RU2440673C2 - Подавление утечки передаваемого сигнала в устройстве беспроводной связи - Google Patents

Подавление утечки передаваемого сигнала в устройстве беспроводной связи Download PDF

Info

Publication number
RU2440673C2
RU2440673C2 RU2009139640/08A RU2009139640A RU2440673C2 RU 2440673 C2 RU2440673 C2 RU 2440673C2 RU 2009139640/08 A RU2009139640/08 A RU 2009139640/08A RU 2009139640 A RU2009139640 A RU 2009139640A RU 2440673 C2 RU2440673 C2 RU 2440673C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
leakage
quadrature
input
output
Prior art date
Application number
RU2009139640/08A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2009139640A (ru
Inventor
Владимир АПАРИН (US)
Владимир АПАРИН
Original Assignee
Квэлкомм Инкорпорейтед
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Квэлкомм Инкорпорейтед filed Critical Квэлкомм Инкорпорейтед
Publication of RU2009139640A publication Critical patent/RU2009139640A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2440673C2 publication Critical patent/RU2440673C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

Изобретение относится к беспроводной связи, а более конкретно к способам снижения отрицательного воздействия утечки передаваемого сигнала в системе полнодуплексной беспроводной связи. Достигаемый технический результат - снижение отрицательного воздействия искажения второго порядка и искажения от перекрестной модуляции утечки сигнала от передающего устройства. Технический результат достигается за счет приема принимаемого (RX) входного RF-сигнала, имеющего сигнал ТХ-утечки; вычитания оценки сигнала ТХ-утечки из входного сигнала и формирования оценки сигнала ТХ-утечки, не включающего в себя собственно ТХ-сигнал, на основе выходного сигнала и не модулированного опорного сигнала на несущей частоте сигнала ТХ-утечки. 4 н. и 43 з.п. ф-лы, 12 ил.

Description

Область техники, к которой относится изобретение
Данное раскрытие сущности, в общем, относится к устройствам беспроводной связи, а более конкретно к способам снижения отрицательного воздействия утечки передаваемого сигнала в системе беспроводной полнодуплексной связи.
Уровень техники
Система беспроводной полнодуплексной связи может одновременно передавать и принимать сигналы, чтобы поддерживать двустороннюю связь. В тракте передачи усилитель мощности усиливает радиочастотный (RF) сигнал для передачи. Передаваемый (TX) сигнал маршрутизируется через дуплексор и передается через антенну. В тракте приема, полезный принимаемый (RX) сигнал принимается через антенну и связывается через дуплексор с малошумящим усилителем (LNA). После усиления посредством LNA, RX-сигнал может быть фильтрован и преобразован с понижением частоты в базовую полосу посредством смесителя. Преобразованный с понижением частоты RX-сигнал обрабатывается посредством других компонентов, чтобы восстанавливать принимаемые данные.
В системе полнодуплексной связи тракт передачи может создавать помехи для RX-тракта. Часть TX-сигнала может быть связана из дуплексора с RX-трактом, приводя к утечке TX-сигнала. Утечка TX-сигнала может вызывать помехи в полезном сигнале, обрабатываемом посредством RX-тракта. Помехи могут включать в себя искажение второго порядка и искажение от перекрестной модуляции (XMD). Поскольку частота передающего устройства отличается от частоты приемного устройства, утечка TX-сигнала может фильтроваться. Тем не менее, даже при фильтрации обычно остается остаточная величина утечки TX-сигнала, вызывая потенциальное ухудшение качества полезного RX-сигнала, принимаемого через антенну. Полезный RX-сигнал - это сигнал, принимаемый через антенну, в отличие от TX-сигнала, принимаемого через утечку в дуплексоре.
Сущность изобретения
В общем, это раскрытие сущности описывает способы снижения отрицательного воздействия утечки TX-сигнала в устройстве полнодуплексной беспроводной связи. В частности, раскрытие сущности описывает способы снижения отрицательного воздействия искажения второго порядка и искажения от перекрестной модуляции (XMD) утечки TX-сигнала от передающего устройства через дуплексор. Способы могут быть эффективными для подавления, по меньшей мере, части сигнала TX-утечки, тем самым уменьшая или исключая искажение утечки TX-сигнала в RX-тракте.
Заявленное изобретение обеспечивает, в различных аспектах, схему фильтра для радиочастотного (RF) приемного устройства, причем схема фильтра содержит сумматор, который принимает принимаемый (RX) входной RF-сигнал, имеющий сигнал утечки при передаче (TX), и вычитает оценку сигнала TX-утечки из входного RX-сигнала, чтобы формировать выходной RX-сигнал, и модуль оценки, который формирует оценку сигнала TX-утечки на основе выходного RX-сигнала и опорного сигнала на несущей частоте сигнала TX-утечки.
В других аспектах, заявленное изобретение обеспечивает способ фильтрации сигнала утечки при передаче (TX) из принимаемого входного сигнала в радиочастотном (RF) приемном устройстве, при этом способ содержит этапы приема принимаемого (RX) входного RF-сигнала, имеющего сигнал TX-утечки, вычитания оценки сигнала TX-утечки из входного сигнала, чтобы формировать выходной сигнал, и формирования оценки сигнала TX-утечки на основе выходного сигнала и опорного сигнала на несущей частоте сигнала TX-утечки.
В дополнительных аспектах, заявленное изобретение обеспечивает радиочастотное (RF) приемное устройство, при этом приемное устройство содержит антенну, которая принимает принимаемый (RX) входной сигнал, малошумящий усилитель, который усиливает входной RX-сигнал, дуплексор, который связывает входной RX-сигнал от антенны с малошумящим усилителем и передает сигнал утечки при передаче (TX) в малошумящий усилитель как часть входного RX-сигнала, сумматор, который вычитает оценку сигнала TX-утечки из входного RX-сигнала, чтобы формировать выходной RX-сигнал, модуль оценки, который формирует оценку сигнала TX-утечки на основе выходного RX-сигнала и опорного сигнала на несущей частоте сигнала TX-утечки, и смеситель, который преобразует с понижением частоты выходной RX-сигнал в базовую полосу.
Подробности одного или более примеров изобретения изложены на прилагаемых чертежах и в нижеследующем описании. Другие признаки, цели и преимущества должны стать очевидными из описания и чертежей и из формулы изобретения.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 является блок-схемой, иллюстрирующей примерный RF-модуль устройства беспроводной связи.
Фиг.2A-2C являются графиками частоты в зависимости от амплитуды, иллюстрирующими искажение от утечки TX-сигнала в пределах RX-тракта устройства по фиг.1.
Фиг.3 является блок-схемой, иллюстрирующей устройство беспроводной связи, включающее в себя примерное приемное устройство с адаптивным фильтром для подавления TX-утечки в соответствии с этим раскрытием сущности.
Фиг.4A является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный адаптивный фильтр для подавления TX-утечки в приемном устройстве по фиг.3.
Фиг.4B является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный адаптивный фильтр с I- и Q-ветвями с перекрестными обратными связями для подавления TX-утечки в приемном устройстве по фиг.3.
Фиг.4C является схематичным представлением, иллюстрирующим другой примерный адаптивный фильтр с I- и Q-ветвями с перекрестными обратными связями для подавления TX-утечки в приемном устройстве по фиг.3.
Фиг.5 является блок-схемой, иллюстрирующей устройство беспроводной связи, включающее в себя примерное приемное устройство с комбинированным адаптивным фильтром/LNA для подавления TX-утечки в соответствии с раскрытием сущности изобретения.
Фиг.6 является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA для подавления TX-утечки в приемном устройстве по фиг.5.
Фиг.7 является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA, включающий в себя активное дифференциально-несимметричное преобразование для использования с несимметричным LNA.
Фиг.8 является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA, включающий в себя пассивное дифференциально-несимметричное преобразование для использования с несимметричным LNA.
Фиг.9 является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA для использования с дифференциальным LNA.
Фиг.10 является другим схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA для использования с дифференциальным LNA.
Фиг.11 является схематичным представлением, подробнее иллюстрирующим примерную ветвь адаптивного фильтра.
Фиг.12 является блок-схемой последовательности операций, иллюстрирующей способ адаптивной фильтрации для исключения или уменьшения утечки передаваемого сигнала.
Подробное описание
В общем, настоящее раскрытие описывает способы адаптивного фильтра для снижения отрицательного воздействия утечки передаваемого (TX) сигнала в тракте принимаемых (RX) сигналов устройства полнодуплексной беспроводной связи. В частности, настоящее раскрытие сущности изобретения описывает способы снижения отрицательного воздействия искажения второго порядка и искажения от перекрестной модуляции при утечке TX-сигнала от передающего устройства через дуплексор. Способы могут быть эффективными для подавления, по меньшей мере, части сигнала TX-утечки, тем самым уменьшая или исключая искажение от утечки TX-сигнала.
В соответствии с различными аспектами этого раскрытия, беспроводное приемное устройство может включать в себя адаптивный фильтр, который подавляет, по меньшей мере, часть сигнала TX-утечки, присутствующего во входном RX-сигнале. Адаптивный фильтр может включать в себя схему модуля оценки, которая формирует оценку сигнала TX-утечки. Сумматор вычитает оценку из входного RX-сигнала, чтобы подавлять TX-утечку и формировать выходной RX-сигнал. Подавление утечки TX-сигнала может быть выражено в терминах отношения подавления TX (TXRR), которое задает отношение мощности сигнала TX-утечки на выходе адаптивного фильтра к мощности сигнала TX-утечки на входе адаптивного фильтра.
Схема модуля оценки формирует оценку сигнала TX-утечки на основе опорного сигнала и выходного RX-сигнала. Опорный сигнал аппроксимирует несущий сигнал, используемый для того, чтобы формировать TX-сигнал в передающем устройстве. Альтернативно, опорный сигнал может быть идентичным несущим сигналом, используемым для того, чтобы формировать TX-сигнал. Например, опорный сигнал может предоставляться посредством того же генератора, который используется для того, чтобы формировать несущий TX-сигнал, который может упоминаться как управляемый напряжением генератор TX (VCO) или TX-гетеродин (LO).
Адаптивный фильтр может включать в себя синфазную (I) ветвь и квадратурную (Q) ветвь, которые вместе формируют модуль оценки сигнала утечки при передаче. Каждая ветвь принимает выходной RX-сигнал как сигнал обратной связи. I-ветвь принимает синфазную версию опорного сигнала (опорный I-сигнал), а Q-ветвь принимает задержанную на 90 градусов квадратурную версию опорного сигнала (опорный Q-сигнал). Каждая ветвь включает в себя первый умножитель, который умножает опорный сигнал (I- или Q-) и выходной RX-сигнал, чтобы формировать преобразованный с понижением частоты сигнал TX-утечки в базовой полосе, т.е. сигнал TX-утечки базовой полосы. Каждая ветвь включает в себя фильтр нижних частот, который фильтрует сигнал TX-утечки базовой полосы, чтобы подавлять частоты вне базовой полосы, включающие в себя преобразованный с понижением частоты RX-сигнал.
В каждой ветви второй умножитель умножает сигнал TX-утечки базовой полосы на опорный сигнал, чтобы формировать преобразованный с повышением частоты сигнал в полосе TX-частот, т.е. сигнал полосы TX-частот на несущей TX-частоте. Первый сумматор комбинирует выходные сигналы полосы TX-частот из I- и Q-ветвей, чтобы формировать оценку сигнала TX-утечки. Второй сумматор вычитает оценку сигнала TX-утечки из принимаемого сигнала, к примеру, на входе или выходе LNA, чтобы подавлять, по меньшей мере, существенную часть сигнала TX-утечки, передаваемого посредством дуплексора. Посредством подавления сигнала TX-утечки способы могут уменьшать искажение второго порядка и искажение от перекрестной модуляции, которое может быть сформировано при преобразовании с понижением частоты сигнала TX-утечки в базовую полосу. В некоторых реализациях, как описывается ниже, I- и Q-ветви могут иметь перекрестные обратные связи, к примеру, чтобы предоставлять дополнительную гибкость в формировании частотной характеристики.
Как пояснено выше, адаптивный фильтр применяет несущий TX-сигнал или аппроксимацию несущего TX-сигнала. Следовательно, первый умножитель в каждой ветви (I- и Q-) умножает выходной RX-сигнал на несущий TX-сигнал. Как результат, первый умножитель преобразует с понижением частоты модулированный сигнал TX-утечки от несущей частоты к DC, создавая сигнал в базовой полосе TX-утечки. Фильтр нижних частот выполнен с возможностью подавлять преобразованные с понижением частоты компоненты сигнала вне базовой полосы частот сигнала TX-утечки. Таким образом, фильтр нижних частот формирует фильтрованный сигнал в базовой полосе TX-утечки. Второй умножитель умножает фильтрованный сигнал в базовой полосе TX-утечки на несущий TX-сигнал, чтобы воспроизводить оценку сигнала TX-утечки на несущей TX-частоте. Оценка сигнала TX-утечки затем может вычитаться из входного RX-сигнала, к примеру, на входе или выходе LNA, чтобы подавлять сигнал TX-утечки.
В частности, адаптивный фильтр использует несущий TX-сигнал в качестве опорного сигнала вместо выходного TX-сигнала. Таким образом, адаптивный фильтр может исключать эффекты групповой задержки, обусловленной дуплексором. В частности, если выходной TX-сигнал использовался в качестве опорного сигнала, то групповая задержка между сигналом утечки при передаче, распространяемым через дуплексор, и опорным сигналом, связанным непосредственно с адаптивным фильтром, должна вызывать временное несовпадение между фактической огибающей модуляции сигнала TX-утечки и огибающей оценки модуляции сигнала TX-утечки. Это несовпадение может снижать эффективность адаптивного фильтра при подавлении утечки TX-сигнала. Использование несущего TX-сигнала, к примеру, в соответствии с TX LO, смягчает проблему групповой задержки.
Адаптивный фильтр, как описано в этом раскрытии сущности изобретения, позволяет исключить фильтр поверхностной акустической волны (SAW), зачастую используемый между LNA и смесителем для подавления сигнала утечки при передаче. Как результат, в некоторых реализациях, за счет исключения SAW-фильтра, интерфейс LNA-смеситель для приемного устройства RF может быть создан полностью на микросхеме, снижая требования к комплектности, размеру, затратам и числу выводов. Кроме того, адаптивный фильтр, который использует несущий TX-сигнал в качестве опорного сигнала, как описано в этом раскрытии сущности изобретения, может обеспечивать характеристику подавления сигнала TX-утечки, которая является независимой от групповой задержки дуплексора. Нет потребности связывать выход усилителя мощности (PA) TX с адаптивным фильтром в качестве опорного сигнала, исключая потребность в дополнительных выводах. Наоборот, в некоторых реализациях, несущий TX-сигнал может получаться на микросхеме как TX LO-сигнал, используемый посредством TX-модулятора. Помимо этого, без связывания вне микросхемы возникает меньшее снижение подавления утечки передаваемого сигнала вследствие связывания опорного сигнала. Если желательно, умножители в адаптивном фильтре могут быть реализованы как смесители, помогая снижать шум.
Адаптивный фильтр, как описано в этом раскрытии сущности, может быть выполнен с возможностью использования во множестве систем беспроводной полнодуплексной связи и по множеству полос частот. Примеры включают в себя полосу частот для сотовой связи 824-894 МГц, полосу частот для системы персональной связи (PCS) 1850-1990 МГц, полосу частот для цифровой системы сотовой связи (DCS) 1710-1880 МГц, полосу частот для международной системы мобильной связи-2000 (IMT-2000) 1920-2170 МГц и т.п. Устройство беспроводной связи, оснащенное для полосы частот для сотовой связи, в качестве примера, имеет полосу частот для передачи 824-849 МГц и полосу частот для приема 869-894 МГц. Устройство беспроводной связи может иметь архитектуру смесителя с низкой промежуточной частотой (LIF) или нулевой промежуточной частотой (ZIF). В общем, это раскрытие сущности изобретения рассматривает архитектуру смесителя ZIF в целях иллюстрации.
Фиг.1 является блок-схемой, иллюстрирующей примерный RF-модуль устройства 10 беспроводной связи. Как показано на фиг.1, устройство 10 включает в себя антенну 12, которая передает и принимает беспроводные RF-сигналы. Дуплексор 14 связывает входные RX-сигналы (RX SIGNAL), принимаемые посредством антенны 12, с приемным устройством 16 и связывает выходные TX-сигналы (TX SIGNAL), формируемые посредством передающего устройства 18, с антенной 12. Приемное устройство 16 включает в себя LNA 20, фильтр 22, смеситель 24 и гетеродин (LO) 26. Передающее устройство 18 включает в себя усилитель 28 мощности, который усиливает выходной сигнал, чтобы формировать TX-сигнал для передачи через дуплексор 14 и антенну 12. Передающее устройство 18 также может включать в себя модем, цифроаналоговый преобразователь, смеситель и схему фильтра (не показаны), чтобы модулировать и фильтровать выходной сигнал и преобразовывать с повышением частоты сигнал от базовой полосы к полосе частот для передачи.
В приемном устройстве 16, LNA 20 усиливает входной RX-сигнал. Фильтр 22 подавляет помехи вне полосы RX-частот, включающие в себя утечку TX-сигнала, принимаемую через дуплексор 14. Смеситель 24 умножает фильтрованный сигнал на частоту RX LO, чтобы преобразовывать с понижением частоты полезный RX-сигнал к базовой полосе, тем самым формируя RX-сигнал в базовой полосе. Приемное устройство 16 дополнительно может включать в себя фильтр базовой полосы после смесителя 24, а также аналого-цифровой преобразователь и модем (не показаны), чтобы демодулировать полезный RX-сигнал.
Антенна 12 может принимать как полезный сигнал, так и сигнал преднамеренных помех, как показано на фиг.1. Следовательно, LNA 20 может принимать RX-сигнал, включающий в себя полезный сигнал и, возможно, сигнал преднамеренных помех, а также сигнал TX-утечки из тракта передачи через дуплексор 14. LNA 20 усиливает комбинированный входной сигнал, чтобы формировать усиленный RF-сигнал, x(t). Фильтр 22 принимает и фильтрует усиленный RF-сигнал, чтобы удалять помехи вне полосы RX-частот, и формирует фильтрованный RF-сигнал, y(t). Помехи вне полосы RX-частот могут включать в себя сигнал TX-утечки. Смеситель 24 смешивает фильтрованный RF-сигнал с сигналом RX-гетеродина (LO), чтобы преобразовывать с понижением частоты фильтрованный RF-сигнал. Полезный RX-сигнал тем самым преобразуется с понижением частоты в базовую полосу RX-частот. Полезный RX-сигнал в базовой полосе, который может быть фильтрован посредством фильтра базовой полосы, формирует входной сигнал для схемы аналого-цифрового преобразования (ADC) и демодуляции.
Фиг.2A-2C являются графиками частоты в зависимости от амплитуды, иллюстрирующими искажение вследствие утечки TX-сигнала в пределах тракта приема устройства по фиг.1. Частота находится на горизонтальной оси, а амплитуда находится на вертикальной оси. Фиг.2A показывает сигнал, принимаемый посредством антенны 12. Принимаемый сигнал может включать в себя полезный сигнал 30 и сигнал 31 преднамеренных помех. Сигнал 31 преднамеренных помех является мешающим сигналом, который соответствует сигналу, формируемому из соседнего источника, такого как беспроводная базовая станция. В некоторых случаях, сигнал 31 преднамеренных помех может иметь амплитуду, которая намного выше амплитуды полезного сигнала, и может находиться близко по частоте к полезному сигналу.
Фиг.2B показывает принимаемый сигнал на входе LNA 20 через дуплексор 14. Сигнал, переданный посредством дуплексора 14, содержит полезный сигнал 30 и сигнал 31 преднамеренных помех в полосе RX-частот, а также сигнал 32 TX-утечки из тракта передачи. Сигнал 32 TX-утечки может иметь большую амплитуду относительно полезного сигнала, поскольку передаваемый сигнал, формируемый посредством усилителя 28 мощности, зачастую намного больше по амплитуде, чем полезный сигнал. Сигнал 32 TX-утечки находится вне полосы RX-частот. Тем не менее, сигнал 32 TX-утечки по-прежнему может вызывать нежелательное искажение, как пояснено ниже.
Фиг.2C показывает принимаемый сигнал на выходе LNA 20. Нелинейность в LNA 20
может приводить к переносу модуляции сигнала 32 TX-утечки на сигнал 31 узкополосных преднамеренных помех, приводя к расширенному спектру 34 вокруг сигнала преднамеренных помех. Это спектральное расширение 34 упоминается как искажение от перекрестной модуляции (XMD). Как показано на фиг.2C, часть 36 расширенного спектра 34, показанная с затенением, может находиться в пределах полосы частот полезного сигнала 30. Часть 36 выступает в качестве дополнительного шума, который ухудшает характеристики устройства беспроводной связи. Этот шум снижает чувствительность, так что наименьший полезный сигнал, который может надежно обнаруживаться посредством приемного устройства 16, должен иметь большую амплитуду. XMD также может быть сформировано в смесителе 24, если фильтр 22 является неэффективным.
Во многих приемных устройствах, чтобы понижать XMD вследствие формирователей преднамеренных помех и утечки TX-сигнала, фильтром 22 является SAW-фильтр. SAW-фильтры отличаются резкими границами переходных полос частот и большим ослаблением принимаемых компонентов вне полосы RX-частот. Поэтому SAW-фильтры зачастую используются для того, чтобы подавлять сигнал TX-утечки на входе смесителя 24, что затем уменьшает величину XMD, формируемого посредством смесителя. К сожалению, использование RF SAW-фильтра для фильтрации сигнала TX-утечки имеет несколько недостатков. Например, SAW-фильтр обычно должен быть реализован вне микросхемы, относительно LNA 20 и смесителя 24, требуя согласующих схем, дополнительных выводов корпуса и затрат. Помимо этого, SAW-фильтр и ассоциированные дискретные компоненты типично требуют дополнительной площади на плате и затрат. SAW-фильтр также может приводить к вносимым потерям, которые ухудшают усиление и коэффициент шума приемного устройства 16. Адаптивный фильтр, в соответствии с этим раскрытием сущности, может использоваться в качестве альтернативы SAW-фильтру, чтобы подавлять сигнал TX-утечки.
Фиг.3 является блок-схемой, иллюстрирующей устройство 38 беспроводной связи, включающее в себя примерное приемное устройство 16 с адаптивным фильтром 40 для подавления утечки TX-сигнала в соответствии с этим раскрытием сущности изобретения. Как показано на фиг.3, устройство 38 может во многом соответствовать устройству 10 по фиг.1. Вместо SAW-фильтра, тем не менее, приемное устройство 16 включает в себя адаптивный фильтр 40. Адаптивный фильтр 40 использует опорный сигнал для того, чтобы адаптивно подавлять утечку TX-сигнала. В примере по фиг.3, опорный сигнал - это несущий сигнал передачи, который модулируется в передающем устройстве 18, чтобы формировать TX-сигнал.
Несущий TX-сигнал, принимаемый посредством адаптивного фильтра 40 в качестве опорного сигнала, может быть аппроксимирован или сформирован непосредственно из управляемого напряжением генератора для передачи (TX VCO) 42, который может упоминаться как TX LO. TX VCO 42 формирует несущий сигнал для передающего устройства 18. Следовательно, TX VCO 42 может быть тем же VCO, что и используется для того, чтобы формировать несущую частоту для передающего устройства 18 и адаптивного фильтра 40. Другими словами, TX VCO 42 может быть генератором, который связан как с модулем оценки в адаптивном фильтре 40 для формирования оценки сигнала TX-утечки, так и с передающим устройством для преобразования с повышением частоты TX-сигнала в базовой полосе, который формирует сигнал TX-утечки. Смеситель 44 смешивает несущий TX-сигнал, формируемый посредством TX VCO 42, с TX-сигналом в базовой полосе. PA 28 усиливает результирующий TX-сигнал для передачи через дуплексор 14 и антенну 12.
Как описано далее, адаптивный фильтр 40 использует несущий TX-сигнал для того, чтобы извлекать TX-сигнал в базовой полосе из сигнала, принимаемого через дуплексор 14. Адаптивный фильтр 40 преобразует с повышением частоты извлеченный TX-сигнал в базовой полосе на несущую TX-частоту и вычитает его из RX-сигнала на входе или выходе LNA 20, чтобы, по меньшей мере, частично подавлять сигнал TX-утечки, тем самым уменьшая сигнал TX-утечки, применяемый в этих узлах. Использование извлеченного сигнала в базовой полосе вместо исходного TX-сигнала в базовой полосе позволяет снижать чувствительность производительности адаптивного фильтра к групповой задержке дуплексора 14.
Фиг.4A является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный адаптивный фильтр 40A для подавления TX-утечки в пределах приемного устройства 16 по фиг.3. В примере по фиг.4A, адаптивный фильтр 40A включает в себя квадратурный разделитель 46, который принимает несущий TX-сигнал от TX VCO 42 в качестве опорного сигнала r(t). Разделитель 46 формирует синфазные (0 градусов) и квадратурные (-90 градусов) компоненты i(t), q(t) для применения к I-ветви и Q-ветви, соответственно, адаптивного фильтра 40A. Следовательно, сигналы i(t) и q(t), соответственно, содержат синфазную и квадратурную компоненты опорного сигнала, причем сигнал i(t) опережает сигнал q(t) на 90°. I-ветвь включает в себя умножитель 48, фильтр 50 нижних частот и умножитель 52. Q-ветвь включает в себя умножитель 54, фильтр 56 нижних частот и умножитель 58. Фильтры 50, 56 нижних частот фактически могут выступать в качестве фильтров базовой полосы. Сумматор 60 суммирует выходы z i (t), z q (t) I- и Q-ветвей, соответственно, чтобы формировать оценку сигнала TX-утечки e(t).
Как дополнительно показано на фиг.4A, сумматор 62 вычитает оценку e(t) сигнала TX-утечки из выхода LNA 20, чтобы подавлять, по меньшей мере, часть сигнала TX-утечки из сигнала x(t), формируемого посредством LNA 20. Как результат, утечка TX-сигнала, присутствующая в сигнале y(t), поступающем на смеситель 24 для преобразования с понижением частоты в базовую полосу, исключается или уменьшается. Сигналы x(t) и y(t) могут упоминаться как входные и выходные сигналы фильтра, соответственно. I- и Q-ветви также принимают сигнал обратной связи y(t) из выхода сумматора 62. Адаптивный фильтр 40A исключает или существенно уменьшает сигнал TX-утечки, доступный для того, чтобы формировать искажение второго порядка и XMD в смесителе 24, тем самым улучшая чувствительность приемного устройства.
В I-ветви умножитель 48 принимает и умножает сигнал i(t) на сигнал y(t) и предоставляет сигнал m i (t), который равен m i (t)=y(t)·i(t). Умножение сигнала y(t) на сигнал i(t) преобразует с понижением частоты сигнал TX-утечки в базовую полосу, формируя сигнал m l (t). Фильтр 50 нижних частот в I-ветви подавляет сигналы из базовой полосы TX-сигнала и формирует синфазный сигнал w i (t), который сохраняет сигнал в базовой полосе TX-утечки. Умножитель 52 в I-ветви принимает и умножает сигнал i(t) на сигнал w i (t) и предоставляет сигнал z i (t), который равен z i (t)=w i (t)·i(t). Умножение сигнала w i (t) на синфазный компонент несущего TX-сигнала r(t) преобразует с повышением частоты фильтрованный сигнал в базовой полосе TX-утечки в полосу частот несущей TX. Таким образом, I-ветвь формирует усиленную и фильтрованную синфазную оценку сигнала TX-утечки.
Аналогично, в Q-ветви, умножитель 54 принимает и умножает сигнал q(t) на сигнал y(t) и предоставляет сигнал m q (t), который равен m q (t)=y(t)·q(t). Фильтр 56 нижних частот в Q-ветви принимает сигнал m q (t) и подавляет сигналы вне базовой полосы TX-сигнала, формируя квадратурный сигнал w q (t). Умножитель 58 принимает и умножает сигнал q(t) на сигнал w q (t) и предоставляет усиленный и фильтрованный квадратурный сигнал оценки, z q (t), который равен z q (t)=w q (t)·q(t).
Сумматор 60 принимает и суммирует сигналы z i (t) и z q (t) и предоставляет сигнал модуля оценки, e(t), который содержит оценку сигнала TX-утечки. Сумматор 62 принимает сигнал e(t) модуля оценки от сумматора 60 и входной сигнал x(t) фильтра от LNA 20. Входной сигнал x(t) фильтра содержит принимаемый сигнал, а также сигнал TX-утечки. Сумматор 62 вычитает сигнал e(t) модуля оценки из входного сигнала фильтра и предоставляет выходной сигнал y(t) фильтра. Вычитание подавляет, по меньшей мере, часть сигнала TX-утечки из входного сигнала x(t) фильтра. Результирующий выходной сигнал y(t) фильтра тем самым уменьшает искажение второго порядка и XMD сигнала TX-утечки в умножителе 24.
В альтернативных реализациях, I- и Q-ветви могут иметь перекрестные обратные связи. Фиг.4B является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный адаптивный фильтр 40B с I- и Q-ветвями с перекрестными обратными связями для подавления TX-утечки в приемном устройстве по фиг.3. Адаптивный фильтр 40B по фиг.4B в значительной степени соответствует фильтру 40A по фиг.4A, за исключением перекрестного связывания I- и Q-ветвей. Для перекрестного связывания, как показано на фиг.4B, выход фильтра 50 нижних частот может быть связан с входом фильтра 56 нижних частот в Q-ветви, а выход фильтра 56 нижних частот может быть связан с входом фильтра 50 нижних частот в I-ветви. В частности, сигнал w q (t) от фильтра 50 нижних частот может быть связан с входом фильтра 56 нижних частот наряду с выходом умножителя 54, т.е. сигналом m q (t), связанным с другим входом фильтра. Аналогично, сигнал w i (t) от фильтра 56 нижних частот может быть связан с входом фильтра 50 нижних частот наряду с выходом умножителя 48, т.е. сигналом m i (t), связанным с другим входом фильтра.
Фиг.4C является схематичным представлением, иллюстрирующим другой примерный адаптивный фильтр 40C с I- и Q-ветвями с перекрестными обратными связями для подавления TX-утечки в приемном устройстве по фиг.3. Адаптивный фильтр 40C по фиг.4C в значительной степени соответствует фильтру 40A по фиг.4A, за исключением перекрестного связывания I- и Q-ветвей. В примере по фиг.4C, выход умножителя 48 может быть связан как с входом фильтра 50 нижних частот, так и с входом фильтра 56 нижних частот. Аналогично, выход умножителя 54 может быть связан как с входом фильтра 56 нижних частот, так и с входом фильтра 50 нижних частот. Следовательно, каждый фильтр 50, 56 нижних частот может иметь первый вход, который принимает сигнал m i (t) от умножителя 48, и другой вход, чтобы принимать сигнал m q (t) от умножителя 54. В примерах по фиг.4B и 4C, перекрестное связывание между I- и Q-ветвями может предоставлять фильтрам 50, 56 нижних частот дополнительную степень гибкости, чтобы дополнительно сформировать частотную характеристику фильтра. Каждый фильтр 50, 56 может быть выполнен с возможностью, если требуется, предоставлять дополнительный сдвиг к входу с перекрестными обратными связями, чтобы более гибко задавать частотную характеристику фильтра. В общем, структура перекрестного связывания фильтров 50, 56 может варьироваться.
В примерах фиг.4A-4C, активный фильтр 40A-40C формирует систему с отрицательной обратной связью. Фактически, умножители 48, 54 формируют преобразователи с понижением частоты, которые управляются посредством сигнала TX-гетеродина (LO) от TX VCO 42. Фильтры 50, 56 нижних частот формируют фильтры базовой полосы, которые подавляют сигналы из базовой полосы TX-частот. Умножители 52, 58 формируют преобразователи с повышением частоты, управляемые посредством этого же TX LO-сигнала. Инверсные выходы преобразователей с повышением частоты 52, 58 и входы преобразователей с понижением частоты 48, 54, фактически, соединяются между собой и с цепочкой RX-сигнала. При работе, адаптивный фильтр 40A-40C преобразует с понижением частоты принимаемый сигнал, содержащий TX-утечку через умножители 48, 54, с помощью TX LO-сигнала. Преобразованный с понижением частоты сигнал затем фильтруется посредством фильтров 50, 56 базовой полосы, сохраняя компоненты базовой полосы TX для TX-утечки. Результирующий сигнал затем преобразуется с повышением частоты посредством умножителей 52, 58 с помощью TX LO и вводится обратно в цепочку RX-сигнала с фазой и амплитудой, обеспечивающими подавление или уменьшение TX-утечки. Корректная фаза и амплитуда введенного сигнала формируются автоматически вследствие характера контура отрицательной обратной связи, предоставляемого посредством адаптивного фильтра 40A-40C.
В примерах по фиг.4A-4C, адаптивный фильтр 40A подавляет утечку TX-сигнала независимо от групповой задержки в дуплексоре 14. Чтобы адаптивный фильтр 40A-40C отслеживал огибающую TX-утечки и соответствующим образом модулировал опорный сигнал, фильтры 50, 56, соединенные с преобразующими с понижением частоты умножителями 48, 54, должны иметь полосу пропускания, равную максимальной частоте огибающей. В качестве примера, полоса пропускания фильтров 50, 56 может составлять приблизительно 630 кГц для сигналов CDMA1x.
В соответствии с различными аспектами этого раскрытия сущности, адаптивные фильтры 40A-40C используют несущий TX-сигнал, формируемый посредством TX VCO 42, как упомянуто выше, а не выходной TX-сигнал, формируемый посредством передающего устройства 18, в качестве опорного сигнала. Как результат, адаптивные фильтры 40A-40C могут предоставлять подавление сигнала TX-утечки без ограничений по производительности вследствие групповой задержки дуплексора. Несущий TX-сигнал от TX VCO 42 может легко предоставляться и может присутствовать в микросхеме с приемным устройством 16.
Полоса пропускания фильтров 50, 56 нижних частот должна находиться близко к полосе пропускания TX-сигнала, чтобы отслеживать огибающую модуляции TX-данных. Эти фильтры могут быть реализованы просто как однополюсные фильтры. В некоторых реализациях, дополнительные полюсы или нули передачи могут быть добавлены к частотной характеристике фильтров 50, 56 нижних частот, чтобы предоставлять большее ослабление при сдвиге частоты между несущей TX-частотой и центральной частотой полезного RX-сигнала. Это ослабление может помогать уменьшать компоненты шума и XMD, формируемые посредством умножителей 48 и 54 при этом сдвиге частоты, и тем самым снижать шум и XMD адаптивного фильтра. Частотная характеристика фильтров 50, 56 должна соответствовать принципам стабильности систем с замкнутым контуром в том смысле, что характеристика с разомкнутым контуром адаптивного фильтра 40A-40C должна предоставлять достаточный запас по фазе относительно 180 градусов для усиления в 0 дБ.
Хотя компоненты на фиг.4A, 4B и 4C показаны как несимметричные, адаптивные фильтры 40A-40C, LNA 20 или и то, и другое может быть реализовано с дифференциальными входами и выходами. Соответственно, несимметричные компоненты могут быть показаны для простоты иллюстрации без ограничения относительно возможных дифференциальных реализаций, если требуется.
Фиг.5 является блок-схемой, иллюстрирующей устройство 64 беспроводной связи, включающее в себя другое примерное приемное устройство 66 с комбинированным адаптивным фильтром/LNA 68 для подавления TX-утечки в соответствии с этим раскрытием сущности. В примере по фиг.5, устройство 64 в значительной степени соответствует устройству 38 по фиг.3. Тем не менее, устройство 64 включает в себя альтернативное приемное устройство 66, в котором LNA и адаптивный фильтр сформированы вместе как комбинированный фильтр/LNA 68. Комбинированный фильтр/LNA 68 подавляет TX-утечку на входе LNA, а не на выходе LNA. Комбинация LNA и адаптивного фильтра позволяет ослаблять требования IIP3 (точка пересечения третьего порядка) для LNA и может уменьшать потребляемый ток в адаптивном фильтре. Помимо этого, использование LNA в качестве части контура адаптивного фильтра способствует высокому коэффициенту усиления при разомкнутом контуре и, таким образом, высокому отношению подавления при передаче (TXRR). Комбинирование LNA с адаптивным фильтром может вызывать ухудшение коэффициента шума (NF) LNA. Тем не менее, LNA может быть выполнен с возможностью уменьшения NF, чтобы противодействовать вносимым шумам адаптивного фильтра.
Фиг.6 является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA 68 для подавления TX-утечки в приемном устройстве 64 по фиг.5. Комбинированный фильтр/LNA 68 может включать в себя все компоненты адаптивного фильтра 40A по фиг.4A плюс LNA 20. Тем не менее, компоновка компонентов отличается, так что утечка TX-сигнала может подавляться на входе, а не на выходе LNA 20. Например, как показано на фиг.6, сумматор 62 выполнен с возможностью вычитать оценку сигнала TX-утечки e(t) из входящего RX-сигнала x(t) на входе LNA 20. Таким образом, сигнал TX-утечки подавляется или уменьшается до усиления посредством LNA 20.
Аналогично адаптивному фильтру 40A по фиг.4A, адаптивный фильтр 68 включает в себя квадратурный разделитель 46, который принимает несущий TX-сигнал от TX VCO 42 в качестве опорного сигнала r(t). Разделитель 46 формирует I- и Q-компоненты i(t), q(t) для применения к I- и Q-ветвям, соответственно. I-ветвь включает в себя умножитель 48, фильтр 50 нижних частот и умножитель 52. Q-ветвь включает в себя умножитель 54, фильтр 56 нижних частот и умножитель 58.
Сумматор 60 суммирует выходы z i (t), z q (t) I- и Q-ветвей, соответственно, чтобы формировать оценку сигнала TX-утечки e(t). Сумматор 62 вычитает оценку сигнала TX-утечки e(t) из RX-сигнала, чтобы подавлять, по меньшей мере, часть сигнала TX-утечки из входного сигнала x(t) фильтра, который получается из дуплексора 14. Сумматор 62 применяет результирующий сигнал n(t) к входу LNA 20. LNA 20 усиливает сигнал n(t) и формирует выходной сигнал y(t) фильтра. Выходной сигнал y(t) фильтра также выступает в качестве сигнала обратной связи, подаваемого к входам умножителей 48 и 54.
С комбинированным фильтром/LNA 68, утечка TX-сигнала, присутствующая в сигнале y(t), подаваемом к смесителю 24 для преобразования с понижением частоты к базовой полосе, исключается или уменьшается. Сигналы x(t) и y(t) могут упоминаться как входные и выходные сигналы фильтра, соответственно. I- и Q-ветви также принимают сигнал y(t) обратной связи из выхода сумматора 62. Адаптивный фильтр 40A исключает или существенно уменьшает сигнал TX-утечки, доступный для того, чтобы формировать искажение второго порядка и XMD в смесителе 24, тем самым улучшая чувствительность приемного устройства.
Как в примере по фиг.4A, умножитель 48 комбинированного фильтра/LNA 68 принимает и умножает сигнал i(t) на сигнал y(t) обратной связи и предоставляет сигнал m i (t), который преобразуется с понижением частоты в базовую полосу TX-частот. Фильтр 50 нижних частот в I-ветви подавляет сигналы из базовой полосы TX-сигнала и формирует синфазный сигнал w i (t). Умножитель 52 в I-ветви принимает и умножает сигнал i(t) на сигнал w i (t) и предоставляет сигнал z i (t), который преобразуется с повышением частоты к полосе несущих TX-частот. Аналогично, в Q-ветви, умножитель 54 принимает и умножает сигнал q(t) на сигнал y(t), чтобы формировать сигнал m q (t), который преобразуется с понижением частоты в базовую полосу TX-частот.
Фильтр 56 нижних частот в Q-ветви принимает сигнал m q (t) и подавляет сигналы вне базовой полосы TX-сигнала, формируя квадратурный сигнал w q (t). Умножитель 58 в комбинированном фильтре/LNA 68 затем принимает и умножает сигнал q(t) на сигнал w q (t) и предоставляет сигнал z q (t), который преобразуется с повышением частоты в полосе несущих TX-частот. Сумматор 60 принимает и суммирует сигналы z i (t) и z q (t) и предоставляет сигнал модуля оценки, e(t), который вычитается из RX-сигнала x(t) на входе LNA 20 посредством сумматора 62.
Как упомянуто относительно фиг.4B и 4C, I- и Q-ветви могут иметь перекрестные обратные связи в некоторых альтернативных реализациях. Например, в комбинированном фильтре/LNA 68 по фиг.6, выход фильтра 50 нижних частот может быть связан с входом фильтра 56 нижних частот, а выход фильтра 56 нижних частот может быть связан с входом фильтра 50 нижних частот способом, аналогичным фиг.4B. Альтернативно, как на фиг.4C, выход умножителя 48 на фиг.6 может быть связан как с входом фильтра 50 нижних частот, так и с входом фильтра 56 нижних частот, а выход умножителя 54 может быть связан как с входом фильтра 56 нижних частот, так и с входом фильтра 50 нижних частот.
Фиг.7 является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA 70, включающий в себя активный дифференциально-несимметричный преобразователь для использования с несимметричным LNA 20. Как пояснено выше, адаптивный фильтр или комбинированный фильтр/LNA может быть выбран для подавления утечки TX-сигнала в соответствии с различными аспектами этого раскрытия сущности. Если комбинированный фильтр/LNA выбран и LNA является несимметричным, комбинированный фильтр/LNA может, в общем, требовать дифференциально-несимметричного преобразователя для своих выходов. В примере по фиг.7, комбинированный фильтр/LNA 70 включает в себя пару 80 транзисторов, конденсатор 82 и индуктивный соединитель 84. Комбинированный фильтр/LNA 70, в общем, соответствует комбинированному фильтру/LNA 68 по фиг.6. Тем не менее, фиг.7 дополнительно иллюстрирует дифференциальную архитектуру.
Например, фиг.7 показывает дифференциальные выходы i, ib, q и qb разделителя 46. Выходы i и ib представляют дифференциальные положительные и отрицательные синфазные компоненты в несущем TX-сигнале, формируемом посредством TX VCO 42. Аналогично, выходы q и qb представляют дифференциальные положительные и отрицательные квадратурные компоненты несущего TX-сигнала. Умножители 48, 52 принимают оба синфазных компонента i и ib, а умножители 54, 58 принимают оба квадратурных компонента q и qb. Фильтры 50 и 56 базовой полосы могут включать в себя пару конденсаторов, по одному на каждом из дифференциальных выходов умножителей 48, 54, соответственно.
Положительные дифференциальные выходы каждого умножителя 52, 58 связаны между собой и с первым концом пары 80 транзисторов. Аналогично, отрицательные дифференциальные выходы умножителей 52, 58 связаны между собой и со вторым концом пары 80 транзисторов. Второй конец пары 80 транзисторов также связан так, чтобы принимать RX-сигнал x(t). Пара 80 транзисторов вычитает выход умножителей 52, 58 из входного RX-сигнала x(t). LNA 20 усиливает несимметричный входной сигнал, предоставляемый на втором конце пары 80 транзисторов, и применяет результирующий несимметричный выходной сигнал y(t) к индуктивному соединителю 84. Индуктивный соединитель 84 преобразует несимметричный выходной сигнал y(t) в разностный сигнал, который подается на смеситель 24 и входы умножителей 48, 54.
Фиг.8 является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA 86, включающий в себя пассивный дифференциально-несимметричный преобразователь для использования с несимметричным LNA 20. Комбинированный фильтр/LNA 86 в примере по фиг.8 практически идентично соответствует комбинированному фильтру/LNA 70 по фиг.7. Вместо пары 80 активных транзисторов, тем не менее, комбинированный фильтр/LNA 86 включает в себя пассивную схему 88 в форме пары индукторов с конденсатором с перекрестными обратными связями. Эта пассивная реализация предлагает альтернативу активной реализации по фиг.8.
Фиг.9 является схематичным представлением, иллюстрирующим другой примерный комбинированный фильтр/LNA 90 для использования с дифференциальным LNA 20A, 20B. Комбинированный фильтр/LNA 90 в значительной степени соответствует комбинированному фильтру/LNA 70 и комбинированному фильтру/LNA 86 по фиг.7 и 8. Тем не менее, комбинированный фильтр/LNA 90 включает в себя дифференциальный LNA 20A, 20B, индукторы 92, 94 и конденсаторы 82A, 82B. Если LNA является дифференциальным, несимметрично-дифференциальный преобразователь не требуется. Тем не менее, дифференциальный LNA 20A, 20B может быть связан с дуплексором 14 со сбалансированными RX-портами. Помимо этого, может быть желательным предоставлять тракты замыкания по постоянному току, чтобы заземлять дуплексор 14 для выходов компонентов подавления при TX. Как показано на фиг.9, например, дуплексор 14 может быть связан с входами дифференциального LNA 20A и 20B через соответствующие индукторы 92, 94 и конденсаторы 82A, 82B. Дифференциальные выходы дифференциального LNA 20A, 20B связаны с дифференциальными входами смесителя 24.
Фиг.10 является схематичным представлением, иллюстрирующим примерный комбинированный фильтр/LNA 96 для использования с дифференциальным LNA 20A, 20B. Комбинированный фильтр/LNA 96 представляет альтернативу комбинированному фильтру/LNA 90 по фиг.9. Тем не менее, дифференциальные RX-порты дуплексора 14 связаны с входами LNA 20A, 20B через конденсаторы 102, 82A и 104, 82B. Постоянный ток протекает из выходов умножителей 52, 58, чтобы заземляться через индукторы 98, 100.
Фиг.11 является схематичным представлением, подробнее иллюстрирующим примерную ветвь 110 адаптивного фильтра 40. В примере по фиг.11, ветвь 110 является I-ветвью с умножителем 48, имеющим дифференциальные входы, которые принимают положительные и отрицательные компоненты опорного сигнала r(t)+ и
r(t)-, к примеру, от TX VCO 42 и положительные и отрицательные компоненты выходного сигнала фильтра y(t)+ и y(t)-. Смещение постоянного поля опорных сигналов может составлять нуль вольт. Умножитель 48 преобразует с понижением частоты входной сигнал фильтра y(t) в базовую полосу TX-частот. Фильтр 50 нижних частот предоставляет первый полюс для частотной характеристики ветви 110 и подавляет сигналы вне базовой полосы TX-частот.
Умножитель 52 принимает выход умножителя 48 и фильтр 50 нижних частот и преобразует с повышением частоты выход в полосу несущих TX-частот, чтобы формировать дифференциальные выходы I-ветви z i (t)+ и z i (t)- для суммирования с выходами Q-ветви и конечного вычитания из входного сигнала фильтра x(t), чтобы подавлять утечку TX-сигнала. Второй полюс также может предоставляться посредством фильтра 106 в умножителе 52, чтобы подавлять шум, вызываемый посредством умножителя 48 и фильтра 50. Фиг.11 показывает различные резисторы, конденсаторы и транзисторы в целях иллюстрации примерной реализации ветви в адаптивном фильтре 40. Компоновка таких компонентов на фиг.11 приведена в качестве примера и не должна считаться ограничивающей изобретение, описываемое в широком смысле в этом раскрытии сущности изобретения.
Адаптивный фильтр, как описано в этом раскрытии сущности, осуществленный отдельно или в комбинации с LNA, может формировать собственное XMD вокруг помехового сигнала, главным образом в умножителе 48 преобразователя с понижением частоты. Этот XMD появляется на выходе умножителя 48 преобразователя с понижением частоты при частоте, равной частоте сдвига между RF-частотой помехового сигнала и несущей TX-частотой. Фильтр 50 ослабляет XMD вместе с помеховым сигналом, и умножитель 52 преобразует с повышением частоты XMD от частоты сдвига TX помехового сигнала обратно на RF-частоту помехового сигнала. Если RF-частота помехового сигнала находится близко к частоте полезного RX-сигнала, XMD, формируемое адаптивным фильтром, может создавать зашумление полосы частот полезного сигнала. Чтобы уменьшать XMD помехового сигнала рядом с полезным RX-сигналом, фильтр 50 нижних частот может быть выполнен с возможностью иметь достаточное ослабление при сдвиге между несущей TX-частотой и центральной частотой полезного RX-сигнала. Это ослабление может достигаться посредством уменьшения частоты первого полюса (50 на фиг.11) и/или добавления второго полюса (106 на фиг.11) перед частотой сдвига RX-TX.
Фиг.12 является блок-схемой последовательности операций, иллюстрирующей способ адаптивной фильтрации для исключения или уменьшения утечки передаваемого сигнала. Как показано на фиг.12, способ адаптивной фильтрации может включать в себя умножение TX LO-сигнала и RX-сигнала, чтобы преобразовывать с понижением частоты утечку TX-сигнала от полосы частот TX LO в базовую полосу TX-частот (112). После применения фильтра базовой полосы TX-частот (114), фильтрованный TX-сигнал в базовой полосе умножается на TX LO-сигнал, чтобы преобразовывать с повышением частоты сигнал TX-утечки из базовой полосы TX-частот в полосу частот TX LO (116). Затем преобразованная с повышением частоты TX-утечка в полосе частот TX LO вычитается из RX-сигнала, чтобы подавлять, по меньшей мере, часть TX-утечки в RX-сигнале (118). Способ, проиллюстрированный на фиг.12, может быть реализован с использованием любого из компонентов и компоновок, описываемых в этом раскрытии сущности.
Способы адаптивной фильтрации, описанные в этом раскрытии сущности, могут использоваться не только в основных RX-трактах, но также и в разнесенных RX-трактах и в RX-трактах системы глобального позиционирования (GPS), чтобы ослаблять требования по линейности соответствующих LNA и смесителей.
Адаптивные фильтры, описанные в данном документе, могут использоваться для различных систем и вариантов применения. Например, адаптивные фильтры могут использоваться в системах беспроводной полнодуплексной связи, таких как системы сотовой связи, OFDM-системы, системы множественного доступа с ортогональным частотным разделением (OFDMA), системы со многими входами и многими выходами (MIMO), беспроводные локальные вычислительные сети (LAN) и т.п. Системы полнодуплексной сотовой связи включают в себя CDMA-систему и некоторые версии глобальной системы мобильной связи (GSM), а CDMA-системы включают в себя системы по стандартам IS-95, IS-2000, IS-856 и широкополосного CDMA (W-CDMA). Адаптивные фильтры могут использоваться для беспроводного устройства, а также для базовой станции в системе беспроводной полнодуплексной связи.
Некоторыми примерами систем полнодуплексной беспроводной связи являются системы по стандарту системы персональной связи (PCS), цифровой системы сотовой связи (DCS) и международной системы мобильной связи-2000 (IMT-2000). В качестве одного конкретного примера, способы могут применяться в устройстве беспроводной связи, оснащенном для связи по стандарту множественного доступа с кодовым разделением (CDMA). Компоненты приемного устройства, описываемые в этом раскрытии сущности, могут быть включены в устройство беспроводной связи, которое дополнительно может включать в себя схему аналого-цифрового преобразователя, процессор цифровых сигналов (DSP), модем и другие подходящие компоненты, которые могут быть полезными для передачи, приема, кодирования и декодирования данных, речи или других сигналов. Модем может быть сформирован, по меньшей мере, частично посредством DSP. Устройством беспроводной связи может быть мобильный радиотелефон, спутниковый телефон, мобильная игровая приставка, персональное цифровое устройство (PDA), смартфон, телевизионная приставка, цифровое видео- или аудиоустройство, портативный компьютер или настольный компьютер, абонентская приставка, точка беспроводного доступа, базовая станция или любое другое устройство, оснащенное для беспроводной связи.
Адаптивные фильтры, описанные в данном документе, могут быть реализованы в рамках интегральной схемы (IC), интегральной RF-схемы, специализированной интегральной схемы (ASIC) или других электронных модулей, выполненных с возможностью осуществлять функции, описанные в данном документе. Адаптивные фильтры могут быть изготовлены с использованием различных способов обработки ИС, таких как комплементарная МОП-структура (CMOS), биполярный плоскостной транзистор (BJT), биполярная КМОП-структура (BiCMOS), кремниевый германий (SiGe), арсенид галлия (GaAs) и т.п.
Описаны разные аспекты раскрытия сущности. Вышеприведенное описание представлено в целях иллюстрации и не должно восприниматься как полное или ограничивающее. Множество модификаций и изменений возможно в пределах объема прилагаемой формулы изобретения.

Claims (47)

1. Схема фильтра для радиочастотного (RF) приемного устройства, при этом схема фильтра содержит:
сумматор, который принимает принимаемый (RX) входной RF-сигнал, имеющий сигнал утечки при передаче (ТХ), и вычитает оценку сигнала ТХ-утечки из входного RX-сигнала, чтобы формировать выходной RX-сигнал; и
модуль оценки, который формирует оценку сигнала ТХ-утечки, не включающего в себя собственно ТХ-сигнал, на основе выходного RX-сигнала и не модулированного опорного сигнала при несущей частоте сигнала ТХ-утечки.
2. Схема по п.1, дополнительно содержащая генератор, который формирует опорный сигнал на несущей частоте, причем генератор связан как с модулем оценки для формирования оценки сигнала ТХ-утечки, так и с передающим устройством для преобразования с повышением частоты ТХ-сигнала в базовой полосе, который формирует сигнал ТХ-утечки.
3. Схема по п.2, в которой генератор сформирован на микросхеме с сумматором и модулем оценки.
4. Схема по п.1, в которой модуль оценки содержит:
первый умножитель, который умножает выходной сигнал на синфазный компонент опорного сигнала, чтобы формировать первый синфазный сигнал;
первый фильтр нижних частот, который фильтрует первый синфазный сигнал, чтобы формировать второй синфазный сигнал;
второй умножитель, который умножает второй синфазный сигнал на синфазный компонент опорного сигнала, чтобы формировать третий синфазный сигнал;
третий умножитель, который умножает выходной сигнал на квадратурный компонент опорного сигнала, чтобы формировать первый квадратурный сигнал;
второй фильтр нижних частот, который фильтрует первый квадратурный сигнал, чтобы формировать второй квадратурный сигнал;
четвертый умножитель, который умножает второй квадратурный сигнал на квадратурный компонент опорного сигнала, чтобы формировать третий квадратурный сигнал; и
второй сумматор, который суммирует третий синфазный сигнал и третий квадратурный сигнал, чтобы формировать оценку сигнала ТХ-утечки.
5. Схема по п.4, в которой первый и второй фильтры нижних частот имеют перекрестные связи.
6. Схема по п.4, в которой каждый из первого и второго фильтров нижних частот подсоединен так, чтобы принимать как первый синфазный сигнал, так и первый квадратурный сигнал.
7. Схема по п.1, в которой модуль оценки умножает выходной сигнал на опорный сигнал, чтобы преобразовывать с понижением частоты сигнал ТХ-утечки в выходном сигнале в базовую полосу ТХ-частот, и умножает преобразованный с понижением частоты сигнал ТХ-утечки на опорный сигнал, чтобы преобразовывать с повышением частоты преобразованный с понижением частоты сигнал ТХ-утечки на несущую частоту.
8. Схема по п.1, в которой сумматор подсоединен так, чтобы вычитать оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала на входе усилителя.
9. Схема по п.1, в которой сумматор подсоединен так, чтобы вычитать оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала на выходе усилителя.
10. Схема по п.1, в которой сумматор подсоединен так, чтобы вычитать оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала в узле в цепи приема до смесителя преобразования с понижением частоты.
11. Схема по п.1, дополнительно содержащая усилитель, который усиливает входной сигнал, чтобы формировать выходной сигнал.
12. Схема по п.1, в которой сумматор подсоединен так, чтобы подавать выходной сигнал в смеситель, который преобразует с понижением частоты выходной сигнал в базовую полосу приема.
13. Способ фильтрации сигнала утечки при передаче (ТХ) из принимаемого входного сигнала в радиочастотном (RF) приемном устройстве, при этом способ содержит этапы, на которых:
принимают принимаемый (RX) входной RF-сигнал, имеющий сигнал ТХ-утечки;
вычитают оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала, чтобы формировать выходной сигнал; и
формируют оценку сигнала ТХ-утечки, не включающего в себя собственно ТХ-сигнал, на основе выходного сигнала и не модулированного опорного сигнала на несущей частоте сигнала ТХ-утечки.
14. Способ по п.13, дополнительно содержащий этап, на котором формируют опорный сигнал на несущей частоте из генератора, связанного с модулем оценки для формирования оценки сигнала ТХ-утечки и с передающим устройством для преобразования с повышением частоты ТХ-сигнала в базовой полосе, который формирует сигнал ТХ-утечки.
15. Способ по п.14, в котором генератор сформирован в микросхеме с модулем оценки.
16. Способ по п.13, в котором формирование оценки сигнала ТХ-утечки содержит этапы, на которых:
умножают выходной сигнал на синфазный компонент опорного сигнала, чтобы формировать первый синфазный сигнал;
фильтруют первый синфазный сигнал, чтобы формировать второй синфазный сигнал;
умножают второй синфазный сигнал на синфазный компонент опорного сигнала, чтобы формировать третий синфазный сигнал;
умножают выходной сигнал на квадратурный компонент опорного сигнала, чтобы формировать первый квадратурный сигнал;
фильтруют первый квадратурный сигнал, чтобы формировать второй квадратурный сигнал;
умножают второй квадратурный сигнал на квадратурный компонент опорного сигнала, чтобы формировать третий квадратурный сигнал; и
суммируют третий синфазный сигнал и третий квадратурный сигнал, чтобы формировать оценку сигнала ТХ-утечки.
17. Способ по п.16, дополнительно содержащий этап, на котором фильтруют первый синфазный сигнал с помощью первого фильтра нижних частот и фильтруют первый квадратурный сигнал с помощью второго фильтра нижних частот, при этом первый и второй фильтры нижних частот имеют перекрестные связи.
18. Способ по п.16, дополнительно содержащий этап, на котором фильтруют первый синфазный сигнал с помощью первого фильтра нижних частот и фильтруют первый квадратурный сигнал с помощью второго фильтра нижних частот, при этом каждый из первого и второго фильтров нижних частот подсоединен так, чтобы принимать как первый синфазный сигнал, так и первый квадратурный сигнал.
19. Способ по п.13, в котором формирование оценки сигнала ТХ-утечки содержит этап, на котором умножают выходной сигнал на опорный сигнал, чтобы преобразовывать с понижением частоты сигнал ТХ-утечки в выходном сигнале в базовую полосу ТХ-частот, и умножают преобразованный с понижением частоты сигнала ТХ-утечки на опорный сигнал, чтобы преобразовывать с повышением частоты преобразованный с понижением частоты сигнал ТХ-утечки на несущую частоту.
20. Способ по п.13, дополнительно содержащий этап, на котором вычитают оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала на входе усилителя.
21. Способ по п.13, дополнительно содержащий этап, на котором вычитают оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала на выходе усилителя.
22. Способ по п.13, дополнительно содержащий этап, на котором вычитают оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала в узле в цепи приема до смесителя преобразования с понижением частоты.
23. Способ по п.13, дополнительно содержащий этап, на котором усиливают входной сигнал, чтобы формировать выходной сигнал.
24. Способ по п.13, дополнительно содержащий этап, на котором подают выходной сигнал в смеситель, который преобразует с понижением частоты выходной сигнал в базовую полосу приема.
25. Схема фильтра для радиочастотного (RF) приемного устройства, при этом схема фильтра содержит:
средство приема принимаемого (RX) входного RF-сигнала, имеющего сигнал утечки при передаче (ТХ);
средство вычитания оценки сигнала ТХ-утечки из входного сигнала, чтобы формировать выходной сигнал; и
средство формирования оценки сигнала ТХ-утечки, не включающего в себя собственно ТХ-сигнал, на основе выходного сигнала и немодулированного опорного сигнала на несущей частоте сигнала ТХ-утечки.
26. Схема по п.25, дополнительно содержащая средство формирования опорного сигнала на несущей частоте из генератора, связанного с модулем оценки для формирования оценки сигнала ТХ-утечки и с передающим устройством для преобразования с повышением частоты ТХ-сигнала в базовой полосе, который формирует сигнал ТХ-утечки.
27. Схема по п.26, в которой генератор сформирован в микросхеме с модулем оценки.
28. Схема по п.25, в которой средство формирования оценки сигнала ТХ-утечки содержит:
средство умножения выходного сигнала на синфазный компонент опорного сигнала, чтобы формировать первый синфазный сигнал;
средство фильтрации первого синфазного сигнала, чтобы формировать второй синфазный сигнал;
средство умножения второго синфазного сигнала на синфазный компонент опорного сигнала, чтобы формировать третий синфазный сигнал;
средство умножения выходного сигнала на квадратурный компонент опорного сигнала, чтобы формировать первый квадратурный сигнал;
средство фильтрации первого квадратурного сигнала, чтобы формировать второй квадратурный сигнал;
средство умножения второго квадратурного сигнала на квадратурный компонент опорного сигнала, чтобы формировать третий квадратурный сигнал; и
средство суммирования третьего синфазного сигнала и третьего квадратурного сигнала, чтобы формировать оценку сигнала ТХ-утечки.
29. Схема по п.28, в которой первый и второй фильтры нижних частот имеют перекрестные связи.
30. Схема по п.28, в которой каждый из первого и второго фильтров нижних частот связан так, чтобы принимать как первый синфазный сигнал, так и первый квадратурный сигнал.
31. Схема по п.25, в которой средство формирования оценки сигнала ТХ-утечки содержит средство умножения выходного сигнала на опорный сигнал, чтобы преобразовывать с понижением частоты сигнал ТХ-утечки в выходном сигнале в базовую полосу ТХ-частот, и средство умножения преобразованного с понижением частоты сигнала ТХ-утечки на опорный сигнал, чтобы преобразовывать с повышением частоты преобразованный с понижением частоты сигнал ТХ-утечки на несущую частоту.
32. Схема по п.25, дополнительно содержащая средство вычитания оценки сигнала ТХ-утечки из входного сигнала на входе усилителя.
33. Схема по п.25, дополнительно содержащая средство вычитания оценки сигнала ТХ-утечки из входного сигнала на выходе усилителя.
34. Схема по п.25, в которой средство вычитания подсоединено так, чтобы вычитать оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала в узле в цепи приема до смесителя преобразования с понижением частоты.
35. Схема по п.25, дополнительно содержащая средство усиления входного сигнала, чтобы формировать выходной сигнал.
36. Схема по п.25, дополнительно содержащая средство подачи выходного сигнала в смеситель, который преобразует с понижением частоты выходной сигнал в базовую полосу приема.
37. Радиочастотное (RF) приемное устройство, при этом приемное устройство содержит:
антенну, которая принимает принимаемый (RX) входной сигнал;
усилитель, который усиливает входной RX-сигнал;
дуплексор, который направляет входной RX-сигнал от антенны на усилитель и передает сигнал утечки при передаче (ТХ) в усилитель как часть входного RX-сигнала;
сумматор, который вычитает оценку сигнала ТХ-утечки из входного RX-сигнала, чтобы формировать выходной RX-сигнал;
модуль оценки, который формирует оценку сигнала ТХ-утечки, не включающего в себя собственно ТХ-сигнал, на основе выходного RX-сигнала и не модулированного опорного сигнала на несущей частоте сигнала ТХ-утечки; и
смеситель, который преобразует с понижением частоты выходной RX-сигнал в базовую полосу.
38. Приемное устройство по п.37, дополнительно содержащее генератор, который формирует опорный сигнал на несущей частоте, причем генератор связан как с модулем оценки для формирования оценки сигнала ТХ-утечки, так и с передающим устройством для преобразования с повышением частоты ТХ-сигнала в базовой полосе, который формирует сигнал ТХ-утечки.
39. Приемное устройство по п.38, в котором генератор сформирован в микросхеме с сумматором и модулем оценки.
40. Приемное устройство по п.37, в котором модуль оценки содержит:
первый умножитель, который умножает выходной сигнал на синфазный компонент опорного сигнала, чтобы формировать первый синфазный сигнал;
первый фильтр нижних частот, который фильтрует первый синфазный сигнал, чтобы формировать второй синфазный сигнал;
второй умножитель, который умножает второй синфазный сигнал на синфазный компонент опорного сигнала, чтобы формировать третий синфазный сигнал;
третий умножитель, который умножает выходной сигнал на квадратурный компонент опорного сигнала, чтобы формировать первый квадратурный сигнал;
второй фильтр нижних частот, который фильтрует первый квадратурный сигнал, чтобы формировать второй квадратурный сигнал;
четвертый умножитель, который умножает второй квадратурный сигнал на квадратурный компонент опорного сигнала, чтобы формировать третий квадратурный сигнал; и
сумматор, который суммирует третий синфазный сигнал и третий квадратурный сигнал, чтобы формировать оценку сигнала ТХ-утечки.
41. Приемное устройство по п.40, в котором первый и второй фильтры нижних частот имеют перекрестные связи.
42. Приемное устройство по п.40, в котором каждый из первого и второго фильтров нижних частот подсоединен так, чтобы принимать как первый синфазный сигнал, так и первый квадратурный сигнал.
43. Приемное устройство по п.37, в котором модуль оценки умножает выходной сигнал на опорный сигнал, чтобы преобразовывать с понижением частоты сигнал ТХ-утечки в выходном сигнале в базовую полосу ТХ-частот, и умножает преобразованный с понижением частоты сигнал ТХ-утечки на опорный сигнал, чтобы преобразовывать с повышением частоты преобразованный с понижением частоты сигнал ТХ-утечки на несущую частоту.
44. Приемное устройство по п.37, в котором сумматор подсоединен так, чтобы вычитать оценку сигнала ТХ-утечки из входного RX-сигнала на входе усилителя.
45. Приемное устройство по п.37, в котором сумматор подсоединен так, чтобы вычитать оценку сигнала ТХ-утечки из усиленного входного сигнала на выходе усилителя.
46. Приемное устройство по п.37, в котором сумматор подсоединен так, чтобы вычитать оценку сигнала ТХ-утечки из входного сигнала в узле в цепи приема до смесителя преобразования с понижением частоты.
47. Приемное устройство по п.37, в котором сумматор подсоединен так, чтобы подавать выходной сигнал в смеситель.
RU2009139640/08A 2007-03-27 2008-03-25 Подавление утечки передаваемого сигнала в устройстве беспроводной связи RU2440673C2 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/691,737 US8135348B2 (en) 2007-03-27 2007-03-27 Rejection of transmit signal leakage in wireless communication device
US11/691,737 2007-03-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2009139640A RU2009139640A (ru) 2011-05-20
RU2440673C2 true RU2440673C2 (ru) 2012-01-20

Family

ID=39495179

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2009139640/08A RU2440673C2 (ru) 2007-03-27 2008-03-25 Подавление утечки передаваемого сигнала в устройстве беспроводной связи

Country Status (10)

Country Link
US (1) US8135348B2 (ru)
EP (1) EP2135362B1 (ru)
JP (3) JP2010523058A (ru)
KR (1) KR101179897B1 (ru)
CN (1) CN101647205A (ru)
BR (1) BRPI0809467A2 (ru)
CA (1) CA2680521C (ru)
RU (1) RU2440673C2 (ru)
TW (1) TWI410060B (ru)
WO (1) WO2008118898A1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU208491U1 (ru) * 2021-06-21 2021-12-21 Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радиосвязь" (АО "НПП "Радиосвязь") Цифровая тропосферно-радиорелейная станция связи

Families Citing this family (76)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7706755B2 (en) * 2005-11-09 2010-04-27 Texas Instruments Incorporated Digital, down-converted RF residual leakage signal mitigating RF residual leakage
EP2568724B1 (en) * 2007-08-14 2014-12-17 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Radio Communication Device and Radio Communication Method
US7904047B2 (en) * 2007-10-31 2011-03-08 Broadcom Corporation Radio frequency filtering technique with auto calibrated stop-band rejection
KR101439371B1 (ko) * 2007-12-03 2014-09-11 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 송신신호 추적 및 제거 수신기 장치및 방법
JP2009165112A (ja) * 2007-12-12 2009-07-23 Panasonic Corp 無線回路装置
US8090332B2 (en) * 2007-12-12 2012-01-03 Qualcomm, Incorporated Tracking filter for a receiver
US8306480B2 (en) * 2008-01-22 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated System and method for transmission interference cancellation in full duplex transceiver
US7773545B2 (en) * 2008-02-27 2010-08-10 Mediatek Inc. Full division duplex system and a leakage cancellation method
US8175535B2 (en) * 2008-02-27 2012-05-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Active cancellation of transmitter leakage in a wireless transceiver
US8526903B2 (en) 2008-03-11 2013-09-03 Qualcomm, Incorporated High-linearity receiver with transmit leakage cancellation
US8300561B2 (en) * 2008-12-30 2012-10-30 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for canceling distortion in full-duplex transceivers
US8907842B1 (en) * 2009-03-25 2014-12-09 Raytheon Company Method and apparatus for attenuating a transmitted feedthrough signal
US8180310B2 (en) * 2009-04-07 2012-05-15 Intel Mobile Communications GmbH Filtering using impedance translator
US8774314B2 (en) 2009-06-23 2014-07-08 Qualcomm Incorporated Transmitter architectures
US7916671B1 (en) 2009-07-16 2011-03-29 Pmc-Sierra, Inc. Echo cancellation for duplex radios
US8880010B2 (en) * 2009-12-30 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Dual-loop transmit noise cancellation
GB201003183D0 (en) 2010-02-24 2010-04-14 M4S Nv Rejection of RF interferers and noise in a wireless communications transceiver
US8724731B2 (en) * 2010-02-26 2014-05-13 Intersil Americas Inc. Methods and systems for noise and interference cancellation
JPWO2011135807A1 (ja) * 2010-04-27 2013-07-18 日本電気株式会社 無線通信装置、高周波回路システム及びローカルリーク低減方法
KR101386821B1 (ko) * 2010-05-17 2014-04-18 엘에스산전 주식회사 Ｒｆｉｄ 시스템의 송신누설신호 제거장치
KR101386839B1 (ko) 2010-05-18 2014-04-18 엘에스산전 주식회사 Ｒｆｉｄ 시스템의 송신누설신호 제거장치
KR101669507B1 (ko) * 2010-11-03 2016-10-26 아주대학교산학협력단 무선통신 시스템의 수신기에서의 송신 누설 신호 제거를 위한 전처리 장치 및 방법
US20120140685A1 (en) * 2010-12-01 2012-06-07 Infineon Technologies Ag Simplified adaptive filter algorithm for the cancellation of tx-induced even order intermodulation products
EP2503703A1 (en) * 2011-02-25 2012-09-26 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Technique for radio transceiver adaptation
US8843081B2 (en) 2011-05-16 2014-09-23 Qualcomm Incorporated Receiver with transmit signal cancellation
CA2837334C (en) * 2011-06-01 2022-05-10 Andrew Llc Broadband distributed antenna system with non-duplexer isolator sub-system
US9083441B2 (en) 2011-10-26 2015-07-14 Qualcomm Incorporated Impedance balancing for transmitter to receiver rejection
CN103918187B (zh) * 2011-11-10 2016-10-26 爱立信(中国)通信有限公司 控制安排为采用tdd模式通信的无线电基站的性能的方法和无线电基站
WO2013088393A1 (en) 2011-12-14 2013-06-20 Redline Communications Inc. Single channel full duplex wireless communication
US20130259099A1 (en) * 2012-03-30 2013-10-03 Qualcomm Incorporated Tunable notch filter using feedback through an existing feedback receiver
US8971219B2 (en) 2012-03-30 2015-03-03 Qualcomm Incorporated Hybrid transformer based integrated duplexer for multi-band/multi-mode radio frequency (RF) front end
US9203455B2 (en) 2012-08-14 2015-12-01 Broadcom Corporation Full duplex system with self-interference cancellation
US20140119244A1 (en) * 2012-11-01 2014-05-01 Research In Motion Limited Cognitive radio rf front end
EP2733855B1 (en) * 2012-11-15 2016-07-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Transceiver front-end
EP2932619A4 (en) 2012-12-11 2016-08-03 Univ Southern California PASSIVE LEAKAGE SUPPRESSION NETWORKS FOR DUPLEX AND COEXISTANT WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS
US9787415B2 (en) 2013-03-14 2017-10-10 Analog Devices, Inc. Transmitter LO leakage calibration scheme using loopback circuitry
US9025646B2 (en) * 2013-03-14 2015-05-05 Qualcomm, Incorporated Transmit leakage cancellation
CA2818401C (en) * 2013-05-29 2020-10-20 Kapsch Trafficcom Ag Adaptive echo cancellation for rfid systems
BR112015031407A2 (pt) * 2013-06-18 2017-07-25 Ericsson Telefon Ab L M arranjo transceptor, enlace de rádio, e, método para transmitir e receber sinais de rádio através de um arranjo transceptor
US9306618B2 (en) * 2013-09-16 2016-04-05 Scintera Networks Llc Filter enhancer and method
CN105814737B (zh) 2013-12-10 2019-06-04 南加利福尼亚大学 增强混合式抵消网络和双工器中的隔离和阻抗匹配
DE102013114797B4 (de) * 2013-12-23 2021-06-10 Apple Inc. Sendeempfängervorrichtung und Verfahren zum Erzeugen eines Kompensationssignals
WO2015123586A1 (en) 2014-02-14 2015-08-20 University Of Southern California Reflection and hybrid reflection filters
US10615949B2 (en) 2014-02-14 2020-04-07 University Of Southern California Hybrid-based cancellation in presence of antenna mismatch
CN106031076B (zh) 2014-02-19 2020-03-06 南加利福尼亚大学 基于微型声谐振器的滤波器和双工器
US9461697B2 (en) * 2014-02-27 2016-10-04 Scintera Networks Llc In-service monitoring and cancellation of passive intermodulation interferences
US9350396B2 (en) * 2014-03-26 2016-05-24 Marvell World Trade Ltd. Systems and methods for reducing signal distortion in wireless communication
CN104079308A (zh) * 2014-07-13 2014-10-01 复旦大学 一种应用于nfc接收机的载波消除系统电路
CN104092472A (zh) * 2014-07-13 2014-10-08 复旦大学 一种正交负反馈实现载波消除的nfc接收机
US10205585B2 (en) * 2014-09-25 2019-02-12 Huawei Technologies Co., Ltd. Systems and methods for analog cancellation for division free duplexing for radios using MIMO
US20160094331A1 (en) * 2014-09-26 2016-03-31 Avago Technologies General IP (Singapore) Pte. Ltd . Multiplexers and Duplexers Having Active Cancellation for Improved Isolation between Transmit and Receive Ports
US9356632B2 (en) 2014-10-07 2016-05-31 Qualcomm Incorporated Intermodulation distortion canceller for use in multi-carrier transmitters
US9887716B2 (en) 2014-12-18 2018-02-06 Intel Corporation Interference cancelation
US9722713B2 (en) * 2015-06-26 2017-08-01 Intel IP Corporation Architecture and control of analog self-interference cancellation
US9692470B2 (en) * 2015-08-25 2017-06-27 Qualcomm Incorporated Low noise amplifier and notch filter
US9774364B2 (en) * 2015-09-04 2017-09-26 Futurewei Technologies, Inc. Interference phase estimate system and method
US9912326B2 (en) 2015-09-08 2018-03-06 Abtum Inc. Method for tuning feed-forward canceller
US9762416B2 (en) 2015-09-08 2017-09-12 Abtum Inc. Reflection coefficient reader
US9866201B2 (en) 2015-09-08 2018-01-09 Abtum Inc. All-acoustic duplexers using directional couplers
US10581650B2 (en) 2015-09-08 2020-03-03 Qorvo Us, Inc. Enhancing isolation in radio frequency multiplexers
US9755668B2 (en) 2015-09-30 2017-09-05 Abtum Inc. Radio frequency complex reflection coefficient reader
US10038458B2 (en) 2015-10-06 2018-07-31 Abtum Inc. Reflection-based radio-frequency multiplexers
WO2017065997A1 (en) 2015-10-12 2017-04-20 Abtum Inc. Hybrid-coupler-based radio frequency multiplexers
US10097230B2 (en) * 2015-12-08 2018-10-09 Qorvo Us, Inc. Systems and methods for cancellation of leakage into a RX port of a duplexer or multiplexer
KR101740922B1 (ko) 2016-02-25 2017-05-29 주식회사 에이스테크놀로지 누설된 송신단 신호를 제거하기 위한 디지털 장치 및 방법
JP6604432B2 (ja) * 2016-03-31 2019-11-13 株式会社村田製作所 高周波モジュール
EP3264620A1 (en) * 2016-07-01 2018-01-03 Intel IP Corporation Methods and transceivers for reducing a distortion component within a baseband receive signal
US10855246B2 (en) 2016-09-21 2020-12-01 Qorvo Us, Inc. Enhancing isolation in hybrid-based radio frequency duplexers and multiplexers
CN108322237B (zh) * 2017-01-14 2020-09-29 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 干扰抑制系统及方法
US10594358B2 (en) * 2017-04-21 2020-03-17 Futurewei Technologies, Inc. Leakage signal cancellation
US10454509B2 (en) 2018-03-13 2019-10-22 Qualcomm Incorporated Communication circuit including a transmitter
US11165462B2 (en) 2018-11-07 2021-11-02 Samsung Electronics Co., Ltd. Motion assisted leakage removal for radar applications
KR102577947B1 (ko) 2019-02-01 2023-09-14 삼성전자 주식회사 복수의 무선 통신 프로토콜을 지원하는 휴대용 통신 장치
US20210258037A1 (en) * 2020-02-19 2021-08-19 Commscope Technologies Llc Systems and methods for digital interference cancellation
US11824692B2 (en) 2021-04-07 2023-11-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Equalizer digital self-interference cancelation for MIMO transmitters
KR20230129752A (ko) 2022-03-02 2023-09-11 한국교통대학교산학협력단 단일평형 믹서로서의 차동 전압제어 발진기

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU24022A1 (ru) 1929-12-20 1931-11-30 Государственное всесоюзное электротехническое объединение (ВЭО) Приемно-передающа радиостанци
US5444864A (en) * 1992-12-22 1995-08-22 E-Systems, Inc. Method and apparatus for cancelling in-band energy leakage from transmitter to receiver
JP3304042B2 (ja) * 1995-08-18 2002-07-22 株式会社荏原製作所 回転体制御用フィルタ回路
US5974301A (en) * 1996-09-18 1999-10-26 Ludwig Kipp Frequency cancelling system and method
JPH10163812A (ja) * 1996-12-04 1998-06-19 Ebara Corp 通信／制御用フィルタ回路
JP3372177B2 (ja) * 1996-12-04 2003-01-27 株式会社荏原製作所 直交２軸信号用フィルタ回路
US6625436B1 (en) * 1998-10-09 2003-09-23 Nec Corporation Radio receivers
GB2342520B (en) * 1998-10-09 2003-02-12 Nec Technologies Radio receivers
AU2001286635A1 (en) * 2000-08-22 2002-03-04 Novatel Wireless, Inc. Method and apparatus for transmitter noise cancellation in an rf communications system
US7711329B2 (en) * 2003-11-12 2010-05-04 Qualcomm, Incorporated Adaptive filter for transmit leakage signal rejection
WO2006068635A1 (en) 2004-11-15 2006-06-29 Qualcomm Incorporated Adaptive filter for transmit leakage signal rejection
WO2006074533A1 (en) * 2005-01-11 2006-07-20 Research In Motion Limited Dual receive filter
JP4449770B2 (ja) * 2005-02-04 2010-04-14 ブラザー工業株式会社 無線タグ通信装置
KR100617322B1 (ko) * 2005-05-09 2006-08-30 한국전자통신연구원 송신누설신호를 제거하는 ｒｆｉｄ 리더기 수신 장치
KR101004198B1 (ko) * 2005-09-06 2010-12-24 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 누설 신호 상쇄 장치
US20070082617A1 (en) * 2005-10-11 2007-04-12 Crestcom, Inc. Transceiver with isolation-filter compensation and method therefor
EP1835630A1 (fr) * 2006-03-17 2007-09-19 STMicroelectronics N.V. Procédé de minimisation de la fuite de signal dans un système du type à transmission bi-directionnelle simultanée, et dispositif correspondant

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU208491U1 (ru) * 2021-06-21 2021-12-21 Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радиосвязь" (АО "НПП "Радиосвязь") Цифровая тропосферно-радиорелейная станция связи

Also Published As

Publication number Publication date
CN101647205A (zh) 2010-02-10
CA2680521A1 (en) 2008-10-02
WO2008118898A1 (en) 2008-10-02
EP2135362B1 (en) 2016-06-22
RU2009139640A (ru) 2011-05-20
JP5823590B2 (ja) 2015-11-25
JP2012182809A (ja) 2012-09-20
CA2680521C (en) 2015-10-27
US20080242245A1 (en) 2008-10-02
JP2015029293A (ja) 2015-02-12
KR20090130396A (ko) 2009-12-23
JP2010523058A (ja) 2010-07-08
KR101179897B1 (ko) 2012-09-06
EP2135362A1 (en) 2009-12-23
TWI410060B (zh) 2013-09-21
US8135348B2 (en) 2012-03-13
JP5675689B2 (ja) 2015-02-25
BRPI0809467A2 (pt) 2014-09-09
TW200904025A (en) 2009-01-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2440673C2 (ru) Подавление утечки передаваемого сигнала в устройстве беспроводной связи
KR101115270B1 (ko) 송신 신호 누설의 영향을 감소시키기 위해서 노치 필터를 구비한 무선 수신기
RU2436229C2 (ru) Снижение искажения второго порядка, вызываемого просачиванием передаваемого сигнала
US6631170B1 (en) Radio frequency receiver
US20050107051A1 (en) Adaptive filter for transmit leakage signal rejection
US8285241B2 (en) Receiver apparatus having filters implemented using frequency translation techniques
US7003263B2 (en) Telecommunications receiver and a transmitter
US20110235553A1 (en) Technique for Suppressing Noise in a Transmitter Device
JP2008521280A (ja) 送信漏れ信号除去用適応フィルタ
JP5166372B2 (ja) 送信漏れ信号除去用適応フィルタ
US20090017770A1 (en) Noise cancellation system for transceivers
Sadjina et al. Interference mitigation in LTE-CA FDD based on mixed-signal widely linear cancellation
KR20080047515A (ko) Ｆｄｄ 시스템용 라디오 아키텍쳐
US7190939B2 (en) Time division IQ channel direct conversion receiver and method therefor
EP1986334A2 (en) Narrowband interference cancellation method and apparatus
Springer et al. UMTS Transceiver Design Issues

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20190326