WO2014181569A1 - アンテナ装置 - Google Patents

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WO2014181569A1
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resonance circuit
low frequency
resonance
variable
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PCT/JP2014/055350
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尾仲　健吾
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株式会社村田製作所
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    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
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    • H01Q5/328—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors between a radiating element and ground
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    • H01Q5/357—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using a single feed point
    • H01Q5/364—Creating multiple current paths
    • H01Q5/371—Branching current paths
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H03H7/40—Automatic matching of load impedance to source impedance

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device that operates in at least two frequency bands on the low frequency side and a high frequency band having a higher frequency.
  • Patent Document 1 discloses a multiband antenna device. This antenna device has a reactance variable part and a matching part. The reactance variable unit is connected in series to the radiating element, and the matching unit is shunt-connected between the feeding circuit and the reactance variable unit. Both the reactance variable section and the matching section are configured by a parallel resonant circuit of an inductor and a capacitor.
  • Impedance matching is performed by the matching unit.
  • the radiating element in one band selected from a plurality of operating bands (bands) by changing the resonance frequency of the reactance variable unit.
  • the return loss of the radiating element becomes large, and it is difficult to perform an efficient operation.
  • the resonance frequency of the reactance variable unit is changed in order to switch the low frequency band. And that influence reaches the high frequency band. Thereby, the impedance matching in a high frequency band may collapse.
  • An object of the present invention is to provide an antenna device capable of continuing operation in a high frequency band even when a low frequency band is switched.
  • a radiating element operating in a first low frequency band, a second low frequency band higher than the first low frequency band, and a high frequency band higher than the second low frequency band;
  • a ground conductor ;
  • a variable resonance circuit inserted between a feeding point of the radiating element and the ground conductor and capable of switching between at least two first resonance characteristics and second resonance characteristics;
  • the variable resonance circuit When the variable resonance circuit is in an open state where it is not inserted between the feeding point and the ground conductor, the input impedance of the radiating element is lower than 50 ⁇ in the first low frequency band and is capacitive.
  • variable resonance circuit When the variable resonance circuit exhibits the first resonance characteristic, the variable resonance circuit is inductive in the first low frequency band, and the impedance of the variable resonance circuit in the high frequency band is the first resonance frequency. Higher than the impedance of the variable resonant circuit in the low frequency band of When the variable resonance circuit exhibits the second resonance characteristic, the variable resonance circuit is capacitive in the second low frequency band, and the impedance of the variable resonance circuit in the high frequency band is the second resonance frequency. An antenna device higher than the impedance of the variable resonance circuit in the low frequency band is provided.
  • variable resonance circuit When the variable resonance circuit exhibits the first resonance characteristic, impedance matching is improved in the first low frequency band. When the variable resonance circuit exhibits the second resonance characteristic, impedance matching is improved in the second low frequency band. In any state, the impedance matching state in the high frequency band can be maintained.
  • the input impedance of the radiating element when the variable resonance circuit exhibits the first resonance characteristic is 50 ⁇ than the input impedance of the radiating element in the open state.
  • the input impedance of the radiating element when the variable resonant circuit exhibits the second resonance characteristic is 50 ⁇ than the input impedance of the radiating element in the open state. It is preferable to have a close configuration.
  • the return loss of the radiating element in the high frequency band is greater than the return loss of the radiating element in the first low frequency band and the second low frequency band.
  • a small configuration is preferable.
  • the impedance matching be taken without inserting the variable resonance circuit.
  • the first low frequency band ranges from 704 MHz to 787 MHz
  • the second low frequency band ranges from 824 MHz to 960 MHz
  • the high frequency band ranges from 1710 MHz to 2690 MHz. It is a range.
  • the variable resonance circuit is A first resonance circuit exhibiting the first resonance characteristic; A second resonance circuit exhibiting the second resonance characteristic; A switch that switches between a state in which the first resonance circuit is inserted and a state in which the second resonance circuit is inserted between a feeding point of the radiating element and the ground conductor; Is possible.
  • One of the first resonance circuit and the second resonance circuit is constituted by an LC series resonance circuit, and the other is constituted by an LC series resonance circuit or an LC parallel resonance circuit.
  • the variable resonance circuit includes an inductor and a variable capacitor connected in series with each other, and the first resonance characteristic and the second resonance characteristic are switched by changing the capacitance of the variable capacitor. It is also possible.
  • a sensor for detecting an approach of an object that affects a radiation characteristic of the radiation element It is good also as a structure which has a control circuit which changes the capacitance of the said variable capacitor based on the detection result of the said sensor.
  • a configuration having a matching transformer inserted between the radiating element and the feeding point may be employed.
  • variable resonance circuit When the variable resonance circuit exhibits the first resonance characteristic, impedance matching is improved in the first low frequency band. When the variable resonance circuit exhibits the second resonance characteristic, impedance matching is improved in the second low frequency band. In any state, the impedance matching state in the high frequency band can be maintained.
  • FIGS. 1A is an equivalent circuit diagram of the antenna device to be evaluated, and FIGS. 1B and 1C are a graph and an admittance chart showing measurement results of the frequency characteristics of the return loss of the antenna device of FIG. 1A, respectively.
  • 2A is an equivalent circuit diagram of the antenna device to be evaluated, and FIGS. 2B and 2C are a graph and an admittance chart showing measurement results of frequency characteristics of the return loss of the antenna device of FIG. 2A, respectively.
  • 3A is an equivalent circuit diagram of the antenna device to be evaluated, and FIGS. 3B and 3C are a graph and an admittance chart showing measurement results of the frequency characteristics of the return loss of the antenna device of FIG. 3A, respectively.
  • 4A is an equivalent circuit diagram of the antenna device to be evaluated, and FIGS.
  • FIG. 4B and 4C are a graph and an admittance chart showing measurement results of the frequency characteristics of the return loss of the antenna device of FIG. 4A, respectively.
  • FIG. 5A is an equivalent circuit diagram of the antenna device to be evaluated
  • FIGS. 5B and 5C are a graph and an admittance chart showing measurement results of the frequency characteristics of the return loss of the antenna device of FIG. 5A, respectively.
  • 6A is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the first embodiment
  • FIGS. 6B and 6C are equivalent circuit diagrams of an LC series resonance circuit and an LC parallel resonance circuit applied to the variable resonance circuit, respectively. These are a Smith chart which shows the input impedance of the antenna apparatus by Example 1.
  • FIG. 7A to 7D are graphs showing examples of resonance characteristics of the variable resonance circuit.
  • FIG. 8 is a perspective view of the antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a plan view of a variable resonance circuit of the antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the second embodiment.
  • FIG. 11A and FIG. 11B are a graph and an admittance chart showing the simulation results of the frequency characteristics of the return loss in the state where the variable resonance circuit is not inserted, respectively.
  • FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the second embodiment in a state where the first resonance circuit is shunt-connected.
  • 13A and 13B are a graph and an admittance chart showing simulation results of the frequency characteristics of the return loss in the state shown in FIG. 12, respectively.
  • FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the second embodiment in a state where the first resonance circuit is shunt-connected.
  • 13A and 13B are a graph and an admittance chart showing simulation results of the frequency characteristics of the return loss in the state shown in FIG
  • FIG. 14 is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the second embodiment in a state where the second resonance circuit is shunt-connected.
  • FIG. 15A and FIG. 15B are a graph and an admittance chart showing simulation results of the frequency characteristics of the return loss in the state shown in FIG.
  • FIG. 16A is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the third embodiment
  • FIG. 16B is an antenna device equivalent circuit diagram according to a modification of the third embodiment.
  • FIG. 17 is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the third embodiment in a state where the first resonance circuit is shunt-connected.
  • 18A and 18B are a graph and a admittance chart showing the simulation result of the frequency characteristics of the return loss in the state shown in FIG. 17, respectively.
  • FIG. 17 is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the third embodiment in a state where the first resonance circuit is shunt-connected.
  • 18A and 18B are a graph and a admittance chart showing the simulation result of the frequency characteristics of the return
  • FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 20 is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 21A is an equivalent circuit diagram of an antenna device according to a reference example, and FIGS. 21B and 21C are a graph and an admittance chart showing simulation results of frequency characteristics of the return loss of the antenna device shown in FIG. 21A, respectively.
  • 22A is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the reference example, and FIGS. 22B and 22C are a graph and an admittance chart showing the simulation result of the frequency characteristics of the return loss of the antenna device shown in FIG. 22A, respectively.
  • 23A is an equivalent circuit diagram of an antenna device according to a reference example, and FIGS.
  • FIGS. 23B and 23C are a graph and an admittance chart showing simulation results of frequency characteristics of return loss of the antenna device shown in FIG. 23A, respectively.
  • 24A is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the fifth embodiment in a state where the variable resonance circuit is not shunt-connected
  • FIGS. 24B and 24C are graphs of the frequency characteristics of the return loss of the antenna device shown in FIG. 24A, respectively. It is the graph which shows a simulation result, and an admittance chart.
  • 25A is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the fifth embodiment in a state where the variable resonance circuit is an inductance.
  • FIGS. 25B and 25C are simulation results of the frequency characteristics of the return loss of the antenna device shown in FIG. 25A, respectively.
  • FIG. 26A is an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the fifth embodiment in a state where the variable resonance circuit is an inductance.
  • FIGS. 26B and 26C are simulation results of the frequency characteristics of the return loss of the antenna device shown in FIG. 26A, respectively. It is the graph which shows, and an admittance chart.
  • the multiband antenna device in order to evaluate the influence of the switching of the band in the low frequency band on the high frequency band, various antenna devices were manufactured and the antenna characteristics were measured. Hereinafter, the results of this evaluation experiment will be described before describing the examples.
  • FIG. 1A shows an equivalent circuit diagram of the antenna device to be evaluated.
  • High frequency power is supplied from the power feeding circuit 31 to the radiating element 30.
  • a branched monopole antenna was employed as the radiating element 30 as the radiating element 30, a branched monopole antenna was employed. This branched monopole antenna is designed so that matching can be achieved without a matching circuit in a high frequency band.
  • FIG. 1B shows the measurement result of the frequency characteristics of the return loss of the radiating element 30.
  • the horizontal axis represents frequency in the unit “MHz”, and the vertical axis represents return loss.
  • One scale on the vertical axis corresponds to 5 dB.
  • the numbers with circles shown in FIG. 1B indicate the lower limit frequency and the upper limit frequency of the operating frequency band.
  • Point 1 and point 2 indicate the frequencies 704 MHz and 784 MHz, respectively, and correspond to the lower limit frequency and the upper limit frequency of the band including the band 17 and the band 13.
  • Points 3 and 4 indicate 824 MHz and 960 MHz, respectively, and correspond to the lower limit frequency and the upper limit frequency of the band including band 5 and band 8.
  • Points 5 and 6 indicate frequencies 1710 MHz and 2170 MHz, respectively, and correspond to the lower limit frequency and the upper limit frequency of the band including band 1 and band 3.
  • a band from 704 MHz to 784 MHz including the band 17 and the band 13 is referred to as a “first low frequency band”, and a band from 824 MHz to 960 MHz including the band 5 and the band 8 is referred to as a “second frequency band”.
  • the band from 1710 MHz to 2170 MHz including band 1 and band 3 is referred to as a “high frequency band”. It can be seen that the return loss is small and matching is achieved in the high frequency band.
  • FIG. 1C shows a locus on the admittance chart of the input impedance of the radiating element 30.
  • a constant conductance circle 32 and a constant susceptance circle 33 are drawn.
  • the upper half region of the admittance chart corresponds to inductive impedance, and the lower half corresponds to capacitive impedance.
  • a constant resistance circle 34 of 50 ⁇ is shown.
  • the inside of the constant resistance circle 34 corresponds to an input impedance larger than 50 ⁇ , and the outside of the constant resistance circle 34 corresponds to an input impedance smaller than 50 ⁇ .
  • the input impedance in the first low frequency band 35 is smaller than 50 ⁇ and is capacitive.
  • the input impedance in the second low frequency band 36 is less than 50 ⁇ and is inductive.
  • the locus of input impedance in the high frequency band is located near the center of the admittance chart. That is, impedance matching is taken in the high frequency band.
  • a shunt inductor 40 is connected between the feeding point 38 of the radiating element 30 and the ground.
  • the shunt inductor 40 has an inductance of 6.8 nH.
  • FIG. 2B shows the measurement result of the frequency characteristics of the return loss of the radiating element 30 shown in FIG. 2A
  • FIG. 2C shows the locus on the admittance chart of the input impedance of the radiating element 30 shown in FIG. 2A.
  • the return loss in the high frequency band 37 is larger than that when the shunt inductor 40 is not connected, but is kept at a sufficiently small value. For this reason, even if the shunt inductor 40 is connected, the operation in the high frequency band 37 is possible. This is because the impedance of the shunt inductor 40 becomes sufficiently large in the high frequency band 37.
  • a shunt capacitor 41 is connected between the feeding point 38 of the radiating element 30 and the ground.
  • the capacitance of the shunt capacitor 41 is 2 pF.
  • FIG. 3B shows the measurement result of the frequency characteristics of the return loss of the radiating element 30 shown in FIG. 3A
  • FIG. 3C shows the locus on the admittance chart of the input impedance of the radiating element 30 shown in FIG. 3A.
  • the impedance of the shunt capacitor 41 approaches zero. That is, the state is almost the same as the state where the feeding point 38 is grounded. For this reason, in the high frequency band 37, the input impedance of the radiation element 30 becomes remarkably small (in the admittance chart, a point indicating the input impedance approaches the outer peripheral line). Since impedance matching in the high frequency band 37 is lost, the return loss increases as shown in FIG. 3B.
  • the antenna apparatus shown in FIGS. 2A to 2C was operable in both the first low frequency band 35 and the high frequency band 37.
  • the antenna apparatus shown in FIGS. 3A to 3C can operate in the second low frequency band 36 but is difficult to operate in the high frequency band 37.
  • the LC series resonance circuit 42 is shunt-connected between the feeding point 38 of the radiating element 30 and the ground.
  • the inductance of the LC series resonant circuit 42 is 18 nH, and the capacitance is 3.2 pF.
  • the LC series resonance circuit 42 is equivalent to an inductance of 6.8 nH at about 740 MHz which is the center frequency of the first low frequency band 35. That is, at 740 MHz, the antenna device of FIG. 4A is equivalent to the antenna device of FIG. 2A.
  • the reactance of the LC series resonance circuit 42 is larger than the reactance at 740 MHz in a frequency band higher than 740 MHz.
  • FIG. 4B shows the measurement result of the frequency characteristics of the return loss of the radiating element 30 shown in FIG. 4A
  • FIG. 4C shows the locus on the admittance chart of the input impedance of the radiating element 30 shown in FIG. 4A. Since the LC series resonance circuit 42 shunt-connected to the feeding point 38 of the radiating element 30 exhibits inductive impedance at a frequency higher than the first low frequency band 35, the point indicating the input impedance at each frequency is As indicated by the arrow, the susceptance moves along the constant conductance circle 32 in the direction of decreasing. For this reason, the input impedance in the first low frequency band 35 approaches 50 ⁇ (approaches the center of the admittance chart). Thereby, as shown in FIG. 4B, the return loss in the first low frequency band 35 is reduced.
  • the impedance of the LC series resonance circuit 42 is larger than the impedance of the shunt inductor 40 shown in FIG. 2A. For this reason, the impedance matching collapse in the high frequency band 37 is lighter than that of the antenna apparatus shown in FIG. 2A. For this reason, a sufficiently small return loss is maintained in the high frequency band 37.
  • the shunt inductor 40 FIG. 2A
  • the LC series resonance circuit 42 By replacing the shunt inductor 40 (FIG. 2A) with the LC series resonance circuit 42, the deterioration of the antenna characteristics in the high frequency band 37 can be reduced.
  • an LC series resonance circuit 43 is shunt-connected between the feeding point 38 of the radiating element 30 and the ground.
  • the inductance of the LC series resonance circuit 43 is 18 nH, and the capacitance is 0.8 pF.
  • the LC series resonance circuit 43 exhibits a capacitance of 2 pF at about 880 MHz which is the center frequency of the second low frequency band 36. That is, at 880 MHz, the antenna device of FIG. 5A is equivalent to the antenna device of FIG. 3A.
  • the impedance of the LC series resonance circuit 43 becomes inductive in a frequency range higher than the resonance frequency 1326 MHz.
  • FIG. 5B shows the measurement result of the frequency characteristics of the return loss of the radiating element 30 shown in FIG. 5A
  • FIG. 5C shows the locus on the admittance chart of the input impedance of the radiating element 30 shown in FIG. 5A. Since the LC series resonance circuit 43 shunt-connected to the feeding point 38 of the radiating element 30 exhibits capacitive impedance in the second low frequency band 36, the point indicating the input impedance at each frequency is in the constant conductance circle 32. Along the direction along which the susceptance increases. For this reason, the input impedance in the second low frequency band 36 approaches 50 ⁇ (approaches the center of the admittance chart). Thereby, as shown in FIG. 5B, the return loss in the second low frequency band 36 is reduced.
  • the impedance of the shunt capacitor 41 of the antenna device of FIG. 3A approaches 0, but the LC series resonance circuit 43 of the antenna device of FIG. 5A exhibits inductive impedance at a frequency equal to or higher than the resonance frequency. As the value increases, the impedance increases. In the high frequency band 37, the LC series resonance circuit 43 exhibits a sufficiently large impedance, so that the matching condition in the high frequency band 37 is not significantly broken. For this reason, the antenna apparatus shown in FIG. 5A can also operate in the high frequency band 37.
  • the operating frequency band of the antenna device is switched between the first low frequency band 35 and the second low frequency band 36. In either case of switching to the first low frequency band 35 or the second low frequency band 36, the operation in the high frequency band is possible.
  • FIG. 6A shows an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the first embodiment.
  • the feeding circuit 31 supplies high-frequency power to the feeding point 38 of the radiating element 30.
  • This antenna device is designed to operate in a first low frequency band (for example, 704 MHz to 784 MHz), a second low frequency band (824 MHz to 960 MHz), and a high frequency band (1710 MHz to 2170 MHz).
  • a variable resonance circuit 50 is inserted (shunted) between the feeding point 38 and the ground.
  • the variable resonance circuit 50 can switch the resonance characteristics between at least two first resonance characteristics and second resonance characteristics.
  • the variable resonance circuit 50 includes a first resonance circuit 51 that exhibits first resonance characteristics, a second resonance circuit 52 that exhibits second resonance characteristics, and a switch 53.
  • the switch 53 for example, a single pole double throw switch (SPDT switch) is used. The switch 53 switches between a state in which the first resonance circuit 51 is inserted and a state in which the second resonance circuit 52 is inserted between the feeding point 38 and the ground.
  • SPDT switch single pole double throw switch
  • One of the first resonance circuit 51 and the second resonance circuit 52 is configured by the LC series resonance circuit shown in FIG. 6B, and the other is the LC series resonance circuit shown in FIG. 6B or the LC parallel resonance shown in FIG. 6C. It consists of a circuit.
  • the input impedance of the radiating element 30 will be described with reference to the Smith chart (impedance chart) shown in FIG. 6D.
  • the input impedance of the radiating element 30 is lower than 50 ⁇ in the first low frequency band 35 and is capacitive. That is, the point indicating the input impedance of the radiating element 30 is located outside the 50 ⁇ constant resistance circle 56 and in the lower half of the Smith chart. For example, the point indicating the input impedance of the radiating element 30 in the first low-frequency band 35 is located in the region 57 shown in FIG. 6D.
  • the input impedance of the radiating element 30 When the variable resonance circuit 50 is in an open state where it is not inserted between the feeding point 38 and the ground, the input impedance of the radiating element 30 is lower than 50 ⁇ in the second low frequency band 36 and is capacitive. That is, the point indicating the input impedance of the radiating element 30 is located outside the 50 ⁇ constant resistance circle 56 and in the upper half region of the Smith chart. For example, the point indicating the input impedance of the radiating element 30 in the second low frequency band 36 is located in the region 58 shown in FIG. 6D.
  • the input impedance of the radiating element 30 is closer to 50 ⁇ than the input impedance in the first low frequency band 35 and the second low frequency band 36.
  • the point indicating the input impedance in the high frequency band 37 of the radiating element 30 is located in a region closer to the center 55 of the Smith chart than the regions 57 and 58 illustrated in FIG. 6D.
  • the point indicating the input impedance in the high frequency band 37 is located in a region 59 including the center 55.
  • FIG. 7A and 7B show an example of the resonance characteristics of the first resonance circuit 51 (FIG. 6A).
  • the horizontal axis represents frequency, the vertical axis represents reactance, and the origin corresponds to the resonance frequency.
  • the resonance characteristics shown in FIG. 7A are realized by an LC series resonance circuit (FIG. 6B), and the resonance characteristics shown in FIG. 7B are realized by an LC parallel resonance circuit (FIG. 6C).
  • the first resonant circuit 51 exhibits inductive impedance in the first low frequency band 35 and exhibits higher impedance in the high frequency band 37 than the impedance in the first low frequency band 35.
  • the input impedance of the radiating element 30 approaches the center 55 from the region 57 (FIG. 6D). For this reason, impedance matching can be improved in the first low frequency band 35. In the high frequency band 37, since the first resonance circuit 51 exhibits a large impedance, the impedance matching state is maintained.
  • the resonance frequency is lower than the first low frequency band 35 as shown in FIG. 7A.
  • the impedance in the high frequency band 37 is always higher than the impedance in the first low frequency band 35.
  • the resonance frequency is higher than that of the first low frequency band 35 as shown in FIG. 7B.
  • the impedance gradually approaches 0 ⁇ as the frequency increases.
  • the first frequency is set so that the resonance frequency is located in the vicinity of the high frequency band 37 or inside the high frequency band 37.
  • a resonant circuit 51 is designed.
  • FIG. 7C shows an example of the resonance characteristics of the second resonance circuit 52.
  • the horizontal axis represents frequency, the vertical axis represents reactance, and the origin corresponds to the resonance frequency.
  • the resonance characteristics shown in FIG. 7C are realized by an LC series resonance circuit (FIG. 6B).
  • the second resonant circuit 52 exhibits capacitive impedance in the second low frequency band 36 and exhibits higher impedance in the high frequency band 37 than in the second low frequency band 36.
  • the input impedance of the radiating element 30 approaches the center 55 from the region 58 (FIG. 6D). For this reason, impedance matching can be improved in the second low frequency band 36. In the high frequency band 37, since the second resonance circuit 52 exhibits a large impedance, the impedance matching state is maintained.
  • FIG. 7D shows the resonance characteristics of the LC parallel resonance circuit.
  • the resonant frequency In order for the LC parallel resonant circuit to be capacitive in the second low frequency band 36, the resonant frequency must be lower than that of the second low frequency band 36. At this time, in the frequency band higher than the second low frequency band 36, the impedance of the LC parallel resonant circuit approaches 0 ⁇ than the impedance in the second low frequency band 36. For this reason, in the high frequency band 37, the condition that the impedance is higher than the impedance in the second low frequency band 36 cannot be satisfied. Therefore, the second resonance circuit 52 cannot be configured with an LC parallel resonance circuit.
  • the antenna device when the first resonance circuit 51 is selected by the switch 53, the antenna device is in a state where impedance matching is achieved in the first low frequency band 35 and the high frequency band 37.
  • the antenna device When the second resonance circuit 52 is selected by the switch 53, the antenna device is in a state where impedance matching is achieved in the second low frequency band 36 and the high frequency band 37.
  • FIG. 8 shows a schematic perspective view of the antenna device according to the first embodiment.
  • This antenna device is mounted on, for example, a portable wireless terminal.
  • the radiating element 30 is disposed in the vicinity of one edge of the rectangular ground conductor 60.
  • a substrate for forming the ground conductor 60 for example, a dielectric substrate such as glass epoxy is used. Conductive films are formed on both surfaces of the dielectric substrate, and the conductive films on both surfaces are connected to each other through a plurality of through holes formed in the dielectric substrate.
  • This conductive film constitutes the ground conductor 60.
  • ABS resin is used for the dielectric carrier for forming the radiating element 30.
  • the radiation element 30 includes a high-frequency radiation element 30A and a low-frequency radiation element 30B.
  • the radiating element 30 has a branched monopole antenna structure.
  • another antenna that operates in a plurality of bands of a low frequency band and a high frequency band may be used.
  • a variable resonance circuit 50 is disposed in the vicinity of the feeding point 38 of the radiating element 30.
  • the low-frequency radiating element 30B is preferably extended in a direction away from the ground conductor 60, and the length thereof is preferably 1 ⁇ 4 of the wavelength of the operating frequency.
  • the low-frequency radiating element 30 ⁇ / b> B is often disposed along one edge of the ground conductor 60.
  • the stray capacitance between the low-frequency radiating element 30B and the ground conductor 60 increases. For this reason, input impedance becomes small in a low frequency band, and it becomes difficult to perform impedance matching without a matching circuit.
  • the high-frequency radiating element 30A is shorter than the low-frequency radiating element 30B, it is easy to obtain impedance matching without a matching circuit.
  • impedance matching is performed in the first low frequency band or the second low frequency band by shunt connection of the variable resonance circuit 50.
  • impedance matching is performed without a matching circuit.
  • FIG. 9 shows a plan view of the variable resonance circuit 50.
  • the feed point 38 of the radiating element 30 is connected to one of the first resonance circuit 51 and the second resonance circuit 52 by a switch 53 (FIG. 6A).
  • the first transmission line 61 connects the first resonance circuit 51 and the ground point 65.
  • the second transmission line 62 connects the second resonance circuit 52 and the ground point 65.
  • the ground point 65 is connected to a conductive film (ground conductor) on the back surface through a through hole formed in the dielectric substrate.
  • the second transmission line 62 connected to the second resonance circuit 52 has a structure equivalent to an open stub.
  • the first transmission line 61 connected to the first resonance circuit 51 has a structure equivalent to an open stub.
  • these stub-like patterns extend from the ground point 65, the antenna characteristics are not easily affected by unnecessary resonance caused by the stub-like patterns.
  • variable resonance circuit 50 is arranged between the vicinity of the feeding point 38 having a relatively low potential compared to the middle of the radiating element 30 in the length direction and the ground. For this reason, it is possible to prevent an excessively high voltage from being applied to the inductor, capacitor, switch, and the like that constitute the variable resonance circuit 50.
  • FIG. 10 shows an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the second embodiment.
  • the first resonance circuit 51 (FIG. 6A) according to the first embodiment is configured by a parallel resonance circuit of a 6.7 nH inductor and a 1.2 pF capacitor
  • the second resonance circuit 52 ( FIG. 6A) is composed of a series resonant circuit of an 18 nH inductor and a 0.8 pF capacitor.
  • FIG. 11A shows a simulation result of the frequency characteristics of the return loss of the radiating element 30 when the variable resonance circuit 50 is not inserted between the feeding point 38 and the ground.
  • the impedance is not matched when the variable resonance circuit 50 (FIG. 10) is not inserted, so that the return loss is large.
  • the high frequency band 37 since impedance matching is achieved even when the variable resonance circuit 50 (FIG. 10) is not inserted, the return loss is sufficiently small.
  • FIG. 11B shows a locus on the admittance chart of the input impedance of the radiating element 30 in the open state.
  • Points 1 and 2 indicate the lower limit value and the upper limit value of the frequency of the first low frequency band 35, respectively.
  • Points 3 and 4 indicate the lower limit value and the upper limit value of the frequency of the second low frequency band 36, respectively.
  • Points 5 and 6 indicate a lower limit value and an upper limit value of the frequency of the high frequency band 37, respectively.
  • the input impedance of the radiating element 30 is greater than 50 ⁇ and is capacitive.
  • the input impedance of the radiating element 30 is simply referred to as “input impedance”.
  • the input impedance in the second low frequency band 36 is less than 50 ⁇ and is inductive.
  • the input impedance in the high frequency band 37 is closer to 50 ⁇ (center of the admittance chart) than the input impedance in the first low frequency band 35 and the second low frequency band 36.
  • the point corresponding to the input impedance moves on the admittance chart along the constant conductance circle 32 in a direction in which the susceptance decreases, as indicated by an arrow 71. Thereby, the input impedance in the first low frequency band 35 can be brought close to 50 ⁇ .
  • the point corresponding to the input impedance moves on the admittance chart along the constant conductance circle 32 in the direction of increasing the susceptance as indicated by an arrow 72.
  • the input impedance in the second low frequency band 36 can be close to 50 ⁇ .
  • the simulation result of the return loss when the first resonance circuit 51 is inserted between the feeding point 38 and the ground by the switch 53, and the locus of the input impedance on the admittance chart are shown in FIGS. 13A and 13B, respectively.
  • the first resonance circuit 51 exhibits inductive impedance in the first low frequency band 35.
  • the point indicating the input impedance in the first low frequency band 35 moves in the direction of the arrow 71. That is, the input impedance approaches 50 ⁇ . Since the impedance matching of the radiating element 30 is improved in the first low frequency band 35, the return loss in the first low frequency band 35 is reduced.
  • the impedance of the first resonance circuit 51 is sufficiently high in the high frequency band 37, so that the impedance matching state in the high frequency band is maintained.
  • the second resonant circuit 52 exhibits capacitive impedance in the second low frequency band 36.
  • the point indicating the input impedance in the second low frequency band 36 moves in the direction of the arrow 72. That is, the input impedance approaches 50 ⁇ . Since the impedance matching of the radiating element 30 is improved in the second low frequency band 36, the return loss in the second low frequency band 36 is reduced.
  • the impedance of the second resonance circuit 52 is sufficiently high in the high frequency band 37, so that the impedance matching state in the high frequency band is maintained.
  • FIG. 16A shows an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the third embodiment.
  • the first resonant circuit 51 (FIG. 6A) according to the first embodiment is configured by a series resonant circuit including an 18 nH inductor and a 3.8 pF capacitor.
  • the second resonance circuit 52 (FIG. 6A) includes a series resonance circuit of an 18 nH inductor and a 0.8 pF capacitor.
  • one of the first resonant circuit 51 and the second resonant circuit 52 is configured by an LC series resonant circuit, and the other is configured by an LC parallel resonant circuit. It consists of a series resonant circuit.
  • an 18 nH inductor may be shared by the first resonance circuit 51 and the second resonance circuit 52 to switch between a 0.8 pF capacitor and a 3.8 pF capacitor.
  • FIG. 17 the simulation result of the return loss when the first resonance circuit 51 is shunt-connected to the feeding point 38 by the switch 53, and the locus of the input impedance on the admittance chart are shown in FIG. 18A and FIG. 18B, respectively. Shown in The first resonance circuit 51 exhibits inductive impedance in the first low frequency band 35.
  • the point indicating the input impedance in the first low frequency band 35 approaches the center of the admittance chart, that is, 50 ⁇ . Since impedance matching is improved in the first low frequency band 35, the return loss is reduced in the first low frequency band 35 as shown in FIG. 18A. Further, in the high frequency band 37, the first resonant circuit 51 exhibits a large impedance, so that the impedance matching condition is hardly affected. For this reason, a state in which impedance matching is achieved in the high frequency band 37 is maintained.
  • FIG. 19 shows an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the fourth embodiment.
  • the variable resonance circuit 50 is configured by a series resonance circuit of a fixed inductor and a variable capacitor. By changing the capacitance of the variable capacitor, the resonance characteristic of the variable resonance circuit can be switched between the first resonance characteristic and the second resonance characteristic.
  • the inductance of the fixed inductor is 18 nH, for example.
  • the capacitance of the variable capacitor is adjusted to 3.8 pF, the same state as when the first resonance circuit 51 (FIG. 17) of the third embodiment is shunt-connected to the feeding point 38 is realized.
  • the capacitance of the variable capacitor is adjusted to 0.8 pF, the same state as that in which the second resonance circuit 52 (FIG. 17) of the third embodiment is shunt-connected to the feeding point 38 is realized.
  • the antenna device further includes a sensor 75 and a control circuit 76.
  • the sensor 75 detects the approach of an object that affects the radiation characteristics of the radiating element 30, such as a human body or a conductor.
  • the detection result by the sensor 75 is given to the control circuit 76.
  • the control circuit 76 changes the capacitance of the variable capacitor based on the detection result of the sensor 75. Thereby, it is possible to compensate for the collapse of the impedance matching state due to the approach of the human body or the conductor and maintain the matching state.
  • FIG. 20 shows an equivalent circuit diagram of the antenna device according to the fifth embodiment.
  • a matching transformer 77 is inserted between the feeding point 38 and the radiating element 30.
  • Other configurations are the same as those of the antenna device according to the first embodiment shown in FIG. 6A.
  • the antenna device according to the reference example will be described with reference to FIGS. 21A to 23C.
  • FIG. 21A shows an equivalent circuit diagram of the antenna device with no matching circuit inserted.
  • High frequency power is supplied from the power feeding circuit 31 to the radiating element 30.
  • FIGS. 21B and 21C show the simulation results of the frequency characteristics of the return loss of the radiating element 30 shown in FIG. 21A and the locus of the input impedance on the admittance chart. Since no matching circuit is inserted, impedance matching is not achieved in the first low frequency band 35 and the second low frequency band 36. That is, as shown in FIG. 21B, the return loss is large, and as shown in FIG. 21C, the point indicating the input impedance is located in a region far from the center of the admittance chart. Although not shown in FIGS. 21B and 21C, impedance matching is taken in the high frequency band 37 (for example, FIG. 11A).
  • FIG. 22A the simulation result of the return loss when the 5.1 nH shunt inductor is inserted and the locus of the input impedance in the admittance chart are shown in FIG. 22B and FIG. 22C, respectively.
  • Impedance matching is improved in the first low frequency band 35 by inserting a 5.1 nH shunt inductor.
  • the return loss in the vicinity of 787 MHz which is the upper limit value of the frequency of the first low frequency band 35 is larger than the return loss in the vicinity of 704 MHz which is the lower limit value. That is, it cannot be said that a sufficiently low return loss is obtained in the entire first low frequency band 35.
  • FIG. 23A the simulation result of the return loss when a 6 pF shunt capacitor is inserted and the locus of the input impedance in the admittance chart are shown in FIG. 23B and FIG. 23C, respectively.
  • Impedance matching is improved in the second low frequency band 36 by inserting a 6 pF shunt capacitor.
  • the return loss in the vicinity of 824 MHz that is the lower limit value of the frequency of the second low frequency band 36 is larger than the return loss in the vicinity of 960 MHz that is the upper limit value. That is, it cannot be said that a sufficiently low return loss is obtained in the entire second low frequency band 36.
  • the vicinity of the upper limit value of the frequency of the first low-frequency band 35 and the second low-frequency band, which are difficult to improve impedance matching with only the shunt inductor and the shunt capacitor, are described. Even in the vicinity of the lower limit of 36 frequencies, the impedance matching can be sufficiently improved.
  • the operation and effect of the antenna device according to the fifth embodiment will be described with reference to FIGS. 24A to 26C.
  • FIG. 24A the simulation results of the return loss when the variable resonance circuit 50 is not inserted between the feeding point 38 and the ground, and the locus of the input impedance in the admittance chart are shown in FIGS. 24B and 24C, respectively. Show.
  • the broken line shown in FIG. 24C indicates the locus of input impedance when the radiating element 30 side is viewed from the feeding point 38 when the variable resonance circuit 50 is not inserted between the feeding point 38 and the ground.
  • the inductance connected to the radiating element 30 is 60 nH
  • the inductance connected to the feeding point 38 is 120 nH. That is, the transformer ratio is 1: 2. Since the variable resonance circuit 50 is not inserted, impedance matching is not achieved in the first low frequency band 35 and the second low frequency band 36.
  • the locus of the input impedance when the radiating element 30 is viewed from the feeding point 38 moves to the right on the admittance chart.
  • FIG. 25A the simulation results of the return loss when an 11 nH inductor (shunt inductor) is connected to the position of the variable resonance circuit 50 and the locus of the input impedance on the admittance chart are shown in FIGS. 25B and 25C, respectively. Show. Impedance matching is improved in the first low frequency band 35.
  • the point 2 corresponding to the upper limit value of the frequency of the first low frequency band 35 is moved to the right on the admittance chart by connecting the matching transformer, and further, the constant conductance circle 32 is connected by connecting the shunt inductor. Along the direction of decreasing susceptance. Therefore, the input impedance in the vicinity of the upper limit value of the frequency of the first low frequency band 35 can be made sufficiently close to 50 ⁇ .
  • FIG. 26A the simulation result of the return loss when a 3.5 pF capacitor (shunt capacitor) is connected to the position of the variable resonance circuit 50, and the locus of the input impedance on the admittance chart are shown in FIG. 26B and FIG. Shown in 26C. Impedance matching is improved in the second low frequency band 36.
  • the point 3 corresponding to the lower limit value of the frequency of the second low frequency band 36 moves to the right on the admittance chart by connecting a matching transformer, and further, by connecting a shunt capacitor, a constant conductance circle 32 is obtained.
  • the input impedance in the vicinity of the lower limit value of the frequency of the second low frequency band 36 can be made sufficiently close to 50 ⁇ .

Landscapes

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Abstract

　放射素子の給電点と、グランド導体との間に可変共振回路が挿入されている。可変共振回路が挿入されていないとき、放射素子の入力インピーダンスが、第１の低周波数帯において５０Ωより低く、かつ容量性であり、第２の低周波数帯において５０Ωより低く、かつ誘導性であり、高周波数帯において、５０Ωに近い値である。可変共振回路が第１の共振特性を示すとき、可変共振回路は、第１の低周波数帯において誘導性であり、高周波数帯におけるインピーダンスは、第１の低周波数帯におけるインピーダンスよりも高い。可変共振回路が第２の共振特性を示すとき、可変共振回路は、第２の低周波数帯において容量性であり、高周波数帯におけるインピーダンスは、第２の低周波数帯におけるインピーダンスよりも高い。

Description

アンテナ装置
　本発明は、低周波数側の少なくとも２つの周波数帯と、それよりも周波数の高い高周波数帯とで動作するアンテナ装置に関する。
　特許文献１に、マルチバンド対応のアンテナ装置が開示されている。このアンテナ装置は、リアクタンス可変部とマッチング部とを有する。リアクタンス可変部は、放射素子に直列接続され、マッチング部は、給電回路とリアクタンス可変部との間にシャント接続されている。リアクタンス可変部及びマッチング部は、ともにインダクタとキャパシタとの並列共振回路で構成される。
　リアクタンス可変部の共振周波数を変化させることにより、複数のバンドに対応させることができる。マッチング部によってインピーダンスマッチングが行われる。
国際公開第２０１０／１１３３５３号
　リアクタンス可変部の共振周波数を変化させることによって、複数の動作帯域（バンド）から選択された１つのバンドで放射素子を動作させることが可能である。この場合、選択された動作対象のバンド以外のバンドにおいては、放射素子のリターンロスが大きくなり、効率的な動作を行うことが困難である。例えば、低周波数帯の複数のバンドから選択された１つのバンドと、高周波数帯のバンドとの両方で動作させたい場合、低周波数帯のバンドを切り替えるためにリアクタンス可変部の共振周波数を変化させると、その影響が高周波数帯に及んでしまう。これにより、高周波数帯でのインピーダンス整合が崩れてしまう場合がある。
　本発明の目的は、低周波数帯のバンドを切り替えても、高周波数帯での動作を継続することが可能なアンテナ装置を提供することである。
　本発明の一観点によると、
　第１の低周波数帯、前記第１の低周波数帯より高い第２の低周波数帯、及び前記第２の低周波数帯より高い高周波数帯で動作する放射素子と、
　グランド導体と、
　前記放射素子の給電点と、前記グランド導体との間に挿入され、少なくとも２つの第１の共振特性と第２の共振特性とを切り替えることができる可変共振回路と、
　前記可変共振回路が前記給電点と前記グランド導体との間に挿入されていない開放状態のとき、前記放射素子の入力インピーダンスが、前記第１の低周波数帯において５０Ωより低く、かつ容量性であり、前記第２の低周波数帯において５０Ωより低く、かつ誘導性であり、前記高周波数帯において、前記第１の低周波数帯及び前記第２の低周波数帯における入力インピーダンスよりも５０Ωに近く、
　前記可変共振回路が前記第１の共振特性を示すとき、前記可変共振回路は、前記第１の低周波数帯において誘導性であり、前記高周波数帯における前記可変共振回路のインピーダンスは、前記第１の低周波数帯における前記可変共振回路のインピーダンスよりも高く、
　前記可変共振回路が前記第２の共振特性を示すとき、前記可変共振回路は、前記第２の低周波数帯において容量性であり、前記高周波数帯における前記可変共振回路のインピーダンスは、前記第２の低周波数帯における前記可変共振回路のインピーダンスよりも高いアンテナ装置が提供される。
　可変共振回路が第１の共振特性を示すとき、第１の低周波数帯でインピーダンスマッチングが改善する。可変共振回路が第２の共振特性を示すとき、第２の低周波数帯でインピーダンスマッチングが改善する。いずれの状態においても、高周波数帯におけるインピーダンスマッチング状態を維持することができる。
　前記第１の低周波数帯において、前記可変共振回路が前記第１の共振特性を示しているときの前記放射素子の入力インピーダンスが、前記開放状態のときの前記放射素子の入力インピーダンスよりも５０Ωに近く、
　前記第２の低周波数帯において、前記可変共振回路が前記第２の共振特性を示しているときの前記放射素子の入力インピーダンスが、前記開放状態のときの前記放射素子の入力インピーダンスよりも５０Ωに近い構成とすることが好ましい。
　これにより、第１の低周波数帯または第２の低周波数帯において、十分なインピーダンスマッチングをとることができる。
　前記給電点と前記グランドとが前記開放状態のとき、前記高周波数帯における前記放射素子のリターンロスが、前記第１の低周波数帯及び前記第２の低周波数帯における前記放射素子のリターンロスより小さい構成とすることが好ましい。
　すなわち、高周波数帯においては、可変共振回路を挿入しない状態でインピーダンスマッチングがとれていることが好ましい。
　一例として、前記第１の低周波数帯は、７０４ＭＨｚから７８７ＭＨｚまでの範囲であり、前記第２の低周波数帯は、８２４ＭＨｚから９６０ＭＨｚまでの範囲であり、前記高周波数帯は、１７１０ＭＨｚから２６９０ＭＨｚまでの範囲である。
　前記可変共振回路が、
　前記第１の共振特性を示す第１の共振回路と、
　前記第２の共振特性を示す第２の共振回路と、
　前記放射素子の給電点と前記グランド導体との間に、前記第１の共振回路が挿入された状態と、前記第２の共振回路が挿入された状態とを切り替えるスイッチと
を含む構成とすることが可能である。
　前記第１の共振回路及び前記第２の共振回路の一方はＬＣ直列共振回路で構成され、他方は、ＬＣ直列共振回路またはＬＣ並列共振回路で構成される。
　前記可変共振回路が、相互に直列に接続されたインダクタと可変キャパシタとを含み、前記可変キャパシタのキャパシタンスを変動させることにより、前記第１の共振特性と前記第２の共振特性とが切り換えられる構成とすることも可能である。
　さらに、
　前記放射素子の放射特性に影響を与える物体の接近を検出するセンサと、
　前記センサの検出結果に基づいて、前記可変キャパシタのキャパシタンスを変化させる制御回路と
を有する構成としてもよい。
　さらに、前記放射素子と前記給電点との間に挿入されたマッチングトランスを有する構成としてもよい。
　可変共振回路が第１の共振特性を示すとき、第１の低周波数帯でインピーダンスマッチングが改善する。可変共振回路が第２の共振特性を示すとき、第２の低周波数帯でインピーダンスマッチングが改善する。いずれの状態においても、高周波数帯におけるインピーダンスマッチング状態を維持することができる。
図１Ａは、評価対象のアンテナ装置の等価回路図であり、図１Ｂ及び図１Ｃは、それぞれ図１Ａのアンテナ装置のリターンロスの周波数特性の測定結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図２Ａは、評価対象のアンテナ装置の等価回路図であり、図２Ｂ及び図２Ｃは、それぞれ図２Ａのアンテナ装置のリターンロスの周波数特性の測定結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図３Ａは、評価対象のアンテナ装置の等価回路図であり、図３Ｂ及び図３Ｃは、それぞれ図３Ａのアンテナ装置のリターンロスの周波数特性の測定結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図４Ａは、評価対象のアンテナ装置の等価回路図であり、図４Ｂ及び図４Ｃは、それぞれ図４Ａのアンテナ装置のリターンロスの周波数特性の測定結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図５Ａは、評価対象のアンテナ装置の等価回路図であり、図５Ｂ及び図５Ｃは、それぞれ図５Ａのアンテナ装置のリターンロスの周波数特性の測定結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図６Ａは、実施例１によるアンテナ装置の等価回路図であり、図６Ｂ及び図６Ｃは、それぞれ可変共振回路に適用されるＬＣ直列共振回路及びＬＣ並列共振回路の等価回路図であり、図６Ｄは、実施例１によるアンテナ装置の入力インピーダンスを示すスミスチャートである。 図７Ａ～図７Ｄは、可変共振回路の共振特性の例を示すグラフである。 図８は、実施例１によるアンテナ装置の斜視図である。 図９は、実施例１によるアンテナ装置の可変共振回路の平面図である。 図１０は、実施例２によるアンテナ装置の等価回路図である。 図１１Ａ及び図１１Ｂは、それぞれ可変共振回路が挿入されていない状態のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図１２は、第１の共振回路がシャント接続された状態の実施例２によるアンテナ装置の等価回路図である。 図１３Ａ及び図１３Ｂは、それぞれ図１２に示した状態のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図１４は、第２の共振回路がシャント接続された状態の実施例２によるアンテナ装置の等価回路図である。 図１５Ａ及び図１５Ｂは、それぞれ図１４に示した状態のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図１６Ａは、実施例３によるアンテナ装置の等価回路図であり、図１６Ｂは、実施例３の変形例によるアンテナ装置等価回路図である。 図１７は、第１の共振回路がシャント接続された状態の実施例３によるアンテナ装置の等価回路図である。 図１８Ａ及び図１８Ｂは、それぞれ図１７に示した状態のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図１９は、実施例４によるアンテナ装置の等価回路図である。 図２０は、実施例５によるアンテナ装置の等価回路図である。 図２１Ａは、参考例によるアンテナ装置の等価回路図であり、図２１Ｂ及び図２１Ｃは、それぞれ図２１Ａに示したアンテナ装置のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図２２Ａは、参考例によるアンテナ装置の等価回路図であり、図２２Ｂ及び図２２Ｃは、それぞれ図２２Ａに示したアンテナ装置のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図２３Ａは、参考例によるアンテナ装置の等価回路図であり、図２３Ｂ及び図２３Ｃは、それぞれ図２３Ａに示したアンテナ装置のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図２４Ａは、可変共振回路がシャント接続されていない状態の実施例５によるアンテナ装置の等価回路図であり、図２４Ｂ及び図２４Ｃは、それぞれ図２４Ａに示したアンテナ装置のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図２５Ａは、可変共振回路がインダクタンスである状態の実施例５によるアンテナ装置の等価回路図であり、図２５Ｂ及び図２５Ｃは、それぞれ図２５Ａに示したアンテナ装置のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。 図２６Ａは、可変共振回路がインダクタンスである状態の実施例５によるアンテナ装置の等価回路図であり、図２６Ｂ及び図２６Ｃは、それぞれ図２６Ａに示したアンテナ装置のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ、及びアドミタンスチャートである。
　マルチバンド対応アンテナ装置において、低周波数帯でのバンドの切り換えが高周波数帯に与える影響を評価するために、種々のアンテナ装置を作製し、アンテナ特性を測定した。以下、実施例について説明する前に、この評価実験の結果について説明する。
　図１Ａに、評価対象のアンテナ装置の等価回路図を示す。給電回路３１から放射素子３０に高周波電力が供給される。放射素子３０として、分岐モノポールアンテナを採用した。この分岐モノポールアンテナは、高周波数帯において整合回路なしでマッチングがとれるように設計されている。
　図１Ｂに、放射素子３０のリターンロスの周波数特性の測定結果を示す。横軸は周波数を単位「ＭＨｚ」で表し、縦軸はリターンロスを表す。縦軸のひと目盛が５ｄＢに相当する。図１Ｂに示した丸付きの数字は、動作周波数帯域の下限周波数と上限周波数とを示す。点１及び点２が、それぞれ周波数７０４ＭＨｚ及び７８４ＭＨｚを示し、バンド１７とバンド１３とを含む帯域の下限周波数及び上限周波数に相当する。点３及び点４が、それぞれ８２４ＭＨｚ及び９６０ＭＨｚを示し、バンド５とバンド８とを含む帯域の下限周波数及び上限周波数に相当する。点５及び点６が、それぞれ周波数１７１０ＭＨｚ及び２１７０ＭＨｚを示し、バンド１とバンド３とを含む帯域の下限周波数及び上限周波数に相当する。
　本明細書において、バンド１７とバンド１３とを含む７０４ＭＨｚから７８４ＭＨｚまでの帯域を「第１の低周波数帯」といい、バンド５とバンド８とを含む８２４ＭＨｚから９６０ＭＨｚまでの帯域を「第２の低周波数帯」といい、バンド１とバンド３とを含む１７１０ＭＨｚから２１７０ＭＨｚまでの帯域を「高周波数帯」ということとする。高周波数帯でリターンロスが小さく、マッチングがとれていることがわかる。
　図１Ｃに、放射素子３０の入力インピーダンスのアドミタンスチャート上における軌跡を示す。定コンダクタンス円３２及び定サセプタンス円３３が描かれている。アドミタンスチャートの上半分の領域が誘導性のインピーダンス、下半分が容量性のインピーダンスに対応する。なお、参考のために、５０Ωの定抵抗円３４を示している。定抵抗円３４の内部が、５０Ωより大きな入力インピーダンスに対応し、定抵抗円３４の外部が、５０Ωより小さな入力インピーダンスに対応する。
　第１の低周波数帯３５における入力インピーダンスは、５０Ωより小さく、かつ容量性である。第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスは、５０Ωより小さく、かつ誘導性である。高周波数帯における入力インピーダンスの軌跡は、アドミタンスチャートの中心近傍に位置する。すなわち、高周波数帯においてインピーダンスマッチングがとれている。
　図２Ａに示したアンテナ装置においては、放射素子３０の給電点３８とグランドとの間に、シャントインダクタ４０が接続されている。一例として、シャントインダクタ４０のインダクタンスは６．８ｎＨである。
　図２Ｂに、図２Ａに示した放射素子３０のリターンロスの周波数特性の測定結果を示し、図２Ｃに、図２Ａに示した放射素子３０の入力インピーダンスのアドミタンスチャート上における軌跡を示す。放射素子３０の給電点３８にシャントインダクタ４０を接続すると、各周波数における入力インピーダンスを示す点が、矢印で示すように、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが減少する方向移動する。このため、第１の低周波数帯３５における入力インピーダンスが５０Ωに近づく（アドミタンスチャートの中心に近づく。）。これにより、図２Ｂに示したように、第１の低周波数帯３５におけるリターンロスが低下する。
　高周波数帯３７におけるリターンロスは、シャントインダクタ４０を接続していない場合に比べると大きいが、十分小さな値に保たれている。このため、シャントインダクタ４０を接続しても、高周波数帯３７における動作が可能である。これは、高周波数帯３７においてシャントインダクタ４０のインピーダンスが十分大きくなるためである。
　図３Ａに示したアンテナ装置においては、放射素子３０の給電点３８とグランドとの間に、シャントキャパシタ４１が接続されている。一例として、シャントキャパシタ４１のキャパシタンスは２ｐＦである。
　図３Ｂに、図３Ａに示した放射素子３０のリターンロスの周波数特性の測定結果を示し、図３Ｃに、図３Ａに示した放射素子３０の入力インピーダンスのアドミタンスチャート上における軌跡を示す。放射素子３０の給電点３８にシャントキャパシタ４１を接続すると、各周波数における入力インピーダンスを示す点が、矢印で示すように、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが増加する方向に移動する。このため、第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスが５０Ωに近づく（アドミタンスチャートの中心に近づく。）。これにより、図３Ｂに示したように、第２の低周波数帯３６におけるリターンロスが低下する。
　高周波数帯３７において、シャントキャパシタ４１のインピーダンスが０に近づく。すなわち、給電点３８が接地された状態とほぼ同等の状態になる。このため、高周波数帯３７において、放射素子３０の入力インピーダンスが著しく小さくなる（アドミタンスチャートにおいて、入力インピーダンスを示す点が外周線に近づく。）。高周波数帯３７におけるインピーダンスマッチングが崩れてしまうため、図３Ｂに示したようにリターンロスが大きくなってしまう。
　図２Ａ～図２Ｃに示したアンテナ装置は、第１の低周波数帯３５及び高周波数帯３７の両方で動作可能であった。これに対し、図３Ａ～図３Ｃに示したアンテナ装置は、第２の低周波数帯３６で動作可能であるが、高周波数帯３７では動作困難である。
　図４Ａに示したアンテナ装置においては、放射素子３０の給電点３８とグランドとの間に、ＬＣ直列共振回路４２がシャント接続されている。一例として、ＬＣ直列共振回路４２のインダクタンスは１８ｎＨであり、キャパシタンスは３．２ｐＦである。このＬＣ直列共振回路４２は、第１の低周波数帯３５の中心周波数である約７４０ＭＨｚにおいて、６．８ｎＨのインダクタンスと等価である。すなわち、７４０ＭＨｚにおいて、図４Ａのアンテナ装置は、図２Ａのアンテナ装置と等価である。ＬＣ直列共振回路４２のリアクタンスは、７４０ＭＨｚより高い周波数帯において、７４０ＭＨｚにおけるリアクタンスより大きくなる。
　図４Ｂに、図４Ａに示した放射素子３０のリターンロスの周波数特性の測定結果を示し、図４Ｃに、図４Ａに示した放射素子３０の入力インピーダンスのアドミタンスチャート上における軌跡を示す。放射素子３０の給電点３８にシャント接続されたＬＣ直列共振回路４２が、第１の低周波数帯３５よりも高い周波数において、誘導性のインピーダンスを示すため、各周波数における入力インピーダンスを示す点が、矢印で示すように、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが減少する方向に移動する。このため、第１の低周波数帯３５における入力インピーダンスが５０Ωに近づく（アドミタンスチャートの中心に近づく。）。これにより、図４Ｂに示したように、第１の低周波数帯３５におけるリターンロスが低下する。
　高周波数帯３７において、ＬＣ直列共振回路４２のインピーダンスが、図２Ａに示したシャントインダクタ４０のインピーダンスよりも大きい。このため、高周波数帯３７におけるインピーダンスマッチングの崩れが、図２Ａに示したアンテナ装置に比べて軽微である。このため、高周波数帯３７において、十分小さなリターンロスが維持されている。このように、シャントインダクタ４０（図２Ａ）に代えて、ＬＣ直列共振回路４２を挿入することにより、高周波数帯３７におけるアンテナ特性の劣化を軽減することができる。
　図５Ａに示したアンテナ装置においては、放射素子３０の給電点３８とグランドとの間に、ＬＣ直列共振回路４３がシャント接続されている。一例として、ＬＣ直列共振回路４３のインダクタンスは１８ｎＨであり、キャパシタンスは０．８ｐＦである。このＬＣ直列共振回路４３は、第２の低周波数帯３６の中心周波数である約８８０ＭＨｚにおいて、２ｐＦのキャパシタンスを示す。すなわち、８８０ＭＨｚにおいて、図５Ａのアンテナ装置は、図３Ａのアンテナ装置と等価である。また、ＬＣ直列共振回路４３は、その共振周波数１３２６ＭＨｚより高い周波数域においては、ＬＣ直列共振回路４３のインピーダンスは誘導性になる。
　図５Ｂに、図５Ａに示した放射素子３０のリターンロスの周波数特性の測定結果を示し、図５Ｃに、図５Ａに示した放射素子３０の入力インピーダンスのアドミタンスチャート上における軌跡を示す。放射素子３０の給電点３８にシャント接続されたＬＣ直列共振回路４３が、第２の低周波数帯３６において容量性のインピーダンスを示すため、各周波数における入力インピーダンスを示す点が、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが増加する方向に移動する。このため、第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスが５０Ωに近づく（アドミタンスチャートの中心に近づく。）。これにより、図５Ｂに示したように、第２の低周波数帯３６におけるリターンロスが低下する。
　高周波数帯３７において、図３Ａのアンテナ装置のシャントキャパシタ４１のインピーダンスは０に近づくが、図５Ａのアンテナ装置のＬＣ直列共振回路４３は、共振周波数以上の周波数で誘導性のインピーダンスを示し、周波数が高くなるにしたがってインピーダンスが高くなる。高周波数帯３７において、ＬＣ直列共振回路４３が十分大きなインピーダンスを示すため、高周波数帯３７におけるマッチング条件の崩れが軽微である。このため、図５Ａに示したアンテナ装置は、高周波数帯３７においても動作可能である。
　以下に説明する実施例では、アンテナ装置の動作周波数帯が、第１の低周波数帯３５と第２の低周波数帯３６とで切り替えられる。第１の低周波数帯３５及び第２の低周波数帯３６のどちらに切り替えた場合でも、高周波数帯での動作が可能である。
　［実施例１］
　図６Ａに、実施例１によるアンテナ装置の等価回路図を示す。給電回路３１が、放射素子３０の給電点３８に高周波電力を供給する。このアンテナ装置は、第１の低周波数帯（例えば、７０４ＭＨｚ～７８４ＭＨｚ）、第２の低周波数帯（８２４ＭＨｚ～９６０ＭＨｚ）、及び高周波数帯（１７１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚ）で動作するように設計されている。給電点３８とグランドとの間に、可変共振回路５０が挿入（シャント接続）されている。
　可変共振回路５０は、共振特性を、少なくとも２つの第１の共振特性と第２の共振特性との間で切り替えることができる。例えば、可変共振回路５０は、第１の共振特性を示す第１の共振回路５１、第２の共振特性を示す第２の共振回路５２、及びスイッチ５３を含む。スイッチ５３には、例えば単極双投スイッチ（ＳＰＤＴスイッチ）が用いられる。スイッチ５３は、給電点３８とグランドとの間に、第１の共振回路５１が挿入された状態と、第２の共振回路５２が挿入された状態とを切り替える。
　第１の共振回路５１及び第２の共振回路５２の一方は図６Ｂに示したＬＣ直列共振回路で構成され、他方は、図６Ｂに示したＬＣ直列共振回路または図６Ｃに示したＬＣ並列共振回路で構成されている。
　図６Ｄに示したスミスチャート（インピーダンスチャート）を参照して、放射素子３０の入力インピーダンスについて説明する。可変共振回路５０が給電点３８とグランドとの間に挿入されていない開放状態のとき、放射素子３０の入力インピーダンスが、第１の低周波数帯３５において５０Ωより低く、かつ容量性である。すなわち、放射素子３０の入力インピーダンスを示す点は、５０Ωの定抵抗円５６よりも外側で、かつスミスチャートの下半分の領域に位置する。例えば、放射素子３０の、第１の低周波数帯３５における入力インピーダンスを示す点は、図６Ｄに示した領域５７の中に位置する。
　可変共振回路５０が給電点３８とグランドとの間に挿入されていない開放状態のとき、放射素子３０の入力インピーダンスが、第２の低周波数帯３６において５０Ωより低く、かつ容量性である。すなわち、放射素子３０の入力インピーダンスを示す点は、５０Ωの定抵抗円５６よりも外側で、かつスミスチャートの上半分の領域に位置する。例えば、放射素子３０の、第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスを示す点は、図６Ｄに示した領域５８の中に位置する。
　高周波数帯３７において、放射素子３０の入力インピーダンスは、第１の低周波数帯３５及び第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスよりも５０Ωに近い。具体的には、放射素子３０の、高周波数帯３７における入力インピーダンスを示す点は、図６Ｄに示した領域５７、５８よりもスミスチャートの中心５５に近い領域に位置する。例えば、高周波数帯３７における入力インピーダンスを示す点は、中心５５を内包する領域５９の中に位置する。
　図７Ａ及び図７Ｂに、第１の共振回路５１（図６Ａ）の共振特性の一例を示す。横軸は周波数を表し、縦軸はリアクタンスを表し、原点が共振周波数に対応する。図７Ａに示した共振特性は、ＬＣ直列共振回路（図６Ｂ）で実現され、図７Ｂに示した共振特性は、ＬＣ並列共振回路（図６Ｃ）で実現される。第１の共振回路５１は、第１の低周波数帯３５において、誘導性のインピーダンスを示し、高周波数帯３７において、第１の低周波数帯３５におけるインピーダンスより高いインピーダンスを示す。
　第１の低周波数帯３５において誘導性を示す第１の共振回路５１が、給電点３８にシャント接続されると、放射素子３０の入力インピーダンスが領域５７（図６Ｄ）から中心５５に近づく。このため、第１の低周波数帯３５においてインピーダンスマッチングを改善することができる。高周波数帯３７においては、第１の共振回路５１が大きなインピーダンスを示すため、インピーダンスマッチング状態が維持される。
　第１の共振回路５１がＬＣ直列共振回路で構成される場合には、図７Ａに示したように、共振周波数が第１の低周波数帯３５よりも低くなる。この場合、高周波数帯３７におけるインピーダンスは、常に第１の低周波数帯３５におけるインピーダンスより高くなる。
　第１の共振回路５１がＬＣ並列共振回路で構成される場合には、図７Ｂに示したように、共振周波数が、第１の低周波数帯３５よりも高くなる。周波数が共振周波数より高い領域では、周波数が高くなるにしたがって、インピーダンスが０Ωに漸近する。高周波数帯３７におけるインピーダンスを、第１の低周波数帯３５におけるインピーダンスより大きくするために、共振周波数が、高周波数帯３７の近傍、または高周波数帯３７の内側に位置するように、第１の共振回路５１が設計される。
　図７Ｃに、第２の共振回路５２の共振特性の一例を示す。横軸は周波数を表し、縦軸はリアクタンスを表し、原点が共振周波数に対応する。図７Ｃに示した共振特性は、ＬＣ直列共振回路（図６Ｂ）で実現される。第２の共振回路５２は、第２の低周波数帯３６において容量性のインピーダンスを示し、高周波数帯３７において、第２の低周波数帯３６におけるインピーダンスより高いインピーダンスを示す。
　第２の低周波数帯３６において容量性を示す第２の共振回路５２が、給電点３８にシャント接続されると、放射素子３０の入力インピーダンスが領域５８（図６Ｄ）から中心５５に近づく。このため、第２の低周波数帯３６においてインピーダンスマッチングを改善することができる。高周波数帯３７においては、第２の共振回路５２が大きなインピーダンスを示すため、インピーダンスマッチング状態が維持される。
　図７Ｄに、ＬＣ並列共振回路の共振特性を示す。ＬＣ並列共振回路が第２の低周波数帯３６において容量性を示すためには、共振周波数を第２の低周波数帯３６よりも低くしなければならない。このとき、第２の低周波数帯３６よりも高い周波数帯において、ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが、第２の低周波数帯３６におけるインピーダンスより０Ωに近づく。このため、高周波数帯３７において、第２の低周波数帯３６におけるインピーダンスより高いインピーダンスを示すという条件を満たすことができない。従って、第２の共振回路５２を、ＬＣ並列共振回路で構成することができない。
　上述のように、スイッチ５３により第１の共振回路５１が選択されたとき、アンテナ装置は、第１の低周波数帯３５及び高周波数帯３７において、インピーダンスマッチングがとれた状態になる。スイッチ５３により第２の共振回路５２が選択されたとき、アンテナ装置は、第２の低周波数帯３６及び高周波数帯３７において、インピーダンスマッチングがとれた状態になる。
　図８に、実施例１によるアンテナ装置の概略斜視図を示す。このアンテナ装置は、例えば携帯無線端末に搭載される。長方形のグランド導体６０の１つの縁の近傍に放射素子３０が配置される。グランド導体６０を形成するための基板として、例えばガラスエポキシ等の誘電体基板が用いられる。誘電体基板の両面に導電膜が形成されており、誘電体基板に形成された複数のスルーホールを介して、両面の導電膜が相互に接続されている。この導電膜がグランド導体６０を構成する。放射素子３０を形成するための誘電体キャリアには、例えばＡＢＳ樹脂が用いられる。
　放射素子３０は、高周波用放射素子３０Ａと低周波用放射素子３０Ｂとを含む。図８に示された例では、放射素子３０が分岐モノポ－ルアンテナ構造を有する。なお、分岐モノポールアンテナに代えて、低周波数帯と高周波数帯との複数バンドで動作する他のアンテナを用いてもよい。例えば、低周波数帯で単共振が生じ、高周波数帯で複共振が生じる無給電素子付きアンテナを用いることも可能である。放射素子３０の給電点３８の近傍に、可変共振回路５０が配置されている。
　理想的には、低周波用放射素子３０Ｂを、グランド導体６０から遠ざかる方向に引き伸ばし、その長さを動作周波数の波長の１／４にすることが好ましい。ところが、携帯無線端末の小型化等の要請から、低周波用放射素子３０Ｂをグランド導体６０から遠ざかる方向に引き延ばすことが困難である。このため、低周波用放射素子３０Ｂは、グランド導体６０の一つの縁に沿って配置されることが多い。
　低周波用放射素子３０Ｂをグランド導体６０の縁に沿わせると、低周波用放射素子３０Ｂとグランド導体６０との間の浮遊容量が大きくなる。このため、低周波数帯において入力インピーダンスが小さくなり、整合回路無しでインピーダンスマッチングをとることが困難になる。これに対し、高周波用放射素子３０Ａは、低周波用放射素子３０Ｂより短いため、整合回路無しでインピーダンスマッチングをとることが容易である。
　実施例１においては、可変共振回路５０をシャント接続することにより、第１の低周波数帯または第２の低周波数帯においてインピーダンスマッチングがとられる。高周波数帯においては、整合回路無しでインピーダンスマッチングがとられている。特に、グランド導体６０から、低周波用放射素子３０Ｂの最遠端までの距離が、動作周波数の波長に比べて短いほど、実施例１による構成を採用することの顕著な効果が得られる。
　図９に、可変共振回路５０の平面図を示す。放射素子３０の給電点３８が、スイッチ５３（図６Ａ）により、第１の共振回路５１及び第２の共振回路５２の一方に接続される。第１の伝送線路６１が、第１の共振回路５１と接地点６５とを接続する。第２の伝送線路６２が、第２の共振回路５２と接地点６５とを接続する。接地点６５は、誘電体基板に形成されたスルーホールを介して、背面の導電膜（グランド導体）に接続されている。
　第１の共振回路５１が給電点３８に接続されているとき、第２の共振回路５２に接続されている第２の伝送線路６２がオープンスタブと同等の構造を有する。同様に、第２の共振回路５２が給電点３８に接続されているとき、第１の共振回路５１に接続されている第１の伝送線路６１がオープンスタブと同等の構造を有する。ところが、これらのスタブ状のパターンは、接地点６５から伸びているため、アンテナ特性が、スタブ状パターンに起因する不要共振等による影響を受けにくい。
　可変共振回路５０が、放射素子３０の長さ方向の途中に比べて比較的電位の低い給電点３８の近傍と、グランドとの間に配置される。このため、可変共振回路５０を構成するインダクタ、キャパシタ、スイッチ等に、過度に高い電圧が印加されることを防止できる。
　［実施例２］
　図１０に、実施例２によるアンテナ装置の等価回路図を示す。実施例２においては、実施例１による第１の共振回路５１（図６Ａ）が、６．７ｎＨのインダクタと、１．２ｐＦのキャパシタとの並列共振回路で構成され、第２の共振回路５２（図６Ａ）が、１８ｎＨのインダクタと０．８ｐＦのキャパシタとの直列共振回路で構成される。
　図１１Ａに、給電点３８とグランドとの間に、可変共振回路５０が挿入されていない開放状態のときにおける放射素子３０のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果を示す。第１の低周波数帯３５及び第２の低周波数帯３６においては、可変共振回路５０（図１０）が挿入されていない状態でインピーダンスマッチングがとれていないため、リターンロスが大きい。高周波数帯３７においては、可変共振回路５０（図１０）が挿入されていない状態でもインピーダンスマッチングがとれているため、リターンロスが十分小さい。
　図１１Ｂに、開放状態のときの放射素子３０の入力インピーダンスのアドミタンスチャート上における軌跡を示す。点１と点２が、それぞれ第１の低周波数帯３５の周波数の下限値及び上限値を示す。点３と点４が、それぞれ第２の低周波数帯３６の周波数の下限値及び上限値を示す。点５と点６が、それぞれ高周波数帯３７の周波数の下限値及び上限値を示す。第１の低周波数帯３５において、放射素子３０の入力インピーダンスは５０Ωより大きく、かつ容量性である。以下、放射素子３０の入力インピーダンスを、単に「入力インピーダンス」という。第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスは５０Ωより小さく、かつ誘導性である。高周波数帯３７における入力インピーダンスは、第１の低周波数帯３５及び第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスよりも５０Ω（アドミタンスチャートの中心）に近い。
　給電点３８（図１０）にシャントインダクタンスを挿入すると、アドミタンスチャート上において、入力インピーダンスに対応する点が矢印７１で示すように、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが減少する方向に移動する。これにより、第１の低周波数帯３５における入力インピーダンスを５０Ωに近づけることができる。
　給電点３８（図１０）にシャントキャパシタンスを挿入すると、アドミタンスチャート上において、入力インピーダンスに対応する点が矢印７２で示すように、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが増加する方向に移動する。これにより、第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスを５０Ωに近づけることができる。
　図１２に示すように、スイッチ５３によって第１の共振回路５１が給電点３８とグランドとの間に挿入された状態のときのリターンロスのシミュレーション結果、及びアドミタンスチャート上における入力インピーダンスの軌跡を、それぞれ図１３Ａ及び図１３Ｂに示す。第１の共振回路５１は、第１の低周波数帯３５において誘導性のインピーダンスを示す。このため、図１３Ｂに示すように、第１の低周波数帯３５における入力インピーダンスを示す点が、矢印７１の方向に移動する。すなわち、入力インピーダンスが５０Ωに近づく。第１の低周波数帯３５において放射素子３０のインピーダンスマッチングが改善するため、第１の低周波数帯３５におけるリターンロスが小さくなる。
　第１の共振回路５１がシャント接続されても、第１の共振回路５１のインピーダンスが高周波数帯３７において十分高いため、高周波数帯におけるインピーダンスマッチングがとれた状態が維持される。
　図１４に示すように、スイッチ５３によって第２の共振回路５２が給電点３８とグランドとの間に挿入された状態のときのリターンロスのシミュレーション結果、及びアドミタンスチャート上における入力インピーダンスの軌跡を、それぞれ図１５Ａ及び図１５Ｂに示す。第２の共振回路５２は、第２の低周波数帯３６において容量性のインピーダンスを示す。このため、図１５Ｂに示すように、第２の低周波数帯３６における入力インピーダンスを示す点が、矢印７２の方向に移動する。すなわち、入力インピーダンスが５０Ωに近づく。第２の低周波数帯３６において放射素子３０のインピーダンスマッチングが改善するため、第２の低周波数帯３６におけるリターンロスが小さくなる。
　第２の共振回路５２がシャント接続されても、第２の共振回路５２のインピーダンスが高周波数帯３７において十分高いため、高周波数帯におけるインピーダンスマッチングがとれた状態が維持される。
　［実施例３］
　図１６Ａに、実施例３によるアンテナ装置の等価回路図を示す。実施例３においては、実施例１による第１の共振回路５１（図６Ａ）が、１８ｎＨのインダクタと、３．８ｐＦのキャパシタとの直列共振回路で構成される。第２の共振回路５２（図６Ａ）は、実施例２の第２の共振回路５２（図１０）と同様に、１８ｎＨのインダクタと０．８ｐＦのキャパシタとの直列共振回路で構成される。実施例２では、第１の共振回路５１及び第２の共振回路５２の一方がＬＣ直列共振回路で構成され、他方がＬＣ並列共振回路で構成されていたが、実施例３では、両者がＬＣ直列共振回路で構成されている。
　図１６Ｂに示すように、１８ｎＨのインダクタを第１の共振回路５１と第２の共振回路５２とで共用し、０．８ｐＦのキャパシタと３．８ｐＦのキャパシタとを切り替える構成としてもよい。
　図１７に示すように、スイッチ５３によって第１の共振回路５１が給電点３８にシャント接続されたときのリターンロスのシミュレーション結果、及びアドミタンスチャート上における入力インピーダンスの軌跡を、それぞれ図１８Ａ及び図１８Ｂに示す。第１の共振回路５１は、第１の低周波数帯３５において誘導性のインピーダンスを示す。
　図１８Ｂに示すように、第１の低周波数帯３５における入力インピーダンスを示す点が、アドミタンスチャートの中心、すなわち５０Ωに近づく。第１の低周波数帯３５においてインピーダンスマッチングが改善するため、図１８Ａに示したように、第１の低周波数帯３５においてリターンロスが低下している。また、高周波数帯３７においては、第１の共振回路５１が大きなインピーダンスを示すため、インピーダンスマッチング条件にほとんど影響を与えない。このため、高周波数帯３７においてインピーダンスマッチングがとれた状態が維持される。
　スイッチ５３によって第２の共振回路５２（図１７）が給電点３８にシャント接続された状態は、実施例の図１４に示した状態と同一である。このため、図１５Ａ及び図１５Ｂに示したように、第２の低周波数帯３６において、インピーダンスマッチングが改善され、リターンロスが低下する。
　［実施例４］
　図１９に、実施例４によるアンテナ装置の等価回路図を示す。実施例４においては、可変共振回路５０が、固定インダクタと可変キャパシタとの直列共振回路で構成される。可変キャパシタのキャパシタンスを変動させることにより、可変共振回路の共振特性を、第１の共振特性と第２の共振特性との間で切り換えることができる。
　固定インダクタのインダクタンスは、例えば１８ｎＨである。可変キャパシタのキャパシタンスを３．８ｐＦに調整すると、実施例３の第１の共振回路５１（図１７）が給電点３８にシャント接続された状態と同一の状態が実現される。可変キャパシタのキャパシタンスを０．８ｐＦに調整すると、実施例３の第２の共振回路５２（図１７）が給電点３８にシャント接続された状態と同一の状態が実現される。
　実施例４によるアンテナ装置は、さらにセンサ７５及び制御回路７６を含む。センサ７５は、放射素子３０の放射特性に影響を与える物体、例えば人体、導電体等の接近を検出する。センサ７５による検出結果が制御回路７６に与えられる。制御回路７６は、センサ７５の検出結果に基づいて、可変キャパシタのキャパシタンスを変化させる。これにより、人体や導電体の接近によるインピーダンスマッチング状態の崩れを補償し、マッチング状態を維持することが可能になる。
　［実施例５］
　図２０に、実施例５によるアンテナ装置の等価回路図を示す。実施例５によるアンテナ装置は、給電点３８と放射素子３０との間にマッチングトランス７７が挿入されている。その他の構成は、図６Ａに示した実施例１によるアンテナ装置の構成と同一である。実施例５によるアンテナ装置の動作及び効果を説明する前に、図２１Ａ～図２３Ｃを参照して、参考例によるアンテナ装置について説明する。
　図２１Ａに、整合回路が挿入されていない状態のアンテナ装置の等価回路図を示す。給電回路３１から放射素子３０に高周波電力が供給される。図２１Ｂ及び図２１Ｃに、それぞれ図２１Ａに示した放射素子３０のリターンロスの周波数特性のシミュレーション結果、及びアドミタンスチャート上における入力インピーダンスの軌跡を示す。整合回路が挿入されていないため、第１の低周波数帯３５及び第２の低周波数帯３６においてインピーダンス整合がとれていない。すなわち、図２１Ｂに示したように、リターンロスが大きく、図２１Ｃに示したように、入力インピーダンスを示す点がアドミタンスチャートの中心から遠い領域に位置する。図２１Ｂ及び図２１Ｃでは表されていないが、高周波数帯３７（例えば図１１Ａ）においては、インピーダンスマッチングがとれている。
　図２２Ａに示すように、５．１ｎＨのシャントインダクタを挿入したときのリターンロスのシミュレーション結果、及びアドミタンスチャートにおける入力インピーダンスの軌跡を、それぞれ図２２Ｂ及び図２２Ｃに示す。５．１ｎＨのシャントインダクタを挿入することにより、第１の低周波数帯３５においてインピーダンスマッチングが改善される。ところが、第１の低周波数帯３５の周波数の上限値である７８７ＭＨｚの近傍におけるリターンロスが、下限値である７０４ＭＨｚの近傍におけるリターンロスに比べて大きいことがわかる。すなわち、第１の低周波数帯３５の全域において、十分低いリターンロスが得られているとはいえない。
　図２２Ｃに示すように、シャントインダクタを挿入すると、周波数の上限値に対応する点２が、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが減少する方向に移動する。図２２Ｃに示した条件では、点２を定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが減少する方向に移動させたとしても、アドミタンスチャートの中心５５に十分近づけることができない。すなわち、第１の低周波数帯３５の周波数の上限値近傍において、シャントインダクタのみでは、インピーダンスマッチングを改善することが困難である。
　図２３Ａに示すように、６ｐＦのシャントキャパシタを挿入したときのリターンロスのシミュレーション結果、及びアドミタンスチャートにおける入力インピーダンスの軌跡を、それぞれ図２３Ｂ及び図２３Ｃに示す。６ｐＦのシャントキャパシタを挿入することにより、第２の低周波数帯３６においてインピーダンスマッチングが改善される。ところが、第２の低周波数帯３６の周波数の下限値である８２４ＭＨｚの近傍におけるリターンロスが、上限値である９６０ＭＨｚの近傍におけるリターンロスに比べて大きい。すなわち、第２の低周波数帯３６の全域において、十分低いリターンロスが得られているとはいえない。
　図２３Ｃに示すように、シャントキャパシタを挿入すると、周波数の下限値に対応する点３が、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが増加する方向に移動する。図２３Ｃに示した条件では、点３を定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが増加する方向に移動させたとしても、アドミタンスチャートの中心５５に十分近づけることができない。すなわち、第２の低周波数帯３６の周波数の下限値近傍において、シャントインダクタのみでは、インピーダンスマッチングを改善することが困難である。
　以下に説明する実施例５によるアンテナ装置においては、シャントインダクタやシャントキャパシタのみではインピーダンスマッチングの改善が困難であった第１の低周波数帯３５の周波数の上限値近傍、及び第２の低周波数帯３６の周波数の下限値近傍においても、インピーダンスマッチングの十分な改善が可能である。図２４Ａ～図２６Ｃを参照して、実施例５によるアンテナ装置の動作及び効果について説明する。
　図２４Ａに示すように、給電点３８とグランドとの間に可変共振回路５０が挿入されていないときのリターンロスのシミュレーション結果、及びアドミタンスチャートにおける入力インピーダンスの軌跡を、それぞれ図２４Ｂ及び図２４Ｃに示す。図２４Ｃに示した破線は、給電点３８とグランドとの間に可変共振回路５０が挿入されていない状態のときの、給電点３８から放射素子３０側を見た入力インピーダンスの軌跡を示している。マッチングトランス７７の２つのインダクタンスのうち、放射素子３０に接続されたインダクタンスが６０ｎＨであり、給電点３８に接続されたインダクタンスが１２０ｎＨである。すなわち、トランス比が１：２である。可変共振回路５０が挿入されていないため、第１の低周波数帯３５及び第２の低周波数帯３６においてインピーダンスマッチングがとれていない。
　図２４Ｃに示すように、マッチングトランスを挿入することによって、給電点３８から放射素子３０を見た入力インピーダンスの軌跡が、アドミタンスチャート上で右方に移動する。
　図２５Ａに示すように、可変共振回路５０の位置に１１ｎＨのインダクタ（シャントインダクタ）を接続したときのリターンロスのシミュレーション結果、及びアドミタンスチャート上における入力インピーダンスの軌跡を、それぞれ図２５Ｂ及び図２５Ｃに示す。第１の低周波数帯３５においてインピーダンスマッチングが改善されている。
　第１の低周波数帯３５の周波数の上限値に相当する点２が、マッチングトランスを接続することによってアドミタンスチャート上において右方に移動し、さらに、シャントインダクタを接続することによって、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが減少する方向に移動する。このため、第１の低周波数帯３５の周波数の上限値の近傍における入力インピーダンスを５０Ωに十分近づけることが可能になる。
　マッチングトランスを接続していないアンテナ装置のリターンロス（図２２Ｂ）と、マッチングトランスを接続しているアンテナ装置のリターンロス（図２５Ｂ）とを比較すると、第１の低周波数帯３５の全域において、バランスよく、低いリターンロスが得られていることがわかる。
　図２６Ａに示すように、可変共振回路５０の位置に３．５ｐＦのキャパシタ（シャントキャパシタ）を接続したときのリターンロスのシミュレーション結果、及びアドミタンスチャート上における入力インピーダンスの軌跡を、それぞれ図２６Ｂ及び図２６Ｃに示す。第２の低周波数帯３６においてインピーダンスマッチングが改善されている。
　第２の低周波数帯３６の周波数の下限値に相当する点３が、マッチングトランスを接続することによってアドミタンスチャート上において右方に移動し、さらに、シャントキャパシタを接続することによって、定コンダクタンス円３２に沿ってサセプタンスが増加する方向に移動する。このため、第２の低周波数帯３６の周波数の下限値の近傍における入力インピーダンスを５０Ωに十分近づけることが可能になる。
　マッチングトランスを接続していないアンテナ装置のリターンロス（図２３Ｂ）と、マッチングトランスを接続しているアンテナ装置のリターンロス（図２６Ｂ）とを比較すると、第２の低周波数帯３６の全域において、バランスよく、低いリターンロスが得られていることがわかる。
　以上実施例に沿って本発明を説明したが、本発明はこれらに制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。
３０　放射素子
３０Ａ　高周波用放射素子
３０Ｂ　低周波用放射素子
３１　給電回路
３２　定コンダクタンス円
３３　定サセプタンス円
３４　定抵抗円
３５　第１の低周波数帯
３６　第２の低周波数帯
３７　高周波数帯
３８　給電点
４０　シャントインダクタンス
４１　シャントキャパシタンス
４２、４３　ＬＣ直列共振回路
５０　可変共振回路
５１　第１の共振回路
５２　第２の共振回路
５３　スイッチ
５５　スミスチャートの中心
５６　５０Ωの定抵抗円
５７　第１の低周波数帯における入力インピーダンス領域
５８　第２の低周波数帯における入力インピーダンス領域
５９　高周波数帯における入力インピーダンス領域
６０　グランド導体
６１、６２　伝送線路
６５　接地点
７１、７２　矢印
７５　センサ
７６　制御回路
７７　マッチングトランス

Claims (8)

  1. 　第１の低周波数帯、前記第１の低周波数帯より高い第２の低周波数帯、及び前記第２の低周波数帯より高い高周波数帯で動作する放射素子と、
    　グランド導体と、
    　前記放射素子の給電点と、前記グランド導体との間に挿入され、少なくとも２つの第１の共振特性と第２の共振特性とを切り替えることができる可変共振回路と、
    　前記可変共振回路が前記給電点と前記グランド導体との間に挿入されていない開放状態のとき、前記放射素子の入力インピーダンスが、前記第１の低周波数帯において５０Ωより低く、かつ容量性であり、前記第２の低周波数帯において５０Ωより低く、かつ誘導性であり、前記高周波数帯において、前記第１の低周波数帯及び前記第２の低周波数帯における入力インピーダンスよりも５０Ωに近く、
    　前記可変共振回路が前記第１の共振特性を示すとき、前記可変共振回路は、前記第１の低周波数帯において誘導性であり、前記高周波数帯における前記可変共振回路のインピーダンスは、前記第１の低周波数帯における前記可変共振回路のインピーダンスよりも高く、
    　前記可変共振回路が前記第２の共振特性を示すとき、前記可変共振回路は、前記第２の低周波数帯において容量性であり、前記高周波数帯における前記可変共振回路のインピーダンスは、前記第２の低周波数帯における前記可変共振回路のインピーダンスよりも高いアンテナ装置。
  2. 　前記第１の低周波数帯において、前記可変共振回路が前記第１の共振特性を示しているときの前記放射素子の入力インピーダンスが、前記開放状態のときの前記放射素子の入力インピーダンスよりも５０Ωに近く、
    　前記第２の低周波数帯において、前記可変共振回路が前記第２の共振特性を示しているときの前記放射素子の入力インピーダンスが、前記開放状態のときの前記放射素子の入力インピーダンスよりも５０Ωに近い請求項１に記載のアンテナ装置。
  3. 　前記給電点と前記グランド導体とが前記開放状態のとき、前記高周波数帯における前記放射素子のリターンロスが、前記第１の低周波数帯及び前記第２の低周波数帯における前記放射素子のリターンロスより小さい請求項１または２に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記第１の低周波数帯は、７０４ＭＨｚから７８７ＭＨｚまでの範囲であり、前記第２の低周波数帯は、８２４ＭＨｚから９６０ＭＨｚまでの範囲であり、前記高周波数帯は、１７１０ＭＨｚから２６９０ＭＨｚまでの範囲である請求項１乃至３のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  5. 　前記可変共振回路は、
    　前記第１の共振特性を示す第１の共振回路と、
    　前記第２の共振特性を示す第２の共振回路と、
    　前記放射素子の前記給電点と前記グランド導体との間に、前記第１の共振回路が挿入された状態と、前記第２の共振回路が挿入された状態とを切り替えるスイッチと
    を含み、
    　前記第１の共振回路及び前記第２の共振回路の一方はＬＣ直列共振回路で構成され、他方は、ＬＣ直列共振回路またはＬＣ並列共振回路で構成されている請求項１乃至４のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  6. 　前記可変共振回路は、相互に直列に接続されたインダクタと可変キャパシタとを含み、前記可変キャパシタのキャパシタンスを変動させることにより、前記第１の共振特性と前記第２の共振特性とが切り換えられる請求項１乃至４のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  7. 　さらに、
    　前記放射素子の放射特性に影響を与える物体の接近を検出するセンサと、
    　前記センサの検出結果に基づいて、前記可変キャパシタのキャパシタンスを変化させる制御回路と
    を有する請求項６に記載のアンテナ装置。
  8. 　さらに、前記放射素子と前記給電点との間に挿入されたマッチングトランスを有する請求項１乃至７のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
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