RU2413242C2

RU2413242C2 - Method of detecting single-loop parametric scatterers

Info

Publication number: RU2413242C2
Application number: RU2009118092/09A
Authority: RU
Inventors: Николай Юрьевич Бабанов (RU); Николай Юрьевич Бабанов; Александр Сергеевич Корсаков (RU); Александр Сергеевич Корсаков; Сергей Викторович Ларцов (RU); Сергей Викторович Ларцов; Иван Сергеевич Ларцов (RU); Иван Сергеевич Ларцов
Original assignee: Сергей Викторович Ларцов
Priority date: 2009-05-12
Filing date: 2009-05-12
Publication date: 2011-02-27
Also published as: RU2009118092A

Abstract

FIELD: physics.

SUBSTANCE: when detecting single-loop parametric scatterers with natural frequency of parametric excitation 0.5f, a synchronising radio-frequency pulse is emitted at frequency 1.5f. Synchronisation takes place from the differential combinatorial nonlinear product formed by pumping radio-frequency pulses formed on the nonlinear capacitance of the parametric scatterer and a synchronising signal 1.5f - f = 0.5f, or an additional radio-frequency pulse at frequency O is emitted together with the synchronising signal at frequency f2. One of the combinatorial nonlinear products satisfies the condition nf ± mf = 0.5f, where n and m are integers. The synchronising and the additional radio-frequency pulse are emitted simultaneously or a little latter than the pumping radio-frequency pulse. Under the effect of these radio-frequency pulses, combinatorial nonlinear noise at frequency of the received signal 0.5f may appear on the noise nonlinear scatterers. In order to compensate for this noise, a compensating radio-frequency pulse is emitted after the synchronising radio-frequency pulse at the same frequency and with duration equal to the overlap time of the synchronising radio-frequency pulse and the pumping radio-frequency pulse. When using an additional radio-frequency pulse, said pulse is also simultaneously emitted with the compensating radio-frequency pulse.

EFFECT: increased noise immunity.

4 dwg

Description

Изобретение относится к способам обнаружения параметрических рассеивателей.The invention relates to methods for detecting parametric scatterers.

Известен по [Радиокомплекс розыска маркеров, патент RU 2108596 С1] способ обнаружения параметрических рассеивателей. Способ позволяет решать задачу обнаружения объектов, в частности людей, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров-ответчиков, в качестве которых используются параметрические рассеиватели. Способ состоит в том, что на объекте поиска предварительно размещается параметрический рассеиватель. Область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом на частоте f, принимается рассеянный маркером сигнал на частоте субгармоники, равной 0,5f. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаруже6бния объекта поиска.Known for the [Radio complex search markers, patent RU 2108596 C1] a method for detecting parametric scatterers. The method allows to solve the problem of detecting objects, in particular people, marked with passive nonlinear responder markers, which are used as parametric scatterers. The method consists in the fact that a parametric diffuser is previously placed on the search object. The region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal at a frequency f, and a signal scattered by the marker at a subharmonic frequency equal to 0.5 f is received. If the detection threshold is exceeded, a decision is made on the presence of a search object in the detection zone.

Данный способ обладает существенным недостатком, а именно недостаточной эффективностью, поскольку либо нет возможности использовать импульсный зондирующий сигнал, либо не обеспечивается когерентный прием рассеянного сигнала. Это связано с тем, что при возбуждении каждого радиоимпульса, рассеянного маркером сигнала на частоте субгармоники, возможны два равновероятных значения фазы, отличающиеся на π [Горбачев П.А. Формирование сигналов системой пассивных субгармонических рассеивателей. // Радиотехника и электроника, 1995, т 40, №11, стр.1606-1610]. В результате рассеянный на субгармонике сигнал не когерентен, даже при когерентном зондирующем сигнале. Кроме того, жесткое соотношение частот принимаемого и зондирующего сигнала ограничивает возможность использования частотного ресурса.This method has a significant drawback, namely a lack of efficiency, because either it is not possible to use a pulsed probe signal, or coherent reception of the scattered signal is not provided. This is due to the fact that upon excitation of each radio pulse scattered by the signal marker at the subharmonic frequency, two equally probable phase values differing by π are possible [P. Gorbachev. Signal conditioning by a system of passive subharmonic diffusers. // Radio engineering and electronics, 1995, t 40, No. 11, pp. 1606-1610]. As a result, the signal scattered by the subharmonic is not coherent, even with a coherent probe signal. In addition, the strict ratio of the frequencies of the received and the probing signal limits the possibility of using the frequency resource.

Также известен способ обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей по [Нелинейный пассивный маркер - параметрический рассеиватель, патент RU 2336538 С2]. Способ состоит в том, что на объекте поиска, а именно на спасательном жилете, предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель. Область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом на частоте f, принимается рассеянный маркером сигнал на частоте субгармоники, равной 0,5f. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружебния объекта поиска.Also known is a method for detecting single-circuit parametric scatterers according to [Non-linear passive marker - parametric scatterer, patent RU 2336538 C2]. The method consists in the fact that a single-circuit parametric diffuser is previously placed on the search object, namely on a life jacket. The region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal at a frequency f, and a signal scattered by the marker at a subharmonic frequency equal to 0.5 f is received. If the detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone.

Способ не позволяет использовать когерентное накопление сигнала в приемнике, так как фаза генерируемого сигнала на частоте параметрической генерации случайна.The method does not allow the use of coherent signal accumulation in the receiver, since the phase of the generated signal at the frequency of parametric generation is random.

Указанные недостатки преодолены в способе обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей [Ларцов С.В. Зондирующий сигнал для обнаружения параметрических рассеивателей. // «Радиотехника», 2000, №5, стр.8-12]. Метод позволяет решать задачу обнаружения объектов, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров-ответчиков, в качестве которых используются одноконтурные параметрические рассеиватели.These disadvantages are overcome in the method for detecting single-circuit parametric scatterers [Lartsov SV A probe signal for detecting parametric diffusers. // "Radio Engineering", 2000, No. 5, pp. 8-12]. The method allows to solve the problem of detecting objects marked with passive nonlinear responder markers, which are used as single-circuit parametric scatterers.

Этот способ выбран прототипом и заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того, зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁ и длительностью радиоимпульса τ₁, при этом τ₁ существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного закона манипуляции, а передний фронт синхронизирующего импульса совпадает с передним фронтом импульса накачки либо опережает его на время, не превышающее τ₁, после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же, что и у синхронизирующего радиоимпульса, амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5f, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска.This method was chosen as a prototype and consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal, which, as a result of parametric generation in a single-circuit parametric scatterer, is a sequence of bursts of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal, in this case, each packet corresponds to a codeword, and each radio pulse of the packet corresponds to the symbol selected of the coding law, which is a binary sequence whose elements correspond to different π values of the phase of high-frequency filling of radio pulses, for this the probing signal includes a sequence of packets of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a high-frequency filling frequency f and pulse duration τ, in addition, the probing signal includes a sequence of narrow-band coherent synchronizing radio pulses with a high-frequency frequency filling f ₁ and the duration of the radio pulse τ ₁ , while τ _{1 is} significantly less than τ, the phase of high-frequency filling of the synchronizing radio pulse corresponds to the current ordinal symbol of the selected manipulation law, and the leading edge of the synchronizing pulse coincides with the leading edge of the pump pulse or ahead of it by a time not exceeding τ _1, after timing compensating radio pulse emitted radar pulse having the same as that of the radio pulse timing, amplitude and frequency of the high frequency filling, the high-frequency phase of the compensating radio pulse being different by π from the high-frequency phase of the synchronizing radio pulse, and a sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal with a high-frequency filling frequency equal to the frequency of parametric generation of the parametric scatterer 0.5f is adopted, while the algorithm produces coherent accumulation providing the maximum level of coherent accumulation corresponding to the selected ONU manipulation, above the detection threshold decision is made about the presence in the area of the search object detection.

Способ-прототип позволяет обеспечивать когерентное накопление сигнала в приемном устройстве, однако при его реализации для обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей используются синхронизирующие радиоимпульеы на частоте 0,5f, которые являются когерентной помехой радиоприему.The prototype method allows for coherent signal accumulation in the receiving device, however, when it is implemented, synchronizing radio pulses at a frequency of 0.5f are used to detect single-circuit parametric scatterers, which are coherent interference to radio reception.

Недостаток прототипа устраняется в предлагаемом способе обнаружения одноконтурных или двухконтурных параметрических рассеивателей, который заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того, зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁ и длительностью радиоимпульса τ₁, при этом τ₁ существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного закона манипуляции, а передний фронт синхронизирующего импульса совпадает с передним фронтом импульса накачки либо опережает его на время, не превышающее τ₁, после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же что и у синхронизирующего радиоимпульса амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5f, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, при этом либо частота высокочастотного заполнения синхронизирующих радиоимпульсов f₁ равна 1,5f, при этом длительность компенсирующего радиоимпульса τ₂ равна времени перекрытия синхронизирующего радиоимпульса и радиоимпульса накачки, либо одновременно и синхронно с синхронизирующим и компенсирующим радиоимпульсами излучаются дополнительные радиоимпульсы с частотой высокочастотного заполнения f₃, с постоянной фазой, и такой же формой, как у излучаемых одновременно с ними синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов, при этом частота одного из комбинационных нелинейных продуктов, образованного сигналами на частотах f₁ и f₃, равна 0,5f, а длительность компенсирующего радиоимпульса τ₂ равна длительности синхронизирующего радиоимпульса τ₁.The disadvantage of the prototype is eliminated in the proposed method for the detection of single-circuit or dual-circuit parametric scatterers, which consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of the space in which the search object can be located is irradiated by a probe signal, which forms as a result of parametric generation in a single-circuit parametric diffuser a sequence of packs of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal, in this case, each packet corresponds to a code word, and each radio pulse of the packet corresponds to a symbol of the selected coding law, which is a binary sequence, the elements of which correspond to different π values of the phase of the high-frequency filling of the radio pulses, for this the probing signal includes a sequence of packets of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a frequency RF filling f and pulse duration τ, in addition, the probing signal is on a sequence narrowband coherent synchronizing RF pulse with a frequency of the high-frequency f ₁ and a duration radio pulse τ ₁ wherein τ ₁ substantially smaller than τ, the phase of the high-frequency synchronizing radio pulse corresponds to the current ordinal symbol selected law manipulation, and the rising edge clock pulse coincides with the front of the pump pulse edge or ahead of it by a time not exceeding τ ₁ , after a synchronizing radio pulse, a compensating a radio pulse having the same amplitude and frequency of a high-frequency filling as the synchronizing radio pulse, the high-frequency filling phase of the compensating radio pulse is π different from the high-frequency filling phase of the synchronizing radio pulse, and a sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal with a high-frequency filling frequency equal to the frequency of the parametric generation is adopted 0.5f parametric diffuser, with coherent accumulation according to an algorithm that provides the maximum level of coherent accumulation corresponding to the chosen law of manipulation, when the detection threshold is exceeded, a decision is made whether there is a search object in the detection zone, while either the frequency of the high-frequency filling of the synchronizing radio pulses f ₁ is 1.5f, and the duration of the compensating radio pulse τ ₂ equal to the overlap time of the synchronizing radio pulse and the radio pump pulse, or simultaneously and synchronously with the synchronizing and compensating radio pulse themselves radiated additional rf pulses with a frequency of the high-frequency f _3, with a constant phase and the same shape as that emitted simultaneously with the synchronizing and compensating radio pulses, the frequency of a combination of non-linear products formed by the signals at frequencies f ₁ and f _3, equal to 0.5f, and the duration of the compensating radio pulse τ ₂ equal to the duration of the synchronizing radio pulse τ ₁ .

Суть изобретения заключается в том, что устраняется помеховое действие синхронизирующего радиоимпульса, так как он излучается на частоте, отличающейся от 0,5f и не воздействует непосредственно на вход приемника. Это достигается за счет того, что синхронизация происходит от колебания, которое появляется в результате нелинейных искажений непосредственно на нелинейном элементе параметрического рассеивателя, в конструкцию которого принципиально входит нелинейная емкость. Этот синхронизирующий сигнал может быть образован радиосигналом накачки с частотой f и синхронизирующим радиосигналом на частоте f₁=1,5f. Частота их разностного комбинационного нелинейного продукта 1,5f-f=0,5f и равна значению возбуждаемого в параметрическом контуре колебания и будет выступить синхронизирующим колебанием. Другим вариантом формирования синхронизирующего сигнала в результате нелинейных искажений непосредственно на нелинейном элементе параметрического рассеивателя является излучение одновременно с синхронизирующим и компенсирующим радиоимпульсами дополнительных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₃ и с постоянной фазой, и такой же формой, как у излучаемых одновременно с ними синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов, при этом частота одного из комбинационных нелинейных продуктов, образованного сигналами на частотах и равна 0,5f=nf₁±mf₃, где n, m целые числа.The essence of the invention is that the interference effect of the synchronizing radio pulse is eliminated, since it is emitted at a frequency other than 0.5f and does not directly affect the input of the receiver. This is achieved due to the fact that synchronization occurs from an oscillation that appears as a result of non-linear distortions directly on the non-linear element of the parametric scatterer, the design of which essentially includes non-linear capacitance. This synchronizing signal can be formed by a pump radio signal with a frequency f and a synchronizing radio signal at a frequency f ₁ = 1.5 f. The frequency of their difference Raman nonlinear product is 1.5f-f = 0.5f and is equal to the value of the oscillation excited in the parametric circuit and will act as a synchronizing oscillation. Another option for generating a synchronizing signal as a result of nonlinear distortions directly on a nonlinear element of a parametric scatterer is to simultaneously emit synchronizing and compensating radio pulses of additional radio pulses with a high-frequency filling frequency f ₃ and with a constant phase, and in the same shape as those of synchronizing and compensating radiated simultaneously radio pulses, while the frequency of one of the combination nonlinear products formed by the signals and at frequencies and equal to 0.5f = nf ₁ ± mf ₃ , where n, m are integers.

Для устранения нелинейных помех, которые могут возникать при нелинейном рассеивании сигналов на частотах f₁ и f₃ на объектах, содержащих нелинейные компоненты, вслед за синхронизирующим радиоимпульсом излучается компенсирующий радиоимпульс с противоположной фазой.To eliminate non-linear interference that can occur during non-linear scattering of signals at frequencies f ₁ and f ₃ at objects containing non-linear components, a compensating radio pulse with the opposite phase is emitted after the synchronizing radio pulse.

Предлагаемый способ обнаружения может быть реализован в системе поиска, блок-схема которой представлена на фиг.1, где 1, 2, 3-генераторы синусоидального сигнала, 4, 6 - высокочастотные ключи, 5 - фазово-импульсный модулятор, 7 - генератор тактовых импульсов, 8 формирователь, 9, 10, 11 - усилители радиоимпульсов, 12, 13, 14, 16 - антенны, 15 - параметрический рассеиватель, 17-высокочастотный усилитель, 18-аналого-цифровой преобразователь, 19 - сигнальный процессор, 20 - индикатор.The proposed detection method can be implemented in a search system, the block diagram of which is shown in Fig. 1, where 1, 2, 3 are sinusoidal signal generators, 4, 6 are high-frequency keys, 5 is a phase-pulse modulator, 7 is a clock generator , 8 shaper, 9, 10, 11 - amplifiers of radio pulses, 12, 13, 14, 16 - antennas, 15 - parametric scatterer, 17-high-frequency amplifier, 18-analog-to-digital converter, 19 - signal processor, 20 - indicator.

Выход генератора 1 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 высокочастотного ключа 4. Выход генератора 2 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 фазово-импульсного модулятора 5. Выход генератора 3 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 высокочастотного ключа 5. Выход генератора тактовых импульсов 7 соединен с входом формирователя 8. Выход 1 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 высокочастотного ключа 4. Выход 3 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 фазово-импульсного модулятора 5. Выход 2 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 высокочастотного ключа 6. Выход 4 формирователя 8 соединен с синхронизирующим входом 2 сигнального процессора 19. Выход высокочастотного ключа 4 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 9. Выход фазово-импульсного модулятора 5 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 10. Выход высокочастотного ключа 6 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 11. Выходы усилителей радиоимпульсов 9, 10, 11 соединены с входами антенн 12, 13, 14 соответственно. Антенны 12, 13, 14, 16 направлены в направлении параметрического рассеивателя 15. Выход антенны 16 соединен со входом высокочастотного усилителя 17. Выход высокочастотного усилителя 17 соединен со входом аналого-цифрового преобразователя 18. Выход аналого-цифрового преобразователя 18 соединен со входом сигнального процессора 19. Выход сигнального процессора 19 соединен со входом индикатора 20.The output of the sinusoidal signal generator 1 is connected to the signal input 1 of the high-frequency key 4. The output of the sinusoidal signal generator 2 is connected to the signal input 1 of the phase-pulse modulator 5. The output of the sinusoidal signal generator 3 is connected to the signal input 1 of the high-frequency key 5. The output of the clock generator 7 is connected with the input of the shaper 8. The output 1 of the shaper 8 is connected to the control input 2 of the high-frequency key 4. The output 3 of the shaper 8 is connected to the control input 2 of the phase-pulse modulator 5 The output 2 of the shaper 8 is connected to the control input 2 of the high-frequency key 6. The output 4 of the shaper 8 is connected to the clock input 2 of the signal processor 19. The output of the high-frequency key 4 is connected to the input of the amplifier of the radio pulses 9. The output of the phase-pulse modulator 5 is connected to the input of the amplifier of the radio pulses 10 The output of the high-frequency key 6 is connected to the input of the amplifier of the radio pulses 11. The outputs of the amplifiers of the radio pulses 9, 10, 11 are connected to the inputs of the antennas 12, 13, 14, respectively. Antennas 12, 13, 14, 16 are directed towards the parametric diffuser 15. The output of the antenna 16 is connected to the input of the high-frequency amplifier 17. The output of the high-frequency amplifier 17 is connected to the input of the analog-to-digital converter 18. The output of the analog-to-digital converter 18 is connected to the input of the signal processor 19 The output of the signal processor 19 is connected to the input of the indicator 20.

Система поиска может работать в 2-х режимах.The search system can operate in 2 modes.

При 1-м режиме на объекте поиска предварительно размещается однонтурный параметрический рассеиватель с частотой параметрической генерации 0,5f.In the 1st mode, a single-circuit parametric scatterer with a parametric generation frequency of 0.5f is preliminarily placed on the search object.

Генератор 1 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте зондирующего сигнала f, который поступает на сигнальный вход 1 высокочастотного ключа 4.The generator 1 of the sinusoidal signal generates at its output a continuous sinusoidal signal at the frequency of the probing signal f, which is fed to the signal input 1 of the high-frequency switch 4.

Генератор 2 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте 1,5f, который поступает на сигнальный вход 1 фазово-импульсного модулятора 5.The sinusoidal signal generator 2 generates at its output a continuous sinusoidal signal at a frequency of 1.5f, which is fed to the signal input 1 of the phase-pulse modulator 5.

Генератор тактовых импульсов 7 формирует на своем выходе опорную импульсную последовательность коротких видеоимпульсов, осциллограмма которой представлена на фиг.2, кривая 1.The clock generator 7 generates at its output a reference pulse sequence of short video pulses, the waveform of which is presented in figure 2, curve 1.

Опорная импульсная последовательность с выхода генератора тактовых импульсов 7 поступает на вход формирователя 8.The reference pulse sequence from the output of the clock generator 7 is fed to the input of the shaper 8.

В формирователе 8 формируется последовательность видеоимпульсов тактов работы системы поиска, которая соответствует определенному кодирующему закону. На фиг.2, кривая 2 представлена формируемая пачка видеоимпульсов тактов работы системы поиска, соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов.In the shaper 8, a sequence of video pulses of the clock cycles of the search system is formed, which corresponds to a certain coding law. Figure 2, curve 2 presents the generated pack of video pulses of the clocks of the search system, corresponding to the code word of a particular coding law. The binary Barker sequence of 3 characters “1”, “1”, “0” is selected as the code word of a certain coding law. Binary symbols correspond to different polarity of the first video pulses.

На выходе 3 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 фазово-импульсного модулятора 5, последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с периодом повторения Т, представленная на фиг.2, кривая 3. Последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов формируется синхронной к опорной импульсной последовательности и является кодирующей последовательностью. На фиг.2, кривая 3 представлена формируемая пачка видеоимпульсов соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов. Второй видеоимпульс всегда имеет полярность противоположную первому. Длительность второго видеоимпульса короче длительности первого и соответствует времени перекрытия первого синхронизирующего видеоимпульса и видеоимпульса огибающей радиоимпульса сигнала накачки.At the output 3 of the shaper 8, the phase-pulse modulator 5 is formed and fed to the input 2, a sequence of envelopes of synchronizing and compensating radio pulses with a repetition period T shown in Fig. 2, curve 3. The sequence of envelopes of synchronizing and compensating radio pulses is formed synchronous to the reference pulse sequence and is a coding sequence. Figure 2, curve 3 presents the generated packet of video pulses corresponding to the code word of a particular coding law. The binary Barker sequence of 3 characters “1”, “1”, “0” is selected as the code word of a certain coding law. Binary symbols correspond to different polarity of the first video pulses. The second video pulse always has a polarity opposite to the first. The duration of the second video pulse is shorter than the duration of the first one and corresponds to the overlap time of the first synchronizing video pulse and the video pulse of the envelope of the radio pulse of the pump signal.

На выходе 1 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 4 последовательность огибающих радиоимпульсов сигнала накачки, представленная на фиг.2, кривая 4. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность, период повторения равен Т. Представленная фиг.2, кривая 4 последовательность видеоимпульсов соответствует одной пачке из 3-х видеоимпульсов.At the output 1 of the shaper 8, the sequence of envelopes of the radio pulses of the pump signal shown in Fig. 2, curve 4, is generated and fed to input 2 of the high-frequency key 4. All video pulses have the same polarity, the repetition period is T. Presented in Fig. 2, curve 4, the sequence of video pulses corresponds to one pack of 3 video pulses.

На выходе 4 формирователя 8 формируется и поступает на синхронизирующий вход 2 сигнального процессора 19 опорный короткий видеоимпульс, совпадающий с передним фронтом видеоимпульса огибающей накачки.At the output 4 of the shaper 8, a short short video pulse is formed and arrives at the synchronizing input 2 of the signal processor 19, which coincides with the leading edge of the video pulse of the pump envelope.

На выходе фазово-импульсного модулятора 5 формируется последовательность синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения 1,5f, представленная на фиг.2, кривая 5, которая усиливается в усилители радиоимпульсов 10 и излучается антенной 13 в направлении параметрического рассеивателя 15. Последовательность радиоимпульсов, представленная на фиг.2, кривая 5 соответствует одной пачке радиоимпульсов, которая в свою очередь соответствует бинарной последовательности Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Разным символам соответствует отличающиеся на π фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов.At the output of the phase-pulse modulator 5, a sequence of synchronizing and compensating radio pulses with a high-frequency filling frequency of 1.5 f is shown, which is shown in FIG. 2, curve 5, which is amplified by the amplifiers of the radio pulses 10 and emitted by the antenna 13 in the direction of the parametric scatterer 15. The sequence of radio pulses represented by figure 2, curve 5 corresponds to one pack of radio pulses, which in turn corresponds to the Barker binary sequence of 3 characters "1", "1", "0". Different symbols correspond to phases of high-frequency filling of radio pulses that differ by π.

На выходе высокочастотного ключа 4 формируется последовательность радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f, представленная на фиг.2, кривая 6, которая усиливается усилителем радиоимпульсов 9 и излучается антенной 12 в направлении параметрического рассеивателя 15. Все радиоимпульсы имеют одинаковую начальную фазу. На фиг.2, кривая 6 представлена одна пачка радиоимпульсов.At the output of the high-frequency key 4, a sequence of radio pulses of the pump signal with a high-frequency filling frequency f, shown in Fig. 2, is generated, curve 6, which is amplified by the radio pulse amplifier 9 and emitted by the antenna 12 in the direction of the parametric diffuser 15. All radio pulses have the same initial phase. In figure 2, curve 6 presents one pack of radio pulses.

На параметрическом рассеивателе 15 формируется последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения 0,5f, каждый радиоимпульс которой соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, символы которой соответствуют, отличающимся на π, значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, представленную на фиг.2 кривая 7. Определенным кодирующим законом является бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0».A sequence of narrow-band coherent radio pulses of a scattered signal with a high-frequency filling frequency of 0.5f is formed on the parametric scatterer 15, each radio pulse of which corresponds to a symbol of the selected coding law, which is a binary sequence whose symbols correspond to π different values of the high-frequency filling phase of the radio pulses, shown in FIG. .2 curve 7. A certain coding law is a Barker binary sequence of 3 symbols s "1", "1", "0".

На фиг.2 кривая 8 представлена последовательность, образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f. Последовательность состоит из парных радиоимпульсов с равной амплитудой и длительностью, но с противоположными фазами высокочастотного заполнения. Общая длительность помеховой последовательности меньше τ.In Fig. 2, curve 8 shows the sequence generated from interfering nonlinear scatterers at a high-frequency filling frequency of 0.5f. The sequence consists of paired radio pulses with equal amplitude and duration, but with opposite phases of high-frequency filling. The total duration of the interference sequence is less than τ.

Последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала от двухконтурного параметрического рассеивателя 15 принимается приемной антенной 16, проходит через высокочастотный усилитель 17 и поступает на вход аналого-цифрового преобразователя 18.The sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal from the dual-circuit parametric scatterer 15 is received by the receiving antenna 16, passes through a high-frequency amplifier 17 and is fed to the input of an analog-to-digital converter 18.

После оцифровки в аналого-цифровом преобразователе 18 последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала обрабатывается в сигнальном процессоре 19, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления принимаемого сигнала, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, которое индицируется на индикаторе 20.After digitization in the analog-to-digital converter 18, the sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal is processed in the signal processor 19, while the coherent accumulation is carried out according to an algorithm that provides the maximum level of coherent accumulation of the received signal corresponding to the selected manipulation law, when the detection threshold is exceeded, a decision is made whether the detection area of the search object, which is indicated on the indicator 20.

Сигнальный процессор 19 работает в соответствии с алгоритмом, представленным на фиг.3, где 21 - разветвитель, 22, 24 - инверторы, 23 - линия задержки на время, равное периоду следования импульсов Т, 25 - линия задержки на время, равное двум периодам следования импульсов 2Т, 26 - сумматор, 27 - оптимальный фильтр на радиоимпулье, с длительностью τ, 28 - пороговое устройство, 29 - блок определения дальности.The signal processor 19 operates in accordance with the algorithm presented in figure 3, where 21 is a splitter, 22, 24 are inverters, 23 is a delay line for a time equal to the pulse repetition period T, 25 is a delay line for a time equal to two repetition periods pulses 2T, 26 — adder, 27 — optimal filter on a radio pulse, with duration τ, 28 — threshold device, 29 — range determination unit.

Сигнальный процессор 19 функционирует следующим образом. При помощи разветвителя 21 инверторов 22 и 24, линий задержек 23, 25 и сумматора 26 производится оптимальное когерентное сложение входного сигнала в виде последовательности Баркера из 3-х элементов. Далее сигнал проходит через оптимальный фильтр 27, настроенный на радиоимпульс, с длительностью τ, где детектируется и с выхода 2 оптимального фильтра 27 поступает на сигнальный вход 1 порогового устройства 28. На вход 2 порогового устройства 28 поступает значение порога обнаружения. При превышении сигнала результата детектирования порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска и сигнал об обнаружении с выхода порогового устройства 28 поступает на индикатор 20. Одновременно момент максимума сигнала результата детектирования с выхода 1 оптимального фильтра 27 сравнивается с моментом прихода опорного короткого видеоимпульс с выхода 4 формирователя 8. По разнице времени между моментом максимума сигнала результата детектирования и опорного короткого видеоимпульса определяют дальность до объекта поиска, которая индицируется на индикаторе 20.The signal processor 19 operates as follows. Using the splitter 21 of the inverters 22 and 24, the delay lines 23, 25 and the adder 26, the optimal coherent addition of the input signal in the form of a Barker sequence of 3 elements is performed. Next, the signal passes through an optimal filter 27 tuned to a radio pulse with a duration of τ, where it is detected and from the output 2 of the optimal filter 27 is fed to the signal input 1 of the threshold device 28. The value of the detection threshold is input to the input 2 of the threshold device 28. When the signal of the detection threshold detection threshold is exceeded, a decision is made about the presence of a search object in the detection zone and the detection signal from the output of the threshold device 28 is sent to the indicator 20. At the same time, the maximum moment of the detection result signal from output 1 of the optimal filter 27 is compared with the moment of arrival of the reference short video pulse with output 4 of the shaper 8. The distance is determined by the time difference between the time of the maximum signal of the detection result and the reference short video pulse to the search object, which is indicated on indicator 20.

Парные радиоимпульсы последовательности, образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f взаимокомпенсируются в оптимальном фильтре 27.The paired radio pulses of the sequence generated from the interfering nonlinear scatterers at a frequency of high-frequency filling of 0.5f are mutually compensated in the optimal filter 27.

Генератор синусоидального сигнала 3, высокочастотный ключ 6, усилитель радиоимпульсов 11, антенна 14 в 1-м режиме не функционируют.The sinusoidal signal generator 3, the high-frequency switch 6, the radio pulse amplifier 11, the antenna 14 are not functioning in the 1st mode.

Для 2-го режима на объекте поиска предварительно размещается, как и во 2-м режиме, однонтурный параметрический рассеиватель с частотой параметрической генерации 0,5f. Соответственно частота высокочастотного заполнения последовательности узкополосных когерентных принимаемых радиоимпульсов рассеянного сигнала равна 0,5f. Отличие этого режима от 1-го режима заключается в том, что функционируют генератор синусоидального сигнала 3, высокочастотный ключ 6, усилитель радиоимпульсов 11, антенна 14. Система поиска в 3-м режиме работает следующим образом.For the 2nd mode, a single-circuit parametric scatterer with a frequency of parametric generation of 0.5f is preliminarily placed on the search object, as in the 2nd mode. Accordingly, the frequency of the high-frequency filling of the sequence of narrow-band coherent received radio pulses of the scattered signal is 0.5 f. The difference between this mode and the 1st mode is that a sinusoidal signal generator 3, a high-frequency switch 6, a radio pulse amplifier 11, an antenna 14 are functioning. The search system in the 3rd mode operates as follows.

Генератор 2 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте f₁, при этом f₁ не равна 0,5f. Этот непрерывный сигнал поступает на сигнальный вход 1 фазово-импульсного модулятора 5.The sinusoidal signal generator 2 generates at its output a continuous sinusoidal signal at a frequency f ₁ , while f _{1 is} not equal to 0.5 f. This continuous signal is fed to the signal input 1 of the phase-pulse modulator 5.

Генератор 3 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте зондирующего сигнала f₃, который поступает на сигнальный вход 1 высокочастотного ключа 6. При этом f₃ и f₁ выбирают так, что f₃-f₁=0,5f.The sinusoidal signal generator 3 generates at its output a continuous sinusoidal signal at the frequency of the probing signal f ₃ , which is fed to the signal input 1 of the high-frequency switch 6. Moreover, f ₃ and f ₁ are chosen so that f ₃ -f ₁ = 0.5f.

Генератор тактовых импульсов 7 формирует на своем выходе опорную импульсную последовательность коротких видеоимпульсов, осциллограмма которой представлена на фиг.4, кривая 1.The clock generator 7 generates at its output a reference pulse sequence of short video pulses, the waveform of which is shown in figure 4, curve 1.

На выходе 1 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 4 последовательность огибающих радиоимпульсов сигнала накачки, представленная на фиг.4, кривая 2. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность, период повторения равен Т. Представленная фиг.4, кривая 2 последовательность видеоимпульсов соответствует одной пачке из 3-х видеоимпульсов.At the output 1 of the shaper 8, the sequence of envelopes of the radio pulses of the pump signal shown in Fig. 4, curve 2, is generated and fed to input 2 of the high-frequency key 4. All video pulses have the same polarity, the repetition period is T. Presented in Fig. 4, curve 2, the sequence of video pulses corresponds to one pack of 3 video pulses.

На выходе 2 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 фазово-импульсного модулятора 5, последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с периодом повторения Т, представленная на фиг.4, кривая 3. Последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов формируется синхронной к опорной импульсной последовательности и является кодирующей последовательностью. На фиг.4, кривая 3 представлена формируемая пачка видеоимпульсов, соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов. Второй видеоимпульс всегда имеет полярность, противоположную первому. Длительность второго видеоимпульса равна длительности первого видеоимпульса, то есть длительности огибающей синхронизирующего радиоимпульса и видеоимпульса огибающей компенсирующего радиоимпульса равны.At the output 2 of the shaper 8 is formed and fed to the input 2 of the phase-pulse modulator 5, the sequence of envelopes of synchronizing and compensating radio pulses with a repetition period T, shown in figure 4, curve 3. The sequence of envelopes of synchronizing and compensating radio pulses is formed synchronous to the reference pulse sequence and is a coding sequence. Figure 4, curve 3 presents the generated packet of video pulses corresponding to the code word of a particular coding law. The binary Barker sequence of 3 characters “1”, “1”, “0” is selected as the code word of a certain coding law. Binary symbols correspond to different polarity of the first video pulses. The second video pulse always has a polarity opposite to the first. The duration of the second video pulse is equal to the duration of the first video pulse, that is, the duration of the envelope of the synchronizing radio pulse and the video pulse of the envelope of the compensating radio pulse are equal.

На выходе 3 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 6 последовательность огибающих дополнительных радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 4. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность и синхронны с последовательностью огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов.At the output 3 of the shaper 8, a sequence of envelopes of additional radio pulses shown in Fig. 4, curve 4, is formed and fed to input 2 of a high-frequency key 6, all of the video pulses have the same polarity and are synchronous with the sequence of envelopes of synchronizing and compensating radio pulses.

На выходе высокочастотного ключа 4 формируется последовательность радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f, представленная на фиг.4, кривая 5, которая усиливается усилителем радиоимпульсов 9 и излучается антенной 12. Все радиоимпульсы имеют одинаковую начальную фазу. На фиг.4, кривая 5 представлена одна пачка радиоимпульсов.At the output of the high-frequency key 4, a sequence of radio pulses of the pump signal with a high-frequency filling frequency f, shown in Fig. 4, is generated, curve 5, which is amplified by the radio pulse amplifier 9 and emitted by the antenna 12. All the radio pulses have the same initial phase. In Fig. 4, curve 5 presents one packet of radio pulses.

На выходе фазово-импульсного модулятора 5 формируется последовательность синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁, представленная на фиг.4, кривая 6, которая усиливается в усилители радиоимпульсов 10 и излучается антенной 13. Последовательность радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 6 соответствует одной пачке радиоимпульсов, которая в свою очередь соответствует бинарной последовательности Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Разным символам соответствует отличающиеся на π фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов.At the output of the phase-pulse modulator 5, a sequence of synchronizing and compensating radio pulses is formed with a high-frequency filling frequency f ₁ shown in Fig. 4, curve 6, which is amplified by amplifiers of the radio pulses 10 and radiated by the antenna 13. The sequence of radio pulses shown in Fig. 4, curve 6 corresponds to one packet of radio pulses, which in turn corresponds to the Barker binary sequence of 3 characters “1”, “1”, “0”. Different symbols correspond to phases of high-frequency filling of radio pulses that differ by π.

На выходе фазово-импульсного модулятора 6 формируется последовательность дополнительных радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 7. Все радиоимпульсы имеют одинаковую полярность и синхронны с последовательностью синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов.At the output of the phase-pulse modulator 6, a sequence of additional radio pulses is generated, shown in Fig. 4, curve 7. All radio pulses have the same polarity and are synchronous with the sequence of synchronizing and compensating radio pulses.

На нелинейном элементе параметрического рассеивателя формируется последовательность когерентных двойных радиоимпульсов на частое f₃-f₁=0,5f. При этом первый радиоимпульс соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, символы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, и являются бинарной последовательностью Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Эта последовательность представлена на фиг.4, кривая 8.On the nonlinear element of the parametric scatterer, a sequence of coherent double radio pulses is formed at a frequent f ₃ -f ₁ = 0.5f. In this case, the first radio pulse corresponds to the symbol of the selected coding law, which is a binary sequence, the symbols of which correspond to different values of the phase of high-frequency filling of the radio pulses differing by π, and are a Barker binary sequence of 3 symbols “1”, “1”, “0”. This sequence is presented in figure 4, curve 8.

На фиг.4 кривая 9 представлена последовательность рассеянных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения 0,5f.4, curve 9 shows a sequence of scattered radio pulses with a high-frequency filling frequency of 0.5f.

Образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f представлена на фиг.4, кривая 10. Последовательность состоит из парных радиоимпульсов с равной амплитудой и длительностью, но с противоположными фазами высокочастотного заполнения. Общая длительность помеховой последовательности меньше т, что обеспечивает их взаимокомпенсацию в приемнике.Generated from interfering nonlinear scatterers at a high-frequency filling frequency of 0.5f is presented in Fig. 4, curve 10. The sequence consists of paired radio pulses with equal amplitude and duration, but with opposite phases of high-frequency filling. The total duration of the interference sequence is less than t, which ensures their mutual compensation in the receiver.

Последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала от одноконтурного параметрического рассеивателя 15 принимается приемной антенной 16, проходит через высокочастотный усилитель 17 и поступает на вход аналого-цифрового преобразователя 18.The sequence of narrowband coherent radio pulses of the scattered signal from a single-circuit parametric scatterer 15 is received by the receiving antenna 16, passes through a high-frequency amplifier 17 and is fed to the input of an analog-to-digital converter 18.

В качестве генераторов синусоидального сигнала 1, 2, 3 могут быть использованы стандартные генераторы Г4-164. Фазово-импульсный модулятор 5 может быть реализован по [С.А.Дробов, С.И.Бычков Радиопередающие устройства. // Сов.Радио, - M. 1968 г., стр.329-335]. Амплитудные модуляторы 4,6 могут быть реализованы по [С.А.Дробов, С.И.Бычков Радиопередающие устройства. // Сов.Радио, - M. 1968 г., стр.240-277]. В качестве генератора тактовых импульсов 7 может быть использован стандартный генератор Г5-28, формирователь 8 может быть реализован по [В.Г.Гусев, Ю.М.Гусев Электроника. // - М. Высшая школа, 1991, издание 2-е переработанное и дополненное, стр.489-585]. В качестве усилителей радиоимпульсов 9, 10, 11 могут быть использованы усилители от стандартного генератора Г4-128. В качестве антенн 12, 13, 14, 16 могут быть использованы антенны П6-33. Двухконтурный или одноконтурный параметрический рассеиватель может быть изготовлен на основе патента [Нелинейный пассивный маркер - параметрический рассеиватель, патент RU 2336538 С2].As generators of the sinusoidal signal 1, 2, 3, standard generators G4-164 can be used. Phase-pulse modulator 5 can be implemented according to [S.A.Drobov, S.I. Bychkov Radio transmitting devices. // Sov. Radio, - M. 1968, pp. 339-335]. Amplitude modulators 4.6.6 can be implemented according to [S.A.Drobov, S.I. Bychkov Radio transmitting devices. // Sov. Radio, - M. 1968, pp. 240-277]. As a clock pulse generator 7, a standard generator G5-28 can be used, the shaper 8 can be implemented according to [V.G. Gusev, Yu.M. Gusev Electronics. // - M. Higher School, 1991, 2nd edition revised and expanded, pp. 489-585]. As amplifiers of the radio pulses 9, 10, 11, amplifiers from the standard generator G4-128 can be used. As antennas 12, 13, 14, 16, antennas P6-33 can be used. A dual-circuit or single-circuit parametric diffuser can be made on the basis of the patent [Non-linear passive marker - parametric diffuser, patent RU 2336538 C2].

В качестве высокочастотного усилителя 17 может быть использован стандартный малошумящий усилитель МАХ 2640. В качестве аналого-цифрового преобразователя 18 может быть использован АЦП ZET 230, В качестве сигнального процессора 19 может быть использован сигнальный процессор TMS 320 С 2000. В качестве индикатора 20 может быть использован компьютер типа Pentium 4.As a high-frequency amplifier 17, a standard low-noise amplifier MAX 2640 can be used. As an analog-to-digital converter 18, an ZET 230 ADC can be used. As a signal processor 19, a TMS 320 C 2000 signal processor can be used. As an indicator 20, it can be used Pentium 4 type computer.

Таким образом, предлагаемое техническое решение при обнаружении одноконтурных или двухконтурных параметрических рассеивателей позволяет реализовать взаимокомпенсацию нелинейных помех, возникающих от нелинейных рассеивателей, кроме того, при обнаружении одноконтурных параметрических рассеивателей может быть применена частотная селекция синхронизирующих и дополнительных импульсов.Thus, the proposed technical solution for the detection of single-circuit or dual-circuit parametric scatterers allows for the mutual compensation of nonlinear interference arising from non-linear scatterers, in addition, when detecting single-circuit parametric scatterers, frequency selection of synchronizing and additional pulses can be applied.

Claims

A method for detecting single-circuit parametric scatterers, which consists in the fact that a single-circuit parametric scatterer is preliminarily placed on the search object, the region of space in which the search object can be located is irradiated with a probing signal, which, as a result of parametric generation in a single-circuit parametric scatterer, is a sequence of packs of narrow-band coherent scattered radio pulses signal, with each pack corresponding to a code word, and each radio the burst pulse corresponds to the symbol of the selected coding law, which is a binary sequence whose elements correspond to the values of the phase of high-frequency filling of radio pulses differing by π, for this the probing signal includes a sequence of packets of narrow-band coherent rectangular radio pulses of a pump signal with a frequency of high-frequency filling f and pulse duration τ, except Moreover, the probe signal includes a sequence of narrow-band coherent synchronizing p radio pulses with a high-frequency filling frequency f ₁ and a radio pulse duration of τ ₁ , while τ _{1 is} significantly less than τ, the high-frequency filling phase of the synchronizing radio pulse corresponds to the current ordinal symbol of the selected manipulation law, and the leading edge of the synchronizing pulse coincides with the leading edge of the pump pulse or is ahead of it by time not exceeding τ ₁ after synchronizing radio pulse emitted compensating RF pulse having the same timing as at radioimpul the amplitude and frequency of the high-frequency filling, while the high-frequency filling phase of the compensating radio pulse is π different from the high-frequency filling phase of the synchronizing radio pulse, and a sequence of narrow-band coherent radio pulses of the scattered signal with a high-frequency filling frequency equal to the frequency of parametric generation of the parametric scatterer 0.5f is adopted, coherent accumulation according to an algorithm that provides the maximum level of coherent accumulation corresponding to the chosen law of manipulation, when the detection threshold is exceeded, a decision is made whether there is a search object in the detection zone, characterized in that either the frequency of the high-frequency filling of the synchronizing radio pulses f ₁ is equal to 1.5f, while the duration of the compensating radio pulse τ ₂ is equal to the overlap time of the synchronizing radio pulse and the pump radio pulse, or simultaneously and synchronously with the synchronizing and compensating radio pulses, additional radio pulses are emitted from the frequencies a high-frequency filling f ₃ , with a constant phase, and the same shape as that of the synchronizing and compensating radio pulses emitted simultaneously with them, while the frequency of one of the combination nonlinear products formed by the signals at frequencies f ₁ and f ₃ is equal to 0.5 f, and the duration of the compensating radio pulse τ ₂ is equal to the duration of the synchronizing radio pulse τ ₁ .