RU2699066C1 - Two-position phase-shift keyed signal demodulator - Google Patents

Two-position phase-shift keyed signal demodulator Download PDF

Info

Publication number
RU2699066C1
RU2699066C1 RU2018132402A RU2018132402A RU2699066C1 RU 2699066 C1 RU2699066 C1 RU 2699066C1 RU 2018132402 A RU2018132402 A RU 2018132402A RU 2018132402 A RU2018132402 A RU 2018132402A RU 2699066 C1 RU2699066 C1 RU 2699066C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
input
output
phase
pass filter
demodulator
Prior art date
Application number
RU2018132402A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Василиса Алексеевна Кистанова
Владимир Игоревич Оганов
Original Assignee
Общество с ограниченной ответственностью "Высокотехнологичные системы"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Общество с ограниченной ответственностью "Высокотехнологичные системы" filed Critical Общество с ограниченной ответственностью "Высокотехнологичные системы"
Priority to RU2018132402A priority Critical patent/RU2699066C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2699066C1 publication Critical patent/RU2699066C1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

FIELD: radio engineering and communications.
SUBSTANCE: invention relates to radio engineering and can be used in radio receiving devices, namely – in two-phase phase manipulation signal detectors. Demodulator comprises first and second multipliers, first, second and third low-pass filters and phase analyzer, analogue-to-digital converter, input of which is input of demodulator, band-pass filter, proportional-integral-differential controller, direct digital synthesis module, and comparator, which output is demodulator output, wherein the analogue-to-digital converter output is connected to the input of the band-pass filter, the output of which is connected to the first inputs of the first and second multipliers, the second inputs of which are connected to corresponding outputs of the direct digital synthesis module, the control input of which is connected to the output of the proportional-integral-differential controller, wherein output of first low-pass filter is connected to first input of phase analyzer and comparator input, and output of second low-pass filter is connected to second input of phase analyzer, output of which is connected to input of third low-pass filter, output of which is connected to input of proportional-integral-differential controller.
EFFECT: reducing the probability of "reverse operation", providing stability regardless of initial phase uncertainty, providing detection of a received signal without any information on the nature of transmitted data, high noise immunity and reduced probability of phase tracking failure when there is considerable interference when receiving an information signal.
1 cl, 1 dwg

Description

Изобретение относится к системам связи и может быть использовано врадиоприемных устройствах, а именно - в детекторах сигналов с двухпозиционной фазовой манипуляцией (ФМС).The invention relates to communication systems and can be used in radio receivers, namely, in signal detectors with on-off phase shift keying (PMS).

Известен демодулятор по схеме Костаса ([1] Проакис Дж. «Цифровая связь» / Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и Связь, 2000, стр. 303), обеспечивающий квазикогерентную обработку ФМС с априорно неизвестными частотой и начальной фазой. Данный демодулятор состоит из двух перемножителей, двух фильтров нижних частот, управляемого по частоте гетеродина, фазовращателя на 90°, которые обеспечивают формирование квадратурных составляющих ФМС с последующим их перемножением в третьем перемножителе и выделении сигнала рассогласования в петлевом фильтре, с выхода которого он подается на управляемый гетеродин.The well-known demodulator according to the Kostas scheme ([1] Proakis J. “Digital Communication” / Ed. By D. Klovsky. - M.: Radio and Communication, 2000, p. 303), which provides quasi-coherent FMS processing with a priori unknown frequencies and initial phase. This demodulator consists of two multipliers, two low-pass filters, controlled by the local oscillator frequency, a 90 ° phase shifter, which ensure the formation of quadrature components of the FMS with their subsequent multiplication in the third multiplier and the isolation of the error signal in the loop filter, from the output of which it is fed to the controlled heterodyne.

К недостаткам такого демодулятора следует отнести его сложность цифровой реализации, а также склонность к так называемой «обратной работе». Данное явление заключается в том, что в присутствии произвольного изменения фазы, введенного каналом связи, демодулятор не способен определить, какая точка сигнального созвездия соответствует 1, а какая - 0. Поэтому наиболее широкое применение данная схема нашла в системах с предварительной битовой синхронизацией, обеспечиваемой путем использования дифференциальной фазовой манипуляции, помехоустойчивого кодирования, дополнения данных корреляционным словом или преамбулой.The disadvantages of such a demodulator include its complexity in digital implementation, as well as its penchant for so-called “reverse work”. This phenomenon consists in the fact that in the presence of an arbitrary phase change introduced by the communication channel, the demodulator is not able to determine which point of the signal constellation corresponds to 1 and which is 0. Therefore, this scheme found the widest application in systems with preliminary bit synchronization provided by the use of differential phase shift keying, error-correcting coding, data addition with a correlation word or preamble.

Известен демодулятор по схеме Костаса, совмещенный с устройством вычисления фазы и ошибки ([2] Вестник Нижегородского университета им. Н.И. Лобачевского, 2010, №5 (2), с. 389-392). Данное устройство состоит из цифрового квадратурного демодулятора по схеме Костаса, блока вычисления фазы, блока нормализации и демпфера. Для функционирования цифрового демодулятора на его вход подается предварительно оцифрованный радиочастотный сигнал, квадратурный сигнал с выхода демодулятора подается на блок вычисления фазы, выход блока вычисления фазы подключен к устройству прямого цифрового синтеза, заменяющему управляемый гетеродин, через последовательно подключенные блок нормализации и демпфер.Known demodulator according to the Kostas scheme, combined with a device for calculating the phase and error ([2] Bulletin of the Nizhny Novgorod University named after NI Lobachevsky, 2010, No. 5 (2), pp. 389-392). This device consists of a digital quadrature demodulator according to the Costas scheme, a phase calculation unit, a normalization unit, and a damper. For the functioning of the digital demodulator, a pre-digitized radio frequency signal is supplied to its input, a quadrature signal from the demodulator output is supplied to the phase calculation unit, the output of the phase calculation unit is connected to the direct digital synthesis device replacing the controlled local oscillator, through the normalization unit and the damper connected in series.

Недостатком такого решения является низкая устойчивость системы управления синтезатором к фазовым шумам и как следствие слабая помехоустойчивостьThe disadvantage of this solution is the low stability of the synthesizer control system to phase noise and, as a consequence, poor noise immunity

Известен демодулятор системы связи с двукратной фазовой модуляцией ([3]патент РФ №2427969, МПК H04L 27/22, от 15.12. 2009), содержащий первый и второй перемножители, квадратурный фазовращатель, генератор, управляемый по частоте, первый и второй фильтры низкой частоты, сумматор и фильтр петли, третий и четвертый перемножители, первый и второй ограничители, вычитающее устройство, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), N-канальный вычислитель-анализатор обобщенного спектра сигнала биений, вычислитель номера канала, в котором находится максимальная спектральная составляющая, и преобразователь номера канала в напряжение (ЦАП), при этом выход первого перемножителя соединен с входом первого фильтра низкой частоты, выход которого соединен с первым входом третьего перемножителя и входом второго ограничителя, выход второго ограничителя соединен со вторым входом четвертого перемножителя, выход второго перемножителя соединен с входом второго фильтра низкой частоты, выход которого соединен с первым входом четвертого перемножителя и с входом первого ограничителя, выход первого ограничителя соединен со вторым входом третьего перемножителя, выход которого соединен с первым входом вычитающего устройства, второй вход которого соединен с выходом четвертого перемножителя, выход вычитающего устройства соединен со вторым входом сумматора, выход сумматора соединен с входом фильтра петли, выход которого соединен с входом генератора, управляемого по частоте, выход которого соединен с входом квадратурного фазовращателя, выходы которого соединены соответственно со вторыми входами первого и второго перемножителей, первые входы которых соединены между собой и являются входом демодулятора, первый вход сумматора соединен с выходом преобразователя номера канала в напряжение (ЦАП), входы которого соединены с выходами вычислителя номера канала, в котором находится максимальная спектральная составляющая, входы которого соединены с выходами N-канального вычислителя-анализатора обобщенного спектра сигнала биений, входы которого соединены с выходами аналого-цифрового преобразователя (АЦП), вход которого соединен с выходом вычитающего устройства, выходы третьего и четвертого перемножителей являются информационными выходами демодулятора.A well-known demodulator of a communication system with two phase modulation ([3] RF patent No. 2427969, IPC H04L 27/22, dated December 15, 2009) containing the first and second multipliers, a quadrature phase shifter, a frequency-controlled oscillator, the first and second low-pass filters , adder and loop filter, third and fourth multipliers, first and second limiters, subtractor, analog-to-digital converter (ADC), N-channel calculator-analyzer of the generalized spectrum of the beat signal, calculator of the channel number in which the maximum spectrum the main component and the channel number to voltage converter (DAC), wherein the output of the first multiplier is connected to the input of the first low-pass filter, the output of which is connected to the first input of the third multiplier and the input of the second limiter, the output of the second limiter is connected to the second input of the fourth multiplier, output the second multiplier is connected to the input of the second low-pass filter, the output of which is connected to the first input of the fourth multiplier and to the input of the first limiter, the output of the first limiter with is single with the second input of the third multiplier, whose output is connected to the first input of the subtractor, the second input of which is connected to the output of the fourth multiplier, the output of the subtractor is connected to the second input of the adder, the output of the adder is connected to the input of the loop filter, the output of which is connected to the input of the generator controlled in frequency, the output of which is connected to the input of the quadrature phase shifter, the outputs of which are connected respectively to the second inputs of the first and second multipliers, the first inputs of which x are interconnected and are the input of the demodulator, the first input of the adder is connected to the output of the channel number to voltage converter (DAC), the inputs of which are connected to the outputs of the channel number calculator, which contains the maximum spectral component, the inputs of which are connected to the outputs of the N-channel computer the analyzer of the generalized spectrum of the beat signal, the inputs of which are connected to the outputs of the analog-to-digital converter (ADC), the input of which is connected to the output of the subtractor, the outputs of the third and fourth th multipliers are the data outputs of the demodulator.

Недостатком известного устройства является сложность технической реализации, обусловленная большим количеством оборудования.A disadvantage of the known device is the complexity of the technical implementation due to the large amount of equipment.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому техническому решению является известный адаптивный демодулятор ([4]патент РФ №139043, МПК H04L 27/22 от 15.08.2013), содержащий демодулятор по схеме Костаса, который включает в себя первый, второй и третий перемножители, первый и второй фильтры нижних частот, управляемый гетеродин, петлевой фильтр, фазовращатель, и имеющий два параллельно соединенных входа, причем первый вход демодулятора по схеме Костаса является первым входом первого перемножителя, а второй вход демодулятора по схеме Костаса является первым входом второго перемножителя, второй вход первого перемножителя подключен к выходу управляемого гетеродина, второй вход второго перемножителя подключен к выходу управляемого гетеродина через фазовращатель, выход первого перемножителя соединен через первый фильтр нижних частот с первым входом третьего перемножителя, выход второго перемножителя соединен через второй фильтр нижних частот со вторым входом третьего перемножителя, выход которого соединен с первым входом петлевого фильтра, линию задержки, параллельный спектроанализатор, решающее устройство и сумматор, вход линии задержки и вход параллельного спектроанализатора являются входом адаптивного демодулятора, выход линии задержки подключен к первым входам первого и второго перемножителей, а выход параллельного спектроанализатора подключен ко входу решающего устройства, первый выход которого подключен к управляющим входам первого и второго фильтров нижних частот, второй выход к первому входу сумматора, третий выход - к управляющему входу петлевого фильтра, выход которого подключен ко второму входу сумматора, выход которого подключен к управляющему входу управляемого гетеродина.The closest in technical essence to the proposed technical solution is the known adaptive demodulator ([4] RF patent No. 139043, IPC H04L 27/22 of 08/15/2013) containing a demodulator according to the Kostas scheme, which includes the first, second and third multipliers, the first and second low-pass filters, a controlled local oscillator, a loop filter, a phase shifter, and having two parallel connected inputs, the first input of the demodulator according to the Kostas circuit is the first input of the first multiplier, and the second input of the demodulator according to the Kostas scheme is the first input of the second multiplier, the second input of the first multiplier is connected to the output of the controlled local oscillator, the second input of the second multiplier is connected to the output of the controlled local oscillator through a phase shifter, the output of the first multiplier is connected through the first low-pass filter to the first input of the third multiplier, the output of the second multiplier is connected through the second filter low frequencies with the second input of the third multiplier, the output of which is connected to the first input of the loop filter, a delay line, parallel to The analyzer, the solver and the adder, the input of the delay line and the input of the parallel spectrum analyzer are the input of the adaptive demodulator, the output of the delay line is connected to the first inputs of the first and second multipliers, and the output of the parallel spectrum analyzer is connected to the input of the resolver, the first output of which is connected to the control inputs of the first and the second low-pass filter, the second output to the first input of the adder, the third output to the control input of the loop filter, the output of which is connected to the second at the input of the adder, the output of which is connected to the control input of the controlled local oscillator.

Недостатком этого устройства является низкая помехоустойчивость и недостаточная надежность в работе, обусловленные зависимостью от фазовой неопределенностипри приеме информационных сигналов и высокая вероятность срыва в работе в условиях помех.The disadvantage of this device is the low noise immunity and lack of reliability due to dependence on phase uncertainty when receiving information signals and a high probability of failure in operation under interference.

Техническим результатом, достигаемым в предлагаемом демодуляторе, является снижение вероятности «обратной работы», обеспечениестабильностивне зависимости от начальной фазовой неопределенности, обеспечение детектирования принимаемого сигнала без какой-либо информации о характере передаваемых данных, повышение помехоустойчивости иуменьшение вероятности срыва слежения за фазой при наличии значительных помех при приеме информационного сигнала.The technical result achieved in the proposed demodulator is to reduce the likelihood of “reverse operation”, to ensure stability regardless of the initial phase uncertainty, to ensure detection of the received signal without any information about the nature of the transmitted data, to increase noise immunity and to reduce the likelihood of phase-tracking failure in the presence of significant interference with receiving an information signal.

Указанный технический результат достигается в демодуляторе двухпозиционных фазоманипулированных сигналов, содержащем первый и второй перемножители, первый, второй и третий фильтры нижних частот и анализатор фазы, тем, что он содержит аналого-цифровой преобразователь, вход которого является входом демодулятора, полосовой фильтр, пропорционально-интегрально-дифференциальный регулятор, модуль прямого цифрового синтеза и компаратор, выход которого является выходом демодулятора, при этом выход аналого-цифрового преобразователя подключен ко входу полосового фильтра, выход которого соединен с первыми входами первого и второго перемножителей, вторые входы которых подключены к соответствующим выходам модуля прямого цифрового синтеза, управляющий вход которого соединен с выходом пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора, причем выход первого фильтра нижних частот подключен к первому входу анализатора фазы и входу компаратора, а выход второго фильтра нижних частот соединен со вторым входом анализатора фазы, выход которого подключен ко входу третьего фильтра нижних частот, выход которого соединен со входом пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора.The specified technical result is achieved in a demodulator of on-off phase-shifted signals containing the first and second multipliers, the first, second and third low-pass filters and a phase analyzer, in that it contains an analog-to-digital converter, the input of which is the input of the demodulator, a band-pass filter, proportionally-integral -differential controller, direct digital synthesis module and comparator, the output of which is the output of the demodulator, while the output of the analog-to-digital converter is connected to the input of the bandpass filter, the output of which is connected to the first inputs of the first and second multipliers, the second inputs of which are connected to the corresponding outputs of the direct digital synthesis module, the control input of which is connected to the output of the proportional-integral-differential controller, and the output of the first low-pass filter is connected to the first input of the phase analyzer and the input of the comparator, and the output of the second low-pass filter is connected to the second input of the phase analyzer, the output of which is connected to the input of the third ph tra lowpass whose output is connected to the input of a proportional-integral-differential controller.

Сущность изобретения поясняется чертежом, на котором представлена функциональная схема устройства.The invention is illustrated in the drawing, which shows a functional diagram of the device.

Устройство содержит содержит аналого-цифровой преобразователь 1, вход которого является входом цифрового демодулятора, полосовой фильтр 2, первый 3 и второй 4 перемножители, первый 5, второй 6 и третий 7 фильтры нижних частот, анализатор фазы 8, пропорционально-интегрально-дифференциальный регулятор 9, модуль 10 прямого цифрового синтеза, пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора 9 и компаратор 11, выход которого является выходом цифрового демодулятора.The device contains an analog-to-digital converter 1, the input of which is the input of a digital demodulator, a band-pass filter 2, the first 3 and second 4 multipliers, the first 5, second 6 and third 7 low-pass filters, a phase 8 analyzer, a proportional-integral-differential controller 9 , direct digital synthesis module 10, proportional-integral-differential controller 9 and a comparator 11, the output of which is the output of a digital demodulator.

Выход аналого-цифрового преобразователя 1 подключен ко входу полосового фильтра 2, выход которого соединен с первыми входами первого и второго перемножителей 3 и 4, вторые входы которых подключены к соответствующим выходам модуля 10 прямого цифрового синтеза, вход которого соединен с выходом пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора 9. При этом выход первого фильтра 5 нижних частот подключен к первому входу анализатора фазы 8 и входу компаратора 10, а выход второго фильтра 6 нижних частот соединен со вторым входом анализатора фазы 8, выход которого подключен ко входу третьего фильтра 7 нижних частот, выход которого соединен со входом пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора 9..The output of the analog-to-digital converter 1 is connected to the input of the bandpass filter 2, the output of which is connected to the first inputs of the first and second multipliers 3 and 4, the second inputs of which are connected to the corresponding outputs of the direct digital synthesis module 10, the input of which is connected to the output of the proportional-integral-differential controller 9. In this case, the output of the first low-pass filter 5 is connected to the first input of the phase 8 analyzer and the input of the comparator 10, and the output of the second low-pass filter 6 is connected to the second input of the analyzer phase 8, the output of which is connected to the input of the third low-pass filter 7, the output of which is connected to the input of the proportional-integral-differential controller 9 ..

Предлагаемый демодулятор работает следующим образом.The proposed demodulator works as follows.

На вход устройства поступает аналоговый сигнал на промежуточной частоте. Аналогово-цифровой преобразователь (АЦП) 1 осуществляет дискретизацию сигнала. Дальнейшая обработка сигналов осуществляется в цифровом виде.An analog signal at an intermediate frequency is input to the device. An analog-to-digital converter (ADC) 1 performs a discretization of the signal. Further signal processing is carried out digitally.

С помощью полосового фильтра 2 выделяется рабочая полоса частот и предотвращаются наложения спектра, вызванные дискретизацией сигнала. Оцифрованный сигнал с АЦП 1 подается на перемножители 3 и 4, которые осуществляют выделение квадратур сигналов путем умножения входного сигнала на синусоиду и косинусоиду опорной частоты, формируемые модулем прямого цифрового синтеза 10. Фильтры нижних частот 5 и 6 согласованы с частотой следования информационных сигналов и предназначены для подавления компоненты удвоенной частоты, возникающей в результате операции умножения частот.Using a band-pass filter 2, the operating frequency band is allocated and spectrum overlap caused by signal discretization is prevented. The digitized signal from the ADC 1 is fed to the multipliers 3 and 4, which perform the quadrature of the signals by multiplying the input signal by a sinusoid and a cosine of the reference frequency generated by the direct digital synthesis module 10. Low-pass filters 5 and 6 are consistent with the information signal repetition rate and are intended for suppressing the double frequency component resulting from the frequency multiplication operation.

Синфазная и квадратурная составляющие являются входными сигналами для анализатора фазы 8, который по входным значениям вычисляет величину фазового угла согласно выражению 1 и нормализует полученную величину фазового угла согласно выражению 2.The in-phase and quadrature components are the input signals for the phase 8 analyzer, which from the input values calculates the phase angle value according to expression 1 and normalizes the obtained phase angle value according to expression 2.

Figure 00000001
Figure 00000001

При вычислении фазового угла по выражению (1) в качестве аргумента х выступает значение синфазной составляющей, а в качестве аргументау - значение квадратурной составляющей сигнала.When calculating the phase angle by expression (1), the value of the in-phase component acts as the argument x, and the value of the quadrature component of the signal as the argument.

Figure 00000002
Figure 00000002

В выражении (2) ϕ - значение фазового угла, вычисленное по выражению (1),

Figure 00000003
- искомое значение нормализованного фазового угла. Основным назначением операции нормализации является устранение влияния фазовой модуляции информационным потоком абсолютной фазы сигнала. Известно, что непосредственное использование схем фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) как систем восстановления когерентной несущей для ФМС затруднено. Причина в том, что схема ФАПЧ, на вход которой подан ФМС, будет постоянно перестраиваться, пытаясь синхронизироваться с каждым символом входного сигнала. Необходимо тем или иным способом исключить информационную составляющую из входного сигнала, что и реализуется применением операции, описываемой выражением (2).In the expression (2) ϕ is the value of the phase angle calculated by the expression (1),
Figure 00000003
- the desired value of the normalized phase angle. The main purpose of the normalization operation is to eliminate the influence of phase modulation by the information flow of the absolute phase of the signal. It is known that the direct use of phase locked loop (PLL) schemes as coherent carrier recovery systems for FMS is difficult. The reason is that the PLL, the input of which the FMS is applied, will constantly be rebuilt, trying to synchronize with each symbol of the input signal. It is necessary in one way or another to exclude the information component from the input signal, which is realized by applying the operation described by expression (2).

При этом скачки фазы устраняются благодаря двукратно примененной операции взятия модуля, а динамический диапазон изменения значения фазы сужается до интервала [0, π/2]. В результате чего результирующий сигнал отражает разность фаз, возникающую из-за рассогласования частот тактовых генераторов приемника и передатчика.In this case, the phase jumps are eliminated due to the twice-applied operation of taking the module, and the dynamic range of the phase value is narrowed to the interval [0, π / 2]. As a result, the resulting signal reflects the phase difference resulting from a mismatch in the frequencies of the clocks of the receiver and transmitter.

Далее нормализованный сигнал фазы сглаживается ФНЧ 7, полоса пропускания которого ограничена величиной максимального допустимого частотного рассогласования между опорными частотами модулятора и демодулятора. Ширина полосы пропускания данного фильтра напрямую обуславливает полосу захвата ФАПЧ, однако, попадающие в полосу шумы негативно влияют на устойчивость системы управления. В результате частотного анализа устойчивости системы было получено выражение 3, обуславливающее выбор оптимальной полосы для ФНЧ 7.Next, the normalized phase signal is smoothed by the low-pass filter 7, the passband of which is limited by the maximum permissible frequency mismatch between the reference frequencies of the modulator and demodulator. The bandwidth of this filter directly determines the PLL capture band, however, noise entering the band negatively affects the stability of the control system. As a result of the frequency analysis of the stability of the system, expression 3 was obtained, which determines the choice of the optimal band for the low-pass filter 7.

Figure 00000004
Figure 00000004

В выражении (3) В - оптимальная ширина полосы пропускания ФНЧ 7, Fs - частота следования информационных символов, Δƒ - максимальное ожидаемое доплеровское смещение частоты принимаемого радиосигнала.In expression (3), B is the optimal bandwidth of the low-pass filter 7, F s is the frequency of information symbols, Δƒ is the maximum expected Doppler frequency shift of the received radio signal.

Пропорционально-интегрально-дифференцирующий регулятор (ПИД-регулятор 9 предназначен для формирования управляющего сигнала с целью получения необходимой точности регулирования.The proportional-integral-differentiating controller (PID-controller 9 is designed to generate a control signal in order to obtain the necessary control accuracy.

ПИД-регулятор 9 формирует управляющий сигнал, являющийся суммой трех слагаемых, первое из которых пропорционально разности входного сигнала и сигнала обратной связи (сигнал рассогласования), второе - интеграл сигнала рассогласования, третье - производная сигнала рассогласования.The PID controller 9 generates a control signal, which is the sum of three terms, the first of which is proportional to the difference between the input signal and the feedback signal (mismatch signal), the second is the integral of the mismatch signal, and the third is the derivative of the mismatch signal.

ПИД-регулятор 6 по входному сигналу

Figure 00000005
с выхода ФНЧ 7 рассчитывает ошибку регулирования фазы и на основании ее вычисляет значение фазы, передаваемую на модуль прямого цифрового синтеза 10, который реализуется по известной схеме и с помощью известных технических средств (см. например [5] https.//yandex.ru/images/search?text=модуль прямого цифрового синтеза&stype=image&Ir=213&source=wiz).PID controller 6 for input signal
Figure 00000005
from the output of the low-pass filter 7 calculates the error of phase control and on the basis of it calculates the phase value transmitted to the direct digital synthesis module 10, which is implemented according to the well-known scheme and using well-known technical means (see, for example, [5] https.//yandex.ru/ images / search? text = direct digital synthesis module & stype = image & Ir = 213 & source = wiz).

Ошибка регулирования вычисляется как разность между оптимальной величиной фазового угла

Figure 00000006
и входным сигналом регулятора. Так как величина фазового угла однозначно определяет амплитуду квадратурных сигналов, оптимальное значение фазового угла рассчитывается исходя из желаемого соотношения сигнал-шум (ОСШ). Так, если желаемое ОСШ установлено равным 6 дБ, средняя амплитуда квадратурной составляющей, поступающей на компаратор 9, должна быть в 4 раза больше среднего уровня помехи в канале. В ([6] Ким Д.П. «Теория автоматического управления. Т. 1. Линейные системы». - М.: Физматлит, 2003) описан метод синтеза ПИД-регулятора для линейных дискретных систем. Выходной сигнал ПИД-регулятора описывается выражением 4.The control error is calculated as the difference between the optimal value of the phase angle
Figure 00000006
and controller input. Since the magnitude of the phase angle uniquely determines the amplitude of the quadrature signals, the optimal value of the phase angle is calculated based on the desired signal-to-noise ratio (SNR). So, if the desired SNR is set to 6 dB, the average amplitude of the quadrature component supplied to the comparator 9 should be 4 times the average level of interference in the channel. In [6], Kim DP “Theory of automatic control. T. 1. Linear systems.” - M .: Fizmatlit, 2003) a method for synthesizing a PID controller for linear discrete systems is described. The output of the PID controller is described by expression 4.

Figure 00000007
Figure 00000007

В выражении (4)

Figure 00000008
- выходной сигнал ПИД-регулятора 6,
Figure 00000009
- ошибка регулирования, определяемая как разность между оптимальной величиной фазового угла
Figure 00000010
и входным сигналом регулятора
Figure 00000011
, Кп, Ки, Кд - коэффициенты регулятора, i - шаг расчета.In expression (4)
Figure 00000008
- the output signal of the PID controller 6,
Figure 00000009
- regulation error, defined as the difference between the optimal value of the phase angle
Figure 00000010
and controller input
Figure 00000011
, K p , K and K d are the coefficients of the regulator, i is the calculation step.

При аппроксимации шума в канале радиосвязи функцией распределения плотности вероятности аддитивного белого гауссова шума приращение абсолютного значения фазового угла во времени можно выразить уравнением 5:When approximating the noise in the radio channel by the probability density function of the additive white Gaussian noise, the increment in the absolute value of the phase angle in time can be expressed by equation 5:

Figure 00000012
Figure 00000012

где

Figure 00000013
- приращение фазы во времени, ƒs - частота дискретизации демодулятора,
Figure 00000014
- рассогласование несущих частот модулятора (передатчика) и демодулятора (приемника), θ - аддитивный белый гауссов шум. Из выражения 5 следует, что при ненулевом частотном рассогласовании величина абсолютного фазового угла накапливается во времени, поэтому при синтезе дискретной системы управления непрерывная часть описывается передаточной функцией интегратора:Where
Figure 00000013
is the phase increment in time, ƒ s is the sampling frequency of the demodulator,
Figure 00000014
- mismatch of the carrier frequencies of the modulator (transmitter) and demodulator (receiver), θ - additive white Gaussian noise. From expression 5 it follows that with a nonzero frequency mismatch, the magnitude of the absolute phase angle accumulates over time, therefore, in the synthesis of a discrete control system, the continuous part is described by the transfer function of the integrator:

Figure 00000015
Figure 00000015

В выражении (6) WНЧ(s) - передаточная функция непрерывной части системы, s - комплексная переменная преобразования Лапласа.In expression (6), W LF (s) is the transfer function of the continuous part of the system, s is the complex variable of the Laplace transform.

Аналогово-цифровой преобразователь 1 с периодом дискретизации Т может быть математически описан с помощью передаточной функции фиксатора нулевого порядка:An analog-to-digital converter 1 with a sampling period T can be mathematically described using the transfer function of the zero-order lock:

Figure 00000016
Figure 00000016

Так как предлагаемая система дискретна, для оценки ее устойчивости и качества требуется провести Z-преобразование для передаточных функций в изображениях Лапласа, выраженных в(6) и (7). Дискретная приведенная передаточная функция непрерывной части имеет вид:Since the proposed system is discrete, to evaluate its stability and quality, it is required to carry out the Z-transformation for transfer functions in the Laplace images expressed in (6) and (7). The discrete reduced transfer function of the continuous part has the form:

Figure 00000017
Figure 00000017

Пропорционально-суммарно-разностный (ПСР) регулятор является аналогом ПИД-регулятора для дискретных систем, его передаточная функция в Z-изображениях представлена выражением (9):The proportional-total-difference (PSR) controller is an analog of the PID controller for discrete systems, its transfer function in Z-images is represented by the expression (9):

Figure 00000018
Figure 00000018

ПИД-регулятор 6 для управления обеспечивает порядок астатизма системы равный 2, так как суммарно система содержит два интегратора - один в структуре регулятора, второй - в структуре объекта управления. Второй порядок астатизма обеспечивает нулевую ошибку регулирования

Figure 00000019
при постоянном или линейно возрастающем управляющем воздействии (
Figure 00000020
или
Figure 00000021
) и возмущении (
Figure 00000022
или
Figure 00000023
).The PID controller 6 for control provides the astatism order of the system equal to 2, since the total system contains two integrators - one in the structure of the controller and the second in the structure of the control object. The second order of astatism provides zero regulation error
Figure 00000019
with a constant or linearly increasing control action (
Figure 00000020
or
Figure 00000021
) and indignation (
Figure 00000022
or
Figure 00000023
)

После обработки сигналов описанным выше образом синфазная составляющая сигнала с выхода фильтра 5 поступает на вход компаратора 11, который осуществляет сравнение амплитуды сигнала с нулевым уровнем и формирует выходную последовательность бит.After processing the signals in the manner described above, the in-phase component of the signal from the output of the filter 5 is fed to the input of the comparator 11, which compares the signal amplitude with a zero level and generates an output sequence of bits.

Испытания показали, что амплитудно-фазовые частотные характеристики предлагаемого демодулятора удовлетворяют критерию Найквиста, и система управления, реализованная в демодуляторе, устойчива как по управляющему воздействию, так и по возмущению.Tests have shown that the amplitude-phase frequency characteristics of the proposed demodulator satisfy the Nyquist criterion, and the control system implemented in the demodulator is stable both in control action and in perturbation.

Таким образом, предлагаемый цифровой демодулятор позволяет обеспечить:Thus, the proposed digital demodulator allows you to provide:

Возможность поддерживать амплитудное соотношение между квадратурными сигналами и однозначно детектировать переданные данные, в результате чего достигается повышение помехоустойчивости, увеличение полосы допустимого частотного рассогласования между частотами ФМС и управляемого синтезатора; уменьшение вероятности срыва слежения за фазой в сложной помеховой обстановке.The ability to maintain the amplitude relationship between the quadrature signals and uniquely detect the transmitted data, as a result of which an increase in noise immunity, an increase in the band of permissible frequency mismatch between the frequencies of the PMS and the controlled synthesizer are achieved; reducing the likelihood of disruption of phase tracking in a complex jamming environment.

- Детектирование неравномерно распределенных данных, что позволяет передавать информационные сообщения с преобладающим количеством нулей или единиц без дополнительной битовой синхронизации через преамбулы или синхрослова, что в свою очередь снимает ограничения с алгоритма передающего устройства.- Detection of unevenly distributed data, which allows transmitting information messages with a predominant number of zeros or ones without additional bit synchronization through preambles or sync words, which in turn removes restrictions from the algorithm of the transmitting device.

- Реализуемость в программируемой логике ввиду отсутствия сложных математических операций, что позволяет минимизировать количество используемых ресурсов и увеличить скорость обработки.- Realizability in programmable logic due to the lack of complex mathematical operations, which minimizes the amount of resources used and increases the processing speed.

Предлагаемый демодулятор двухпозиционных фазоманипулированных сигналов с управлением по фазе обладает новизной, реализован на ПЛИС Cyclon-4 фирмы Intel, имеющих достаточные аппаратные ресурсы для работы на частоте до 200 МГц. и может быть неоднократно воспроизведен, т.е. соответствует критерию промышленной применимости.The proposed demodulator of on-off phase-shift phase-shift signals with phase control is novel, implemented on Intel's Cyclon-4 FPGAs with sufficient hardware resources to operate at frequencies up to 200 MHz. and can be repeatedly played, i.e. meets the criterion of industrial applicability.

Claims (1)

Демодулятор двухпозиционных фазоманипулированных сигналов, содержащий первый и второй перемножители, первый, второй и третий фильтры нижних частот и анализатор фазы, отличающийся тем, что он содержит аналого-цифровой преобразователь, вход которого является входом демодулятора, полосовой фильтр, пропорционально-интегрально-дифференциальный регулятор, модуль прямого цифрового синтеза и компаратор, выход которого является выходом демодулятора, при этом выход аналого-цифрового преобразователя подключен ко входу полосового фильтра, выход которого соединен с первыми входами первого и второго перемножителей, вторые входы которых подключены к соответствующим выходам модуля прямого цифрового синтеза, управляющий вход которого соединен с выходом пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора, причем выход первого фильтра нижних частот подключен к первому входу анализатора фазы и входу компаратора, а выход второго фильтра нижних частот соединен со вторым входом анализатора фазы, выход которого подключен ко входу третьего фильтра нижних частот, выход которого соединен со входом пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора.A demodulator of on-off phase-shifted signals containing the first and second multipliers, the first, second and third low-pass filters and a phase analyzer, characterized in that it contains an analog-to-digital converter, the input of which is the input of the demodulator, a band-pass filter, a proportional-integral-differential controller, direct digital synthesis module and a comparator, the output of which is the output of the demodulator, while the output of the analog-to-digital converter is connected to the input of the bandpass filter, the output One of which is connected to the first inputs of the first and second multipliers, the second inputs of which are connected to the corresponding outputs of the direct digital synthesis module, the control input of which is connected to the output of the proportional-integral-differential controller, and the output of the first low-pass filter is connected to the first input of the phase analyzer and the input comparator, and the output of the second low-pass filter is connected to the second input of the phase analyzer, the output of which is connected to the input of the third low-pass filter, the output of which connected to the input of the proportional-integral-differential controller.
RU2018132402A 2018-09-11 2018-09-11 Two-position phase-shift keyed signal demodulator RU2699066C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2018132402A RU2699066C1 (en) 2018-09-11 2018-09-11 Two-position phase-shift keyed signal demodulator

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2018132402A RU2699066C1 (en) 2018-09-11 2018-09-11 Two-position phase-shift keyed signal demodulator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2699066C1 true RU2699066C1 (en) 2019-09-03

Family

ID=67851667

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2018132402A RU2699066C1 (en) 2018-09-11 2018-09-11 Two-position phase-shift keyed signal demodulator

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2699066C1 (en)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4833416A (en) * 1988-03-30 1989-05-23 Motorola, Inc. QPSK/BPSK demodulator
RU2427969C1 (en) * 2009-12-15 2011-08-27 Открытое акционерное общество "Российская корпорация ракетно-космического приборостроения и информационных систем" (ОАО "Российские космические системы") Demodulator of communication system with double phase modulation
RU139043U1 (en) * 2013-08-15 2014-04-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") ADAPTIVE DEMODULATOR BY COSTAS DIAGRAM
US9553748B2 (en) * 2014-03-17 2017-01-24 The Swatch Group Research And Development Ltd Synchronous demodulator electronic circuit for phase modulation signals

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4833416A (en) * 1988-03-30 1989-05-23 Motorola, Inc. QPSK/BPSK demodulator
RU2427969C1 (en) * 2009-12-15 2011-08-27 Открытое акционерное общество "Российская корпорация ракетно-космического приборостроения и информационных систем" (ОАО "Российские космические системы") Demodulator of communication system with double phase modulation
RU139043U1 (en) * 2013-08-15 2014-04-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") ADAPTIVE DEMODULATOR BY COSTAS DIAGRAM
US9553748B2 (en) * 2014-03-17 2017-01-24 The Swatch Group Research And Development Ltd Synchronous demodulator electronic circuit for phase modulation signals

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Communications Applications Introduction Chapter 12, ECE 5655/4655 Real-Time DSP, с.12-25 - 12-27 [Электронный ресурс] URL: http://ece.uccs.edu/~mwickert/ece5655//lecture_notes/ece5655_chap12.pdfLfnf Дата создания :09.03.2017. *
Communications Applications Introduction Chapter 12, ECE 5655/4655 Real-Time DSP, с.12-25 - 12-27 [Электронный ресурс] URL: http://ece.uccs.edu/~mwickert/ece5655//lecture_notes/ece5655_chap12.pdfLfnf Дата создания :09.03.2017. NICOLOSO STEVEN P. An Investigation Of Carrier Recovery Techniques For Psk Modulated Signals In Cdma And Multipath Mobile Environments Virginia Blacksburg, June 1997[Электронный ресурс] URL: http:// vtechworks.lib.vt.edu›handle/10919/35869 Дата создания: 09.09.2015, рис.4.3,4.5. СОРОХТИН Е.М. и др Алгоритм цифровой демодуляции многопозиционных фазоманипулированных сигналов для реализации в программируемой логике, Вестник Нижегородского университета им. Н.И. Лобачевского, 2010, # 5(2), рис.1,3. *
NICOLOSO STEVEN P. An Investigation Of Carrier Recovery Techniques For Psk Modulated Signals In Cdma And Multipath Mobile Environments Virginia Blacksburg, June 1997[Электронный ресурс] URL: http:// vtechworks.lib.vt.edu›handle/10919/35869 Дата создания: 09.09.2015, рис.4.3,4.5. *
СОРОХТИН Е.М. и др Алгоритм цифровой демодуляции многопозиционных фазоманипулированных сигналов для реализации в программируемой логике, Вестник Нижегородского университета им. Н.И. Лобачевского, 2010, # 5(2), рис.1,3. *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5304083B2 (en) Frequency offset monitoring device and coherent optical receiver
US9712317B2 (en) Carrier synchronization appropriate for ALM NFC data transmission
US5136616A (en) Method of rapidly controlling the frequency of a coherent radio receiver and apparatus for carrying out the method
US8422971B2 (en) Spur mitigation for wireless communication systems
RU2393641C1 (en) Demodulator of phase-manipulated signals
US8982937B1 (en) Digital system and method of estimating non-energy parameters of signal carrier
KR20050030422A (en) Appratus and its method for i/q imbalance compensation by using variable loop gain in demodulator
CN111884964B (en) Frequency synchronization system adapting to VDE multi-modulation system
RU2431919C1 (en) Correlation receiver of noise-like signals
RU159121U1 (en) ADAPTIVE AUTOCORRELATION SIGNAL DEMODULATOR WITH RELATIVE PHASE MANIPULATION
US5313493A (en) Plural-differential, phase-shift-keyed modulation, communication system
US4071829A (en) Coherent phase detector using a frequency discriminator
CN111049636B (en) BPSK bit synchronization device and method
RU2699066C1 (en) Two-position phase-shift keyed signal demodulator
CN108712190B (en) Multi-carrier tracking method and tracking device
RU2427969C1 (en) Demodulator of communication system with double phase modulation
GB2144283A (en) Demodulator
RU208071U1 (en) A DEVICE FOR AUTO-POSITIONING OF THE SYSTEM WITH DIGITAL PHASE MODULATION
RU2684605C1 (en) Method for demodulation of short-time signals with multilevel absolute phase modulation in fading conditions
RU148926U1 (en) DEVICE FOR DEMODULATION OF PHASOMANIPULATED SIGNALS
Mandziy et al. The research of the synchronous detector of the phase-shift keyed signals in the system UDF MAOPCs
RU139043U1 (en) ADAPTIVE DEMODULATOR BY COSTAS DIAGRAM
RU2450445C2 (en) Device to compensate structural noise
RU2796219C1 (en) Device for determining direction finding parameters of narrow-band radio signals
RU2455778C1 (en) Demodulator for sixteen-position quadrature amplitude modulation