TWI381173B - 電容量測電路及其電容量測方法 - Google Patents

電容量測電路及其電容量測方法 Download PDF

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Description

電容量測電路及其電容量測方法
本發明是有關於一種電容量測電路及電容量測方法，且特別是有關於一種使用連續時間積分器之電容量測電路及其電容量測方法。
請同時參照第1圖及第2圖，其繪示係為傳統電容量測電路之電路圖。傳統電容量測電路10及20用以量測待測電容Cz之電容值變化量並轉換成數位訊號輸出。待測電容Cz為一經觸發會改變電容值的電容器。舉例來說，電容式觸控螢幕的X方向或Y方向的感應線(sensing line)，經導體碰觸會改變電容量。電容陣列150為一可經開關選擇電容大小的電容陣列，用以提供一等效電容CR ，電容Cc則為一已知電容值的電容。
利用待測電容Cz不會被觸發的時間，以設定的積分過程時脈訊號週期NS，對VY 進行積分過程，經過設定的充電過程時脈訊號週期NS後，再讀取比較器CMP輸出之比較訊號CMPO。若電容Cz小於等效電容CR ，則比較器CMP輸出之比較訊號CMPO為Low，控制邏輯110將電容陣列150的等效電容CR 調小。相反地，若電容Cz大於電容陣列150的等效電容CR ，則比較器CMP輸出之比較訊號CMPO為High，控制邏輯110將電容陣列150的等效電容CR 調大。重覆地執行以上程序，直到調整成多調升一個電容陣列150中能調的最小單位電容，則比較訊號 CMPO等於LOW，減少一個最小單位電容，則比較訊號CMPO為High時的電容陣列150之電容設定值為之後量測待測電容Cz電容值變化的電容陣列150設定值。選定電容陣列150的電容大小後，即可對待測電容Cz電容值變化進行量測。
傳統電容量測電路10係採使用dual slope方式，比較待測電容Cz和等效電容CR 的差值經積分過程時脈訊號週期NC，和電容Cc經反向積分過程時，計數器120計算的時脈訊號週期ND，則經觸發後改變的電容值為ND/NC*Cc。
傳統電容量測電路20使用sigma－delta方式，一開始VY 設為參考電壓V1，若比較器CMP輸出之比較訊號CMPO為High，則經控制邏輯110輸出訊號CE為High，且將此1－bit訊號傳入數位濾波器160(digital filter)的輸入端。電容Cc開始對VY 反向積分，使VY 降低，等VY 低於比較器CMP負端輸入電壓V1，比較器CMP輸出之比較訊號CMPO轉為Low，控制邏輯110輸出訊號CE為Low，則電容Cz和等效電容CR 的差值開始對VY 正向積分，使VY 逐步升高。等VY 高於比較器負端輸入電壓V1，比較器CMP輸出之比較訊號CMPO轉為High，再重復以上程序。如此一來，上述一連串訊號CE的High和Low 1－bit訊號經數位濾波器160濾調直流成分以外的值，數位濾波器160的數位輸出可分辨電容Cz和等效電容CR 的差值的大小。
傳統電容量測電路10及20皆可量測待測電容Cz經觸發電容會增加或減少的變化值，若要量測待測電容Cz經觸發會增加電容，即電容值變化量為增加，則選V1>V2，若要量測電容值變化量為減少則V1<V2。
然而，前述第1及2圖繪示之傳統電容量測電路10及20不僅容易受到開關雜訊影響，且必須額外地提供一組振盪器，而導致生產成本的增加。
本發明係有關於一種電容量測電路及其電容量測方法，不僅大幅地改善舊型電路易受開關雜訊影響的缺點，更能提供時脈訊號給其他電路使用，而不需額外地購置振盪器。
根據本發明，提出一種電容量測電路。電容量測電路用以量測一待測電容。電容量測電路包括電容轉時間單元、連續時間積分器及類比數位轉換器。電容轉時間單元根據待測電容之第一充電時間及可調變電容之第二充電時間產生彼此互為反相之第一時脈訊號及第二時脈訊號。連續時間積分器接收第一時脈訊號，並根據第一時脈訊號輸出積分訊號。當第二時脈訊號之時脈個數等於預設值時，類比數位轉換器根據積分訊號輸出一與待測電容及可調變電容之差異值相關之數位訊號。
根據本發明，提出一種電容量測方法。電容量測方法包括：(a)設定連續時間積分器輸出之積分訊號等於起始電壓；(b)根據待測電容之第一充電時間及可調變電容之 第二充電時間產生彼此互為反相之第一時脈訊號及第二時脈訊號；(c)輸出第一時脈訊號至連續時間積分器，並根據第一時脈訊號輸出積分訊號；以及(d)當第二時脈訊號之時脈個數等於預設值時，根據積分訊號輸出一與待測電容及可調變電容之差異值相關之數位訊號。
為讓本發明之上述內容能更明顯易懂，下文特舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：
請參照第3圖，其繪示係為依照本發明一較佳實施例的一種電容量測電路之方塊圖。電容量測電路30用以量測待測電容CY ，以輸出數位訊號BOUT[N：1]。電容量測電路30包括電容轉時間單元310、連續時間積分器320、類比數位轉換器330、計數器340及控制邏輯350。
電容轉時間單元310根據待測電容CY 之充電時間及可調變電容Cx之充電時間產生彼此互為反相之時脈訊號Y1及時脈訊號X1。連續時間積分器320接收時脈訊號Y1，並根據時脈訊號Y1輸出積分訊號Vx。計數器340用以計數時脈訊號X1之時脈個數，當時脈訊號X1之時脈個數等於預設值時，輸出致能訊號EN。控制邏輯350根據致能訊號EN輸出致能訊號ADCEN，以控制類比數位轉換器330根據積分訊號Vx輸出一與待測電容CY 及可調變電容Cx之差異值相關之數位訊號BOUT[N：1]。
上述電容量測電路30利用待測電容CY 和可調變電容Cx的充電時間不同，使得時脈訊號Y1產生正向週期和反 向週期的時間長度不同，而造成連續時間積分器320的積分訊號Vx輸出隨待測電容CY 和可調變電容Cx的差值改變。類比數位轉換器330將積分訊號Vx轉成數位訊號BOUT[N：1]輸出，以供判讀待測電容CY 之電容值大小。
由於電容量測電路30使用連續時間積分器(continuous time integrator)而不須像舊型電路使用分離時間積分器(discrete－time integrator)，所以經長時間積分操作也不會累積開關雜訊，大幅地改善舊型電路易受開關雜訊影響的缺點。此外，若待測電容CY 的變化不大，例如電容式觸控螢幕的X和Y方向電容經觸碰後變化僅約0.1%，則此電路的時脈輸出X1的頻率變化也不大，可提供當作其他電路的時脈訊號使用，不須另外提供一振盪器電路。
前述電容轉時間單元310及連續時間積分器320可以有不同的實施態樣。為使本發明更為清晰易懂，下述將例舉數個實施例做進一步說明。
第一實施例
請同時參照第4、5、6、7及8圖，第4及5圖繪示分別係為電容量測電路之部份細部電路圖，第6圖繪示係為電容值可調變電路之細部電路圖，第7圖繪示係為第一實施例之訊號時序圖，第8圖繪示係為類比數位轉換器之示意圖。前述電容量測電路30係能選擇性地操作於電容值設定期間或電容值量測期間。電容量測電路30於電容值設定期間能較佳地先行調整可調變電容Cx之等效電容值，使得電容量測電路30於電容值量測期間能較正確地 量測待測電容CY 。
電容轉時間單元310包括電容值可調變電路312、電流源314、開關電路316及邏輯單元318。電容值可調變電路312用以提供前述之可調變電容Cx，且電容值可調變電路312例如為一可經開關選擇電容值大小之電容陣列。控制邏輯350於電容值設定期間中決定設定訊號CSEL[N：0]之訊號數值，以使電容值可調變電路312根據此訊號數值調變可調變電容Cx之等效電容值。
電容值可調變電路312包括開關SW[0]至SW[N]及電容CR0 至CRN 。開關SW[0]至SW[N]於電容值設定期間中分別受控於訊號CSEL[0]至CSEL[N]，以決定可調變電容Cx之等效電容值。
電流源314用以提供電流I2。開關電路316根據時脈訊號Y1之反相訊號Y及時脈訊號X1之反相訊號X，以選擇性地提供電流I2至待測電容CY 或可調變電容Cx。邏輯單元318根據參考電壓Vref2、待測電容CY 兩端之充電電壓VA 及可調變電容Cx兩端之充電電壓VB 產生時脈訊號Y1及時脈訊號X1。其中，當充電電壓VB 大於參考電壓Vref2時，時脈訊號Y1恰由高電壓位準轉換為低電壓位準，而當充電電壓VA 大於參考電壓Vref2時，時脈訊號X1恰由高電壓位準轉換為低電壓位準。
連續時間積分器320包括運算放大器OP、電阻Rc、電容C1 、電容C2 、開關sw1、開關switch2及開關switch2s。開關sw1用以選擇性地電性連接電阻Rc及電容轉時間單 元310之邏輯單元318，開關sw1用以回應於控制訊號Scb之致能位準導通，以短路連接電阻Rc與電容轉時間單元310之邏輯單元318。
運算放大器OP之反相輸入端連接至電阻Rc，以接收時脈訊號Y1。且運算放大器OP之反相輸入端經電容C1 耦接至運算放大器OP之輸出端。而運算放大器OP之非反相輸入端接收起始電壓VDD/2。運算放大器OP之輸出端連接至類比數位轉換器330的輸入端。
開關switch2選擇性地電性連接運算放大器OP之反相輸入端及輸出端，開關switch2回應於控制訊號Sc之致能位準導通，以短路連接運算放大器OP之反相輸入端與輸出端，並設定運算放大器OP之反相輸入端與輸出端之電壓等於起始電壓VDD/2。
電容值量測期間
綜合來說，電容量測電路30操作於電容值量測期間又可分為電壓設定期間T1及電壓積分期間T2。電容量測電路30係先操作於電壓設定期間T1。當電容量測電路30操作於電壓設定期間T1時，控制邏輯350致能控制訊號Sc及控制訊號CALB，以驅動連續時間積分器320設定積分訊號Vx等於起始電壓VDD/2。計數器340並回應於控制訊號Sc之致能位準進行重置，以重新計數時脈訊號X1之時脈個數。控制邏輯350於電壓設定期間T1非致能與 控制訊號Sc互為反相訊號之控制訊號Scb，待電壓設定期間T1完成後，電壓積分期間T2開始時再致能控制訊號Scb，使時脈訊號Y得以對連續時間積分器320進行充放電。
電流源314包括運算放大器OP1、做為開關的n通道金氧半(NMOS)電晶體LN1、做為開關的p通道金氧半(PMOS)電晶體LP1、LP2和電阻Rb。電流源314根據參考電壓Vref1、運算放大器OP1、n通道金氧半(NMOS)電晶體LN1、p通道金氧半(PMOS)電晶體LP1、LP2和電阻Rb形成偏壓電流I1，且偏壓電流。並利用電流鏡的工作原理將I1複製成I2，I2可為J倍的I1，亦即電流
當節點Y為”Low”，則做為開關的p通道金氧半(PMOS)電晶體LP4被導通，做為開關的n通道金氧半(NMOS)電晶體LN4被關閉。可調變電容Cx開始充電，其充電速率為。等到電壓VB 大於電壓Vref2時，比較器OP3輸出訊號CPB從”Low”轉為”High”，也使時脈訊號Y從”Low”轉為”High”，同時時脈訊號Y1 從”High”轉為”Low”，電壓VB從0V充電到電壓Vref2的時間為。此時間亦為時脈訊號Y1為”High”的時間。於時間Tx內，積分訊號Vx的電壓變化量。
在時脈訊號Y從”Low”轉為”High”，之後，時脈訊號X也從”High”轉為”Low”，致使做為開關的p通道金氧半(PMOS)電晶體LP3被導通，做為開關的n通道金氧半(NMOS)電晶體LN3被關閉。待測電容CY 開始充電，其充電速率為同可調變電容Cx的推導，待測電容CY 從0V充電到電壓Vref2的時間為此時間亦為時脈訊號Y1為”Low”的時間。於時間TY 內，積分訊號Vx的電壓變化量
由以上敘述得知時脈訊號Y1為”High”的時間為充電時間Tx，而時脈訊號Y1為”Low”的時間為充電時間TY 。當電容量測電路30操作於電壓積分期間T2時，控制邏輯350非致能控制訊號Sc及致能控制訊號Scb，使得連續時 間積分器320對時脈訊號Y1進行積分，以輸出積分訊號Vx。計數器340並同步地計數時脈訊號X1的時脈個數。當計數器340計數時脈訊號X1的時脈個數等於預設值Nc時，發出致能訊號EN至控制邏輯350。控制邏輯350並以致能訊號ADCEN通知類比數位轉換器330採樣連續時間積分器320輸出之積分訊號Vx。積分訊號Vx經過Nc個時脈個數後為。
由公式中知積分訊號Vx為待測電容CY 和可調變電容Cx的差值的線性關係式，將此線性變化的積分訊號Vx輸出到類比數位轉換器轉成數位訊號BOUT[N：1]輸出，並從數位訊號BOUT[N：1]判斷待測電容CY 的電容變化大小。
請參照第15圖，其繪示係為電容量測電路操作於電容值量測期間之電容量測方法流程圖。簡言之，當電容量測電路30操作於電容值量測期間時，係包括如下步驟：首先如步驟710所示，設定連續時間積分器320輸出之積分訊號Vx等於起始電壓VDD/2。接著如步驟720所示，根據待測電容CY 之充電時間及可調變電容Cx之充電時間產生彼此互為反相之時脈訊號Y1及時脈訊號X1。跟著如步驟730所示，輸出時脈訊號Y1至連續時間積分器320，並根據時脈訊號Y1輸出積分訊號Vx。最後如步驟740所示，當時脈訊號X1之時脈個數等於預設值時，根據積分訊號Vx輸出一與待測電容CY 及可調變電容Cx之差異值 相關之數位訊號BOUT[N：1]。
電容值設定期間
當電容量測電路30操作於電容值設定期間時，電容值可調變電路312受控於設定訊號CSEL[N：0]而使得可調變電容Cx能跟待測電容CY 相等或儘量接近。在電容值設定期間，並不在乎連續時間積分器320的輸出是否能非常線性的將待測電容CY 和可調變電容Cx的差值大小準確地轉成類比數位轉換器330可分辨的電壓範圍內，而是要盡可能將待測電容CY 和可調變電容Cx的電容差值大小放大以增加解析度。
所以，在電容值設定期間，控制邏輯350非致能控制訊號CALB，使得連續時間積分器320的迴授積分電容從C1 ＋C2 減小為C1 ，造成積分的增幅變得更大以增加解析度。若電容值設定期間經過整數週期Ns後，則積分訊號
第8圖繪示之類比數位轉換器330係為連續漸進類比數位轉換器(Successive Approximation Register Analog Digital converter,SARADC)。由第8圖可看出，當控制邏輯350非致能控制訊號CALB時，類比數位轉換器330的功能減化成1bit解析度。也就是只比較連續時間積分器320的積分訊號Vx和起始電壓VDD/2的大小，再讀取類比數位轉換器330中之比較器OTA輸出訊號CMPO。若待 測電容CY 大於可調變電容Cx，則比較器OTA輸出比較訊號CMPO為Low，而控制邏輯350經由設定訊號CSEL[N：0]調大可調變電容Cx之等效電容值。相反地，若待測電容CY 小於可調變電容Cx，則比較器OTA輸出比較訊號CMPO為High，而控制邏輯350經由設定訊號CSEL[N：0]調小可調變電容Cx之等效電容值。重覆以上程序，直到調整成多調升一個電容值可調變電路312中能調整的最小單位電容CR0 ，則訊號CMPO等於Low，減少一個最小單位電容CR0 ，則訊號CMPO為High時的電容值。之後，測待測電容CY 時，此一電容值即設定成為可調變電容Cx之等效電容值。
於電容值量測期間時，控制訊號CAL為致能位準而控制訊號CALB為非致能位準。控制邏輯350以致能訊號ADCEN通知連續漸進暫存器及控制電路332使致能控制訊號Set和控制訊號Sample及非致能與控制訊號Sample互為反相訊號之控制訊號Sampleb，使開關swa及開關swh導通，並使開關swd為不導通。如此一來，開關swa導通使得比較器OTA之輸出端和反相輸入端短路，以設定比較器OTA之反相輸入端之電壓VN 等於比較器OTA之非反相輸入端之電壓VDD/2。開關swh導通使得積分訊號Vx儲存於電容Cs，此時，連續漸進暫存器及控制電路332使位元bN 為”High”，數位類比轉換器334據以輸出電壓 VDD/2。經一定數量的時脈訊號X1之後，連續漸進暫存器及控制電路332使控制訊號Set和控制訊號Sample為非致能位準，並使控制訊號Sampleb為致能位準，此時，比較器OTA之反相輸入端之電壓。
若積分訊號Vx>VDD/2，則電壓VN 小於VDD/2，訊號CMPO輸出為”High”，則位元bN 保持”High”並存於連續漸進暫存器及控制電路332。連續漸進暫存器及控制電路332再使位元bN－1 為”High”，使數位類比轉換器334輸出電壓VDD/2＋VDD/(22 ),則比較器OTA之反相輸入端之電壓。
若積分訊號Vx<(VDD/2＋VDD/(22 ))，則電壓VN 大於VDD/2，訊號CMPO輸出為”Low”，則位元b2回到”Low”並存於連續漸進暫存器及控制電路332。如此反覆直到位元b1 也完成以上判斷步驟，則完成將積分訊號Vx轉成數位的轉換。
於電容值設定期間時，控制訊號CALB和控制訊號Set為非致能位準，控制訊號CAL和控制訊號Sample為致能位準，控制訊號Sampleb為非致能位準。也就是直接將積分訊號Vx送到比較器OTA的反相輸入端，直接比較 連續時間積分器320輸出的積分訊號Vx和起始電壓VDD/2的大小，使類比數位轉換器330的功能減化成1bit解析度，以利用比較器OTA輸出的比較訊號CMPO來調整可調變電容Cx。
請參照第16及17圖，其繪示係為電容量測電路操作於電容值設定期間之電容量測方法流程圖。簡言之，當電容量測電路30操作於電容值設定期間時，係包括如下步驟：首先如步驟810所示，提供設定訊號CSEL[N：0]來設定電容值可調變電路312，以使電容值可調變電路312根據設定訊號CSEL[N：0]調變可調變電容Cx之等效電容值。接著如步驟820所示，設定連續時間積分器320輸出之積分訊號Vx等於起始電壓VDD/2。跟著如步驟830所示回應於控制訊號CALB，來降低連續時間積分器320之迴授積分電容之等效電容值。然後如步驟840所示，輸出時脈訊號Y1至連續時間積分器320，並根據時脈訊號Y1輸出積分訊號Vx。接著如步驟850所示，當時脈訊號X1之時脈個數等於預設值時，輸出致能訊號EN以致能類比數位轉換器330採樣積分訊號Vx。跟著如步驟860所示，根據致能訊號EN輸出致能訊號ADCEN，以控制類比數位轉換器330之比較器OTA比較採樣之積分訊號Vx和起始電壓VDD/2的大小並輸出比較訊號CMPO。然後如步驟870所示，判斷比較訊號CMPO是否滿足臨界條件，即多調升一個電容值可調變電路312中能調整的最小單位電容CR0 ，則訊號CMPO等於Low，減少一個最小單位電容CR0 ， 則訊號CMPO為High的臨界條件，若否，執行步驟880，調整設定訊號CSEL[N：0]之數值，並重複執行步驟820。若達到臨界條件，則執行步驟890，以目前之設定訊號CSEL[N：0]之數值決定可調變電容Cx之等效電容值。
第二實施例
請同時參照第9及10圖，第9圖繪示係為第二實施例之電容量測電路之部份細部電路圖，第10圖繪示係為第二實施例之訊號時序圖。第二實施例與第一實施例不同之處在於：第二實施例之電流源414之設計與第一實施例之電流源314不同。電流源414除運算放大器OP1、做為開關的n通道金氧半(NMOS)電晶體LN1、做為開關的p通道金氧半(PMOS)電晶體LP1、LP2和電阻Rb之外，更包括做為開關的p通道金氧半(PMOS)電晶體LP2A。電流源414係使流經待測電容CY 與可調變電容Cx的電流相差K倍。如此一來，可調變電容Cx只需為待測電容CY 的1/K倍大小。大幅地減少可調變電容Cx的電容面積，進而增加整合於單一晶片的可能性。此外，第二實施例之訊號時序如第10圖繪示，其中，當I2和I1之比值J為1時，時間，時間T x ＝R b C x 。於時間Tx 內，積分訊號Vx的電壓變化量。於時間TY 內，積分訊號Vx的 電壓變化量。積分訊號Vx經過Nc個時脈個數後為。
第三實施例
請同時參照第11圖，其繪示係為第三實施例之電容量測電路之部份細部電路圖。第三實施例與第一實施例不同之處在於：第三實施例之電流源514之設計與第一實施例之電流源314不同。電流源514除運算放大器OP1、做為開關的n通道金氧半(NMOS)電晶體LN1、做為開關的p通道金氧半(PMOS)電晶體LP1、做為開關的p通道金氧半(PMOS)電晶體LP2和電阻Rb之外，更包括電晶體陣列5142。電晶體陣列5142係受控於電流設定訊號ISEL[N：0]，以提供K倍的電流I2。
請參照第12圖，其繪示係為電晶體陣列之細部電路圖。電晶體陣列5142包括電晶體LP2[0]至LP2[N]、開關SW[0]至SW[N]、開關XSW[0]至XSW[N]、反相器51422(0)至51422(N)。反相器51422(0)至51422(N)分別用以反相訊號ISEL[0]至ISEL[N]，以控制開關XSW[0]至XSW[N]。開關SW[0]至SW[N]分別受控於訊號ISEL[0]至ISEL[N]，以控制電晶體LP2[0]至LP2[N]的導通與截止。當導通的電晶體個數為K時，電晶體陣列5142即提供K倍的電流I2。
第四實施例
請同時參照第13、14及18圖，第13圖繪示係為第 四實施例之電容量測電路之部份細部電路圖，第14圖繪示係為第四實施例之訊號時序圖，第18圖繪示係為第四實施例之類比數位轉換器。第四實施例與第一實施例不同之處在於：第四實施例之連續時間積分器620、邏輯單元618及類比數位轉換器630之設計與第一實施例之連續時間積分器320不同。連續時間積分器620係採差動輸入。而邏輯單元618輸出之時脈訊號X2(此時脈訊號為與時脈訊號X1相同相位和頻率的時脈訊號)與及Y1更分別做為連續時間積分器620的差動輸入，類比數位轉換器630並接收連續時間積分器620的差動輸出後，轉換為數位訊號BOUT[N：1]輸出。
連續時間積分器620包括運算放大器OP、電阻Rc(1)、電阻Rc(2)、電容C1 (1)、電容C1 (2)、電容C2 (1)、電容C2 (2)、開關swip、開關swin、開關switch2p、開關switch2n、開關switch2sp及開關switch2sn。開關swip及開關swin分別選擇性地電性連接電阻Rc(1)及電阻Rc(2)至邏輯單元618，開關swip及開關swin分別回應於控制訊號Scb之致能位準導通，以短路連接電阻Rc(1)及電阻Rc(2)至邏輯單元618。
運算放大器OP4包括共模電壓(common mode voltage)輸入端(未繪示)、反相輸入端、非反相輸入端、第一輸出端及第二輸出端。共模電壓輸入端係連接至起始電壓，以控制運算放大器OP4的第一輸出端及第二輸出端的平均電壓為起始電壓。反相輸入端及非反相輸入端分別 連接至電阻Rc(1)及Rc(2)，以接收時脈訊號Y1及X2。第一輸出端及第二輸出端分別連接至類比數位轉換器630之正輸入端及負輸入端。反相輸入端經電容C1 (1)耦接至第一輸出端，而非反相輸入端經電容C1 (2)耦接至第二輸出端。
開關switch2p選擇性地電性連接反相輸入端及第一輸出端，開關switch2p回應於控制訊號Sc之致能位準導通，以短路連接反相輸入端與第一輸出端，並設定運算放大器OP4之反相輸入端與第一輸出端之電壓為起始電壓。同樣地，開關switch2n選擇性地電性連接非反相輸入端及第二輸出端，開關switch2n回應於控制訊號Sc之致能位準導通，以短路連接非反相輸入端與第二輸出端，並設定運算放大器OP4之非反相輸入端與第二輸出端之電壓為起始電壓。
電容C2 (1)及開關switch2sp串聯地連接於運算放大器OP4之反相輸入端及第一輸出端，開關switch2sp回應於控制訊號CALB之致能位準而導通，使得電容C2 (1)並聯於電容C1 (1)。同樣地，電容C2 (2)及開關switch2sn串聯地連接於運算放大器OP4之非反相輸入端及第二輸出端，開關switch2sn回應於控制訊號CALB之致能位準而導通，使得電容C2 (2)並聯於電容C1 (2)。
於時間Tx內，電壓Vxp的電壓變化量，電壓VXN 的電壓變化量。於時間TY 內，積分訊號Vx的電壓變化量 。 積分訊號Vx經過Nc個時脈個數後為
由於連續時間積分器620係差動輸出至類比數位轉換器630，因此，類比數位轉換器630需如第18圖繪示改為差動輸入，以接收連續時間積分器620的差動輸出。
本發明上述實施例所揭露之電容量測電路及其電容量測方法，大幅地改善舊型電路易受開關雜訊影響的缺點。此外，充電過程中所產生的時脈訊號可提供當作其他電路的時脈訊號使用，不須另外提供一振盪器電路，大幅地降低生產成本。
綜上所述，雖然本發明已以一較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
10、20‧‧‧傳統電容量測電路
30‧‧‧依照本較佳實施例之電容量測電路
110、350‧‧‧控制邏輯
120、340‧‧‧計數器
130‧‧‧振盪器
140‧‧‧栓鎖器
150‧‧‧電容陣列
160‧‧‧數位濾波器
310‧‧‧電容轉時間單元
312‧‧‧電容值可調變電路
314、414、514‧‧‧電流源
316‧‧‧開關電路
318、618‧‧‧邏輯單元
320、620‧‧‧連續時間積分器
330、630‧‧‧類比數位轉換器
332‧‧‧連續漸進暫存器及控制電路
334‧‧‧數位類比轉換器
5142‧‧‧電晶體陣列
C1 、C2 、C1 (1)、C1 (2)、C2 (1)、C2 (2)、Cc、Cs、CSP 、CSN 、CR0 ~CRN ‧‧‧電容
LN1、LN3、LN4、LP1、LP2、LP2A、LP3、LP4、swi、switch2、switch2s、switch2sp、switch2p、switch2n、switch2sn、swa、swc、swd、swh、swip、swin、swhp、swcp、swcn、swap、swan、swan、swdp、swdn、SW[0]~SW[N]、LP[0]~LP[N]、XSW[0]~XSW[N]‧‧‧開關
Rb、Rc、Rc(1)、Rc(2)‧‧‧電阻
OP、OP1、OP4‧‧‧運算放大器
CMP、OTA、OP2、OP3‧‧‧比較器
Cz、CY ‧‧‧待測電容
Cx‧‧‧可調變電容
第1圖繪示係為傳統電容量測電路之電路圖。
第2圖繪示係為傳統電容量測電路之電路圖。
第3圖繪示係為依照本發明一較佳實施例的一種電容量測電路之方塊圖。
第4圖繪示係為電容量測電路之部份細部電路圖。
第5圖繪示係為電容量測電路之部份細部電路圖。
第6圖繪示係為電容值可調變電路之細部電路圖。
第7圖繪示係為第一實施例之訊號時序圖。
第8圖繪示係為類比數位轉換器之示意圖。
第9圖繪示係為第二實施例之電容量測電路之部份細部電路圖。
第10圖繪示係為第二實施例之訊號時序圖。
第11圖繪示係為第三實施例之電容量測電路之部份細部電路圖。
第12圖繪示係為電晶體陣列之細部電路圖。
第13圖繪示係為第四實施例之電容量測電路之部份細部電路圖。
第14圖繪示係為第四實施例之訊號時序圖。
第15圖繪示係為電容量測電路操作於電容值量測期間之電容量測方法流程圖。
第16及17圖繪示係為電容量測電路操作於電容值設定期間之電容量測方法流程圖。
第18圖繪示係為第四實施例之類比數位轉換器。

Claims (22)

  1. 一種電容量測電路，用以量測一待測電容，包括：一電容轉時間單元，用以根據該待測電容之一第一充電時間及一可調變電容之一第二充電時間產生彼此互為反相之一第一時脈訊號及一第二時脈訊號；一連續時間積分器，用以接收該第一時脈訊號，並根據該第一時脈訊號輸出一積分訊號；以及一類比數位轉換器，當該第二時脈訊號之時脈個數等於一預設值時，根據該積分訊號輸出一與該待測電容及該可調變電容之差異值相關之數位訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電容量測電路，更包括：一計數器，用以當該第二時脈訊號之時脈個數等於該預設值時，輸出一第一致能訊號；以及一控制邏輯，用以根據該第一致能訊號輸出一第二致能訊號，以控制該類比數位轉換器根據該積分訊號輸出該數位訊號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之電容值量測電路，其中該控制邏輯更用以在一電壓設定期間中，致能一第一控制訊號，以驅動該連續積分器電路設定該積分訊號等於一起始電壓，及非致能一第二控制訊號，該第二控制訊號為該第一控制訊號的反相訊號，待該電壓設定期間完成後再致能該第二控制訊號，以連接該電容轉時間單元及該連續時間積分器，使該第一時脈訊號得以對該連續時間積分 器進行充放電；其中，該計數器更用以回應於該第一控制訊號之致能位準進行重置，以重新計數該第一時脈訊號之時脈個數。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之電容值量測電路，其中該電容轉時間單元更包括：一電容值可調變電路，用以提供該可調變電容，該控制邏輯更用以於一電容值設定期間中決定一設定訊號之一訊號數值，以使該電容值可調變電路根據該訊號數值調變該可調變電容之一等效電容值；其中，該控制邏輯更用以於該電容值設定期間中非致能一第三控制訊號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之電容量測電路，其中該電容轉時間單元，更包括：一電流源，用以提供一第一電流；一開關電路，用以根據該第一時脈訊號及該第二時脈訊號之反相訊號，以選擇性地提供該第一電流至該待測電容或該可調變電容；以及一邏輯單元，用以根據一參考電壓、該待測電容之一第一充電電壓及該可調變電容之一第二充電電壓產生該第一時脈訊號及該第二時脈訊號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之電容量測電路，其中當該第二充電電壓大於該參考電壓時，該第一時脈訊號恰由一高電壓位準轉換為一低電壓位準，而當該第一充電電壓大於該參考電壓時，該第二時脈訊號恰由該高電壓位 準轉換為該低電壓位準。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之電容量測電路，其中該電容轉時間單元，更包括：一電流源，用以提供一第一電流及一第二電流，該第二電流係為該第一電流之複數倍；一開關電路，用以根據該第一時脈訊號及該第二時脈訊號之反相訊號，以選擇性地提供該第二電流至該待測電容或提供該第一電流至該可調變電容；及一邏輯單元，用以根據該待測電容之一第一充電電壓及該可調變電容之一第二充電電壓產生該第一時脈訊號及該第二時脈訊號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之電容量測電路，其中當該第二充電電壓大於一參考電壓時，該第一時脈訊號恰由一高電壓位準轉換為一低電壓位準，而當該第一充電電壓大於該參考電壓時，該第二時脈訊號恰由該高電壓位準轉換為該低電壓位準。
  9. 申請專利範圍第7項所述之電容量測電路，其中該電流源包括：一電晶體陣列，係受控於一電流設定訊號，以提供該第二電流。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之電容量測電路，其中該連續時間積分器包括：一第一電阻；一第一開關，用以選擇性地電性連接該第一電阻及該 電容轉時間單元，該第一開關用以回應於一第二控制訊號之致能位準導通，以短路連接該第一電阻與該電容轉時間單元；一運算放大器，包括：一反相輸入端，係連接至該第一電阻，以接收該第一時脈訊號；一非反相輸入端，用以接收一起始電壓；及一輸出端，該輸出端連接至該類比數位轉換器的輸入端；一第一電容，該反相輸入端經該第一電容耦接至該輸出端；一第二開關，用以選擇性地電性連接該反相輸入端及該輸出端，該第二開關用以回應於一第一控制訊號之致能位準導通，以短路連接該反相輸入端與該輸出端，並設定該反相輸入端與該輸出端之電壓等於該起始電壓。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之電容值量測電路，其中該連續時間積分器電路更包括一第二電容及一第三開關，該第二電容及該第三開關串聯地連接於該反相輸入端及該輸出端，該第三開關用以回應於一第三控制訊號之致能位準而導通，使得該第一電容並聯於該第二電容。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之電容量測電路，其中該連續時間積分器包括：一第一電阻；一第一開關，用以選擇性地電性連接該第一電阻及該 電容轉時間單元，該第一開關用以回應於一第二控制訊號之致能位準導通，以短路連接該第一電阻與該電容轉時間單元；一運算放大器，包括：一共模電壓(common mode voltage)輸入端，係連接至一起始電壓，以控制運算放大器的第一輸出端及第二輸出端的平均電壓為該起始電壓；一反相輸入端，係連接至該第一電阻，以接收該第一時脈訊號；一非反相輸入端；一第一輸出端，該第一輸出端連接至該類比數位轉換器之正輸入端；及一第二輸出端，該第二輸出端連接至該類比數位轉換器之負輸入端；一第一電容，該反相輸入端經該第一電容耦接至該第一輸出端；一第二開關，用以選擇性地電性連接該反相輸入端及該第一輸出端，該第二開關用以回應於一第一控制訊號之致能位準導通，以短路連接該反相輸入端與該第一輸出端，並設定該運算放大器之反相輸入端與該第一輸出端之電壓為該起始電壓；一第二電阻；一第四開關，用以選擇性地電性連接該第二電阻及該電容轉時間單元，該第四開關用以回應於一第二控制訊號 之致能位準導通，以短路連接第二電阻與該電容轉時間單元；一第三電容，該非反相輸入端經該第三電容耦接至該第二輸出端；一第五開關，用以選擇性地電性連接該非反相輸入端及該第二輸出端，該第五開關用以回應於一第一控制訊號之致能位準導通，以短路連接該運算放大器之非反相輸入端與該第二輸出端，並設定該運算放大器之非反相輸入端與該第二輸出端之電壓為該起始電壓。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之電容值量測電路，其中該連續時間積分器電路更包括：一第二電容；一第三開關，該第二電容及該第三開關電路串聯地連接於該運算放大器之反相輸入端及該第一輸出端，該第三開關用以回應於一第三控制訊號之致能位準而導通，使得該第一電容並聯於該第二電容；一第四電容；以及一第六開關，該第四電容及該第六開關串聯地連接於該非反相輸入端及該第二輸出端，該第六開關用以回應於一第三控制訊號之致能位準而導通，使得該第三電容並聯於該第四電容。
  14. 一種電容量測方法，用以量測一待測電容，該電容量測方法包括：(a)設定一連續時間積分器輸出之一積分訊號等於 一起始電壓；(b)根據該待測電容之一第一充電時間及一可調變電容之一第二充電時間產生彼此互為反相之一第一時脈訊號及一第二時脈訊號；(c)輸出該第一時脈訊號至該連續時間積分器，並根據該第一時脈訊號輸出該積分訊號；以及(d)當該第二時脈訊號之時脈個數等於一預設值時，根據該積分訊號輸出一與該待測電容及該可調變電容之差異值相關之數位訊號。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之電容量測方法，其中該步驟(d)包括：(d1)當該第一時脈訊號之時脈個數等於一預設值時，輸出一第一致能訊號；以及(d2)根據該第一致能訊號輸出一第二致能訊號，以控制一類比數位轉換器根據該積分訊號輸出該數位訊號。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之電容量測方法，其中該步驟(b)包括：(b1)提供一第一電流；(b2)根據一電容設定訊號提供該可調變電容；(b3)根據該第一時脈訊號及該第二時脈訊號之反相訊號，以選擇性地提供該第一電流至該待測電容或該可調變電容；以及(b4)根據一參考電壓、該待測電容之一第一充電電壓及該可調變電容之一第二充電電壓產生該第一時脈訊 號及該第二時脈訊號。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之電容量測方法，其中於該步驟(b4)中，當該第二充電電壓大於該參考電壓時，該第一時脈訊號恰由一高電壓位準轉換為一低電壓位準，而當該第一充電電壓大於該參考電壓時，該第二時脈訊號恰由該高電壓位準轉換為該低電壓位準。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之電容量測方法，其中該步驟(b)包括：(b1)提供一第一電流及一第二電流，該第二電流係為該第一電流之複數倍；(b2)根據一電容設定訊號提供該可調變電容；(b3)根據該第一時脈訊號及該第二時脈訊號之反相訊號，以選擇性地提供該第二電流至該待測電容或提供該第一電流至該可調變電容；(b4)根據該待測電容之一第一充電電壓及該可調變電容之一第二充電電壓產生該第一時脈訊號及該第二時脈訊號。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之電容量測方法，其中於該步驟(b4)中，當該第二充電電壓大於一參考電壓時，該第一時脈訊號恰由一高電壓位準轉換為一低電壓位準，而當該第一充電電壓大於該參考電壓時，該第二時脈訊號恰由該高電壓位準轉換為該低電壓位準。
  20. 如申請專利範圍第14項所述之電容量測方法，更包括： (e)根據一電容設定訊號調整該可調變電容之電容值接近該待測電容之電容值。
  21. 如申請專利範圍第14項所述之電容量測方法，於步驟(a)之前，更包括：(f)提供一設定訊號來設定一電容值可調變電路，以使該電容值可調變電路根據該設定訊號調變該可調變電容之一等效電容值；(g)設定該連續時間積分器輸出之該積分訊號等於該起始電壓；(h)輸出該第一時脈訊號至該連續時間積分器，並根據該第一時脈訊號輸出該積分訊號；(i)當該第二時脈訊號之時脈個數等於一預設值時，輸出一第一致能訊號以致能一類比數位轉換器採樣該積分訊號；(j)根據該第一致能訊號輸出一第二致能訊號，以控制該類比數位轉換器根據採樣之該積分訊號輸出一與該待測電容及該可調變電容之差異值相關之數位訊號；(k)判斷該數位訊號是否滿足一臨界條件與一參考數位訊號是否接近，若否，執行步驟(l)，若是，執行步驟(m)；(l)調整該設定訊號之數值，並重複執行步驟(g)；以及(m)以目前之該設定訊號之數值決定該等效電容值。
  22. 如申請專利範圍第21項所述之電容量測方法，其中於步驟(g)與(h)之間，更包括： (n)回應於一控制訊號，來降低該連續時間積分器之一迴授積分電容之等效電容值。
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