RU2504894C1

RU2504894C1 - Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method

Info

Publication number: RU2504894C1
Application number: RU2012120464/08A
Authority: RU
Inventors: Александр Афанасьевич Головков; Ирина Александровна Малютина
Priority date: 2012-05-17
Filing date: 2012-05-17
Publication date: 2014-01-20
Also published as: RU2012120464A

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: nonlinear element used is a three-pole nonlinear element; the four-terminal element is complex and consists of reactive and resistive elements; the three-pole nonlinear element is connected between the output of the four-terminal element and is connected in a transverse circuit before the low-pass filter by a high-frequency load on a scheme with the common one of three electrodes; the source of the phase-modulated or frequency-modulated signal is connected to the input of the four-terminal element; given relationships between the modulus of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator and frequency in order to form a given slope of the amplitude-frequency characteristic are provided by selecting the relationship between the element z₁₁ of a matrix of resistances of the complex four-terminal element and frequency using the following mathematical expression:

EFFECT: high noise-immunity of the receiver.

2 cl, 4 dwg

Description

Изобретения относятся к области радиосвязи и радиолокации и могут быть использованы для демодуляции фазоманипулированных, фазомодулированных, частотно-манипулированных и частотно-модулированных сигналов.The invention relates to the field of radio communications and radar and can be used for demodulation of phase-shifted, phase-modulated, frequency-manipulated and frequency-modulated signals.

Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, в следствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается (разлагается) на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем, с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two non-linear elements simultaneously fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed (decomposed) into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal circuit (sequentially), the constant component that occurs on non-linear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.

Этот способ и устройство можно использовать и для демодуляции частотно-модулированных сигналов (ЧМС), в которых фаза изменяется по закону интеграла от частоты. Для этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, необходимо подать на дифференцирующую цепь.This method and device can also be used to demodulate frequency-modulated signals (HMS), in which the phase changes according to the law of the integral of frequency. For this, low-frequency oscillations containing useful information must be fed to a differentiating circuit.

Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний. Другим недостатком является отсутствие возможности коррекции коэффициента амплитудной модуляции АФМС, что при прохождении через резонансные цепи приводит к уменьшению этой характеристики, то есть к известному явлению частичной демодуляции АФМС или к снижению помехоустойчивости. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка фазовой демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот. В режиме частотной демодуляции основным недостатком является малая величина квазилинейного участка частотной демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ЧМС в амплитудно-модулированный и ЧМС (АЧМС) в заданной полосе частот или на заданном количестве частот.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which varies in accordance with the law of the phase change of the high-frequency PMS, the presence of a reference oscillator is necessary. Another disadvantage is the inability to correct the amplitude modulation coefficient of AFMS, which when passing through resonant circuits leads to a decrease in this characteristic, that is, to the well-known phenomenon of partial demodulation of AFMS or to a decrease in noise immunity. The main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the phase demodulation characteristic due to the use of only reactive elements and the lack of selection of their parameters according to the criterion of converting PMF to AFMS in a given frequency band or at a given number of frequencies. In the frequency demodulation mode, the main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the frequency demodulation characteristic due to the use of only reactive elements and the lack of selection of their parameters according to the criterion for converting HMS into amplitude-modulated and HMS (AFM) in a given frequency band or for a given number of frequencies.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящий в том, что для демодуляции ФМС и ЧМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя ЧМС АЧМС в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования этого частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, which consists in the fact that for demodulating the FMS and the ChMS, a frequency detector is used, consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a ChMS frequency response converter in the form of a parallel oscillatory circuit and conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using this frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of the phase change of the input high-frequency phase-modulated oscillation.

Особенность использования этого частотного детектора для демодуляции ЧМС состоит в том, что если частоту несущего сигнала ЧМС располагают на левом склоне АЧХ контура. При этом амплитуда АЧМС изменяется по закону изменения частоты. [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения частоты входного высокочастотного частотно-модулированного колебания.The peculiarity of using this frequency detector for demodulating an HMS is that if the frequency of the HMS carrier signal is located on the left slope of the frequency response of the circuit. In this case, the amplitude of the frequency response varies according to the law of frequency change. [Baskakov S.I. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional signal and interference selection. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of changing the frequency of the input high-frequency frequency-modulated oscillation.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС коэффициент амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительным по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот. В режиме частотной демодуляции основным недостатком является малая величина квазилинейного участка частотной демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ЧМС в амплитудно-модулированный и ЧМС (АЧМС) в заданной полосе частот или на заданном количестве частот.The disadvantage of the method and device for its implementation is that after converting the FMS to AFMS, the amplitude modulation coefficient of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in magnitude, which impairs noise immunity [S. Baskakov. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S. Radio circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. The main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the demodulation characteristic due to the use of only reactive elements and the lack of selection of their parameters according to the criterion of converting PMF to AFMS in a given frequency band or at a given number of frequencies. In the frequency demodulation mode, the main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the frequency demodulation characteristic due to the use of only reactive elements and the lack of selection of their parameters according to the criterion for converting HMS into amplitude-modulated and HMS (AFM) in a given frequency band or for a given number of frequencies.

Кроме того, классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем он никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.In addition, the classical theory of radio circuits suggests that a nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore it does not react at all to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with an increase in frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.

Следующим важным недостатком всех перечисленных способов и устройств является то, что все элементы четырехполюсников (согласующих устройств) выполнены реактивными, что связано со стремлением разработчиков не вносить дополнительных потерь путем использования комплексных двухполюсников на основе как реактивных, так и резистивных элементов. При использовании в согласующих устройствах только реактивных или только резистивных элементов не всегда удается обеспечить условия согласования по критерию обеспечения требуемых значений модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя частотами входного ФМС или входного ЧМС, в интересах формирования заданного склона АЧХ, поскольку они имеют определенные области физической реализуемости (области изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки), в пределах которых реализуются эти условия согласования (Головков А.А. Комплексированные радиоэлектронные устройства. М.: Радио и связь, 1996. - 128 с.).The next important drawback of all the above methods and devices is that all elements of the four-terminal devices (matching devices) are made reactive, which is associated with the desire of developers not to introduce additional losses by using complex two-terminal devices based on both reactive and resistive elements. When using only reactive or only resistive elements in matching devices, it is not always possible to provide matching conditions for the criterion of providing the required values of the modules and phases of transmission coefficients in two states of a controlled nonlinear element determined by two frequencies of the input FMS or input HMS, in the interests of forming a given slope of the frequency response, since they have certain areas of physical realizability (areas of change in the real and imaginary components of the resistance of the source s drove and loads), within which these matching conditions are realized (A. Golovkov. Complex electronic devices. M: Radio and communication, 1996. - 128 p.).

Техническим результатом изобретения является расширение областей физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки, в пределах которых одновременно обеспечивается требуемые значения модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях, определяемых двумя частотами входного ФМС или ЧМС, в интересах формирования заданного склона АЧХ для преобразования ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС за счет оптимизации схемы и значений параметров комплексного четырехполюсника при одновременном увеличении полосы частот, в которой это преобразование возможно, что повышает помехоустойчивость приемника. Возможность изменения варианта включения нелинейного элемента относительно согласующего комплексного четырехполюсника еще более расширяет области физической реализуемости.The technical result of the invention is the expansion of the areas of physical feasibility as the areas of change of the real and imaginary components of the resistance of the signal source and load, within which the required values of the modules and phases of the transmission coefficients in two states, determined by the two frequencies of the input FMS or HMS, are simultaneously provided, in the interest of forming a given slope Frequency response for converting PMS to AFMS or HMS to AHMS by optimizing the circuit and parameter values of an integrated quadrupole and at the same time increasing the frequency band in which this conversion is possible, which increases the noise immunity of the receiver. The possibility of changing the option of including a nonlinear element relative to the matching complex quadrupole further expands the field of physical feasibility.

1. Указанный результат достигается тем, что в известном способе демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящем в том, что фазомодулированный или частотно-модулированный сигнал подают на демодулятор, выполненный из четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, частотно-модулированный сигнал преобразуют в амплитудно-частотно-модулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал и частотно-модулированного сигнала в амплитудно-частотно-модулированный сигнал осуществляют путем подачи этих сигналов на левый склон АЧХ демодулятора, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала и амплитудно-частотно-модулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь-фильтр нижних частот, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала или по закону изменения частоты частотно-модулированного сигнала, с помощью разделительной емкости устраняют постоянную составляющую, дополнительно в качестве нелинейного элемента используют трехполюсный нелинейный элемент, четырехполюсник выполняют комплексным из реактивных и резистивных элементов, трехполюсный нелинейный элемент включают между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой по схеме с общим одним из трех электродов, источник фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала подключают к входу четырехполюсника, заданные зависимости модуля передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты в интересах формирования заданного склона амплитудно-частотной характеристики обеспечивают за счет выбора зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты с помощью следующего математического выражения:1. The specified result is achieved by the fact that in the known method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, consisting in the fact that the phase-modulated or frequency-modulated signal is fed to a demodulator made of a four-terminal device, a nonlinear element, a low-pass filter, a separation capacitance, and a low-frequency load , the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal, the frequency-modulated signal is converted into an amplitude-frequency-modulated signal, converted The phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal and the frequency-modulated signal into an amplitude-frequency-modulated signal by supplying these signals to the left slope of the frequency response of the demodulator, using a non-linear element, the spectrum of the amplitude-phase-modulated signal and the amplitude-frequency-modulated signal are destroyed by high-frequency ones and low-frequency components, the low-frequency component is fed to an integrating low-pass filter circuit, using a low-pass filter, and formation low-frequency signal, the amplitude of which varies according to the law of changing the phase of the phase-modulated input signal or according to the law of changing the frequency of the frequency-modulated signal, eliminate the constant component using an isolation capacitor, in addition, a three-pole non-linear element is used as a non-linear element, the four-terminal is made up of a complex of reactive and resistive elements , a three-pole non-linear element is connected between the output of the four-terminal and introduced into the transverse circuit in front of the low-pass filter with a high-frequency load according to a circuit with a common one of three electrodes, the source of the phase-modulated or frequency-modulated signal is connected to the input of the four-terminal network, the given frequency dependences of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator in the interest of forming a given slope of the amplitude-frequency characteristic are provided by choosing the dependence of the element z _{11 of} the resistance matrix of a complex four-terminal network on frequency using the following mathematical expression zheniya:

,

где

;

; z₂₁, z₁₁ - заданные зависимости соответствующих элементов матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты в заданной полосе частот; m₂₁, φ₂₁ - заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции от частоты в заданной полосе частот;

,

- заданные зависимости комплексных элементов матрицы сопротивлений трехполюсного нелинейного элемента от частоты в заданной полосе частот; z₀, z_n - заданные зависимости комплексных сопротивлений источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала и высокочастотной нагрузки от частоты в заданной полосе частот.Where

;

; z ₂₁ , z ₁₁ - the given dependences of the corresponding elements of the resistance matrix of a complex four-terminal network on frequency in a given frequency band; m ₂₁ , φ ₂₁ - the given dependence of the module and phase of the transfer function on frequency in a given frequency band;

,

- the given dependences of the complex elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element on the frequency in a given frequency band; z ₀ , z _n are the given dependences of the complex resistances of the source of the phase-modulated or frequency-modulated signal and the high-frequency load on the frequency in a given frequency band.

2. Указанный результат достигается тем, что в известном устройстве демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящем из источника фазомодулированного и частотно-модулированного сигнала, четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, дополнительно четырехполюсник выполнен комплексным в виде обратного Г- образного соединения двух комплексных двухполюсников, в качестве нелинейного элемента использован трехполюсный нелинейный элемент, нелинейный элемент включен по схеме с общим одним из трех электродов между выходом четырехполюсника и введенной перед фильтром нижних частот в поперечную цепь высокочастотной нагрузкой, источник фазомодулированного и частотно-модулированного сигнала подключен к входу четырехполюсника, первый двухполюсник обратного Г-образного соединения сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, первой катушки с индуктивностью L₁, произвольного реактивного двухполюсника с сопротивлениями Х₀₁, Х₀₂ на двух заданных частотах и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и второй катушки с индуктивностью L₂, значения параметров первого двухполюсника обратного Г-образного соединения определены в соответствии со следующими математическими выражениями:2. This result is achieved by the fact that in the known device for demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, consisting of a source of phase-modulated and frequency-modulated signal, four-terminal, non-linear element, low-pass filter, separation capacitance and low-frequency load, an additional four-terminal is made complex in the form the inverse L-shaped connection of two complex bipolar, as a non-linear element a three-pole non-linear element is used, nonlinear the element is connected according to the circuit with one of the three electrodes between the output of the four-terminal and the high-frequency load introduced in front of the low-pass filter into the transverse circuit, the phase-modulated and frequency-modulated signal source is connected to the input of the four-terminal, the first two-terminal of the inverse L-shaped connection is formed from the first connected in series resistive bipolar with resistance R ₁ , the first coil with inductance L ₁ , arbitrary reactive bipolar with resistance X ₀₁ , X _{0 2} at two predetermined frequencies and connected in parallel between a second resistive bipolar with resistance R ₂ and a second coil with inductance L ₂ , the parameters of the first bipolar inverse L-shaped connection are determined in accordance with the following mathematical expressions:

r₁, r₂, x₁, x₂ - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления первого комплексного двухполюсника обратного Г-образного соединения на двух частотах;

- оптимальные значения комплексного сопротивления первого комплексного двухполюсника обратного Г-образного соединения на двух частотах;

;

; Z_2n - заданные значения комплексного сопротивления второго комплексного двухполюсника обратного Г-образного соединения на двух частотах; m_21n, φ_21n - заданные значения модулей и фаз передаточной функции высокочастотной части демодулятора на двух частотах;

,

- заданные значения комплексных элементов матрицы сопротивлений трехполюсного нелинейного элемента на двух частотах; z_0n, z_nn - заданные значения комплексных сопротивлений источника фазомодулированного и частотно-модулированного сигнала и высокочастотной нагрузки на двух частотах; ω_1,2=2πf_1,2; n=1,2 - номера заданных двух частот f_1,2.r ₁ , r ₂ , x ₁ , x ₂ - the optimal values of the real and imaginary components of the resistance of the first complex two-terminal reverse L-shaped connection at two frequencies;

- the optimal values of the complex resistance of the first complex two-terminal reverse G-shaped connection at two frequencies;

;

; Z _2n - set values of the complex resistance of the second complex two-terminal reverse G-shaped connection at two frequencies; m _21n , φ _21n - given values of the modules and phases of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator at two frequencies;

,

- given values of the complex elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element at two frequencies; z _0n , z _nn are the set values of the complex resistances of the source of the phase-modulated and frequency-modulated signal and the high-frequency load at two frequencies; ω _1,2 = 2πf _1,2 ; n = 1,2 - numbers of the given two frequencies f _1,2 .

На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов (прототип), реализующего способ-прототип.Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals (prototype) that implements the prototype method.

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2, реализующего предлагаемый способ по п.1.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to claim 2, which implements the proposed method according to claim 1.

На фиг.3 приведена схема комплексного четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2.Figure 3 shows a diagram of a complex quadrupole of the proposed device according to claim 2.

На фиг.4 приведена схема первого комплексного двухполюсника, входящего в состав комплексного четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2Figure 4 shows a diagram of the first complex two-terminal, which is part of a complex four-terminal device of the proposed device according to claim 2

Устройство-прототип (фиг.1) содержит источник 1 фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительная емкость 5 на элементе С_р и низкочастотную нагрузку 6 на элементах R_н, С_н.The prototype device (figure 1) contains a source of 1 phase-modulated and frequency-modulated signals, a four-terminal 2, a nonlinear element 3, a low-pass filter 4 on the elements R, C, a separation capacitance 5 on the element C _p and a low-frequency load 6 on the elements R _n , With _n .

Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated and frequency-modulated signals (prototype) is as follows.

Фазомодулированный или частотно-модулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор (фиг.1). Принцип действия устройства, реализующего этот способ состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС или ЧМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС,, с помощью нелинейного элемента 3 разрушают спектр АФМС или АЧМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот (интегрирующей цепи) 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей высокочастотного АФМС (АЧМС), то есть по закону изменения фазы входного ФМС (частоты входного ЧМС), изменяющейся по закону изменения амплитуды первичного сигнала. Недостатки способа и устройства его реализации описаны выше.Phase-modulated or frequency-modulated signal from the source 1 is fed to the demodulator (figure 1). The principle of operation of a device that implements this method is that, using a reactive four-terminal 2, which is a parallel oscillatory circuit and connected between a PMS or PMS source and a non-linear element, the PMS is converted into AFMS or HMS into AFM, using the non-linear element 3, they are destroyed spectrum of AFMS or AFMS for high-frequency and low-frequency components. The latter are allocated using a low-pass filter (integrating circuit) 4 and enter the low-frequency load 6. The separation capacitance 5 eliminates the constant component. As a result, we have a low-frequency oscillation at the output of the device, the amplitude of which changes according to the law of the envelope of the high-frequency AFMS (AFMS), that is, according to the law of the phase change of the input FMS (frequency of the input HMS), which changes according to the law of the amplitude of the primary signal. The disadvantages of the method and device for its implementation are described above.

Высокочастотная часть (до фильтра нижних частот) структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника ФМС или ЧМС 1, комплексного четырехполюсника 2, трехэлектродного нелинейного элемента 3 (включен по схеме с общим одним из трех электродов) и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот (интегрирующую цепь) 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6. Комплексный четырехполюсник (КЧ) 2 выполнен в виде обратного Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников с сопротивлениями Z₁ - 8, Z₂ - 9 (фиг.3). Частотные зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений КЧ 2 выбраны из условия формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на двух заданных частотах требуемой полосы частот. Реализация этих зависимостей осуществлена выбором схемы КЧ в виде обратного Г-образного звена, оптимальной частотной зависимости первого комплексного двухполюсника-8 этого звена и реализацией этой частотной зависимости выбором схемы первого комплексного двухполюсника из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁ - 10, первой катушки с индуктивностью L₁ - 11, произвольного реактивного двухполюсника с сопротивлениями Х₀₁, Х₀₂ - 12 на двух заданных частотах и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ - 13 и второй катушки с индуктивностью L₂ - 14 (фиг.4) и выбором значений параметров R₁, R₂, L₁, L₂ из условия обеспечения операции преобразования ФМС в АФМС (ЧМС в АЧМС) путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот с помощью определенных математических выражений.The high-frequency part (before the low-pass filter) of the structural diagram of the generalized device according to claim 2 (Fig. 2) consists of a cascade-connected source of PMS or ChMS 1, a complex four-terminal 2, a three-electrode nonlinear element 3 (included in the circuit with a common one of three electrodes) and a high-frequency load 7. The low-frequency part of the structural circuit contains a low-pass filter (integrating circuit) 4, a separation capacitor 5, and a low-frequency load 6. The complex four-terminal device (CC) 2 is designed as an inverse L-shaped complex compounds of the two two-terminal resistors with Z ₁ - 8, Z ₂ - 9 (Figure 3). The frequency dependences of element z _{11 of} the KH 2 resistance matrix are selected from the conditions for the formation of a quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator with the given values of the transfer function modules at two given frequencies of the required frequency band. These dependencies were realized by selecting the CK scheme in the form of an inverse L-shaped link, the optimal frequency dependence of the first complex two-terminal-8 of this link and the implementation of this frequency dependence by choosing the scheme of the first complex two-terminal from the series-connected first resistive two-terminal with resistance R ₁ - 10, the first coil with inductance L ₁ - 11, an arbitrary reactance two-terminal network with resistances X _01, X ₀₂ - 12 at two predetermined frequencies in parallel and interconnected by a second about two-terminal resistive with a resistance R ₂ - 13 and a second coil with inductance L ₂ - 14 (Figure 4) and selecting the values of the parameters R _1, R _2, L _1, L ₂ of the FMS conditions ensure conversion operation in AFMS (PHI in ACHMS ) by forming a quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band using certain mathematical expressions.

Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС (ЧМС) от источника 1 с сопротивлением z₀ в результате специального выбора значений параметров R₁, R₂, L₁, L₂ элементов первого комплексного двухполюсника обратного Г-образного звена будет сформирован левый склон АЧХ демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на двух заданных частотах требуемой полосы частот. Это обеспечивает заданный коэффициент амплитудной модуляции АФМС (АЧМС) в большей полосе частот, что повышает помехоустойчивость приемника. Одновременно спектр АФМС (АЧМС) разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между источником ФМС или ЧМС и четырехполюсником. В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС (частоты входного ЧМС), выделяется на низкочастотной нагрузке 6, то есть осуществляется фазовая демодуляция. При этом сопротивления источника ФМС или ЧМС и нагрузки могут быть выбраны произвольно.The principle of operation of this device is that when applying the FMS (HMS) from source 1 with resistance z ₀ as a result of a special choice of parameter values R ₁ , R ₂ , L ₁ , L ₂ elements of the first complex two-terminal inverse L-shaped link will be formed the left slope of the frequency response of the demodulator with the given values of the transfer function modules at two given frequencies of the required frequency band. This provides a given coefficient of amplitude modulation AFMS (AFMS) in a larger frequency band, which increases the noise immunity of the receiver. At the same time, the AFMS spectrum (AFMS) is destroyed using a nonlinear element 3 connected between the source of the FMS or ChMS and the four-terminal network. As a result, a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of the phase change of the input FMS (frequency of the input HMS), is allocated to the low-frequency load 6, that is, phase demodulation is performed. In this case, the resistances of the source of the FMS or ChMS and the load can be chosen arbitrarily.

Докажем возможность реализации указанных свойств. Пусть известны зависимости комплексных сопротивлений нагрузки z_н, источника высокочастотного сигнала (ФМС или ЧМС)z₀ и элементов матрицы сопротивлений трехполюсного нелинейного элемента

от частоты при заданной амплитуде постоянного напряжения. Для простоты записи аргументы ω=2πf (круговая частота) и U, I (напряжение или ток постоянной амплитуды источника питания) опущены.Let us prove the feasibility of implementing these properties. Let the dependences of the complex load resistances z _n , the source of a high-frequency signal (FMS or ChMS) z ₀ and the elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element be known

from frequency at a given amplitude of a constant voltage. For simplicity of writing, the arguments ω = 2πf (circular frequency) and U, I (voltage or current of constant amplitude of the power source) are omitted.

Таким образом, известна матрица сопротивлений транзистора:Thus, the transistor resistance matrix is known:

и соответствующая ей классическая матрица передачи:and the corresponding classical transfer matrix:

где

- определитель матрицы (1). Знак * введен в интересах обеспечения отличия элементов матрицы сопротивлений трехполюсного элемента от соответствующих элементов матриц сопротивлений комплексного четырехполюсника или КЧ:Where

is the determinant of the matrix (1). The sign * is introduced in the interest of ensuring the difference between the elements of the resistance matrix of a three-pole element and the corresponding elements of the resistance matrices of a complex four-terminal or CFC:

и соответствующей классической матрицы передачи:and the corresponding classical transfer matrix:

где

- определитель матрицы (3) с учетом условия взаимности четырехполюсника z₁₂=-z₂₁.Where

- determinant of the matrix (3), taking into account the reciprocity condition of the four-terminal network z ₁₂ = -z ₂₁ .

Перемножим матрицы (4) и (2). С учетом условий нормировки (Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971. с.34-36) получим общую нормированную классическую матрицу передачи высокочастотной части демодулятора:Multiply matrices (4) and (2). Taking into account the normalization conditions (Feldstein A.L., Yavich L.R. Synthesis of four-terminal and eight-terminal devices on a microwave. M .: Svyaz, 1971. p. 34-36), we obtain the general normalized classical transmission matrix of the high-frequency part of the demodulator:

Используя известные соотношения между элементами классической матрицы передачи и элементами матрицы рассеяния (там же) с учетом (5) получим выражение для коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора:Using the known relations between the elements of the classical transmission matrix and the elements of the scattering matrix (ibid.), Taking into account (5), we obtain the expression for the transmission coefficient of the high-frequency part of the demodulator:

Физически реализуемая передаточная функция связана с коэффициентом передачи следующим образом

.A physically feasible transfer function is related to the transmission coefficient as follows

.

Пусть требуется определить схему комплексного четырехполюсника и значения комплексных сопротивлений двухполюсников, входящих в него, при которых возможно обеспечить заданные зависимости модуля m₂₁ и фазы φ₂₁ передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты:Suppose that it is necessary to determine the scheme of a complex four-terminal network and the values of the complex resistances of the two-terminal networks included in it, at which it is possible to provide the given dependences of the module m ₂₁ and phase φ _{21 of the} transfer function of the high-frequency part of the demodulator on frequency:

После подстановки (6) в (7) получим комплексное уравнение, решение которого имеет вид взаимосвязи между элементами искомой матрицы сопротивлений КЧ, оптимальной по критерию обеспечения формирования заданного квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора (7) во всем частотном диапазоне:After substituting (6) into (7), we obtain a complex equation whose solution has the form of a relationship between the elements of the sought-after resistance matrix, optimal by the criterion of ensuring the formation of a given quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator (7) in the entire frequency range:

где

;

.Where

;

.

Полученная взаимосвязь (8) между элементами матрицы передачи комплексного четырехполюсника означает, что демодуляторы ФМС и ЧМС должны содержать не менее одного независимого двухполюсника с комплексным сопротивлением, значение которого должно удовлетворять уравнению, сформированному на основе этой взаимосвязи. Для отыскания оптимальных значений параметров комплексного четырехполюсника необходимо выбрать какую-либо схему из М≥1 двухполюсника с комплексным сопротивлением, найти ее матрицу сопротивлений, элементы которой выражены через параметры схемы комплексного четырехполюсника, и подставить их в (8). Сформированное таким образом уравнение должно быть решено относительно сопротивления выбранного комплексного двухполюсника. Значения параметров остальных МЛ комплексных двухполюсников могут быть заданы произвольно или выбраны из каких-либо других физических соображений. В соответствии с описанным алгоритмом получена оптимальная по критерию (7) зависимость сопротивления первого комплексного двухполюсника обратного Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников (фиг.3) от частоты:The obtained relationship (8) between the elements of the transmission matrix of a complex four-terminal network means that the FMS and ChMS demodulators must contain at least one independent two-terminal network with complex resistance, the value of which must satisfy the equation formed on the basis of this relationship. In order to find the optimal values of the parameters of a complex four-terminal network, it is necessary to select a circuit from M≥1 of a two-terminal network with complex resistance, find its resistance matrix, the elements of which are expressed in terms of the parameters of the complex four-terminal scheme, and substitute them in (8). The equation thus formed must be solved with respect to the resistance of the selected complex bipolar. The values of the parameters of the remaining ML complex bipolar can be set arbitrarily or selected from any other physical considerations. In accordance with the described algorithm, the dependence of the resistance of the first complex two-terminal on the inverse L-shaped connection of two complex two-terminal (Fig. 3) on frequency is obtained that is optimal according to criterion (7):

где

;

; n=1, 2… - номера частот интерполяции. Сопротивление Z_2n может быть выбрано произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений. Индекс n необходимо ввести и в другие обозначения физических величин, явным образом зависящих от частоты.Where

;

; n = 1, 2 ... are the numbers of the interpolation frequencies. Resistance Z _2n can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations. The index n must also be introduced in other notation of physical quantities that explicitly depend on the frequency.

При частотной характеристике (9) первого комплексного двухполюсника обратного Г-образного соединения обеспечивались бы заданные зависимости модуля m₂₁ фаз φ₂₁ коэффициентов передачи от частоты на всем диапазоне частот. Однако реализация (9) в сплошной, даже очень узкой полосе частот, не возможна.With the frequency response (9) of the first complex two-terminal reverse G-shaped connection, the given dependences of the module m _{21 of the} phases φ _{21 of} the transmission coefficients on frequency over the entire frequency range would be provided. However, the implementation of (9) in a continuous, even very narrow frequency band, is not possible.

Для реализации оптимальной аппроксимации (9) на конечном числе частот методом интерполяции необходимо сформировать двухполюсник с сопротивлением z_1n из не менее, чем 2N(N - число частот интерполяции) элементов типа R, L, C, найти выражения для его сопротивления, приравнять их оптимальным значениям сопротивлений двухполюсника на заданных частотах, определенным по формулам (9), и решить сформированную таким образом систему 2N уравнений относительно 2N выбранных параметров R, L, C. Значения параметров остальных элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например, из условия физической реализуемости. Пусть первый двухполюсник КЧ с сопротивлением z_1n сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, первой катушки с индуктивностью L₁, произвольного реактивного двухполюсника с сопротивлениями Х₀₁, Х₀₂ на двух заданных частотах и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и второй катушки с индуктивностью L₂ (фиг.4). Комплексное сопротивление первого двухполюсника КЧ:To implement the optimal approximation (9) on a finite number of frequencies by interpolation, it is necessary to form a two-terminal network with a resistance z _1n of at least 2N (N is the number of interpolation frequencies) of elements of type R, L, C, find expressions for its resistance, equate them with optimal the values of the two-terminal resistances at the given frequencies, determined by formulas (9), and solve the system of 2N equations formed in this way with respect to the 2N selected parameters R, L, C. The parameter values of the remaining elements can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations, such as the condition of physical realizability. Let the first KP double-terminal with resistance z _{1n be} formed from the series-connected first resistive two-terminal with resistance R ₁ , the first coil with inductance L ₁ , an arbitrary reactive two-terminal with resistances X ₀₁ , X ₀₂ at two given frequencies and parallel to each other the second resistive two-terminal with resistance R ₂ and the second coil with inductance L ₂ (figure 4). The complex resistance of the first two-terminal KCH:

r₁, r₂, х₁, х₂ - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления четвертого комплексного двухполюсника комплексного четырехполюсника на двух частотах, определенные по формулам (9).r ₁ , r ₂ , x ₁ , x ₂ are the optimal values of the real and imaginary components of the resistance of the fourth complex two-terminal complex four-terminal at two frequencies, determined by the formulas (9).

Реализация оптимальных аппроксимаций частотных характеристик КЧ (8) с помощью обратного Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников и частотных характеристик первого комплексного двухполюсника (9) этого соединения с помощью (10), (12) обеспечивает увеличение полосы частот, в пределах которой с определенными отклонениями обеспечиваются заданные зависимости модуля m₂₁ и φ₂₁ передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты (7). Это позволяет при разумном выборе положений заданных частот ω₁, ω₂, относительно друг друга расширить полосу частот, в пределах которой обеспечивается заданный склон АЧХ в заданной полосе частот в интересах преобразования ФМС в АФМС (ЧМС в АЧМС). Дополнительное варьирование значений элементов, формирующих произвольный реактивный двухполюсник с сопротивлением X_0n, еще более увеличивает квазилинейный участок склона АЧХ высокочастотной части демодулятора. Частотные характеристики сопротивлений источника сигнала и нагрузки могут быть заданы любыми.The implementation of optimal approximations of the frequency characteristics of the CN (8) using the inverse L-shaped connection of two complex two-terminal devices and the frequency characteristics of the first complex two-terminal device (9) of this connection using (10), (12) provides an increase in the frequency band within which with certain deviations the given dependences of the module m ₂₁ and φ _{21 of the} transfer function of the high-frequency part of the demodulator on the frequency are provided (7). This makes it possible, with a reasonable choice of the positions of the given frequencies ω ₁ , ω ₂ , to extend the frequency band relative to each other, within which a given slope of the frequency response in a given frequency band is provided in the interests of converting the FMS to AFMS (HMS to AHMS). An additional variation in the values of the elements forming an arbitrary reactive bipolar with resistance X _0n further increases the quasilinear portion of the slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator. The frequency characteristics of the resistance of the signal source and the load can be set by any.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестны способ и устройство демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, обеспечивающие преобразование ФМС в АФМС (ЧМС в АЧМС) на заданном квазилинейном склоне АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот за счет использования трехполюсного нелинейного элемента, специального выбора частотной зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника, реализуемой выполнением этого четырехполюсника в виде обратного Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, формированием первого комплексного двухполюсника обратного Г-образного соединения из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, первой катушки с индуктивностью L₁, произвольного реактивного двухполюсника с сопротивлениями Х₀₁, Х₀₂ на двух заданных частотах и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и второй катушки с индуктивностью L₂ и выбором указанных параметров по соответствующим математическим выражениям в интересах дальнейшей амплитудной демодуляции и выделением низкочастотной составляющей, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС (частоты входного ЧМС).The proposed technical solutions are new, because the method and device for the demodulation of phase-modulated and frequency-modulated signals providing the conversion of PMS to AFMS (HMS to AFM) on a given quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band by using a three-pole nonlinear element are unknown from publicly available information , a special choice of the frequency dependence of the element z _{11 of} the resistance matrix of a complex four-terminal network, implemented by performing this a three-terminal network in the form of an inverse L-shaped connection of two complex two-terminal networks, by forming the first complex two-terminal network of a reverse L-shaped connection from series-connected first resistive two-terminal devices with resistance R ₁ , the first coil with inductance L ₁ , an arbitrary reactive two-terminal device with resistances X ₀₁ , X ₀₂ on given two frequencies and connected in parallel between a second two-terminal resistive with a resistance R ₂ and a second coil with inductance L ₂ and are indicated for this parameters relevant to the mathematical expressions in the interests of further demodulation and isolating the low frequency component, the amplitude of which changes according to the input MBF phase change (frequency input PHI).

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника комплексным в виде указанной выше схемы, включение нелинейного элемента по схеме с общим одним из трех электродов между выходом четырехполюсника и введенной перед фильтром нижних частот в поперечную цепь высокочастотной нагрузкой, подключение источника ФМС или ЧМС к входу четырехполюсника, реализация оптимальной частотной зависимости элемента z₁₁ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника выполнение этого четырехполюсника в виде обратного Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, формированием первого комплексного двухполюсника обратного Г-образного соединения из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, первой катушки с индуктивностью L₁ произвольного реактивного двухполюсника с сопротивлениями Х₀₁, Х₀₂ на двух заданных частотах и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и второй катушки с индуктивностью L₂ и выбором указанных параметров по соответствующим математическим выражениям) обеспечивают заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты в заданной полосе частот, в пределах которой обеспечивается заданный склон АЧХ в интересах преобразования ФМС в АФМС (ЧМС в АЧМС).The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the declared sequence of operations (performing a four-terminal complex in the form of the above circuit, switching on a non-linear element according to a circuit with a common one of three electrodes between the output of the four-terminal introduced in front of the low-pass filter into the transverse circuit by a high-frequency load, connecting the FMS or ChMS source to the input of a four-terminal network, realizes the optimal frequency dependence of the element z _{11 of} the resistance matrix of a complex four-terminal network, the implementation of this four-terminal network in the form of an inverse L-shaped connection of two complex two-terminal devices, the formation of the first complex two-terminal device of an inverse L-shaped connection from a series of connected first resistive two-terminal devices with resistance R ₁ , the first coil with inductance L ₁ arbitrary reactive two-terminal with resistances X ₀₁ , X ₀₂ at two given frequencies and connected in parallel x between a second resistive two-terminal with resistance R ₂ and a second coil with inductance L ₂ and the choice of the indicated parameters according to the corresponding mathematical expressions) provide the given dependences of the module and phase of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator on the frequency in a given frequency band, within which a given slope is provided Frequency response in the interests of converting FMS to AFMS (HMS to AHMS).

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью транзисторы (p-n-p или n-p-n), индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему устройства демодуляции. Частотные характеристики КЧ и первого комплексного двухполюсника обратного Г-образного соединения, значения сопротивлений резистивных элементов и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since transistors (p-n-p or n-p-n), inductances and capacitances formed in the claimed circuit of the demodulation device can be used for their implementation. The frequency characteristics of the RF and the first complex two-terminal reverse L-shaped connection, the resistance values of resistive elements and capacities can be determined using mathematical expressions given in the claims.

Технико-экономическая эффективность предложенного способа и устройства заключается в одновременном обеспечении заданных зависимостей модуля и фазы передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты, что способствует формированию заданного квазилинейного участка склона АЧХ в интересах преобразования ФМС в АФМС (ЧМС в АЧМС) в большей полосе частот при увеличенных областях физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника ФМС или ЧМС и нагрузки с целью дальнейшей амплитудной демодуляции и выделением низкочастотной составляющей, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС (частоты входного ЧМС), то есть для обеспечения демодуляции ФМС и ЧМС.The technical and economic efficiency of the proposed method and device consists in simultaneously providing predetermined dependences of the module and phase of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator on frequency, which contributes to the formation of a given quasilinear portion of the slope of the frequency response in the interest of converting the FMS to AFMS (HMS to AHMS) in a larger frequency band with increased areas of physical feasibility as areas of change in the real and imaginary components of the resistance of the FMS or PMS source and the load with the aim of further amplitude demodulation and isolation of the low-frequency component, the amplitude of which changes according to the law of the phase of the input FMS (frequency of the input HMS), that is, to ensure demodulation of the FMS and HMS.

Claims

1. The method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, consisting in the fact that the phase-modulated or frequency-modulated signal is fed to a demodulator made of a four-terminal device, a nonlinear element, a low-pass filter, a separation capacitance, and a low-frequency load, the phase-modulated signal is converted to amplitude-phase-modulated a signal, a frequency-modulated signal is converted into an amplitude-frequency-modulated signal, the conversion of a phase-modulated signal into amplitude-phases the modulated signal and the frequency-modulated signal to the amplitude-frequency-modulated signal is carried out by supplying these signals to the left slope of the frequency response of the demodulator, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase-modulated signal and the amplitude-frequency-modulated signal is destroyed on the high-frequency and low-frequency components, the low-frequency component fed to the integrating low-pass filter circuit; using the low-pass filter, an information low-frequency signal is extracted, the amplitude of which changes according to the law of changing the phase of the phase-modulated input signal or according to the law of changing the frequency of the frequency-modulated signal, using a dividing capacitance, the constant component is eliminated, characterized in that a three-pole non-linear element is used as a nonlinear element, the four-terminal is made complex of reactive and resistive elements, the three-pole a nonlinear element is connected between the output of a four-terminal device and a high-frequency filter inserted into the transverse circuit in front of the low-pass filter Loading the scheme with a common one of the three electrodes, a source of phase modulated or frequency modulated signal is connected to the input of the quadrupole specified dependence of the modulus of the transfer function of the high frequency part of the demodulator frequency in the interests of forming a predetermined slope of the amplitude-frequency characteristics provide by the choice depending on the element z ₁₁ matrix the resistance of a complex quadripole from frequency using the following mathematical expression:

Where

z ₂₁ , z ₁₁ - the given dependences of the corresponding elements of the resistance matrix of a complex four-terminal network on frequency in a given frequency band;
m ₂₁ , φ ₂₁ - the given dependence of the module and phase of the transfer function on frequency in a given frequency band;

,

- the given dependences of the complex elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element on frequency in a given frequency band;
z ₀ , z _n are the given dependences of the complex resistances of the source of the phase-modulated or frequency-modulated signal and the high-frequency load on the frequency in a given frequency band.

2. A device for demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, consisting of a phase-modulated and frequency-modulated signal source, four-terminal, non-linear element, low-pass filter, separation capacitance and low-frequency load, characterized in that the four-terminal is complex in the form of an inverse L-shaped connection two complex two-terminal networks, a three-pole non-linear element is used as a non-linear element, the non-linear element is connected according to the scheme with a common one of three electrodes between the output of a four-terminal and a high-frequency load introduced in front of the low-pass filter into the transverse circuit, a phase-modulated and frequency-modulated signal source is connected to the input of the four-terminal, the first two-terminal of the inverse L-shaped connection is formed of the first resistive two-terminal with resistance R ₁ , the first coil connected in series with inductance L ₁ , an arbitrary reactive two-terminal with resistors X ₀₁ , X ₀₂ at two given frequencies and in parallel interconnected second resistive two-terminal with resistance R ₂ and the second coil with inductance L ₂ , the values of the parameters of the first two-terminal inverse L-shaped connections are determined in accordance with the following mathematical expressions:

r ₁ , r ₂ , x ₁ , x ₂ are the optimal values of the real and imaginary components of the resistance of the first complex two-terminal inverse L-shaped connection at two frequencies;

Z _2n - set values of the complex resistance of the second complex two-terminal reverse G-shaped connection at two frequencies;
m _21n , φ _21n - given values of the modules and phases of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator at two frequencies;

,

- given values of the complex elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element at two frequencies;
z _0n , z _nn are the set values of the complex resistances of the source of the phase-modulated and frequency-modulated signal and the high-frequency load at two frequencies;
ω _1,2 = 2πf _1,2 ; n = 1, 2 - numbers of the given two frequencies f _1,2 .