116 Transmitting antenna 117 Hybrid (HYB) circuit 118 RF phase shift (RFPS) circuit 120 Receiving antenna 121 Low noise amplifier (LNA) 122 Mixer 123 Image Rejection & Clutter Cancel (IMR & CLC) Circuit 124 IF Mixer 125, 126 Analog to Digital Converter (ADC) 130 Digital Signal Processor (DSP) 201, 202, 205 Balun (BLN) 203,204 Variable Gain Amplifier (VGA) 210 Operational Amplifiers ADJ1, ADJ2 Adjustment Value FI Frequency Information

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Abstract

　ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダーに、周波数変調された送信信号を生成する手段（１１０～１１４）と、送信信号を送出する手段（１１５）と、送信信号に基づく反射波を受信する受信手段（１２１，１２２）と、受信信号中の漏れ信号を打ち消すキャンセル信号の振幅及び位相を送信信号の周波数の変化に応じて調整する調整手段（１３０）と、漏れ信号を打ち消すようにキャンセル信号を受信信号に重畳する重畳手段（１１８，１２３）とを設ける。

Description

ＦＭＣＷレーダー
　本発明は、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダーに関するものである。
　距離測定用のレーダーとして、ＦＭＣＷレーダーが知られている。ＦＭＣＷレーダーは、時間とともに周波数が変化する信号を連続的に送出し、目標物からの反射波を受信する。反射波の解析によって、目標物までの距離や目標物の移動速度を測定することができる。このようなレーダーは送信系と受信系とを有するが、送信系から受信系への信号の漏れが発生し、これによって測定精度が下がる。特に回路の小型化につれて、送信系と受信系との距離が近くなり、漏れ信号の影響が顕著となっている。
　ある従来技術によれば、送信系から受信系への漏れ信号と同じだけの遅延時間を持つ遅延器を介して受信側にてＦＭ信号を供給し、これをミキサに与えることによって漏れ信号を直流成分へ変換し、更に直流成分を除去することによって漏れ信号を打ち消そうとしている（特許文献１参照）。
特開平１１－１８３６００号公報
　送信系から受信系への漏れ信号の振幅及び位相は実際には送信周波数の変化につれて変化するため、上記従来技術では、送信周波数が変化する周期と同じ周期を持った交流信号として漏れ信号が残留するので、直流成分除去回路では漏れ信号を完全には打ち消すことができない。また、直流成分除去の際に実際には直流近辺の低周波成分も除去されるため、特に近距離の測定精度が落ちる難点もあった。
　本発明の目的は、送信系と受信系との距離が近くても漏れ信号による測定精度の低下を効果的に抑制し、特に送信周波数の変化によって漏れ信号の振幅及び位相が変化しても近距離を含めた距離を高精度で測定できるＦＭＣＷレーダーを提供することにある。
　上記目的を達成するため、本発明に係るＦＭＣＷレーダーは、周波数変調された送信信号を生成する手段と、送信信号を送出する手段と、送信信号に基づく反射波を受信する受信手段と、受信信号中の漏れ信号を打ち消すキャンセル信号の振幅及び位相を送信信号の周波数の変化に応じて調整する調整手段と、漏れ信号を打ち消すようにキャンセル信号を受信信号に重畳する重畳手段とを備えた構成を採用したものである。
　本発明によれば、受信信号中の漏れ信号を打ち消すキャンセル信号の振幅及び位相を送信信号の周波数変化に応じて調整することとしたので、送信系と受信系との距離が近くても漏れ信号による測定精度の低下を効果的に抑制し、特に送信周波数の変化によって漏れ信号の振幅及び位相が変化しても近距離を含めた距離を高精度で測定できるＦＭＣＷレーダーを提供することができる。
本発明の実施形態に係るＦＭＣＷレーダーのブロック図である。 図１中のＲＦＰＳ回路の詳細構成例を示すブロック図である。 図１中のＩＭＲ＆ＣＬＣ回路のうちのＣＬＣ部の詳細構成例を示すブロック図である。 図３のＣＬＣ部の動作を説明するためのベクトル図である。 図１の変形例に係るＦＭＣＷレーダーのブロック図である。
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
　図１は、本発明の実施形態に係るＦＭＣＷレーダーのブロック図である。図１のＦＭＣＷレーダーは、送信系から受信系への漏れ信号（クラッタ信号）を打ち消すキャンセル信号の振幅及び位相を送信信号の周波数変化に応じて調整することとしたものであって、基準信号発生器（ＣＬＫ）１１０と、局部発振器（ＬＯ）１１１と、第１及び第２の減衰器／ローパスフィルタ（ＡＴＴ／ＬＰＦ）１１２，１１３と、第１のミキサ１１４と、電力増幅器（ＰＡ）１１５と、送信アンテナ１１６と、ハイブリッド（ＨＹＢ）回路１１７と、ＲＦ位相シフト（ＲＦＰＳ）回路１１８と、受信アンテナ１２０と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２１と、第２のミキサ１２２と、イメージリジェクション＆クラッタキャンセル（ＩＭＲ＆ＣＬＣ）回路１２３と、ＩＦミキサ１２４と、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１２５，１２６と、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１３０とを備えている。
　ＣＬＫ１１０は、送信信号を生成するための基準信号を発生する。第１のＡＴＴ／ＬＰＦ１１２はＩ、Ｑ分離された基準信号を第１のミキサ１１４へ、第２のＡＴＴ／ＬＰＦ１１３はＩ、Ｑ分離された基準信号をＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３及びＩＦミキサ１２４へそれぞれ供給する。ＬＯ１１１は、周波数変調がかかった局部発振信号を第１及び第２のミキサ１１４，１２２へ供給するとともに、周波数掃引中の時々刻々の周波数を示す周波数情報ＦＩをＤＳＰ１３０へ逐次供給する。第１のミキサ１１４は、周波数変調がかかった局部発振信号をもとに基準信号をＲＦ信号に周波数変換することで、周波数変調された送信信号を生成する。ＰＡ１１５は、第１のミキサ１１４からのＲＦ信号を増幅することで、周波数変調された送信信号を送信アンテナ１１６へ送出する。送信アンテナ１１６は、目標物へ向けて電磁波を放射する。
　受信アンテナ１２０は、周波数変調された送信信号に基づく目標物からの反射波を受信するとともに、送信アンテナ１１６から漏えいしたクラッタ信号を受ける。一方、ＨＹＢ回路１１７の入力はＰＡ１１５の出力に容量結合されており、ＨＹＢ回路１１７は、シングル信号である送信信号を、９０度の位相差を持つＩ信号及びＱ信号に分離する。ＲＦＰＳ回路１１８は、周波数情報ＦＩに応じてＤＳＰ１３０から供給された第１の調整値ＡＤＪ１に応じて、ＨＹＢ回路１１７から供給されたＩ信号及びＱ信号の各々の振幅を調整することにより、クラッタ信号と逆位相のキャンセル信号を生成する。つまり、キャンセル信号の振幅及び位相は、クラッタ信号に対して各周波数ごとに同振幅かつ逆位相となるように調整されている。そして、ＲＦＰＳ回路１１８の出力はＬＮＡ１２１の入力に接続されており、クラッタ信号を打ち消すようにキャンセル信号が受信信号に重畳される。
　ＬＮＡ１２１は、一部残留することがあるクラッタ信号を含んだ受信信号を増幅する。第２のミキサ１２２は、周波数変調がかかった局部発振信号をもとに受信信号を、Ｉ、Ｑ分離されたＩＦ信号に周波数変換する。ＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３は、イメージリジェクション機能を発揮するとともに、周波数情報ＦＩに応じてＤＳＰ１３０から供給された第２の調整値ＡＤＪ２に応じて、クラッタ信号と逆位相のキャンセル信号を生成して、クラッタ信号を打ち消すようにキャンセル信号を受信信号に重畳する。ＩＦミキサ１２４は、周波数変換により、クラッタ信号を除去した受信信号を周波数変換する。第１及び第２のＡＤＣ１２５，１２６は、ＩＦミキサ１２４のＩ、Ｑ分離された出力をそれぞれデジタル信号に変換してＤＳＰ１３０に渡す。ＤＳＰ１３０は、第１及び第２のＡＤＣ１２５，１２６の出力をもとに、目標物からの反射波の解析によって、目標物までの距離や目標物の移動速度を算出する。
　ＤＳＰ１３０は、以上の通常動作に先立ってキャリブレーションモードの動作を実行する。例えば、ＲＦＰＳ回路１１８に関するキャリブレーションモードでは、目標物による反射波の入力が無い状態でＤＳＰ１３０への入力レベルが最小となる第１の調整値ＡＤＪ１の設定を、ＤＳＰ１３０内のメモリに補正値として記憶する。この補正値は、この時点でＬＯ１１１から送られる周波数情報ＦＩに対応している。通常動作時にはメモリ内の補正値から得た第１の調整値ＡＤＪ１により、ＲＦＰＳ回路１１８の適切な調整を行うことができる。キャリブレーションは初期時だけでなく、定期的／不定期的に再度行ってもよい。補正値は送信周波数の変化に対していくつかのポイントだけ取得しておき、その間については（例えば線形）補間して補正値を得てもよい。定期的／不定期的に複数回行ったキャリブレーション結果を演算（例えば移動平均化）した結果を補正値としてもよい。以上は、ＲＦＰＳ回路１１８だけでなく、ＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３でも同様である。また、ＲＦＰＳ回路１１８とＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３との両方でクラッタ信号の抑圧を行う場合には、初めにＲＦＰＳ回路１１８に関するキャリブレーションモードの動作を行い（このときＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３のキャンセル信号出力は無し）、次にＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３に関するキャリブレーション動作を行う（このときＲＦＰＳ回路１１８は先に行ったキャリブレーションモード動作で得られた第１の調整値ＡＤＪ１に応じたキャンセル信号を出力している）。こうすることで、ＲＦＰＳ回路１１８で抑圧しきれなかったクラッタ信号をＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３で打ち消すことができる。
　図２は、図１中のＲＦＰＳ回路１１８の詳細構成例を示している。図２のＲＦＰＳ回路１１８は、入力側の２つのバラン（ＢＬＮ）２０１，２０２と、２つの可変利得増幅器（ＶＧＡ）２０３，２０４と、出力側の１つのバラン（ＢＬＮ）２０５とを備えている。２つのＢＬＮ２０１，２０２は、各々シングル信号であるＩ信号及びＱ信号をそれぞれ差動信号に変換する。そして、一方のＶＧＡ２０３は差動のＩ信号を増幅し、他方のＶＧＡ２０４は差動のＱ信号を増幅する。この際、両ＶＧＡ２０３，２０４の出力の振幅が、第１の調整値ＡＤＪ１に応じてそれぞれ調整される。これらの増幅されたＩ、Ｑ信号が最後にＢＬＮ２０５を通過する際に重ね合わされて、１つの出力信号が得られる。なお、バランと差動信号の可変利得増幅器とを用いた構成としたが、バランを用いないでシングル信号の可変利得増幅器を用いた構成としてもよい。
　図３は、図１中のＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３のうちのＣＬＣ部の詳細構成例を示している。図３のＣＬＣ部は、反転増幅器として動作する演算増幅器２１０と、第１の入力抵抗Ｒｉｎ１と、第２の入力抵抗Ｒｉｎ２と、帰還抵抗Ｒｆとを備え、仮想接地点にて信号合成する構成である。第２の入力抵抗Ｒｉｎ２は可変であり、その抵抗値を第２の調整値ＡＤＪ２に応じて調整することにより、キャンセル信号Ｉの振幅及びキャンセル信号Ｑの振幅をそれぞれ調整している。このようにキャンセル信号Ｉ及びキャンセル信号Ｑの各々の振幅を調整することにより、図４に示すように、クラッタ信号と同振幅かつ逆位相のキャンセル信号Ｉ＋Ｑを生成するのである。
　以上のとおり、図１の構成によれば、送信周波数の変化によってクラッタ信号の振幅及び位相が変化しても、近距離を含めた距離の測定精度の低下を抑制できる。しかも、ＲＦＰＳ回路１１８及びＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３では、それぞれＩ信号及びＱ信号の各々の振幅のみを調整するだけでキャンセル信号の振幅及び位相を調整することができるので、回路規模が縮小できて好都合である。
　なお、図１中のＲＦＰＳ回路１１８及びＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３のうち、いずれか一方のみを実装することとしてもよい。ＲＦＰＳ回路１１８の方が受信アンテナ１２０に近いためクラッタ信号のキャンセル効果がより高く、ＬＮＡ１２１と第２のミキサ１２２とに入力する電力が低減するので歪特性を緩和することができるが、ＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３の方が低周波領域であるためキャンセルの制御がより容易であるというメリットがある。ＲＦＰＳ回路１１８の出力を、ＬＮＡ１２１と第２のミキサ１２２との間に接続するように変更してもよい。
　ＬＯ１１１に代わってＣＬＫ１１０が周波数掃引するようにしてもよい。その場合にはＬＯ１１１の周波数情報ＦＩではなく、ＣＬＫ１１０の周波数情報をＤＳＰ１３０へ供給し、ＤＳＰ１３０はこの周波数情報に応じて調整値ＡＤＪ１，ＡＤＪ２を供給する。
　図５は、図１の変形例に係るＦＭＣＷレーダーのブロック図であって、Ｉ、Ｑ分離しない例を示している。図１中のＩＭＲ＆ＣＬＣ回路１２３は、図５では単なるＣＬＣ回路１２３となっている。また、図５の構成では、図１中のＡＴＴ／ＬＰＦ１１２，１１３と、ＨＹＢ回路１１７とが不要になる。
　なお、図１及び図５の構成のいずれでも、送信アンテナ１１６及び受信アンテナ１２０を除く全回路をワンチップ構成とすることができる。
　以上説明してきたとおり、本発明に係るＦＭＣＷレーダーは、送信周波数の変化に応じてキャンセル信号を更新することにより、キャンセル信号をクラッタ信号の変化に追従させることとしたので、送信系と受信系との距離が近くても測定精度の低下を抑制できて有用である。
１１０　基準信号発生器（ＣＬＫ）
１１１　局部発振器（ＬＯ）
１１２，１１３　減衰器／ローパスフィルタ（ＡＴＴ／ＬＰＦ）
１１４　ミキサ
１１５　電力増幅器（ＰＡ）
１１６　送信アンテナ
１１７　ハイブリッド（ＨＹＢ）回路
１１８　ＲＦ位相シフト（ＲＦＰＳ）回路
１２０　受信アンテナ
１２１　低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１２２　ミキサ
１２３　イメージリジェクション＆クラッタキャンセル（ＩＭＲ＆ＣＬＣ）回路
１２４　ＩＦミキサ
１２５，１２６　アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）
１３０　デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
２０１，２０２，２０５　バラン（ＢＬＮ）
２０３，２０４　可変利得増幅器（ＶＧＡ）
２１０　演算増幅器
ＡＤＪ１，ＡＤＪ２　調整値
ＦＩ　周波数情報

Claims (10)

  1. 　周波数変調された送信信号を生成する手段と、
    　前記送信信号を送出する手段と、
    　前記送信信号に基づく反射波を受信する受信手段と、
    　受信信号中の漏れ信号を打ち消すキャンセル信号の振幅及び位相を前記送信信号の周波数の変化に応じて調整する調整手段と、
    　前記漏れ信号を打ち消すように前記キャンセル信号を前記受信信号に重畳する重畳手段とを備えたＦＭＣＷレーダー。
  2. 　請求項１記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　前記受信手段は低雑音増幅器を有し、前記重畳手段は前記低雑音増幅器の前段で前記重畳を行うＦＭＣＷレーダー。
  3. 　請求項１記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　前記受信手段は周波数変換のためのミキサを有し、前記重畳手段は前記ミキサの後段で前記重畳を行うＦＭＣＷレーダー。
  4. 　請求項１記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　前記受信手段は低雑音増幅器と周波数変換のためのミキサとを有し、前記重畳手段は前記低雑音増幅器と前記ミキサとの間で前記重畳を行うＦＭＣＷレーダー。
  5. 　請求項１記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　前記調整手段は、９０度の位相差を持つようにＩ、Ｑ分離されたキャンセル信号の各々の振幅を調整するＦＭＣＷレーダー。
  6. 　請求項１記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　前記調整手段は、予め取得した補正データをもとに前記送信信号の周波数の変化に同期して前記キャンセル信号を更新するＦＭＣＷレーダー。
  7. 　請求項６記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　前記調整手段は、予め取得した前記補正データを線形補間して、前記キャンセル信号の更新に用いる補正データを作成するＦＭＣＷレーダー。
  8. 　請求項６記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　前記調整手段は、予め取得した前記補正データを平均化して、前記キャンセル信号の更新に用いる補正データを作成するＦＭＣＷレーダー。
  9. 　請求項６記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　前記調整手段は、前記補正データを定期的に取得するＦＭＣＷレーダー。
  10. 　請求項１記載のＦＭＣＷレーダーにおいて、
    　全回路がワンチップで構成されたＦＭＣＷレーダー。
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