RU2760409C1 - Method for processing radar signals in a pulse-doppler radar station with an active phased antenna array - Google Patents
Method for processing radar signals in a pulse-doppler radar station with an active phased antenna array Download PDFInfo
- Publication number
- RU2760409C1 RU2760409C1 RU2021106420A RU2021106420A RU2760409C1 RU 2760409 C1 RU2760409 C1 RU 2760409C1 RU 2021106420 A RU2021106420 A RU 2021106420A RU 2021106420 A RU2021106420 A RU 2021106420A RU 2760409 C1 RU2760409 C1 RU 2760409C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signals
- pulse
- channels
- signal
- apaa
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q21/00—Antenna arrays or systems
- H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q21/00—Antenna arrays or systems
- H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
- H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области радиолокации, конкретно к обработке радиолокационного сигнала в импульсно-доплеровских радиолокационных станциях (РЛС), и может быть использовано в системах обработки первичной радиолокационной информации импульсно-доплеровских РЛС различного назначения.The invention relates to the field of radar, specifically to the processing of a radar signal in pulse-Doppler radar stations (radar), and can be used in systems for processing primary radar information of pulse-Doppler radars for various purposes.
Известен способ корреляционной обработки радиолокационных сигналов с неизвестными параметрами с последовательным обзором по дальности или частоте [1-Радиолокационные системы: учебн. / под общ. ред. В.П. Бердышева. - Красноярск: СФУ, 2012. С. 125], в соответствии с которым при последовательном обзоре по дальности излучают одиночный зондирующий импульс, осуществляют прием эхо-сигналов, отраженных от целей в зондируемой области пространства, усиливают, детектируют сигнал, выделяют квадратуры сигнала и передают их в виде цифровой последовательности отсчетов на вход многоканального обнаружителя, каждая пара каналов которого настроена на определенную частоту Доплера, в каждом канале осуществляют перемножение фрагмента (окна) записанной последовательности отсчетов с опорным сигналом, характеризующимся временем запаздывания, интегрируют результат перемножения, вычисляя таким образом корреляцию между принимаемым сигналом и опорным сигналом на заданной частоте и текущем временном запаздывании, складывают корреляции соответствующих квадратур и сравнивают полученное значение корреляции с порогом, соответствующим вероятности ложной тревоги, при превышении корреляцией порогового уровня обнаруживают цель с параметрами, соответствующими времени запаздывания и заданной частоте Доплера. Аналогично реализуют способ с последовательным обзором по частоте.The known method of correlation processing of radar signals with unknown parameters with a sequential review of range or frequency [1-Radar systems: textbook. / under total. ed. V.P. Berdyshev. - Krasnoyarsk: SFU, 2012. S. 125], according to which, in a sequential range survey, a single probe pulse is emitted, echo signals reflected from targets in the probed region of space are received, the signal is amplified, detected, signal quadratures are extracted and transmitted them in the form of a digital sequence of samples to the input of a multichannel detector, each channel pair of which is tuned to a certain Doppler frequency, in each channel, a fragment (window) of the recorded sequence of samples is multiplied with a reference signal characterized by a delay time, the result of the multiplication is integrated, thus calculating the correlation between the received signal and the reference signal at a given frequency and current time lag, add the correlations of the corresponding quadratures and compare the obtained correlation value with the threshold corresponding to the false alarm probability; when the correlation exceeds the threshold level, a target with pairs is detected meters corresponding to the delay time and the given Doppler frequency. The method with a sequential frequency survey is implemented in a similar way.
Достоинством способа является нечувствительность обнаружителя к виду зондирующего сигнала.The advantage of this method is the insensitivity of the detector to the type of the probing signal.
Недостатками способа является многоканальность. Кроме того, достижение большой дальности действия РЛС при одиночном зондирующем импульсе приводит к необходимости увеличения средней мощности передатчика и большим тепловым потерям в течение периода излучения.The disadvantages of this method are multichannel. In addition, the achievement of a long radar range with a single probe pulse leads to the need to increase the average transmitter power and large heat losses during the radiation period.
Известен фильтровый способ обработки радиолокационных сигналов [1, с. 137], в соответствии с которым также излучают одиночный зондирующий импульс, осуществляют прием эхо-сигналов, отраженных от целей в зондируемой области пространства, усиливают, детектируют сигнал, выделяют квадратуры сигнала и передают их на входы согласованных фильтров, каждый из которых настроен на определенную частоту Доплера, складывают отклики согласованных фильтров соответствующих квадратурных составляющих, осуществляют поиск максимальных откликов согласованных фильтров, при превышении откликом фильтра порогового уровня обнаруживают сигнал с параметрами, соответствующими времени запаздывания импульсной характеристики фильтра и частоте Доплера, на которую настроен согласованный фильтр.Known filter method for processing radar signals [1, p. 137], in accordance with which they also emit a single probing pulse, receive echo signals reflected from targets in the probed region of space, amplify, detect the signal, isolate the signal quadratures and transmit them to the inputs of matched filters, each of which is tuned to a certain frequency Doppler, add up the responses of the matched filters of the corresponding quadrature components, search for the maximum responses of the matched filters, when the filter response exceeds the threshold level, a signal is found with parameters corresponding to the delay time of the filter impulse response and the Doppler frequency to which the matched filter is tuned.
Синтез амплитудно-частотной характеристики согласованного фильтра осуществляют с учетом формы зондирующего сигнала по различным критериям. Например, чтобы обеспечить максимальную разрешающую способность, амплитудно-частотная характеристика фильтра должна быть прямоугольной и сплошной [1, с. 142]; [2 - Теоретические основы радиолокации / Под ред. В.Е. Дулевича - М.: Сов. радио. С. 126]. В то же время такой спектр приводит к высоким боковым лепесткам отклика фильтра. В результате при приеме нескольких эхо-сигналов, имеющих различные уровни, боковой лепесток может замаскировать наличие других эхо-сигналов или привести к появлению ложной отметки цели. В связи с этим амплитудно-частотную характеристику согласованного фильтра выбирают таким образом, чтобы упростить обнаружение цели на фоне помех. При использовании амплитудно-частотных характеристик непрямоугольной формы отклик согласованного фильтра слабеет, что снижает чувствительность радиолокационной станции к слабым эхо-сигналам.The synthesis of the amplitude-frequency characteristic of the matched filter is carried out taking into account the shape of the probing signal according to various criteria. For example, to ensure the maximum resolution, the frequency response of the filter should be rectangular and continuous [1, p. 142]; [2 - Theoretical foundations of radar / Ed. V.E. Dulevich - M .: Sov. radio. P. 126]. At the same time, such a spectrum results in high sidelobes of the filter response. As a result, when receiving multiple echoes at different levels, the side lobe can mask the presence of other echoes or lead to a false target. In this regard, the amplitude-frequency characteristic of the matched filter is chosen in such a way as to simplify target detection against the background of interference. When using the frequency response of a non-rectangular shape, the response of the matched filter is weakened, which reduces the sensitivity of the radar to weak echoes.
Недостатком применения фильтрового способа обработки радиолокационных сигналов является то, что часть мощности эхо-сигнала теряется на обработку радиолокационных сигналов.The disadvantage of using the filter method for processing radar signals is that part of the power of the echo signal is lost for processing the radar signals.
Известно, что для увеличения разрешающей способности радиолокационной станции по дальности при сохранении длительности импульсов, определяющих энергию сигнала, осуществляют расширение спектра излучаемых импульсов и их временное сжатие при обработке в приемнике [3 - Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы / Под ред. B.C. Кельзона. - М.: Сов. радио. 1971. 568 с.]. Возможно использование сигналов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ-сигналов), спектр которых при большой базе имеет форму, близкую к прямоугольной. Спектр ЛЧМ-сигнала имеет строго прямоугольную форму только в том случае, когда огибающая этого сигнала имеет френелевскую форму. На практике стараются использовать сигналы с огибающей, форма которой близка к прямоугольной. При этом для сигналов с большой базой достижимый уровень боковых лепестков определяется видом весовой функции и аппаратурными ошибками, вносимыми в передатчике и приемнике, а для сигналов с небольшой базой еще и френелевскими пульсациями спектра сигнала.It is known that to increase the resolution of the radar station in terms of range while maintaining the duration of the pulses that determine the signal energy, the spectrum of the emitted pulses is expanded and their temporal compression during processing in the receiver [3 - Ch. Cook, M. Bernfeld. Radar signals / Ed. B.C. Kelson. - M .: Sov. radio. 1971. 568 s.]. It is possible to use signals with linear frequency modulation (chirp signals), the spectrum of which, with a large base, has a shape close to rectangular. The spectrum of the chirp signal has a strictly rectangular shape only when the envelope of this signal has a Fresnel shape. In practice, they try to use signals with an envelope whose shape is close to rectangular. In this case, for signals with a large base, the attainable level of side lobes is determined by the type of the weighting function and instrumental errors introduced in the transmitter and receiver, and for signals with a small base it is also determined by the Fresnel pulsations of the signal spectrum.
Уровень боковых лепестков сжатого сигнала определяет динамический диапазон радиолокационной станции, то есть возможность различать малоразмерные цели на фоне крупных.The sidelobe level of the compressed signal determines the dynamic range of the radar, that is, the ability to distinguish small targets against large targets.
Помимо ЛЧМ-сигналов используют сигналы с нелинейной частотной модуляцией (НЧМ-сигналы), которые обеспечивают низкий уровень боковых лепестков без проигрыша в отношении сигнал/шум и расширения основного лепестка. Однако при небольших базах сигнала пульсации спектра НЧМ-сигнала препятствуют достижению низкого уровня боковых лепестков [4 - Оконешников B.C., Кочемасов В.И. Сжатие частотно-модулированных сигналов с небольшим произведением девиации частоты на длительность импульса // Зарубежная радиоэлектроника. 1987. №1. С. 82-95]. Сигналы с НЧМ не требуют временной или частотной весовой обработки для подавления боковых лепестков, так как вид модуляции специально выбирается, чтобы обеспечить необходимый амплитудный спектр. Однако при использовании НЧМ-сигналов возрастает сложность систем и необходим подбор и разработка специальной частотной модуляции для каждого амплитудного спектра, в тех случаях, когда необходимо обеспечить требуемый уровень боковых лепестков.In addition to chirp signals, signals with non-linear frequency modulation (LFM signals) are used, which provide a low level of side lobes without loss in signal-to-noise ratio and expansion of the main lobe. However, with small signal bases, the pulsations of the LFM signal spectrum prevent the achievement of a low level of side lobes [4 - Okoneshnikov B.C., Kochemasov V.I. Compression of frequency-modulated signals with a small product of frequency deviation and pulse duration // Foreign radioelectronics. 1987. No. 1. S. 82-95]. LFM signals do not require time or frequency weighting to suppress side lobes, since the modulation type is specially selected to provide the required amplitude spectrum. However, when using LFM signals, the complexity of the systems increases and it is necessary to select and develop a special frequency modulation for each amplitude spectrum, in cases where it is necessary to provide the required level of side lobes.
Значительный уровень боковых лепестков, характерный для сигналов с малой базой, недопустим, поэтому в радиолокационных станциях, использующих сигналы с малой базой, необходимы меры для снижения боковых лепестков, в частности обусловленных френелевскими пульсациями.A significant level of side lobes, typical for signals with a small base, is unacceptable, therefore, in radar stations using signals with a small base, measures are necessary to reduce the side lobes, in particular, due to Fresnel pulsations.
Известен способ борьбы с френелевскими пульсациями в фильтре сжатия (приемнике) [4, с. 87]. Спектр сжатого сигнала полагают соответствующим весовой функции, обеспечивающей необходимый уровень боковых лепестков, и определяют передаточную функцию фильтра сжатия. Зная последнюю, можно определить требуемую характеристику фильтра сжатия.A known method of dealing with Fresnel pulsations in the compression filter (receiver) [4, p. 87]. The spectrum of the compressed signal is assumed to correspond to the weighting function providing the required level of side lobes, and the transfer function of the compression filter is determined. Knowing the latter, it is possible to determine the required characteristic of the compression filter.
Однако эту характеристику рассчитывают под идеальную форму зондирующего сигнала заранее. В реальной радиолокационной станции параметры зондирующего сигнала и приемного тракта будут изменяться в зависимости от климатических условий, старения элементов, их замены, например, при ремонте. Будет изменяться и уровень боковых лепестков и, следовательно, возрастает вероятность ложного обнаружения объекта, что является недостатком способа.However, this characteristic is calculated for the ideal shape of the probing signal in advance. In a real radar station, the parameters of the probing signal and the receiving path will change depending on climatic conditions, aging of elements, their replacement, for example, during repair. The level of side lobes will also change and, therefore, the probability of false detection of an object increases, which is a disadvantage of the method.
Наиболее близким по технической сущности (прототипом) заявляемого способа является фильтровый способ обработки радиолокационных сигналов для когерентных пачек радиоимпульсов [1, с. 143], в соответствии с которым излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов, период следования Т и длительность которых выбирают с учетом времени ожидания эхо-сигналов и размера элемента разрешения по дальности, в промежутках между излучением зондирующих импульсов принимают сигналы, отраженные от целей в зондируемой области пространства, сигналы усиливают и переносят на промежуточную частоту с формированием квадратурных составляющих сигналов, выполняют дискретизацию квадратурных составляющих сигналов, записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов по Nt отсчетов, складывают соответствующие отсчеты квадратурных составляющих сигналов N последовательностей, передают их на входы согласованных фильтров, каждый из которых настроен на определенную частоту Доплера, выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из Nt отсчетов, осуществляют поиск максимальных откликов согласованных фильтров, при превышении откликом порогового уровня фильтра обнаруживают сигнал с параметрами, соответствующими времени запаздывания импульсной характеристики фильтра и частоте Доплера, на которую настроен согласованный фильтр.The closest in technical essence (prototype) of the proposed method is a filter method for processing radar signals for coherent bursts of radio pulses [1, p. 143], in accordance with which a burst of N coherent probing pulses are emitted, the repetition period T and the duration of which are selected taking into account the waiting time of echo signals and the size of the range resolution element, in the intervals between the emission of probing pulses, signals reflected from targets in the probed area are received space, the signals are amplified and transferred to an intermediate frequency with the formation of the quadrature components of the signals, the quadrature components of the signals are sampled, N sequences of the quadrature components of the signals are recorded in N t samples, the corresponding samples of the quadrature components of the signals of N sequences are added, they are transmitted to the inputs of matched filters, each of which is tuned to a certain Doppler frequency, perform matched filtering of the total sequence of N t samples, search for the maximum responses of matched filters, when the response exceeds the threshold level of the filter, find A signal is given with parameters corresponding to the delay time of the impulse response of the filter and the Doppler frequency to which the matched filter is tuned.
Выбор весовой функции при когерентном накоплении сигналов импульсов определяет динамический диапазон обнаружения. При равномерной весовой функции отклик фильтра имеет максимальный уровень боковых лепестков и высокую вероятность ложного обнаружения целей. На практике используют неравномерную весовую функцию [5 - RU 2594005. Способ обработки радиолокационного сигнала в импульсно-доплеровской РЛС / И.В. Колбаско. Опубл. 10.08.2016. МПК G01S 13/04]. При этом недостатком прототипа является наличие потери энергии эхо-сигналов и неэффективное расходование мощности передатчика радиолокационной станции.The choice of the weighting function for coherent accumulation of pulse signals determines the dynamic range of detection. With a uniform weighting function, the filter response has a maximum sidelobe level and a high probability of false detection of targets. In practice, a non-uniform weighting function is used [5 - RU 2594005. Method for processing a radar signal in a pulse-Doppler radar / I.V. Sausage. Publ. 08/10/2016. IPC G01S 13/04]. In this case, the disadvantage of the prototype is the presence of a loss of energy of echo signals and ineffective use of the power of the transmitter of the radar station.
Технической проблемой, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является повышение эффективности использования мощности передатчика радиолокационной станции при сохранении уровня боковых лепестков импульсной функции согласованного фильтра.The technical problem to be solved by the present invention is to increase the efficiency of using the power of the transmitter of the radar station while maintaining the level of the side lobes of the impulse function of the matched filter.
Для решения указанной технической проблемы предлагается способ обработки радиолокационных сигналов в импульсно-доплеровской радиолокационной станции с активной фазированной антенной решеткой (АФАР), при котором излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т, в промежутках между излучением пачки N когерентных зондирующих импульсов принимают сигналы, отраженные от объектов в зондируемой области пространства, всеми каналами АФАР в режиме приема, усиливают принятые сигналы каналов, переносят сигналы каналов на промежуточную частоту с формированием квадратурных составляющих сигналов каналов, выполняют дискретизацию квадратурных составляющих сигналов каналов, записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по Nt отсчетов, складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов, выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из Nt отсчетов, обнаруживают объекты с определением дальности и радиальной скорости.To solve this technical problem, a method is proposed for processing radar signals in a pulse-Doppler radar station with an active phased antenna array (AFAR), in which a burst of N coherent probing pulses with a repetition period T is emitted, signals are received in the intervals between the radiation of a burst of N coherent probing pulses, reflected from objects in the probed area of space, by all AFAR channels in the receive mode, amplify the received channel signals, transfer the channel signals to an intermediate frequency with the formation of the quadrature components of the channel signals, perform sampling of the quadrature components of the channel signals, record N sequences of the quadrature components of the channel signals by N t samples, add up the corresponding samples of N sequences of quadrature components of signals, perform matched filtering of the total sequence of N t samples, detect objects with the determination of the distance tee and radial velocity.
Согласно изобретению, в режиме передачи используют АФАР с каналами, включаемыми и отключаемыми посредством электронных ключей, перед излучением пачки N зондирующих импульсов выбирают оконную функцию для когерентного накопления энергии сигналов, для каждого зондирующего импульса в пачке оценивают значение энергетического потенциала АФАР, при котором амплитуда сигнала на входе АФАР в режиме приема будет пропорциональна соответствующему значению выбранной оконной функции, для каждого зондирующего импульса в пачке устанавливают состояния электронных ключей АФАР в режиме передачи, при которых будет достигаться соответствующее значение энергетического потенциала при постоянном положении фазового центра включенных каналов, излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т при установленных состояниях электронных ключей каналов АФАР для каждого импульса, складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов всех каналов АФАР с одинаковыми весами.According to the invention, in the transmission mode, APAR is used with channels switched on and off by means of electronic keys, before the emission of a packet of N probe pulses, a window function is selected for coherent accumulation of signal energy, for each probe pulse in the packet, the value of the APAR energy potential is estimated, at which the signal amplitude is the AFAR input in the receiving mode will be proportional to the corresponding value of the selected window function, for each probe pulse in the packet, the states of the AFAR electronic keys in the transmission mode are set, at which the corresponding value of the energy potential will be reached at a constant position of the phase center of the switched on channels, a packet of N coherent probing pulses is emitted with a repetition period T at the established states of the electronic keys of the AFAR channels for each pulse, add the corresponding samples of the N sequences of the quadrature components of the signals of all the AFAR channels with one These weights.
Таким образом, предлагаемый способ имеет следующие отличительные признаки и последовательность его реализации от способа-прототипа, которые приведены в таблице 1.Thus, the proposed method has the following distinctive features and the sequence of its implementation from the prototype method, which are shown in table 1.
К операциям с новыми режимами относятся:Operations with new modes include:
- излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т при установленных состояниях электронных ключей каналов АФАР для каждого импульса;- emit a pack of N coherent probing pulses with a repetition period T at the established states of the electronic switches of the AFAR channels for each pulse;
- складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов всех каналов АФАР с одинаковыми весами.- add up the corresponding samples of the N sequences of the quadrature components of the signals of all AFAR channels with the same weights.
Введение четырех новых операций и изменение режимов двух операций позволяет, по сравнению со способом-прототипом, обеспечить достижение технического результата, состоящего в рациональном перераспределении мощности передатчика: либо в уменьшении среднего энергетического потенциала АФАР в течение излучения пачки зондирующих импульсов при сохранении характеристик принятого к обработке сигнала, либо в снижении потерь на обработку сигнала при сохранении среднего энергетического потенциала АФАР.The introduction of four new operations and a change in the modes of two operations allows, in comparison with the prototype method, to ensure the achievement of a technical result consisting in a rational redistribution of the transmitter power: either in a decrease in the average energy potential of the APAR during the emission of a burst of probing pulses while maintaining the characteristics of the signal received for processing , or in reducing losses for signal processing while maintaining the average energy potential of the APAR.
Проведенный анализ технических решений позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявляемого технического решения, отсутствуют в известных источниках из уровня техники, что указывает на соответствие заявляемого способа условию патентоспособности "новизна".The analysis of technical solutions made it possible to establish that analogues, characterized by a set of features identical to all features of the proposed technical solution, are absent in known sources from the prior art, which indicates that the proposed method meets the "novelty" condition of patentability.
Результаты поиска известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипа признаками, показали, что они не следуют явным образом из уровня техники. Из уровня техники также не выявлена известность влияния предусматриваемых существенными признаками преобразований на достижение указанного технического результата. Следовательно, заявляемое техническое решение соответствует условию патентоспособности "изобретательский уровень".The search results for known solutions in this and related fields of technology in order to identify features that match the distinctive features of the prototype features have shown that they do not follow explicitly from the prior art. The prior art also did not reveal the knowledge of the influence of the transformations envisaged by the essential features on the achievement of the specified technical result. Consequently, the claimed technical solution meets the requirement of patentability "inventive step".
Сущность предлагаемого способа раскрывается фигурами 1-7.The essence of the proposed method is disclosed in figures 1-7.
На фигуре 1 приведена структурная схема АФАР, позволяющей реализовать предлагаемый способ.The figure 1 shows a block diagram of the AFAR, which allows you to implement the proposed method.
На фигуре 2 показана зависимость энергетического потенциала АФАР в режиме передачи от числа включенных каналов.Figure 2 shows the dependence of the energy potential of the APAR in the transmission mode on the number of switched channels.
На фигуре 3 качественно показана форма активной части АФАР в режиме передачи при реализации оконной функции Блэкмана последовательностью из 32-х зондирующих импульсов.Figure 3 qualitatively shows the shape of the active part of the AESA in the transmission mode when the Blackman window function is implemented with a sequence of 32 probing pulses.
На фигурах 4 и 5 приведены экспериментальные диаграммы, соответствующие функции неопределенности Вудворда (ФНВ) с равномерной (прямоугольной) оконной функцией и окном Блэкмана, сформированные АФАР в режиме передачи соответственно.Figures 4 and 5 show experimental diagrams corresponding to the Woodward uncertainty function (FFF) with a uniform (rectangular) window function and a Blackman window, formed by the AFAA in the transmission mode, respectively.
На фигуре 6 показано сечение ФНВ вдоль частотной оси, проходящее через отметку цели.Figure 6 shows a cross-section of the PNF along the frequency axis passing through the target mark.
На фигуре 7 представлены ортогональные сечения ФНВ вдоль временной оси, проходящие через отметку цели.Figure 7 shows orthogonal sections of the FNV along the time axis passing through the target mark.
При реализации предложенного способа обработки радиолокационных сигналов в импульсно-доплеровской радиолокационной станции с АФАР выполняется следующая последовательность действий:When implementing the proposed method for processing radar signals in a pulse-Doppler radar station with AFAR, the following sequence of actions is performed:
- в режиме передачи используют АФАР с каналами, включаемыми и отключаемыми посредством электронных ключей - 1;- in the transmission mode, AFAR is used with channels switched on and off by means of electronic keys - 1;
- перед излучением пачки N зондирующих импульсов выбирают оконную функцию для когерентного накопления энергии сигналов - 2;- before the emission of a packet of N probe pulses, a window function is selected for the coherent accumulation of signal energy - 2;
- для каждого зондирующего импульса в пачке оценивают значение энергетического потенциала АФАР, при котором амплитуда сигнала на входе АФАР в режиме приема будет пропорциональна соответствующему значению выбранной оконной функции - 3;- for each probe pulse in the packet, the value of the energy potential of the APAR is estimated, at which the amplitude of the signal at the input of the APAR in the receive mode will be proportional to the corresponding value of the selected window function - 3;
- для каждого зондирующего импульса в пачке устанавливают состояния электронных ключей АФАР в режиме передачи, при которых будет достигаться соответствующее значение энергетического потенциала при постоянном положении фазового центра включенных каналов - 4;- for each probing pulse in the pack, the states of the AFAR electronic keys in the transmission mode are set, at which the corresponding value of the energy potential will be achieved at a constant position of the phase center of the switched on channels - 4;
- излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т при установленных состояниях электронных ключей каналов АФАР для каждого импульса - 5;- emit a pack of N coherent probing pulses with a repetition period T at the established states of the electronic switches of the AFAR channels for each pulse - 5;
- в промежутках между излучением пачки N когерентных зондирующих импульсов принимают сигналы, отраженные от объектов в зондируемой области пространства, всеми каналами АФАР в режиме приема - 6;- in the intervals between the radiation of a pack of N coherent probing pulses, signals reflected from objects in the probed region of space are received by all AFAR channels in the receiving mode - 6;
- усиливают принятые сигналы каналов - 7;- amplify the received signals of the channels - 7;
- переносят сигналы каналов на промежуточную частоту с формированием квадратурных составляющих сигналов каналов - 8;- transfer the channel signals to the intermediate frequency with the formation of the quadrature components of the channel signals - 8;
- выполняют дискретизацию квадратурных составляющих сигналов каналов - 9;- perform sampling of the quadrature components of the channel signals - 9;
- записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по Nt отсчетов - 10;- N sequences of the quadrature components of the channel signals are recorded in N t samples - 10;
- складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов всех каналов АФАР с одинаковыми весами - 11;- add up the corresponding samples of N sequences of quadrature components of signals of all AFAR channels with the same weights - 11;
- выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из Nt отсчетов - 12;- perform matched filtering of the total sequence of N t samples - 12;
- обнаруживают объекты с определением дальности и радиальной скорости - 13.- detect objects with the determination of range and radial speed - 13.
Предлагаемый способ обработки радиолокационных сигналов предназначен для использования в импульсно-доплеровских радиолокационных станциях с АФАР.The proposed method for processing radar signals is intended for use in pulse-Doppler radar stations with AFAR.
АФАР радиолокационной станции (АФАР РЛС), приведенная на фиг. 1, включает N антенных элементов (АЭ1…AЭN) 1, с которыми соединены соответствующие входы 1 N циркуляторов (Ц1…ЦN) 2. Вход 3 каждого из циркуляторов (Ц1…ЦN) 2 соединен с выходом соответствующего СВЧ - усилителя мощности (УМ1…УМN) 3. Входы N СВЧ - усилителей мощности (УМ1…УМN) 3 подключены к выходам N электронных ключей (КЛ1…КЛN) 4, входы которых электрически соединены через N фазовращателей (ФВ1…ФВN) 5 с соответствующими выходами N - канального устройства формирования зондирующих сигналов (ФЗС) 6.AFAR radar station (AFAR radar), shown in Fig. 1, includes N antenna elements (AE 1 ... AE N ) 1, to which the corresponding
Соответствующие выходы 2 N циркуляторов (Ц1…ЦN) 2 посредством N электронных ключей (КЛ1…КЛN) 7 подключены к входам N малошумящих усилителей (MШУ1…MШУN) 8. Выходы (MШУ1…MШУN) 8 электрически связаны с входами N преобразователей частоты (ПЧ1…ПЧN) 9. Выходы N преобразователей частоты (ПЧ1…ПЧN) 9 подключены к соответствующим входам N аналого-цифровых преобразователей (АЦП1…АЦПN) 10. Выходы N аналого-цифровых преобразователей (АЦП1…АЦПN) 10 подключены к шинам 1 цифрового устройства обработки и управления (УОУ) 11.The corresponding outputs of 2 N circulators (C 1 ... C N ) 2 by means of N electronic switches (CL 1 ... CL N ) 7 are connected to the inputs of N low-noise amplifiers (MSHU 1 ... MSHU N ) 8. Outputs (MSHU 1 ... MSHU N ) 8 electrically are connected to the inputs of N frequency converters (FC 1 ... FC N ) 9. Outputs of N frequency converters (FC 1 ... FC N ) 9 are connected to the corresponding inputs of N analog-to-digital converters (ADC 1 ... ADC N ) 10. Outputs N analog-to-digital converters (ADC 1 ... ADC N ) 10 are connected to the
Управление элементами N (КЛ1…КЛN) 7, (MШУ1…MШУN) 8, (ПЧ1…ПЧN) 9, (АЦП1…АЦПN) 10 выполняют с выхода 2 УОУ 11.Control of the elements N (CL 1 ... CL N ) 7, (MSHU 1 ... MSHU N ) 8, (FC 1 ... FC N ) 9, (ADC 1 ... ADC N ) 10 is performed from the
Управление элементами (УМ1…УМN) 3, (КЛ1…КЛN) 4, (ФВ1…ФВN) 5 и (ФЗС) 6 производят по цепям управления с выхода 3 цифрового устройства обработки и управления (УОУ) 11.Control of elements (UM 1 ... UM N ) 3, (CL 1 ... CL N ) 4, (FV 1 ... FV N ) 5 and (FZS) 6 is carried out via control circuits from the
Обмен информацией с устройством формирования зондирующих сигналов (ФЗС) 6 осуществляют с выхода 4 УОУ 11.The exchange of information with the device for generating probing signals (FZS) 6 is carried out from the
На фиг. 1 также приведен источник питания (ИП) 12, к выходам которого подключены цепи питания активных элементов АФАР, показанные на фиг. 1 штриховыми линиями. На структурной схеме (фиг. 1) синхронизацию и гетеродинирование осуществляют цифровым устройством обработки и управления (УОУ) 11.FIG. 1 also shows a power supply (PS) 12, to the outputs of which the power supply circuits of the active elements of the AFAR shown in FIG. 1 with dashed lines. In the block diagram (Fig. 1), synchronization and heterodyning are carried out by a digital processing and control device (UOC) 11.
Обработку сигналов в АФАР РЛС производят следующим образом.Signal processing in AFAR radar is performed as follows.
Перед излучением каждого зондирующего сигнала в заданном направлении области пространства, в которую должен быть направлен луч АФАР в режиме передачи, по команде УОУ 11 выбирают оконную функцию, с которой будут выполнять когерентное накопление энергии принятых сигналов. Для этого оценивают значение энергетического потенциала АФАР, при котором амплитуда сигнала на входе АФАР в режиме приема будет пропорциональна соответствующему значению выбранной оконной функции. С помощью N электронных ключей (КЛ1…КЛN) 4 устанавливают их состояние таким образом, чтобы достигалось соответствующее значение энергетического потенциала АФАР при постоянном положении фазового центра включенных каналов, вводят соответствующие фазовые состояния в (ФВ1…ФВN) 5, рассчитанные либо извлеченные из памяти УОУ 11. Сформированную в ФЗС 6 пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т усиливают в СВЧ - усилителях мощности (УМ1…УМN) 3 и посредством N циркуляторов (Ц1…ЦN) 2 передают на (АЭ1…AЭN) 1. С помощью (АЭ1…AЭN) 1 обеспечивают преобразование энергии токов высокой частоты пачки в энергию электромагнитных колебаний, излучаемых в зондируемую область пространства в течение длительности излучения пачки N когерентных зондирующих импульсов.Before the emission of each sounding signal in a given direction of the region of space, into which the AFAR beam should be directed in the transmission mode, at the command of the
В промежутках между излучением пачки N когерентных зондирующих импульсов принимают отраженные от объектов сигналы антенными элементами (АЭ1…AЭN) 1, при этом энергию электромагнитных колебаний преобразуют в энергию токов высокой частоты (далее - сигналы). Посредством N циркуляторов (Ц1…ЦN) 2 сигналы передают через N (КЛ1…КЛN) 7 на входы (МШУ1…МШУN) 8. Усиленные на СВЧ сигналы поступают на входы (ПЧ1…ПЧN) 9, где осуществляют перенос сигналов на промежуточную частоту и формируют квадратурные составляющие сигналов каналов. Затем с помощью (АЦП1…АЦПN) 10 производят дискретизацию квадратурных составляющих сигналов каналов, записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по Nt отсчетов. По сигнальной шине N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по Nt отсчетов передают в УОУ 11, где соответствующие отсчеты сигналов каналов складывают с одинаковыми весами и выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из Nt отсчетов. После обработки выдают информацию об обнаруженных целях с определением дальности и радиальной скорости.In the intervals between the radiation of a pack of N coherent probing pulses, signals reflected from objects are received by antenna elements (AE 1 ... AE N ) 1, while the energy of electromagnetic oscillations is converted into energy of high-frequency currents (hereinafter referred to as signals). By means of N circulators (Ts 1 ... Ts N ) 2 signals are transmitted through N (CL 1 ... CL N ) 7 to the inputs (LNA 1 ... LNA N ) 8. The signals amplified by the microwave are fed to the inputs (IF 1 ... IF N ) 9, where the signals are transferred to the intermediate frequency and the quadrature components of the channel signals are formed. Then, using (ADC 1 ... ADC N ) 10, the quadrature components of the channel signals are sampled, N sequences of the quadrature components of the channel signals are recorded in N t samples. On the signal line, N sequences of quadrature components of the channel signals are transmitted in N t samples to the
Проведем теоретическое обоснование предлагаемого способа обработки радиолокационных сигналов.Let us carry out a theoretical substantiation of the proposed method for processing radar signals.
В процессе накопления радиолокационной информации с некоторого заданного направления в пространстве РЛС осуществляет прием совокупности сигналов, полученных при отражении последовательности N зондирующих импульсов от Nc объектов.In the process of accumulating radar information from a given direction in space, the radar receives a set of signals obtained by reflecting a sequence of N sounding pulses from N c objects.
Комплексная огибающая радиолокационного сигнала на входе приемника РЛС может быть представлена выражениемThe complex envelope of the radar signal at the input of the radar receiver can be represented by the expression
где nm(tn) - комплексная амплитуда составляющей шума в n-ом отсчете сигнала m-ой последовательности отсчетов соответствующего зондирующего импульса;where n m (t n ) is the complex amplitude of the noise component in the n-th sample of the signal of the m-th sample sequence of the corresponding probe pulse;
um,i(tn, νi) - комплексная амплитуда n-го отсчета m-ой последовательности, соответствующая i-му сигналу;u m, i (t n , ν i ) is the complex amplitude of the n-th sample of the m-th sequence, corresponding to the i-th signal;
νi - вектор измеряемых параметров i-го сигнала, к которым обычно относят: время запаздывания сигнала tci=2Ri/c на трассе длиной 2Ri, угловые координаты объектов - источников сигналов, а также доплеровский сдвиг частоты сигнала 
На выходе доплеровской РЛС, как оптимального фильтра, формируют корреляционную сумму [1]At the output of the Doppler radar, as an optimal filter, a correlation sum is formed [1]
где 
τи - период времени (длительность зондирующего импульса), соответствующий длительности комплексной огибающей опорного сигнала S0(t, ν0n);τ and - the period of time (the duration of the probe pulse), corresponding to the duration of the complex envelope of the reference signal S 0 (t, ν 0n );
ν0n - вектор параметров опорного сигнала с компонентами, аналогичными составляющим векторов ν;ν 0n - vector of parameters of the reference signal with components similar to those of vectors ν;
Wm - значение весового коэффициента оконной функции для m-го зондирующего импульса.W m is the value of the weighting coefficient of the window function for the m-th probe pulse.
Если ограничиться только совместным измерением дальности и радиальной скорости, то сумма вида (2) соответствует дискретному представлению функции неопределенности Вудворда (ФНВ), а вектор ν содержит две компоненты, определяющие время запаздывания сигнала и доплеровский сдвиг частоты.If we restrict ourselves to only joint measurement of the range and radial velocity, then the sum of the form (2) corresponds to the discrete representation of the Woodward uncertainty function (FNF), and the vector ν contains two components that determine the signal delay time and the Doppler frequency shift.
В процессе анализа ФНВ необходимо на фоне шумов выделить векторы νi, соответствующие параметрам сигналов и локальным экстремумам ФНВ.In the process of analyzing the PNV, it is necessary to select the vectors ν i against the background of noise, corresponding to the signal parameters and local extrema of the PNV.
Обнаружение локальных экстремумов ФНВ на фоне шумов при приеме одного сигнала наиболее эффективно при условии, что весовые коэффициенты W={Wm≡1}. В этом случае ФНВ содержит единственный главный экстремум, положение которого отвечает дальности до объекта и его радиальной скорости движения. Кроме того, ФНВ содержит ряд локальных экстремумов (боковых лепестков).Detection of local extrema of FNV against the background of noise when receiving one signal is most effective, provided that the weight coefficients W = {W m ≡1}. In this case, the FNV contains a single main extremum, the position of which corresponds to the distance to the object and its radial speed of movement. In addition, the FNV contains a number of local extrema (side lobes).
При наличии в области наблюдения нескольких объектов боковые лепестки корреляционной суммы, обусловленные более сильным сигналом, могут замаскировать экстремум, связанный с присутствием более слабого сигнала. В связи с этим вместо единичных весовых коэффициентов при расчете корреляционной суммы (2) используют весовые коэффициенты W, при которых резко снижается уровень боковых лепестков корреляционной суммы. Как следует из выражения (2), при задании части коэффициентов вектора W меньше единицы уровни максимумов корреляционной суммы несколько снизятся.If there are several objects in the observation area, the side lobes of the correlation sum due to a stronger signal can mask the extremum associated with the presence of a weaker signal. In this regard, instead of unit weight coefficients, when calculating the correlation sum (2), the weight coefficients W are used, at which the level of the side lobes of the correlation sum sharply decreases. As follows from expression (2), when a part of the coefficients of the vector W is set to less than one, the levels of the maxima of the correlation sum will slightly decrease.
Пусть a i,n - эффективное значение амплитуды i-го сигнала в момент времени tn. Тогда максимальное значение корреляционной суммы, соответствующее вектору νi при отсутствии шумов, равно [6 - Черняк B.C. Многопозиционная радиолокация. М.: Радио и связь. 1993. 416 с.]Let a i, n be the effective value of the amplitude of the i-th signal at time t n . Then the maximum value of the correlation sum corresponding to the vector ν i in the absence of noise is equal to [6 - Chernyak BC Multi-position radar. M .: Radio and communication. 1993. 416 s.]
Амплитуда сигнала a i зависит от целого ряда факторов, которые могут быть определены из уравнения радиолокации [1]. При этомThe signal amplitude a i depends on a number of factors that can be determined from the radar equation [1]. Wherein
где с - постоянный множитель;where c is a constant factor;
Р - средняя мощность излучения зондирующего импульса;P is the average power of the probe pulse radiation;
Dtr, Dr - коэффициент усиления (КУ) передающей и приемной антенны соответственно;D tr , D r - gain (KU) of the transmitting and receiving antennas, respectively;
λ - длина волны;λ is the wavelength;
σi - эффективная поверхность i-ой цели;σ i - effective surface of the i-th target;
Li - потери на распространение сигнала до i-ой цели и обратно;L i - loss for signal propagation to the i-th target and back;
П=PDtr - энергетический потенциал передающей антенны.П = PD tr is the power potential of the transmitting antenna.
Отсюда следует, что при накоплении энергии отраженного сигнала потери на обработку сигналов с подавлением боковых лепестков ФНВ составятHence it follows that when the energy of the reflected signal is accumulated, the losses for signal processing with suppression of the side lobes of the PNF will be
Предположим, что в процессе излучения пачки зондирующих импульсов от импульса к импульсу можно изменять энергетический потенциал антенны. В этом случае эффективная амплитуда сигнала будет зависеть от номера зондирующего импульса. Введем эффективную амплитуду сигнала для РЛС с управляемым энергетическим потенциалом при помощи формулыSuppose that in the process of emitting a burst of probing pulses from pulse to pulse, the energy potential of the antenna can be changed. In this case, the effective signal amplitude will depend on the number of the probe pulse. Let us introduce the effective signal amplitude for a radar with a controlled energy potential using the formula
В этом случае энергетический потенциал можно подобрать таким образом, чтобы выполнялось равенствоIn this case, the energy potential can be selected in such a way that the equality
Выполнение равенства (7) позволяет на приемной стороне задать единичный вектор весовых коэффициентов W={Wm≡1} и при этом обеспечить подавление боковых лепестков корреляционной суммы. Решение этой задачи может достигаться несколькими путями:The fulfillment of equality (7) makes it possible to set a unit vector of weight coefficients W = {W m ≡1} on the receiving side and at the same time to ensure the suppression of the side lobes of the correlation sum. The solution to this problem can be achieved in several ways:
- при управлении мощностью излучения в каждом зондирующем импульсе;- when controlling the radiation power in each probe pulse;
- при уменьшении КУ передающей антенны;- with a decrease in the KU of the transmitting antenna;
- в АФАР при отключении части каналов на излучение.- in AFAR when some of the channels are turned off for radiation.
Управление мощностью передатчика произвольной антенны с частотой следования зондирующих импульсов РЛС обычно связано с определенными техническими трудностями. В связи с этим использование первого пути достигается при использовании управляемых аттенюаторов. В этом случае избыток мощности будет выделяться на антенне в виде тепла. Поскольку значения весов вектора W обычно колеблются в диапазоне от 0 до 1, то тепловое выделение в фидерном тракте будет значительным.Controlling the transmitter power of an arbitrary antenna with a radar pulse repetition rate is usually associated with certain technical difficulties. In this regard, the use of the first path is achieved using controlled attenuators. In this case, excess power will be generated at the antenna in the form of heat. Since the values of the weights of the vector W usually fluctuate in the range from 0 to 1, the heat release in the feeder path will be significant.
Уменьшение КУ антенной решетки может достигаться при помощи управления фазовращателями. Данный способ обладает необходимым быстродействием [7 - Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радиотехника. 2003. 632 с.], однако также не позволяет экономить энергию АФАР в режиме передачи. В этом случае излучаемая мощность антенны будет рассеиваться в пространстве.Reducing the gain of the antenna array can be achieved by controlling the phase shifters. This method has the necessary speed [7 - Microwave devices and antennas. Design of phased antenna arrays / Ed. DI. Voskresensky. - M .: Radio engineering. 2003. 632 s.], However, it also does not allow to save the energy of the AFAR in the transmission mode. In this case, the radiated power of the antenna will be dissipated in space.
Управление энергетическим потенциалом АФАР, которое предлагается в изобретении, является наиболее эффективным, поскольку АФАР включает усилители мощности СВЧ, распределенные на поверхности раскрыва. При этом мощность, потребляемая АФАР в режиме передачи, зависит от числа включенных (активных) каналов, а форма диаграммы направленности (ДН) и КУ определяются формой границы активной части раскрыва. Активные каналы могут задаваться при помощи электронных ключей, показанных на фиг. 1.The control of the energy potential of the APAR, which is proposed in the invention, is the most effective, since the APAR includes microwave power amplifiers distributed on the surface of the aperture. In this case, the power consumed by the APAR in the transmission mode depends on the number of switched on (active) channels, and the shape of the directional diagram (DP) and CD are determined by the shape of the boundary of the active part of the aperture. The active channels can be set using the electronic keys shown in FIG. 1.
Известно [1], что в доплеровских измерителях скорости предъявляют требования к сохранению амплитудно-частотных характеристик излучаемого сигнала. Это достигается синхронизацией работы передатчика и использованием антенных систем с постоянным положением эффективного фазового центра в течение работы передатчика. В этом случае начальные фазы сигнала от импульса к импульсу остаются практически неизменными. Фазовый центр АФАР в режиме передачи может смещаться, если часть каналов неисправна или отключена. Поскольку предлагаемый способ подразумевает отключение части каналов АФАР в режиме передачи, то от импульса к импульсу может происходить изменение координат фазового центра АФАР в режиме передачи, что сказывается на начальной фазе комплексной огибающей отраженного от цели сигнала каждого импульса. Данный эффект был обнаружен в ходе экспериментальной реализации предложенного способа обработки сигналов в АФАР с неисправными каналами. В связи с этим для реализации предлагаемого способа задача поиска активной части раскрыва в каждом импульсе совмещалась с задачей определения координат фазового центра. Для сохранения координат фазового центра активной части раскрыва АФАР в режиме передачи достаточно следить за симметрией формы активной (излучающей) части раскрыва относительно выбранной в качестве фазового центра точки.It is known [1] that in Doppler velocity meters, requirements are imposed on the preservation of the amplitude-frequency characteristics of the emitted signal. This is achieved by synchronizing the transmitter operation and using antenna systems with a constant position of the effective phase center during transmitter operation. In this case, the initial phases of the signal from pulse to pulse remain practically unchanged. The phase center of the AFAR in the transmission mode may shift if some of the channels are faulty or disabled. Since the proposed method involves turning off some of the AFAR channels in the transmission mode, the coordinates of the phase center of the AESA in the transmission mode can change from pulse to pulse, which affects the initial phase of the complex envelope of the signal reflected from the target of each pulse. This effect was discovered in the course of the experimental implementation of the proposed method of signal processing in AFAR with faulty channels. In this regard, to implement the proposed method, the task of finding the active part of the opening in each pulse was combined with the task of determining the coordinates of the phase center. To preserve the coordinates of the phase center of the active part of the AESA aperture in the transmission mode, it is sufficient to follow the symmetry of the shape of the active (emitting) part of the aperture relative to the point selected as the phase center.
На фиг. 2 показана зависимость энергетического потенциала прямоугольной АФАР 40x40 антенных элементов в режиме передачи от числа включенных (активных) каналов (антенных элементов), то есть изменение энергетического потенциала АФАР при отключении части антенных элементов. Кривые 1 и 2 на фиг. 2 соответствуют различным положениям максимума ДН АФАР в режиме передачи.FIG. 2 shows the dependence of the energy potential of a rectangular APAR 40x40 antenna elements in the transmission mode on the number of switched on (active) channels (antenna elements), that is, the change in the energy potential of the APAR when some of the antenna elements are turned off.
На фиг. 3 качественно продемонстрирована форма активной части раскрыва АФАР с сохранением положения ее фазового центра при реализации оконной функции Блэкмана последовательностью из 32-х зондирующих импульсов.FIG. 3 qualitatively demonstrates the shape of the active part of the APAR aperture while maintaining the position of its phase center when the Blackman window function is realized with a sequence of 32 probing pulses.
На фиг. 4 и фиг. 5 приведены экспериментальные диаграммы, соответствующие ФНВ с равномерной (прямоугольной) оконной функцией и окном Блэкмана, сформированные АФАР в режиме передачи соответственно. На данных фигурах выделена отметка, соответствующая движущемуся объекту (самолет ИЛ-76). На увеличенных фрагментах показано, что применение оконной функции позволяет подавить боковые лепестки корреляционной суммы вдоль частотных отсчетов.FIG. 4 and FIG. 5 shows the experimental diagrams corresponding to the FNV with a uniform (rectangular) window function and a Blackman window, formed by the AFAR in the transmission mode, respectively. A mark corresponding to a moving object (IL-76 aircraft) is highlighted in these figures. The enlarged fragments show that the use of the window function allows suppressing the side lobes of the correlation sum along the frequency samples.
Более детально этот вывод подтверждает сечение ФНВ вдоль частотной оси, приведенное на фиг. 6. Пик слева соответствует радиолокационной отметке самолета ИЛ-76, а правый - отражению от Земной поверхности. На данной фигуре кривая 3 соответствует сечению ФНВ с прямоугольной оконной функцией, а кривая 4 - сечению ФНВ с оконной функцией Блэкмана.This conclusion is confirmed in more detail by the section of the PNF along the frequency axis shown in Fig. 6. The peak on the left corresponds to the radar mark of the IL-76 aircraft, and the right peak corresponds to the reflection from the Earth's surface. In this figure,
На фиг. 7 представлены ортогональные сечения ФНВ вдоль временной оси, проходящие через отметку цели. Кривая 5 соответствует сечению ФНВ с прямоугольной оконной функцией, а кривая 6 - сечению ФНВ с оконной функцией Блэкмана. Вдоль временной оси осуществляется согласованная фильтрация сигналов. При этом незначительные изменения протяженности отметок вдоль временной оси могут иметь место только за счет того, что тело ФНВ ЛЧМ сигнала имеет ненулевое значение корреляции между временной и частотной областями [1], [2].FIG. 7 shows orthogonal sections of the FNV along the time axis passing through the target mark.
В таблице 2 приведены результаты соответствующих оценок в дБ для нескольких видов оконных функций [8 - Гадзиковский В.И. Цифровая обработка сигналов. - М.: СОЛОН-Пресс. 2013. 766 с.], рассчитанные по формуле (5) для существующих РЛС, реализующих обработку сигналов с оконной функцией на приемной стороне. Эти потери соответствуют сэкономленному ресурсу мощности РЛС, реализующей предлагаемый способ, и составляют 3…5 дБ.Table 2 shows the results of the corresponding estimates in dB for several types of window functions [8 - Gadzikovsky V.I. Digital signal processing. - M .: SOLON-Press. 2013. 766 p.], Calculated by the formula (5) for existing radars that implement signal processing with a window function on the receiving side. These losses correspond to the saved power resource of the radar that implements the proposed method, and amount to 3 ... 5 dB.
Следует отметить, что на приведенных фигурах отсутствуют результаты, соответствующие классическому способу оконной фильтрации на приемной стороне. Эти результаты показали полное совпадение с результатами для предлагаемого способа в окрестности отметок. Наблюдались незначительные отличия по реализации шумов, но не по их уровню. Это объясняется тем, что в существующем способе оконная функция накладывалась как на сигнал, так и на реализацию шума, а предлагаемый способ соответствует применению оконной функции только к регулярной части сигнала. Равномерное сложение шумовых реализаций может оказаться даже более предпочтительным, поскольку реализации шума между излучаемыми импульсами не должны коррелировать друг с другом.It should be noted that in the figures given there are no results corresponding to the classical method of windowing filtering on the receiving side. These results showed complete agreement with the results for the proposed method in the vicinity of the marks. There were slight differences in the implementation of noise, but not in their level. This is due to the fact that in the existing method the window function was superimposed on both the signal and the implementation of the noise, and the proposed method corresponds to the application of the window function only to the regular part of the signal. Uniform addition of the noise realizations may be even more preferable, since the noise realizations between the emitted pulses should not be correlated with each other.
Результаты моделирования подтвердили возможность обеспечить заявляемым способом более рациональное перераспределение мощности передатчика, связанное с уменьшением среднего энергетического потенциала АФАР в течение излучения пачки зондирующих импульсов при сохранении характеристик принятого сигнала после обработки, либо в снижении потерь на обработку сигнала при сохранении среднего энергетического потенциала АФАР.The simulation results confirmed the possibility of providing by the claimed method a more rational redistribution of the transmitter power associated with a decrease in the average energy potential of the APAR during the emission of a burst of probing pulses while maintaining the characteristics of the received signal after processing, or in reducing losses for signal processing while maintaining the average energy potential of the APAR.
Реализация заявляемого способа не встречает затруднений при современном уровне развития радиотехники и устройств цифровой обработки сигналов с использованием известного в радиоэлектронной промышленности технологического оборудования. Возможность реализации предложенного способа обеспечивает ему критерий патентоспособности «промышленная применимость».The implementation of the proposed method does not encounter difficulties at the current level of development of radio engineering and digital signal processing devices using the technological equipment known in the radio-electronic industry. The possibility of implementing the proposed method provides him with the criterion of patentability "industrial applicability".
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2021106420A RU2760409C1 (en) | 2021-03-11 | 2021-03-11 | Method for processing radar signals in a pulse-doppler radar station with an active phased antenna array |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2021106420A RU2760409C1 (en) | 2021-03-11 | 2021-03-11 | Method for processing radar signals in a pulse-doppler radar station with an active phased antenna array |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2760409C1 true RU2760409C1 (en) | 2021-11-24 |
Family
ID=78719363
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2021106420A RU2760409C1 (en) | 2021-03-11 | 2021-03-11 | Method for processing radar signals in a pulse-doppler radar station with an active phased antenna array |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2760409C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2798025C1 (en) * | 2022-02-16 | 2023-06-14 | Акционерное общество "Челябинский Радиозавод "Полет" | Method for coherent accumulation of a busrt of reflected signals in a scanning radar station |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004247922A (en) * | 2003-02-13 | 2004-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | Wideband active phased-array antenna device |
| RU2483321C2 (en) * | 2010-01-27 | 2013-05-27 | Общество с ограниченной ответственностью "РосЭнергоПроект" | Method of probing space with coherent signals |
| RU2516683C9 (en) * | 2012-10-17 | 2014-08-27 | Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" | Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal |
| WO2015105592A2 (en) * | 2013-11-22 | 2015-07-16 | Hobbit Wave | Radar using hermetic transforms |
| RU2594005C1 (en) * | 2015-09-01 | 2016-08-10 | Иван Васильевич Колбаско | Method of processing radar signal in pulse-doppler radar set |
| RU2623579C1 (en) * | 2016-06-06 | 2017-06-28 | Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" | Method of reviewing air space by radar location station with active phased array antenna |
| RU2708371C1 (en) * | 2019-04-18 | 2019-12-09 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") | Method of scanning airspace with a radar station with an active phased antenna array |
| JP2021009083A (en) * | 2019-07-02 | 2021-01-28 | 三菱電機株式会社 | Active phased array antenna device, and power source control method |
-
2021
- 2021-03-11 RU RU2021106420A patent/RU2760409C1/en active
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004247922A (en) * | 2003-02-13 | 2004-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | Wideband active phased-array antenna device |
| RU2483321C2 (en) * | 2010-01-27 | 2013-05-27 | Общество с ограниченной ответственностью "РосЭнергоПроект" | Method of probing space with coherent signals |
| RU2516683C9 (en) * | 2012-10-17 | 2014-08-27 | Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" | Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal |
| WO2015105592A2 (en) * | 2013-11-22 | 2015-07-16 | Hobbit Wave | Radar using hermetic transforms |
| RU2594005C1 (en) * | 2015-09-01 | 2016-08-10 | Иван Васильевич Колбаско | Method of processing radar signal in pulse-doppler radar set |
| RU2623579C1 (en) * | 2016-06-06 | 2017-06-28 | Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" | Method of reviewing air space by radar location station with active phased array antenna |
| RU2708371C1 (en) * | 2019-04-18 | 2019-12-09 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") | Method of scanning airspace with a radar station with an active phased antenna array |
| JP2021009083A (en) * | 2019-07-02 | 2021-01-28 | 三菱電機株式会社 | Active phased array antenna device, and power source control method |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Радиолокационные системы: учебник / под общ. ред. В.П. Бердышева. - Красноярск: СФУ, 2012. Сс. 143-149. * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2798025C1 (en) * | 2022-02-16 | 2023-06-14 | Акционерное общество "Челябинский Радиозавод "Полет" | Method for coherent accumulation of a busrt of reflected signals in a scanning radar station |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0446678B1 (en) | Polystatic correlating radar | |
| US6801153B2 (en) | Spread spectrum radar with leak compensation at baseband | |
| US7737879B2 (en) | Split aperture array for increased short range target coverage | |
| Brown et al. | STAP for clutter suppression with sum and difference beams | |
| Frazer et al. | Multiple-input multiple-output over-the-horizon radar: experimental results | |
| CN110471034B (en) | Ultra-wideband radar waveform design method | |
| JP2017167117A (en) | Radar device and positioning method | |
| US10247815B1 (en) | Phased array radar system with specular multipath mitigation | |
| CA2253235A1 (en) | Radar/sonar system concept for extended range-doppler coverage | |
| RU2591052C2 (en) | Method for detection and evaluation of radionavigation parameters of a signal scattered by air target and its implementation | |
| US8902098B2 (en) | Process for minimising jammer noise in receiver systems | |
| RU2760409C1 (en) | Method for processing radar signals in a pulse-doppler radar station with an active phased antenna array | |
| Chen et al. | CGLRT plus TDL beamforming for ultrawideband MIMO noise radar | |
| Kulpa | Noise radar sidelobe suppression algorithm using mismatched filter approach | |
| US11686812B2 (en) | Method for confusing the electronic signature transmitted by a radar, and transmission/reception device suitable for implementing same | |
| RU2240576C2 (en) | Method for detection and location of air objects | |
| Sammartino et al. | Moving target localization with multistatic radar systems | |
| Shiva et al. | Improved monostatic pulse radar design using ultra wide band for range estimation | |
| US5289192A (en) | Signal processing method for a radar system | |
| Yu et al. | Transmit Sub-Apertures for Beam Broadening and Frequency Diversity | |
| RU2127437C1 (en) | Method of radar fixing of coordinates of targets | |
| Haimovich | Distributed mimo radar for imaging and high resolution target localization | |
| RU2798025C1 (en) | Method for coherent accumulation of a busrt of reflected signals in a scanning radar station | |
| Kulpa et al. | Exploitation of noise radar waveforms dynamic range improvement | |
| Zhu et al. | Target Localization under Multi-Target Scenario with PA and FDA Radars |