SE1150722A1 - Demodulation of OFDM QAM signals with channel estimation error - Google Patents
Demodulation of OFDM QAM signals with channel estimation error Download PDFInfo
- Publication number
- SE1150722A1 SE1150722A1 SE1150722A SE1150722A SE1150722A1 SE 1150722 A1 SE1150722 A1 SE 1150722A1 SE 1150722 A SE1150722 A SE 1150722A SE 1150722 A SE1150722 A SE 1150722A SE 1150722 A1 SE1150722 A1 SE 1150722A1
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- constellation
- receiver
- error
- channel
- transmitter
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2646—Arrangements specific to the transmitter only using feedback from receiver for adjusting OFDM transmission parameters, e.g. transmission timing or guard interval length
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03414—Multicarrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/0342—QAM
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/022—Channel estimation of frequency response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Small-Scale Networks (AREA)
Abstract
Description
frekvensdomänen används ofta i OFDM-baserade system eftersom de är enkla att implementera. Kanaltappar uppskattas baserat på överföringen av en känd datasekvens. the frequency domain is often used in OFDM-based systems because they are easy to implement. Channel taps are estimated based on the transmission of a known data sequence.
Detta förfarande kallas datavägledd eller pilotbaserad kanaluppskattning.This procedure is called data-guided or pilot-based channel estimation.
Basbandsmodellen för en Överförd OFDM-symbol kan betecknas som: äXnejZIIicn/N 3 xk =ffi2fig ...,1v-1 (1) där N representerar FFT-storleken, n indikerar index i frekvensdomänen, k indikerar index i tidsdomänen och {Xn} indikerar den överförda symbol/bit-sekvensen.The baseband model for a transmitted OFDM symbol can be described as: äXnejZIIicn / N 3 xk = f fi2fi g ..., 1v-1 (1) where N represents the FFT size, n indicates index in the frequency domain, k indicates index in the time domain and {Xn} indicates the transmitted symbol / bit sequence.
Den mottagna OFDM-symbolen vid utgången på FFT-blocket kan betecknas som: -j 21rkn/N Rn=i N-1 m k=0 Tke n=0,1, ...,1v-1 (2) rk i ekvation 2 är det mottagna symbolsamplet.The received OFDM symbol at the output of the FFT block can be denoted as: -j 21rkn / N Rn = i N-1 mk = 0 Tke n = 0.1, ..., 1v-1 (2) rk in equation 2 is the received symbol sample.
Den mottagna OFDM-symbolen vid utgången på F FT-blocket kan också uttryckas som: Rn = HnXn + In + Wn (3) I ekvation 3 representerar Hn den n:te kanaltappen, ln representerar interkanalinterferensen på den n:te kanalen och Wn den additiva vita gaussiska bruskomponenten (AWGN, ”Additive White Gaussian Noise”).The received OFDM symbol at the output of the F FT block can also be expressed as: Rn = HnXn + In + Wn (3) In Equation 3, Hn represents the nth channel pin, ln represents the interchannel interference on the nth channel and Wn the additive white Gaussian noise component (AWGN, "Additive White Gaussian Noise").
Kanaluppskattning utförs genom att använda de kända pilotsymbolema.Channel estimation is performed using the known pilot symbols.
Kanaluppskattningen kan i huvudsak erhållas genom följ ande ekvation ,_ Rni H” _ Ti <4) I ekvation 4 betecknar P¿ den izte pilotsymbolen.The channel estimate can mainly be obtained by the following equation, _ Rni H ”_ Ti <4) In equation 4, P denotes the izte pilot symbol.
Där antalet pilotsymboler som använts i systemet är L, kan de kanaltapp som används i FDE erhållas genom att medelvärdesbilda kanaluppskattningama (5) per symbol enligt följande: ^ -l .L ^ .Where the number of pilot symbols used in the system is L, the channel pins used in the FDE can be obtained by averaging the channel estimates (5) per symbol as follows: ^ -l .L ^.
Hn _' LZt=1Hn,t (5) De mottagna samplen vid utgången på F DE är 10 15 20 25 30 _ = gfx" + få + :Ti (6) Som framgår av de ovan givna förklaringama förorsakar uppskattningsfelet som är förknippat med kanaltappuppskattningen, Ûn, prestandaförsämring i OF DM- system.Hn _ 'LZt = 1Hn, t (5) The samples received at the output of F DE are 10 15 20 25 30 _ = gfx "+ få +: Ti (6) As can be seen from the explanations given above, the estimation error associated with channel loss estimate, Ûn, performance deterioration in OF DM system.
Som en följd av de experimentella och analytiska studier som har utförts, observeras det i tillämpningama enligt känd teknik att i de OFDM-baserade kom- munikationsmetodema så uppträder det brus som tillförs de överförda data och interkanalinterferensen (ICI) mer i konstellationspunkter med höga amplituder än de punkter som ligger nära ursprunget, där de reella (i-fas) och virtuella (kvadratur) amplitudema i kvadraturaxeln är noll (figur 4 och 5).As a result of the experimental and analytical studies that have been performed, it is observed in the prior art applications that in the OFDM-based communication methods, the noise applied to the transmitted data and the interchannel interference (ICI) occur more in constellation points with high amplitudes than the points close to the origin, where the real (in-phase) and virtual (quadrature) amplitudes of the quadrature axis are zero (fi gur 4 and 5).
Hn = En + AH" (7) I ekvation 7 representerar AH” kanaluppskattningsfelet. Den mottagna symbolen kan då uttryckas som zn=xnfiïålfixn+å+glï (8) I ekvation 8 finns det en brusterm som skalas av konstellationsamplituden hos den överförda symbolen. För att demonstrera denna effekt används en 64-QAM- konstellation.Hn = En + AH "(7) In Equation 7, AH" represents the channel estimation error. The received symbol can then be expressed as zn = xn To demonstrate this effect, a 64-QAM constellation is used.
En vanlig 64-QAM-konstellation visas i figur 4. Den genomsnittliga symbol- energin i konstellationen norrnaliseras till 1. Mottagna sampel av denna konstellation genom ideala kanaler med 3 pilotsymboler visas i figur 5. Enligt vad som kan obser- veras ur denna figur är konstellationspunkter med högre amplitudvärden utsatta för mer brus under kanaluppskattning.A common 64-QAM constellation is shown in Figure 4. The average symbol energy in the constellation is normalized to 1. Samples received from this constellation through ideal channels with 3 pilot symbols are shown in Figure 5. According to what can be observed from this Figure, constellation points with higher amplitude values exposed to more noise during channel estimation.
De lösningsmetoder som tillhandahålls i den kända tekniken för problemet med att förbättra noggrannheten i kanaluppskattning baseras i allmänhet på överföring av en känd datasekvens som benämns pilotsymboler.The solution methods provided in the prior art for the problem of improving the accuracy of channel estimation are generally based on the transmission of a known data sequence called pilot symbols.
En av tillämpningama i den kända tekniken skildras i US-patentdokumentet US-63273 14. Det nämnda dokumentet avser att förbättra kanaluppskattningsförfarandet för ett mera noggrant kanalfrekvenssvar.One of the applications in the prior art is described in US patent document US-63273 14. The said document is intended to improve the channel estimation method for a more accurate channel frequency response.
En annan tillämpning i den kända tekniken skildras i US-patentdokumentet US-2004240376. I det nämnda dokumentet skapas en virtuell inlärningssymbol och bearbetas för att korrigera kanaluppskattningsfelet. 10 15 20 25 30 35 Sammanfattning av uppfinningen Syftet med föreliggande uppfinning är att åstadkomma en metod där OFDM- baserade mottagare och sändare används, i vilken prestandaförsämringen som upp- kommer på grund av kanaluppskattningsfel minskas.Another application in the prior art is described in US patent document US-2004240376. In the mentioned document, a virtual learning symbol is created and processed to correct the channel estimation error. 10 15 20 25 30 35 Summary of the Invention The object of the present invention is to provide a method in which OFDM-based receivers and transmitters are used, in which the deterioration in performance which arises due to channel estimation errors is reduced.
Ett annat syfte med uppfinningen är att åstadkomma en metod som utnyttjar en OFDM-baserad mottagare, där symbolfel minskas genom att utnyttja de olika amplitud- konstellationspunkterna, och en sändare som arbetar i enlighet med nämnda mottagare.Another object of the invention is to provide a method utilizing an OFDM-based receiver, in which symbol errors are reduced by utilizing the various amplitude constellation points, and a transmitter operating in accordance with said receiver.
Ett ytterligare syfte med uppfinningen är att åstadkomma en metod som utnytt- jar en OFDM-baserad mottagare, där felnivåema hos de höga amplitudsignalerna minskas, och en sändare.A further object of the invention is to provide a method which utilizes an OFDM-based receiver, in which the error levels of the high amplitude signals are reduced, and a transmitter.
Detalierad beskrivning av uppfinningen Metoden som åstadkommits för att uppnå syftet med föreliggande uppfinning illustreras i de medföljande figurerna, där Figur 1 visar blockschemat över en sändare enligt känd teknik.Detailed Description of the Invention The method achieved to achieve the object of the present invention is illustrated in the accompanying figures, in which Figure 1 shows the block diagram of a transmitter according to the prior art.
Figur 2 visar blockschemat över en utföringsforin av mottagaren enligt före- liggande uppfinning.Figure 2 shows the block diagram of an embodiment of the receiver according to the present invention.
Figur 3 visar blockschemat över sändaren som arbetar i enlighet med mottagar- en enligt föreliggande uppfinning.Figure 3 shows the block diagram of the transmitter operating in accordance with the receiver according to the present invention.
Figur 4 är diagrammet som visar uppställningen av punktema i en vanlig 64- QAM-konstellation enligt känd teknik.Figure 4 is the diagram showing the arrangement of the points in a conventional 64-QAM constellation according to the prior art.
Figur 5 är diagrammet som visar uppställningen av punkterna i en vanlig 64- QAM-konstellation enligt känd teknik, när brus adderas till densamma.Figure 5 is the diagram showing the arrangement of the points in a conventional 64-QAM constellation according to the prior art, when noise is added thereto.
Figur 6 är flödesschemat över beräkningen av brusförhållandet i uppfinningen.Figure 6 is the fate diagram of the calculation of the noise ratio in the invention.
Figur 7 är flödesschemat som visar funktionen hos konstellationsgeneratorn.Figure 7 is the fate diagram showing the operation of the constellation generator.
Figur 8 är diagrammet som visar uppställningen av punktema i 64-QAM- konstellationspunkter som förvrängts med uppfinningen.Figure 8 is the diagram showing the arrangement of the points in 64-QAM constellation points distorted by the invention.
Figur 9 är diagrammet som visar felnivåerna hos de 64-QAM-konstellations- punkter som förvrängts med uppfinningen och 64-QAM-konstellationspunktema enligt känd teknik.Figure 9 is the diagram showing the error levels of the 64-QAM constellation points distorted with the invention and the 64-QAM constellation points according to the prior art.
Figuremas delar har alla givits en hänvisningsbeteckning, där beteckningarna avser följ ande: 1. Mottagare 2. Analog-till-digital-omvandlare 10 15 20 25 30 3. Cyklisk prefix/suffix-avlägsnare 4. Seriell-till-parallell-omvandlare 5. N-FFT-block 6. Kanaluppskattare 7. FEQ-utjämnare for frekvensdomän 8. Demodulator 9. Seriell-till-parallell-omvandlare 10. Felkontrollavkodare 1 l. Kanalfelbearbetningsenhet 12. Konstellationsgenerator 21. Sändare 22. Felkontrollkodare 23. Modulator 24. Seriell-till-parallell-omvandlare 25. N-IFFT-block 26. Parallell-till-seriel1-omvandlare 27. Cyklisk prefix/suffix-adderare 28. Digital-till-analog-omvandlare Mottagaren (1) enligt uppfinningen innefattar en analog-till-digital-omvandlare (2), en cyklisk prefix/suffix-avlägsnare (3), en seriell-till-parallell-omvandlare (4), ett N-FFT-block (5), en kanaluppskattare (6), en utjämnare (7) för frekvensdomän, en demodulator (8), en seriell-till-parallell-omvandlare (9), en felkontrollavkodare (10) och en kanalfelbearbetningsenhet (1 1).The parts of the figures have all been given a reference numeral, the designations refer to the following: 1. Receiver 2. Analog-to-digital converter 10 15 20 25 30 3. Cyclic pre fi x / suf fi x remover 4. Serial-to-parallel converter 5. N-FFT block 6. Channel estimator 7. FEQ equalizer for frequency domain 8. Demodulator 9. Serial-to-parallel converter 10. Fault control decoder 1 l. Channel error processing unit 12. Constellation generator 21. Transmitter 22. Fault control encoder 23. Modulator 24. Serial to-parallel-converter 25. N-IFFT-block 26. Parallel-to-serial1-converter 27. Cyclic prefix / suf fi x-adder 28. Digital-to-analog converter The receiver (1) according to the invention comprises an analog-to-analog digital converter (2), a cyclic pre fi x / suf fi x remover (3), a serial-to-parallel converter (4), an N-FFT block (5), a channel estimator (6), an equalizer (7 ) for frequency domain, a demodulator (8), a serial-to-parallel converter (9), an error control decoder (10) and a channel error processor ignition unit (1 1).
Sändaren (21) som arbetar i enlighet med mottagaren (1) enligt uppfinningen innefattar en felkontrollkodare (22), en modulator (23), en seriell-till-parallell-omvand- lare (24), ett N-IFFT-block (25), en parallell-till-seriell-omvandlare (26), en cyklisk prefix/suffix-adderare och en digital-till-analog-omvandlare (28).The transmitter (21) operating in accordance with the receiver (1) according to the invention comprises an error check encoder (22), a modulator (23), a serial-to-parallel converter (24), an N-IFFT block (25). ), a parallel-to-serial converter (26), a cyclic prefix / suffix adder and a digital-to-analog converter (28).
Signaler med högre amplitudvärden utsätts för mera additivt brus, och denna uppfinning realiseras av detta skäl för olika amplitudkonstellationer.Signals with higher amplitude values are exposed to more additive noise, and this invention is realized for this reason for different amplitude constellations.
Den prestandaförsämring som observeras i höga amplitudsymboler på grund av det faktum att mer brus inträffar däri korrigeras i föreliggande uppfinning genom att använda en återkopplingskanal mellan mottagaren (1) och sändaren (21).The performance degradation observed in high amplitude symbols due to the fact that more noise occurs therein is corrected in the present invention by using a feedback channel between the receiver (1) and the transmitter (21).
Brusforhållandet i mottagaren (1) och sändaren (21) mäts genom följande steg: - pilotsymbolen överförs med hjälp av sändaren (21) (101), 10 15 20 25 30 - pilotsymbolen tas emot av mottagaren (1) (102), - demodulatom (8) beräknar det observerade brusförhållandet (103), - kanalfelbearbetningsenheten (11) tar Förhållandet mellan symbolamplituden och det observerade brusförhållandet (104), - kanalfelbearbetningsenheten (11) beräknar det förväntade brusförhållandet för de ej överförda symbolema (105).The noise ratio in the receiver (1) and the transmitter (21) is measured by the following steps: - the pilot symbol is transmitted by means of the transmitter (21) (101), 10 15 20 25 30 - the pilot symbol is received by the receiver (1) (102), - the demodulator (8) calculates the observed noise ratio (103), - the channel error processing unit (11) calculates the ratio between the symbol amplitude and the observed noise ratio (104), - the channel error processing unit (11) calculates the expected noise ratio of the non-transmitted symbols (105).
En demodulator (8) används i uppfinningen för att minska symbolfelet. 1 demodulatorn (8) förstöras beslutsgränsema. Hur mycket brus som förväntas i vilken symbol bestäms genom att beräkna brusförhållandet. Beslutsgränsema förvrängs i enlighet med det förväntade bruset i demodulatorn (8) i mottagaren (1).A demodulator (8) is used in the invention to reduce the symbol error. In the demodulator (8) the decision limits are destroyed. How much noise is expected in which symbol is determined by calculating the noise ratio. The decision limits are distorted according to the expected noise in the demodulator (8) in the receiver (1).
Mottagaren (1) i en utföringsforrn av uppfinningen innefattar en konstella- tionsgenerator (12). I denna utföringsfonn bestämmer mottagaren (1) den mest lämpliga konstellationen med hjälp av konstellationsgeneratom (12). I denna utföringsforrn bestäms beslutsgränsema och den konstellation som skall användas genom de följande stegen, som utförs av konstellationsgeneratom (12): - anpassa det beräknade brusförhållandet till den använda konstellationen (201), - beräkna avstånden mellan konstellationspunkter som skulle användas i enlig- het med brusförhållandena (202), - alstra en ny konstellation (203), - kontrollera huruvida samma felförhållande ges med den alstrade konstella- tionen (204), - om samma felförhållande tillhandahålls med den alstrade konstellationen, säkerställa att konstellationen används i sändaren (21) och motsvarande beslutsgränser används i mottagaren (1) (205), - om samma felförhållande inte tillhandahålls med den alstrade konstellationen, återgå till steg 203 och fortsätta att alstra nya konstellationer.The receiver (1) in an embodiment of the invention comprises a constellation generator (12). In this embodiment, the receiver (1) determines the most suitable constellation by means of the constellation generator (12). In this embodiment, the decision limits and the constellation to be used are determined by the following steps, performed by the constellation generator (12): - adapting the calculated noise ratio to the constellation used (201), - calculating the distances between constellation points to be used according to the noise ratios (202), - generate a new constellation (203), - check whether the same error ratio is given with the generated constellation (204), - if the same error ratio is provided with the generated constellation, ensure that the constellation is used in the transmitter (21) and corresponding decision limits are used in the receiver (1) (205), - if the same error condition is not provided with the generated constellation, return to step 203 and continue to generate new constellations.
I en annan utföringsform av uppfinningen bestäms den prestandaförsämring, som observeras i höga amplitudsymboler på grund av det faktum att mer brus äger rum däri, genom att prova specifika konstellationer genom att använda en återkopplings- kanal mellan mottagaren (1) och sändaren (21). Den konstellation som observeras att ha minimalt felförhållande väljs för att användas i demodulatom (8) i mottagaren (1). I en altemativ utföringsfonn förvrängs den konstellation som skall ge den maximala prestandan genom att använda en linjär modell. Prestandatester utförs genom att prova diverse värden på de använda parametrama, och konstellationen med den maximala 10 15 20 25 30 prestandan väljs för att användas i systemet. I denna lösning är den förvrängda konstellationen belägen i mottagaren (l), medan de förvrängda beslutsgränserna är belägna i modulatom (23) i sändaren (21).In another embodiment of the invention, the performance degradation observed in high amplitude symbols due to the fact that more noise takes place therein is determined by testing specific constellations using a feedback channel between the receiver (1) and the transmitter (21). The constellation observed to have minimal error ratio is selected for use in the demodulator (8) of the receiver (1). In an alternative embodiment, the constellation that is to provide the maximum performance is distorted by using a linear model. Performance tests are performed by testing various values of the parameters used, and the constellation with the maximum performance is selected for use in the system. In this solution, the distorted constellation is located in the receiver (1), while the distorted decision limits are located in the modulator (23) in the transmitter (21).
En exempelutföringsform av uppfinningen realiseras för en vanlig 64-QAM- konstellation (”Quadrature Amplitude Modulation”, kvadraturamplitudmodulering). I denna utföringsform förvrängs konstellationsbeslutsgränserna så att de kommer att vara olika.An exemplary embodiment of the invention is realized for a standard 64-QAM constellation ("Quadrature Amplitude Modulation"). In this embodiment, the constellation decision boundaries are distorted so that they will be different.
Beslutsgränsema förvrängs i demodulatom (8). Beslutsgränsema beräknas genom att utnyttja principen med samma euklidiska avstånd. I demodulatom (8) separeras konstellationspunktema med högre amplituder från resten av konstellations- punkterna.The decision limits are distorted in the demodulator (8). The decision limits are calculated by using the principle with the same Euclidean distance. In the demodulator (8), the constellation points with higher amplitudes are separated from the rest of the constellation points.
Som en följd av detta alternativ av uppfinningen ger den förvrängda konstella- tionen en förstärkning på 0,5 dB i en icke-dämpningskanal jämfört med den vanliga konstellationen (figur 9). Förvrängningen i denna figur uppnås i linje med den obser- verade additiva felmängden. Amplituder hos symbolema med de högsta amplitudema ökar ytterligare. Detta är så eftersom mer additivt brus observeras i dessa symboler beroende på kanaluppskattningsfelet. För att detta brus inte skall ge upphov till symbol- fel, bör höga amplitudsymboler separeras så mycket som möjligt från symbolema som är nära dem. Detta kan uppnås genom att öka avståndet mellan symbolema med hög amplitud.As a result of this alternative of the invention, the distorted constellation provides a gain of 0.5 dB in a non-attenuation channel compared to the usual constellation (fi Figure 9). The distortion in this figure is achieved in line with the observed additive error rate. The amplitudes of the symbols with the highest amplitudes increase further. This is because more additive noise is observed in these symbols due to the channel estimation error. In order for this noise not to give rise to symbol errors, high amplitude symbols should be separated as much as possible from the symbols close to them. This can be achieved by increasing the distance between the high amplitude symbols.
Förvrängning av konstellationen beslutas om i enlighet med den felmängd som skall adderas till de överförda data (figur 6). Den felfördelningsfaktor som skall tillföras nämnda data beror på det medium genom vilket nämnda data skall överföras.Distortion of the constellation is decided on according to the amount of error to be added to the transmitted data (fi gur 6). The error distribution factor to be applied to said data depends on the medium through which said data is to be transmitted.
Det är möjligt att utveckla en bred uppsjö av utföringsforrner av metoden enligt uppfinningen. Uppfmningen kan inte vara begränsad till de häri beskrivna exemplen och den är väsentligen i enlighet med kraven.It is possible to develop a wide range of embodiments of the method according to the invention. The invention may not be limited to the examples described herein and is substantially in accordance with the claims.
Claims (4)
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
TR2008/10013A TR200810013A1 (en) | 2008-12-30 | 2008-12-30 | OFDM is a method used in communication. |
PCT/IB2009/055565 WO2010076699A1 (en) | 2008-12-30 | 2009-12-08 | Demodulation of ofdm qam signals with channel estimation errors |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SE1150722A1 true SE1150722A1 (en) | 2011-09-30 |
Family
ID=42121400
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SE1150722A SE1150722A1 (en) | 2008-12-30 | 2009-12-08 | Demodulation of OFDM QAM signals with channel estimation error |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
FI (1) | FI20115772L (en) |
SE (1) | SE1150722A1 (en) |
TR (2) | TR200810013A1 (en) |
WO (1) | WO2010076699A1 (en) |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6327314B1 (en) | 1998-04-01 | 2001-12-04 | At&T Corp. | Method and apparatus for channel estimation for multicarrier systems |
US7260055B2 (en) | 2003-05-30 | 2007-08-21 | Agency For Science, Technology, And Research | Method for reducing channel estimation error in an OFDM system |
-
2008
- 2008-12-30 TR TR2008/10013A patent/TR200810013A1/en unknown
-
2009
- 2009-05-11 TR TR2009/03651A patent/TR200903651A1/en unknown
- 2009-12-08 SE SE1150722A patent/SE1150722A1/en not_active Application Discontinuation
- 2009-12-08 WO PCT/IB2009/055565 patent/WO2010076699A1/en active Application Filing
-
2011
- 2011-07-29 FI FI20115772A patent/FI20115772L/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
TR200903651A1 (en) | 2010-07-21 |
FI20115772L (en) | 2011-07-29 |
WO2010076699A1 (en) | 2010-07-08 |
TR200810013A1 (en) | 2010-07-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8737458B2 (en) | Highly-spectrally-efficient reception using orthogonal frequency division multiplexing | |
US9270512B2 (en) | Nonlinearity compensation for reception of OFDM signals | |
KR100712606B1 (en) | Method of determining a variable quantization step size for improving channel decoding, method and apparatus of performing channel decoding operation based on a variable quantization step size | |
CN106888178B (en) | A kind of OFDM/OQAM system channel estimation method | |
CN110460550B (en) | Interference cancellation detection method suitable for short cyclic prefix OFDM | |
US20160036561A1 (en) | Orthogonal Frequency Division Multiplexing Based Communications Over Nonlinear Channels | |
CN107483373A (en) | A kind of the LMMSE channel estimation methods and device of the weighting of anti-multipath iteration | |
KR20150064595A (en) | Method for transmitting data by using variable guard interval and apparatus thereof | |
JP3594828B2 (en) | Multicarrier modulation signal demodulator | |
KR20180052003A (en) | Method and Apparatus for Distortion Compensation of Subcarrier in Orthogonal Frequency Division Multiplexing System | |
CN106850471B (en) | Time-frequency domain joint interpolation channel estimation method using weighted virtual pilot frequency | |
KR20100017370A (en) | A method and an apparatus for estimating a delay spread of a multipath channel | |
CN110677360A (en) | OFDM system performance analysis method based on OMP channel estimation | |
Zhao et al. | Adaptive turbo equalization for differential OFDM systems in underwater acoustic communications | |
CN109889286B (en) | Signal-to-noise ratio estimation method based on pilot signal | |
CN103825856A (en) | Single frequency and narrowband interference-resisting automatic modulation method and system | |
SE1150722A1 (en) | Demodulation of OFDM QAM signals with channel estimation error | |
US20160065329A1 (en) | Single carrier communications harnessing nonlinearity | |
CN107276694B (en) | Error vector magnitude measuring device and method | |
CN113114602B (en) | Phase noise compensation method based on CP interpolation and CKF in CO-OFDM system | |
KR20070087216A (en) | Wireless communication method and apparatus for performing post-detection constellation correction | |
CN112565117B (en) | Filter bank multi-carrier channel estimation method, system, medium, terminal and application | |
KR101004821B1 (en) | OFDM receiver with co-channel interference estimation and efficient decoding | |
KR20140122382A (en) | Apparatus and method for offset compensation of high order modulated dm transmission | |
WO2010134535A1 (en) | Wireless communication system and wireless communication apparatus |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
NAV | Patent application has lapsed |