RU2251178C2

RU2251178C2 - Method for increasing effective height of small-size controlled- pattern antenna assembly and small-size antenna assembly implementing this method

Info

Publication number: RU2251178C2
Application number: RU2003110373/09A
Authority: RU
Inventors: Г.М. Зайцев (RU); Г.М. Зайцев; И.Г. Зайцев (RU); И.Г. Зайцев
Original assignee: Хорайзон Имеджинг Текнолоджиз Лтд.
Priority date: 2003-04-10
Filing date: 2003-04-10
Publication date: 2005-04-27
Also published as: WO2004091047A1

Abstract

FIELD: radio engineering; small-size antenna assemblies.

SUBSTANCE: proposed controlled-pattern directional antenna is characterized in directivity and dimensions toward preemptive propagation of radiated and absorbed waves much shorter than quarter-wavelength. Used as antenna is oscillatory circuit resonance-tuned to desired frequency of transmitted or received electromagnetic signal that has flat capacitor whose metal plates are separated by insulating layer of definite thickness and at least one inductance component. Proposed method includes asymmetric connection of this oscillatory circuit to transmitter output or receiver input and installation of capacitor at distance l equal to antenna height from common conducting bus, l being shorter than quarter-wavelength.

EFFECT: enhanced effective height of small-size antenna.

36 cl, 43 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике, более конкретно к волновым системам, и может быть использовано при создании малогабаритных антенных устройств различного назначения.The invention relates to radio engineering, more specifically to wave systems, and can be used to create small-sized antenna devices for various purposes.

Излучение и поглощение энергии электромагнитных волн при использовании известных антенных устройств может быть осуществлено оптимальным образом, когда размеры антенны равны или кратны четверти длины волны излучаемого или принимаемого сигнала. В практике создания антенных устройств часто возникает необходимость в уменьшении габаритов антенны, особенно при работе на низких частотах, и в обеспечении направленного действия антенны.Radiation and absorption of energy of electromagnetic waves using known antenna devices can be carried out in an optimal way when the antenna dimensions are equal to or a multiple of a quarter wavelength of the emitted or received signal. In the practice of creating antenna devices, it is often necessary to reduce the dimensions of the antenna, especially when operating at low frequencies, and to ensure the directional action of the antenna.

Эти задачи решаются известными методами удлинения антенн и построения сложных антенных систем направленного действия.These problems are solved by known methods of lengthening antennas and building complex antenna systems of directional action.

Метод удлинения антенн рассмотрен ниже на примере классического вибратора 1, выполняющего роль антенны длиной l, ориентированной по оси z (фиг.1a). Генератор 2 гармонических колебаний обеспечивает накачку тока I(ω t) в антенну. Распределение тока по длине антенны соответствует I(z). Такая антенна характеризуется параметром h - действующей высотой антенны:The method of lengthening the antennas is discussed below on the example of a classic vibrator 1, which acts as an antenna of length l oriented along the z axis (Fig. 1a). The harmonic oscillator 2 provides a pump current I (ω t) in the antenna. The current distribution along the length of the antenna corresponds to I (z). Such an antenna is characterized by the parameter h - the effective height of the antenna:

где I₀ - действующее значение тока у основания антенны.where I ₀ is the current value at the base of the antenna.

При l=λ /4, где λ - длина волны излучаемого (принимаемого) сигнала, из (1) следуетFor l = λ / 4, where λ is the wavelength of the emitted (received) signal, it follows from (1)

т.е. действующая высота антенны h_опт в оптимальном случае составляет 0,637 от реальной высоты l.those. the effective antenna height h _opt in the optimal case is 0.637 of the actual height l.

На фиг.1б показано пространственное распределение электрического и магнитного полей вибратора 1.On figb shows the spatial distribution of the electric and magnetic fields of the vibrator 1.

При l<λ /4 (укороченная антенна) h<h_опт, причем последнее неравенство сохраняется и при использовании методов искусственного удлинения антенн, иллюстрируемого фиг.2а, б, в, где представлены соответственно антенна 3 Т-типа, антенна 4 Г-типа, антенна 5 с добавочной индуктивностью L у основания. Такие приемы удлинения антенн позволяют создать оптимальное распределение тока I(z) по длине антенны. Что касается действующей высоты h, то для антенн 3 и 4 соответственно Т- и Г-типа l<λ /4 h=1, т.е. высоте самой антенны, а для антенны 5 с добавочной индуктивностью L (фиг.2в) h=1/2, т.е. действующая высота равна половине высоты антенны.For l <λ / 4 (shortened antenna) h <h _opt , and the last inequality persists when using the artificial extension methods of the antennas, illustrated in figa, b, c, where T-type antenna 3, G-type antenna 4 are presented Antenna 5 with an additional inductance L at the base. Such methods of antenna extension allow creating the optimal current distribution I (z) along the antenna length. As for the effective height h, for antennas 3 and 4, respectively, of the T- and G-type, l <λ / 4 h = 1, i.e. the height of the antenna itself, and for the antenna 5 with an additional inductance L (Fig.2c) h = 1/2, i.e. the effective height is half the height of the antenna.

Известно, что мощность излучения дипольных антенн определяется соотношениемIt is known that the radiation power of dipole antennas is determined by the ratio

где k≈ 1600. Величина (kh²)/λ ² - действующее сопротивление r_д антенны. Сопротивление излучения r_иэл=2r_д. При условии l=λ /4, т.е. h = h_опт, r_д≈ 40 Ом.where k≈ 1600. The value (kh ² ) / λ ² is the effective resistance r _{d of the} antenna. Radiation resistance r _iel = 2r _d . Under the condition l = λ / 4, i.e. h = h _opt , r _d ≈ 40 Ohms.

Если l<λ /4, то, как видно из выражения (3), сопротивление излучения резко падает (r_д=h²). Так, например, при h=(1/3)h_оптсопротивление r_д уменьшается почти в десять раз. В случае, когда l<<λ /4, r_иэл ничтожно мало, и, следовательно, чтобы обеспечить заданное значение Р_изл, ток I₀ должен быть очень большим, что вызывает затруднения при практической реализации. Кроме того, значительное отличие величины r_д от оптимального значения резко уменьшает возможность согласования антенны с фидерным трактом.If l <λ / 4, then, as can be seen from expression (3), the radiation resistance drops sharply (r _d = h ² ). So, for example, when h = (1/3) h _{opt, the} resistance r _d decreases almost ten times. In the case when l << λ / 4, r _{el is} negligible, and therefore, in order to provide a given value of P _rad , the current I ₀ must be very large, which causes difficulties in practical implementation. In addition, a significant difference in the value of r _d from the optimal value sharply reduces the possibility of matching the antenna with the feeder path.

Направленное действие антенн, как известно, обеспечивается за счет соответствующего расположения в пространстве нескольких антенных элементов. При этом оптимальное значение Р_излдостигается при расстоянии между антенными элементами, кратном величине λ /4. Такое расположение обеспечивает также необходимый сдвиг фаз колебаний в отдельных антенных элементах (вибраторах), если в их пространственной комбинации есть пассивные антенные элементы. На фиг.3а приведена схема расположения в плоскости (x, z) симметричного полуволнового вибратора 6 и рефлектора 7, а на фиг.3б - диаграмма направленности такой антенной системы в плоскости (х, у).The directional action of the antennas, as is known, is ensured by the corresponding arrangement in space of several antenna elements. In this case, the optimum value of P _{rad is} achieved when the distance between the antenna elements is a multiple of λ / 4. This arrangement also provides the necessary phase shift of the oscillations in individual antenna elements (vibrators), if in their spatial combination there are passive antenna elements. Fig. 3a shows the arrangement in the plane (x, z) of the symmetric half-wave vibrator 6 and reflector 7, and Fig. 3b shows the directivity diagram of such an antenna system in the (x, y) plane.

Таким образом, уменьшение телесного угла распространения излучаемой (или принимаемой) антенной электромагнитной энергии (коэффициент усиления антенны) связано с увеличением размеров антенной системы, что зачастую приводит к серьезным техническим проблемам при конструировании аппаратуры систем связи и радиолокаторов, особенно при необходимости использования сигналов в относительно длинноволновом диапазоне.Thus, a decrease in the solid angle of propagation of the radiated (or received) antenna of electromagnetic energy (antenna gain) is associated with an increase in the size of the antenna system, which often leads to serious technical problems when designing communications equipment and radars, especially when it is necessary to use signals in a relatively long-wavelength range.

Особый случай - антенны, обеспечивающие возможность пеленгации источников электромагнитного излучения. Реализация этой технической задачи требует создания очень сложных антенных систем с большим количеством вибраторов при соблюдении обязательного условия строгого сохранения расчетных фазовых соотношений между электромагнитными сигналами в различных элементах таких систем, что также является сложной технической задачей. Фиг.4 иллюстрирует наиболее удобный способ пеленгации излучателей методом так называемого "нулевого приема", требующий применения по меньшей мере двух направленных антенн 8, расположенных на расстоянии D≥ λ /2, включенных противофазно, и устройства суммирования 9 выходных сигналов этих антенн. В результате прием сигналов по направлению нормали к середине базового расстояния D отсутствует. Однако практически невозможно строго обеспечить нулевой уровень приема, так как последнее требует достижения абсолютного уровня идентичности как самих антенн, так и каналов их связи. Характер изменения суммарного сигнала вблизи точки нулевого приема в зависимости от угла изменения направления указанной нормали от исходного показан на фиг.5. Кроме того, управление отклонением нормали, с целью проведения пространственного поиска излучателя, также является сложной технической задачей.A special case is antennas, which provide the possibility of direction finding of electromagnetic radiation sources. The implementation of this technical task requires the creation of very complex antenna systems with a large number of vibrators, subject to the mandatory condition of strict preservation of the calculated phase relationships between electromagnetic signals in various elements of such systems, which is also a complex technical task. Figure 4 illustrates the most convenient method of direction finding emitters by the so-called "zero reception" method, which requires the use of at least two directional antennas 8 located at a distance D≥ λ / 2, included in antiphase, and a summing device 9 of the output signals of these antennas. As a result, the reception of signals in the direction of the normal to the middle of the base distance D is absent. However, it is practically impossible to strictly ensure a zero reception level, since the latter requires achieving an absolute level of identity of both the antennas themselves and their communication channels. The nature of the change in the total signal near the point of zero reception, depending on the angle of change of direction of the specified normal from the source, is shown in Fig.5. In addition, the control of the deviation of the normal, with the aim of conducting a spatial search of the emitter, is also a difficult technical task.

Принципиальные положения, позволяющие создавать малогабаритные антенные устройства, конкурирующие с классическими решениями, сформулированы в запатентованном изобретении автора (см. патент РФ №2183888). Однако конструктивные решения, приведенные в указанном патенте, требуют применения специфических материалов и не обеспечивают возможность электронного управления диаграммой направленности единичного антенного элемента.The fundamental provisions that allow you to create small-sized antenna devices that compete with classical solutions are formulated in the patented invention of the author (see RF patent No. 2183888). However, the design solutions described in this patent require the use of specific materials and do not provide the possibility of electronic control of the radiation pattern of a single antenna element.

Таким образом, задачей изобретения является создание антенного устройства, не имеющего указанных выше недостатков известных антенн и антенных систем, обеспечивающего возможность увеличения действующей высоты антенны при малых габаритах устройства и уменьшения размеров в направлении распространения волн для антенн направленного действия и антенн "нулевого" приема.Thus, the object of the invention is to provide an antenna device that does not have the above-mentioned disadvantages of known antennas and antenna systems, which makes it possible to increase the effective height of the antenna for small dimensions of the device and to reduce the size in the direction of wave propagation for directional antennas and "zero" reception antennas.

Более конкретно, задачей изобретения является создание такого антенного устройства, в котором характер осуществляемых в нем электродинамических процессов, в конечном итоге, приводил бы к увеличению сопротивления излучения, т.е. действующей высоты данной антенны. Кроме того, характер и пространственно-временное распределение электромагнитного поля в данном антенном устройстве должны обеспечить направленность распространения излучаемых волн при электрической взаимосвязи антенного устройства с пассивными вибраторами на расстояниях, значительно меньших λ /4.More specifically, it is an object of the invention to provide such an antenna device in which the nature of the electrodynamic processes carried out therein would ultimately lead to an increase in radiation resistance, i.e. the effective height of this antenna. In addition, the nature and spatio-temporal distribution of the electromagnetic field in this antenna device should ensure the directivity of the propagation of the emitted waves during the electrical relationship of the antenna device with passive vibrators at distances much smaller than λ / 4.

Достигаемым техническим результатом является значительное увеличение сопротивления излучения антенного устройства и, как следствие, повышение действующей высоты антенны при размерах l<λ /4 и l<<λ /4, а также возможность создания антенного устройства направленного действия с управляемой диаграммой направленности и с размерами в направлении преимущественного распространения излучаемых и поглощаемых электромагнитных волн, много меньшими четверти длины волны, а также создания антенны, обеспечивающей возможность "нулевого приема", имеющей малые габариты и простейшую конструкцию.Achievable technical result is a significant increase in the radiation resistance of the antenna device and, as a result, an increase in the effective height of the antenna with dimensions l <λ / 4 and l << λ / 4, as well as the possibility of creating a directional antenna device with a controlled radiation pattern and with dimensions in the direction of the predominant propagation of radiated and absorbed electromagnetic waves, much smaller than a quarter of the wavelength, as well as creating an antenna that provides the possibility of "zero reception", having small dimensions and simple construction.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе увеличения действующей высоты малогабаритного антенного устройства с управляемой диаграммой направленности, в соответствии с изобретением, формируют антенный элемент, имеющий два вывода, в виде колебательного контура, состоящего из катушек индуктивности (или их эквивалента) и плоского или цилиндрического конденсатора, соединенных последовательно, подключают контур к источнику электрического сигнала, действующего относительно общей проводящей шины, или ко входу приемного устройства, обеспечивают, при наличии контурного тока на частоте резонанса, снижение величины электрической емкости контурного конденсатора за счет способа подключения контура к фидерному тракту и конструктивного выполнения плоского конденсатора: d<<λ /4, где d - толщина диэлектрического слоя между обкладками конденсатора, а также за счет расположения конденсатора относительно общей шины. Располагают конденсатор на расстоянии l<λ /4 относительно общей шины таким образом, чтобы получить оптимальное согласование контура-антенны с передающим или приемным трактом на заданной частоте действующих электромагнитных сигналов, путем локализации энергии бегущих волн в структуре конденсатора за счет проявления эффекта взаимодействия стоячих волн, определяемых контурным током, и бегущих волн, действующих в контуре и во внешнем пространстве (в случае приема) или вызванных источником передаваемого сигнала из-за несимметричного подключения контура к выходу передающего тракта.The specified technical result is achieved by the fact that in the method of increasing the effective height of a small-sized antenna device with a controlled radiation pattern, in accordance with the invention, an antenna element is formed having two leads in the form of an oscillatory circuit consisting of inductors (or their equivalent) and a flat or a cylindrical capacitor connected in series, connect the circuit to the source of an electrical signal acting on a common conductive bus, or to the input of the receiver o devices, provide, in the presence of a loop current at a resonance frequency, a decrease in the electric capacitance of the loop capacitor due to the method of connecting the loop to the feeder path and the design of a flat capacitor: d << λ / 4, where d is the thickness of the dielectric layer between the capacitor plates, and also due to the location of the capacitor relative to the common bus. The capacitor is positioned at a distance l <λ / 4 relative to the common bus in such a way as to obtain optimal matching of the loop antenna with the transmitting or receiving path at a given frequency of the acting electromagnetic signals, by localizing the energy of the traveling waves in the capacitor structure due to the manifestation of the effect of the interaction of standing waves, determined by the loop current, and traveling waves acting in the loop and in the outer space (in the case of reception) or caused by the source of the transmitted signal due to the asymmetrical connection The path to the output of the transmission path.

При этом максимальный линейный размер плоского конденсатора антенного контура выбирают в пределах (0,1-0,3)λ /4 и обеспечивают необходимое значение его электрической емкости за счет изменения значений d в широких пределах с целью обеспечения необходимой полосы пропускания частот антенного элемента.In this case, the maximum linear size of the planar capacitor of the antenna circuit is selected in the range of (0.1-0.3) λ / 4 and the required value of its electric capacitance is provided by varying the values of d over a wide range in order to provide the necessary frequency bandwidth of the antenna element.

Осуществляют пространственное ориентирование антенного элемента, исходя из условия: вектор поляризации электрического поля принимаемых или передаваемых сигналов, при конструктивном обеспечении симметрии контура в сечениях по плоскостям, перпендикулярным плоскости конденсатора, имеет непрерывные составляющие, параллельные нормали к плоскости конденсатора при круговом обходе этой нормали, а составляющие, параллельные плоскости конденсатора, имеют лучевую структуру, что позволяет обеспечить “нулевой” прием сигналов по направлению указанной нормали (или отсутствие излучения) при симметричной структуре антенного элемента и управление отклонением вектора “нулевого” приема при нарушении электрической симметрии контура за счет введения в конструкцию антенны управляемых реактивных элементов.Carry out spatial orientation of the antenna element, based on the condition: the polarization vector of the electric field of the received or transmitted signals, while constructively ensuring the symmetry of the contour in sections along planes perpendicular to the plane of the capacitor, has continuous components parallel to the normal to the plane of the capacitor during a round trip of this normal, and the components parallel to the capacitor plane have a beam structure, which allows for “zero” reception of signals in the direction the indicated normal (or lack of radiation) with a symmetrical structure of the antenna element and controlling the deviation of the “zero” reception vector when the electrical symmetry of the circuit is violated by introducing controllable reactive elements into the antenna structure.

Указанный технический результат достигается также в малогабаритном антенном устройстве, предназначенном для осуществления вышеуказанного способа, содержащем антенный элемент в виде колебательного контура, включающего в себя плоский конденсатор, состоящий из трех металлических обкладок, одной общей, распложенной с одной стороны диэлектрического слоя, и двух одинаковых, разделенных некоторым зазором, с другой стороны диэлектрического слоя, двух одинаковых катушек индуктивности, подключенных к разделенным обкладкам одними выводами, а другими к общей шине (первая катушка) и к выходу передающего тракта или ко входу приемного тракта (вторая катушка). Площадь общей шины может быть выбрана равной, большей или значительно большей общей обкладки конденсатора. Выбор расстояния между конденсатором и общей шиной и ориентировка антенного элемента в пространстве производится указанным выше способом.The indicated technical result is also achieved in a small-sized antenna device intended for the implementation of the above method, comprising an antenna element in the form of an oscillating circuit, including a flat capacitor, consisting of three metal plates, one common, located on one side of the dielectric layer, and two identical, separated by a certain gap, on the other hand of the dielectric layer, of two identical inductors connected to the separated plates by one terminal, and others to a common bus (first coil) and to the output of the transmitting path or to the input of the receiving path (second coil). The area of the common busbar can be chosen equal to, larger or significantly larger than the overall lining of the capacitor. The choice of the distance between the capacitor and the common bus and the orientation of the antenna element in space is carried out as described above.

Устройство может иметь значительное число модификаций как в плане подключения антенного элемента, так и по количеству используемых катушек индуктивности и обкладок конденсатора.The device can have a significant number of modifications, both in terms of connecting the antenna element, and in the number of used inductors and capacitor plates.

Как вариант, устройство может содержать дополнительные вибраторы, подключенные к общей шине через управляемые реактивные элементы, степень взаимосвязи которых с определенными участками плоскости конденсатора в каждый момент времени определяет направленность оси “нулевого” приема (передачи) антенной электромагнитных сигналов.Alternatively, the device may contain additional vibrators connected to the common bus via controlled reactive elements, the degree of interconnection of which with certain sections of the capacitor plane at each moment of time determines the direction of the axis of “zero” reception (transmission) of the electromagnetic signal by the antenna.

При создании изобретения авторы исходили из того, что указанная выше задача в принципе может быть решена только при использовании антенных элементов, у которых электродинамические процессы в их внутренней структуре обеспечивали бы проявление эффективных электродвижущих сил (ЭДС), совпадающих или действующих в противофазе с током, проходящим через этот элемент. Такое действие указанной ЭДС для протяженного элемента длиной l приводит либо к дополнительному отбору энергии у генератора, создающего ток в данном элементе, либо к увеличению значения поглощаемой энергии из окружающего пространства. Другими словами, данный электродинамический процесс эквивалентен увеличению действующей высоты h антенны, имеющей длину l при l<λ /4 или l<<λ /4.When creating the invention, the authors proceeded from the fact that the above problem can, in principle, be solved only by using antenna elements in which electrodynamic processes in their internal structure would ensure the manifestation of effective electromotive forces (EMF) that coincide or act in antiphase with the current passing through this element. Such an action of the indicated EMF for an extended element of length l leads either to additional energy withdrawal from the generator generating current in this element, or to an increase in the value of absorbed energy from the surrounding space. In other words, this electrodynamic process is equivalent to increasing the effective height h of the antenna having a length l for l <λ / 4 or l << λ / 4.

Таким образом, авторами было установлено, что увеличение мощности электромагнитных колебаний (сигналов), излученных (или поглощаемых) протяженным в пространстве элементом, имеющим определенную площадь, при его соответствующей ориентации по отношению к векторам действующих в этом пространстве полей обеспечивается при наличии действия в нем электродвижущих сил, обусловленных взаимодействием различных типов волн во внутренней структуре самого элемента, вызванных одним источником.Thus, the authors found that an increase in the power of electromagnetic waves (signals) emitted (or absorbed) by an element extended in space and having a certain area, with its corresponding orientation with respect to the vectors of the fields acting in this space, is provided when there are electromotive forces due to the interaction of various types of waves in the internal structure of the element itself, caused by a single source.

В результате теоретических исследований и экспериментов авторами был установлен качественно новый вариант уравнений электромагнитного поля:As a result of theoretical studies and experiments, the authors established a qualitatively new version of the equations of the electromagnetic field:

где Е и H - напряженности соответственно электрического и магнитного полей, с - скорость света в вакууме, W - фактор неинерциальности (ускорения), т.е. физический параметр, отражающий характер структурной взаимосвязи полей. Уравнения (4) - суть уравнения движения для электромагнитного поля.where E and H are the intensities of the electric and magnetic fields, respectively, c is the speed of light in vacuum, W is the non-inertia (acceleration) factor, i.e. physical parameter reflecting the nature of the structural relationship of the fields. Equations (4) are the essence of the equation of motion for an electromagnetic field.

Физический смысл фактора W значительно шире, чем понятие ускорения в механике: проявление действия W относится и к ходу процессов в динамической структуре микрочастиц, и к реакциям возбужденных полей, и к скачкам излучения (поглощения) фотонов, т.е. материальных объектов поля.The physical meaning of the factor W is much broader than the concept of acceleration in mechanics: the manifestation of the action of W relates both to the course of processes in the dynamic structure of microparticles, to reactions of excited fields, and to jumps in the emission (absorption) of photons, i.e. material field objects.

Основные уравнения (4) без введения каких-либо дополнительных предпосылок позволяют записать законы сохранения энергии и импульса электромагнитного поля в виде, отвечающем всем характерным особенностям поведения возбужденных электромагнитных структур.The basic equations (4) without introducing any additional prerequisites allow us to write down the laws of conservation of energy and momentum of the electromagnetic field in a form that meets all the characteristic features of the behavior of excited electromagnetic structures.

Закон сохранения энергии:Law of energy conservation:

Закон сохранения импульса поля:The law of conservation of field momentum:

Нетрудно видеть, что выражение (6) полностью соответствует форме второго закона Ньютона.It is easy to see that expression (6) is fully consistent with the form of Newton’s second law.

Использование приведенных аналитических соотношений позволяет выявить ряд неизвестных ранее физических явлений при исследовании процессов взаимодействия электромагнитных полей в волновых системах, чего невозможно сделать в рамках как классической, так и квантовой электродинамики.Using the above analytical relationships allows us to identify a number of previously unknown physical phenomena in the study of the processes of interaction of electromagnetic fields in wave systems, which cannot be done in the framework of both classical and quantum electrodynamics.

Необходимо отметить, что ход электродинамических процессов, для которых действие фактора W отвечает условиям пространственного распределения полей таким образом, что имеет место соответствие:It should be noted that the course of electrodynamic processes for which the action of the factor W meets the conditions of the spatial distribution of the fields in such a way that there is a correspondence:

уравнения (4) - переходят в уравнения Максвелла. Отметим, что в приведенных и нижеследующих соотношениях значения физических величин выражены в Гауссовой системе единиц.equations (4) - go into Maxwell's equations. Note that in the above and the following relations, the values of physical quantities are expressed in a Gaussian system of units.

Анализируя выражения (4), (5), (6), можно прийти к выводу, каким должен быть элемент волновой системы, решающий поставленную задачу. Выражение (5) показывает, что излучаемые или подлежащие приему бегущие электромагнитные волны, характеризующиеся определенным значением вектора Пойтинга:

при наличии условий, вызывающих неинерциальность их состояния, определяемого фактором W, меняют пространственную плотность своей энергии с зависящим от W темпом. Уравнение (6) при этом описывает механизм изменения импульса поля, т.е. излучения либо поглощения его энергии в указанной волновой системе.Analyzing expressions (4), (5), (6), we can come to the conclusion what should be the element of the wave system that solves the problem. Expression (5) shows that the traveling or emitting traveling electromagnetic waves, characterized by a certain value of the Poiting vector:

in the presence of conditions causing the noninertiality of their state, determined by the factor W, they change the spatial density of their energy with a rate depending on W. Equation (6) in this case describes the mechanism for changing the field momentum, i.e. radiation or absorption of its energy in the specified wave system.

Таким образом, в плане решения поставленной задачи вытекает необходимость построения волновой системы, в которой, во-первых: обеспечивается неинерциальность состояния действующих в пространственной области, охватываемой данной системой либо ее элементом, полей, во-вторых: обеспечиваются условия структурного взаимодействия бегущих электромагнитных волн, распространяющихся в указанной области пространства, с материальной субстанцией - носителем фактора W.Thus, in terms of solving the formulated problem, it follows the need to build a wave system in which, firstly: the noninertiality of the state of the fields acting in the spatial region covered by this system or its element is ensured, and secondly, the conditions for the structural interaction of traveling electromagnetic waves are ensured, propagating in the indicated region of space, with a material substance - the carrier of factor W.

Было найдено, что для выполнения указанных требований антенное устройство должно представлять собой колебательный контур, несимметрично подключенный к источнику или приемнику энергии электромагнитных сигналов, включающий плоский или цилиндрический конденсатор, размещенный на некотором расстоянии l<λ /4 над проводящей поверхностью, относительно которой величина l может быть принята как высота антенны.It was found that to fulfill these requirements the antenna device should be an oscillating circuit, asymmetrically connected to the source or receiver of energy of electromagnetic signals, including a flat or cylindrical capacitor located at some distance l <λ / 4 above the conductive surface, with respect to which the value l be taken as antenna height.

Плоский или цилиндрический конденсатор, представляющий волновую линию длины а<λ /4, служит элементом образования стоячих волн тока и напряжения. Кроме того, за счет электрической взаимосвязи с другими элементами волновой системы (контура) пространственная область, выделяемая конденсатором как объемным элементом, входит в зону распространения бегущих волн. Обеспечиваемая в структуре такой системы взаимосвязь полей согласно соотношениям (4-6) и вызывает действие эффективных ЭДС в таких фазовых соотношениях с контурными токами, что указанный контур превращается в антенный элемент с оптимальным значением действующей высоты h.A flat or cylindrical capacitor representing a wave line of length a <λ / 4 serves as an element for the formation of standing waves of current and voltage. In addition, due to the electrical relationship with other elements of the wave system (circuit), the spatial region emitted by the capacitor as a volume element enters the propagation zone of traveling waves. The interrelation of fields provided in the structure of such a system according to relations (4-6) causes the action of effective EMF in such phase relationships with the loop currents that the loop turns into an antenna element with an optimal value of the effective height h.

Изобретение поясняется на примерах его осуществления, иллюстрируемых чертежами, на которых представлено следующее:The invention is illustrated by examples of its implementation, illustrated by the drawings, which show the following:

Фиг.1а - вертикальная прямолинейная антенна, известная из предшествующего уровня техники, и распределение тока в антенне.Figa - vertical straight antenna, known from the prior art, and the distribution of current in the antenna.

Фиг.1б - пространственное распределение полей антенны по Фиг.1а.Fig.1b - spatial distribution of the antenna fields of Fig.1A.

Фиг.2а, б, в - варианты антенн, в которых реализованы известные методы удлинения антенн при l<λ /4.Figa, b, c - antenna options that implement the known methods of antenna extension at l <λ / 4.

Фиг.3а - известная антенна с направленной характеристикой излучения.Figa - known antenna with a directional characteristic of radiation.

Фиг.3б - диаграмма направленности антенны по Фиг.3а.Fig. 3b is a radiation pattern of the antenna of Fig. 3a.

Фиг.4 - конструкция антенной системы - пеленгатора по “нулевому” приему сигналов, известная из предшествующего уровня техники.Figure 4 - design of the antenna system - direction finder for "zero" signal reception, known from the prior art.

Фиг.5 - график изменения суммарного сигнала антенной системы, приведенной на Фиг.4.Figure 5 is a graph of the change in the total signal of the antenna system shown in Figure 4.

Фиг.6 - общий вид выполнения базового варианта антенного устройства, соответствующего изобретению.6 is a General view of the implementation of the basic version of the antenna device corresponding to the invention.

Фиг.7 - вид базового варианта Фиг.6 в разрезе по плоскости XZ.FIG. 7 is a sectional view of the base embodiment of FIG. 6 along the XZ plane.

Фиг.8 - модификация базового варианта Фиг.6, 7.Fig. 8 is a modification of the basic embodiment of Figs. 6, 7.

Фиг.9а, б, в, г, д, е - варианты выполнения антенных устройств, соответствующих изобретению.Figa, b, c, d, e, e - embodiments of antenna devices corresponding to the invention.

Фиг.10 - варианты выполнения контурного конденсатора.Figure 10 - embodiments of the loop capacitor.

Фиг.11 - распределение тока и электрического поля в конденсаторе антенного контура в базовом варианте Фиг.7.11 - distribution of current and electric field in the capacitor of the antenna circuit in the basic embodiment of FIG. 7.

Фиг.12 - диаграмма, иллюстрирующая неинерциальность структуры полей стоячих волн в диэлектрическом слое плоского конденсатора базового варианта антенного контура - Фиг.7.12 is a diagram illustrating the inertia of the structure of the fields of standing waves in the dielectric layer of a flat capacitor of the basic version of the antenna circuit - Fig.7.

Фиг.13а, б - схема регистрации проявления эффекта образования динамической емкости в плоском конденсаторе.Figa, b - scheme for detecting the manifestation of the effect of the formation of dynamic capacitance in a flat capacitor.

Фиг.14а, б - осциллограммы амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) устройств Фиг.13(а) и 13(б).Figa, b - waveforms of amplitude-frequency characteristics (AFC) of the devices of Fig.13 (a) and 13 (b).

Фиг.15а, б, в, г, д, е - диаграммы распределения эффективных полей в контуре - Фиг.7 и 9.Figa, b, c, d, d, e are diagrams of the distribution of effective fields in the circuit - Fig.7 and 9.

Фиг.16а, б - диаграмма направленности излучения базового варианта - Фиг.6, 7, 8 и 9г.Figa, b - radiation pattern of the base case - Fig.6, 7, 8 and 9g.

Фиг.17а, б, - варианты выполнения антенных устройств, обеспечивающих управление угловым смещением оси “нулевого” приема.Figa, b, - embodiments of antenna devices that provide control of the angular displacement of the axis of the "zero" reception.

Фиг.18а, б - диаграммы направленности антенных устройств по Фиг.17а, б.Figa, b - radiation patterns of the antenna devices of Fig.17a, b.

Фиг.19 - форма сигнала антенны “нулевого приема” с управляемым угловым смещением после прохождения им дифференцирующего устройства.Fig - waveform of the antenna of the "zero reception" with a controlled angular displacement after passing through a differentiating device.

Фиг.20а, б - варианты модификации индуктивных элементов контуров антенных устройств, соответствующих изобретению.Figa, b - options for the modification of inductive elements of the circuits of the antenna devices corresponding to the invention.

Фиг.21а, б - варианты выполнения антенных устройств, обеспечивающих подавление уровня приема (передачи) сигналов по выделенному направлению.Figa, b - embodiments of antenna devices that suppress the level of reception (transmission) of signals in a selected direction.

Фиг.22а, б - варианты выполнения антенных устройств для работы на низких частотах радиосигналов.Figa, b - embodiments of antenna devices for operation at low frequencies of radio signals.

На Фиг.6 представлен общий вид базового варианта осуществления антенного элемента, соответствующего изобретению. Симметричный колебательный контур 10, включающий плоский конденсатор 11 и две одинаковые индуктивности 12 и 12', несимметрично подключен к коаксиальному кабелю 13, оплетка которого подсоединена к металлизированной общей шине 14, расположенной в плоскости XY, таким образом, что ось Z перпендикулярна плоскости конденсатора.6 is a perspective view of a basic embodiment of an antenna element according to the invention. A symmetric oscillatory circuit 10, including a flat capacitor 11 and two identical inductances 12 and 12 ', is asymmetrically connected to a coaxial cable 13, the braid of which is connected to a metallized common bus 14 located in the XY plane, so that the Z axis is perpendicular to the plane of the capacitor.

На Фиг.7 дан разрез по плоскости XZ элемента 10. Конденсатор 11 содержит: три металлические обкладки, разделенные диэлектрическим слоем 15 толщиной d<<λ /4 с диэлектрической проницаемостью ε , общую обкладку 16 с одной стороны диэлектрического слоя и две одинаковые раздельные обкладки 17 и 17', расположенные на другой стороне диэлектрического слоя. К обкладкам 17 и 17' подключены катушки индуктивности 12 и 12', образуя контур LC, подключенный к коаксиальному фидеру 13, таким образом, что расстояние от общей шины до обкладок 17 и 17' равно l. Катушки индуктивности 12 и 12' могут быть заменены отрезком двухпроводной линии, как показано на Фиг.8. В диэлектрическом слое 15 может быть использован любой диэлектрик, имеющий малый тангенс угла потерь на рабочей частоте электромагнитных сигналов, подлежащих приему или передаче посредством контура 10.Figure 7 shows a section along the XZ plane of element 10. The capacitor 11 contains: three metal plates separated by a dielectric layer 15 of thickness d << λ / 4 with a dielectric constant ε, a common plate 16 on one side of the dielectric layer and two identical separate plates 17 and 17 'located on the other side of the dielectric layer. Inductors 12 and 12 'are connected to the plates 17 and 17', forming an LC circuit connected to the coaxial feeder 13, so that the distance from the common bus to the plates 17 and 17 'is equal to l. Inductors 12 and 12 'can be replaced by a two-wire line segment, as shown in Fig. 8. In the dielectric layer 15, any dielectric having a small loss tangent at the operating frequency of the electromagnetic signals to be received or transmitted through the circuit 10 can be used.

На Фиг.9а, б, в, г, д, е представлены варианты антенных устройств, соответствующих изобретению. Согласно Фиг.9а, конденсатор 11 контура 10 расположен в одной плоскости (или на параллельных плоскостях) с поверхностью общей шины. На Фиг.9б показан такой же контур, в котором плоскости обкладок конденсатора 11 перпендикулярны поверхности общей шины. На Фиг.9в показан вариант несимметричного контура 10, включающего конденсатор 11 и одну катушку индуктивности 12. В данном случае расположение элемента 11 относительно общей шины такое же, как у варианта Фиг.9а, однако возможно размещение конденсатора 11 аналогично вариантам Фиг.7 и Фиг.9б. На Фиг.9г представлен вариант подключения несимметричного контура 18, включающего конденсатор 19, состоящий из двух обкладок, на расстоянии l от общей шины. Фиг.9д демонстрирует варианты подключения контуров 10 или 18, в которых в качестве общей шины используется металлический стержень, длина которого близка к величине λ /2 принимаемого или передаваемого сигнала. На Фиг.9е показан вариант включения контура 10, конденсатор которого имеет второй диэлектрический слой 15 и вторую общую обкладку 16.On figa, b, c, d, e, e presents options for antenna devices corresponding to the invention. According to Figa, the capacitor 11 of the circuit 10 is located in the same plane (or in parallel planes) with the surface of the common bus. On figb shows the same contour in which the plane of the plates of the capacitor 11 are perpendicular to the surface of the common bus. On figv shows a variant of the asymmetric circuit 10, including a capacitor 11 and one inductor 12. In this case, the location of the element 11 relative to the common bus is the same as the variant Figa, however, it is possible to place the capacitor 11 similar to the options of Fig.7 and Fig .9b. On Figg presents an option for connecting an asymmetric circuit 18, including a capacitor 19, consisting of two plates, at a distance l from the common bus. Fig.9d shows the connection options for circuits 10 or 18, in which a metal rod is used as a common bus, the length of which is close to the value λ / 2 of the received or transmitted signal. Fig. 9e shows an embodiment for switching on the circuit 10, the capacitor of which has a second dielectric layer 15 and a second common plate 16.

На Фиг.10 представлены возможные варианты конструктивного выполнения контуров 10 и 18. Показаны сечения конденсаторов 11 или 19 в конкретном варианте осуществления. Размеры “а” и “б” могут изменяться в широких пределах, вплоть до использования отрезка коаксиального кабеля в качестве цилиндрического конденсатора.Figure 10 presents possible options for the structural implementation of the circuits 10 and 18. Shown are the cross-section of the capacitors 11 or 19 in a specific embodiment. Dimensions “a” and “b” can vary within wide limits, up to the use of a piece of coaxial cable as a cylindrical capacitor.

Как показано на Фиг.6, последовательный LC контур 10 расположен в пространстве таким образом, что нормаль к плоскости конденсатора совпадает с нормалью к плоскости общей шины и ориентирована по оси Z так же, как и размер l, принимаемый за высоту антенны.As shown in Fig.6, the serial LC circuit 10 is located in space so that the normal to the plane of the capacitor coincides with the normal to the plane of the common bus and is oriented along the Z axis in the same way as the size l, taken as the height of the antenna.

В установившемся режиме контур 10 настроен в резонанс с частотой сигнала U(t), транслируемого по фидеру 13, и по последовательной LC цепи (индуктивности 12 и 12' и конденсатор 11) протекает контурный ток J_к(t). Контурное напряжение U_к(t), развиваемое на реактивном элементе 11, и контурный ток J_к(t) на резонансной частоте сдвинуты по фазе на 90° . В случае, если линейные размеры “а” и “в” элемента 11 соизмеримы с длиной волны λ действующего сигнала, такой конденсатор представляет полосковую линию.In the steady state, the circuit 10 is tuned in resonance with the frequency of the signal U (t) transmitted through the feeder 13, and the loop current J _to (t) flows through the serial LC circuit (inductors 12 and 12 'and capacitor 11). The loop voltage U _to (t) developed on the reactive element 11, and the loop current J _to (t) at the resonant frequency are 90 ° out of phase. If the linear dimensions “a” and “b” of the element 11 are commensurate with the wavelength λ of the current signal, such a capacitor represents a strip line.

На Фиг.11 представлен разрез контура 10 с элементом 11 по плоскости XZ и дана диаграмма пространственного распределения стоячих волн тока J_к(x), напряжения U_к(х), а также электрических полей этих волн в окружающем контур 10 пространстве. При d<<λ /4, как видно из диаграммы, электрическое поле стоячих волн контура 10 (18) в окружающем этот контур пространстве практически отсутствует.Figure 11 shows a section of the circuit 10 with the element 11 along the XZ plane and gives a diagram of the spatial distribution of standing waves of current J _k (x), voltage U _k (x), as well as the electric fields of these waves in the space surrounding the circuit 10. At d << λ / 4, as can be seen from the diagram, the electric field of standing waves of circuit 10 (18) is practically absent in the space surrounding this circuit.

В соответствии с выражением (4) действие гармонических стоячих волн в волновых системах, к которым относится любая линия передачи, сопряжено с проявлением фактора W. Полагая

(согласно (7)), имеемIn accordance with expression (4), the action of harmonic standing waves in wave systems, to which any transmission line belongs, is associated with the manifestation of factor W. Assuming

(according to (7)), we have

где к характеризует отношение амплитуд

или

, т.е. волновое сопротивление линии передачи. Неинерциальность состояния стоячих волн в линии характеризуется периодическим смещением по координатной оси максимума плотности энергии полей, т.е. значений Е² и Н².where k characterizes the ratio of amplitudes

or

, i.e. impedance of the transmission line. The noninertiality of the state of standing waves in a line is characterized by a periodic displacement along the coordinate axis of the maximum field energy density, i.e. values of E ² and H ² .

Распространение бегущих волн в длинных линиях, у которых волновое сопротивление не зависит от координат, как известно, описывается телеграфным уравнением

где t - время, r - текущее значение координаты. Так как в выражения (4-6) входят полные производные

, очевидно, что в рассматриваемом случае имеет место соответствие:The propagation of traveling waves in long lines, in which the wave impedance is independent of the coordinates, is known to be described by the telegraph equation

where t is time, r is the current coordinate value. Since expressions (4-6) include full derivatives

, it is obvious that in the case under consideration there is a correspondence:

Для бегущих волн

так как

(в свободном пространстве), что и следовало ожидать, поскольку распространение бегущих волн - движение инерциальное.For traveling waves

as

(in free space), as one would expect, since the propagation of traveling waves is inertial motion.

Если линия с волновым сопротивлением ρ , вход которой подключен к источнику напряжения U(t), нагружена на активное сопротивление R≠ ρ или на некоторый импеданс Z, в ней определяется комбинация стоячих и бегущих волн, и взаимодействие последних с фактором W нужно определять из выражений (4) с учетом соответствия (9), поскольку бегущая волна есть движение материальных объектов поля со скоростью

. Можно показать, что пространственно-временная корреляция движения бегущих волн с фактором W в данном случае не приводит к изменению их энергобаланса на выходе линии.If the line with wave impedance ρ, the input of which is connected to the voltage source U (t), is loaded with active resistance R ≠ ρ or some impedance Z, a combination of standing and traveling waves is determined in it, and the interaction of the latter with factor W must be determined from the expressions (4) taking into account the correspondence (9), since the traveling wave is the movement of material objects of the field with speed

. It can be shown that the spatio-temporal correlation of the movement of traveling waves with the factor W in this case does not lead to a change in their energy balance at the output of the line.

Однако в волновой системе, представленной контуром 10 (Фиг.6, 7, 8), распространение электромагнитных волн в конденсаторе 11 и взаимосвязь их полей, находящихся в инерциальном и неинерциальном состоянии движения, имеет кардинально отличный от рассмотренного выше случая характер.However, in the wave system represented by the circuit 10 (Fig.6, 7, 8), the propagation of electromagnetic waves in the capacitor 11 and the relationship of their fields in the inertial and non-inertial state of motion, is fundamentally different from the case considered above.

На Фиг.12 приведены разрез по плоскости XZ конденсатора 11 и диаграмма, иллюстрирующая направление действия полей Е и Н в определенные моменты времени, изменение их интенсивности по координате Х и вектор фактора W в соответствии с формулами (4). С точки зрения классической электродинамики, в случае, если диэлектрический слой конденсатора 11 имеет малый тангенс угла потерь на используемых частотах сигналов, а омическое сопротивление катушки индуктивности пренебрежимо мало, значения тока и напряжения на выходе фидерного тракта, т.е. на входе контура, должны быть U_вx≅ 0, если контур настроен в резонанс с частотой действующего на входе сигнала. В то же время, как показывают измерения, контур 10 при надлежащем выборе высоты l расположения конденсатора 11 над общей шиной представляет антенное устройство с почти 100% КПД, т.е. активное сопротивление последовательной LC цепи имеет в данном случае значение, близкое к величине волнового сопротивления фидера.Figure 12 shows a section along the XZ plane of the capacitor 11 and a diagram illustrating the direction of action of the fields E and H at certain points in time, the change in their intensity along the X coordinate and the factor vector W in accordance with formulas (4). From the point of view of classical electrodynamics, if the dielectric layer of the capacitor 11 has a small loss tangent at the used signal frequencies, and the ohmic resistance of the inductor is negligible, the current and voltage values at the output of the feeder path, i.e. at the input of the circuit, there must be U _vx ≅ 0 if the circuit is tuned in resonance with the frequency of the signal acting at the input. At the same time, as the measurements show, the circuit 10 with the appropriate choice of the height l of the location of the capacitor 11 above the common bus represents an antenna device with almost 100% efficiency, i.e. the active resistance of the serial LC circuit in this case has a value close to the value of the wave impedance of the feeder.

Характер физических процессов, ответственных за столь кардинальное отличие поведения волновых систем, имеющих совершенно одинаковую элементную и геометрическую структуру, показывает эксперимент, схема и результаты которого иллюстрируются на Фиг.13, 14.The nature of the physical processes responsible for such a cardinal difference in the behavior of wave systems having exactly the same elemental and geometric structure is shown by an experiment, the scheme and results of which are illustrated in Figs. 13, 14.

На Фиг.13а приведена схема подключения контура 18 (см. Фиг.9г) к измерительной цепи. Контур LC подключается к одному из концов фидера 13 (коаксиал), а второй конец фидера нагружен на резистор 20, омическое сопротивление которого R=ρ , где ρ - волновое сопротивление фидера. Регистрация напряжения на нагрузке R производится измерителем 21 амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) посредством подключения к нагрузке R высокоомной детекторной головки 22. Аналогичная схема измерения электрических параметров того же контура 18 приведена на Фиг.13б. Различие между вариантами Фиг.13а и Фиг.13б заключается в том, что в первом случае обкладка 17 конденсатора 19 подключена к оплетке коаксиала, а индуктивность 12 - к его центральной жиле, а во втором случае - наоборот.On figa shows a connection diagram of the circuit 18 (see Fig.9g) to the measuring circuit. The LC loop is connected to one of the ends of the feeder 13 (coaxial), and the second end of the feeder is loaded on a resistor 20, the ohmic resistance of which is R = ρ, where ρ is the wave impedance of the feeder. The voltage at the load R is recorded by measuring the amplitude-frequency characteristics (AFC) 21 by connecting a high-resistance detector head 22 to the load R. A similar circuit for measuring electrical parameters of the same circuit 18 is shown in Fig.13b. The difference between the variants of Fig.13a and Fig.13b is that in the first case, the lining 17 of the capacitor 19 is connected to the braid of the coaxial, and the inductance 12 to its central core, and in the second case, vice versa.

Сигнал с изменяющейся частотой с высокочастотного выхода прибора 21 подается на катушку индуктивности 23, расположение которой обеспечивает слабую трансформаторную связь с индуктивностью контура 12, одинаковую для схем по Фиг.13а и Фиг.13б.A signal with a variable frequency from the high-frequency output of the device 21 is fed to an inductor 23, the location of which provides a weak transformer coupling with the inductance of circuit 12, which is the same for the circuits of Fig.13a and Fig.13b.

Априорная оценка результатов измерений АЧХ в обоих вариантах схем по Фиг.13 на основе классических представлений однозначно предсказывает регистрацию совершенно одинаковых осциллограмм АЧХ, т.е. резонансной кривой контура 18. Однако проведенный эксперимент показал, что электродинамические процессы в контуре 18, включенном по схеме по Фиг.13а и Фиг.13б, имеют совершенно различную физическую природу.An a priori estimation of the results of frequency response measurements in both variants of the circuits of Fig. 13 based on classical representations unambiguously predicts the registration of exactly the same waveforms of frequency response, i.e. resonance curve of the circuit 18. However, the experiment showed that the electrodynamic processes in the circuit 18, included in the circuit according to Figa and Fig.13b, have a completely different physical nature.

Контур 18 в описываемом эксперименте содержит плоский конденсатор 19 с размерами 2× 2 см, d=1 мм, изготовленный из высокочастотного диэлектрического материала, имеющего двухстороннюю металлизацию. Относительная диэлектрическая проницаемость ε =7. Расчетное значение электрической емкости С≅ 22× 10^-12 Ф. Входящая в контур 18 индуктивность 12 имеет L≈ 7× 10^-8 Гн. Расчетная частота резонанса f≅ 120 МГц. Осциллограмма, представленная на Фиг 14а, полученная с помощью прибора 21 для варианта включения по Фиг.13а, демонстрирует четкое соответствие хода резонансной кривой контура 18 форме, определяемой классическим расчетом.The circuit 18 in the described experiment contains a flat capacitor 19 with dimensions of 2 × 2 cm, d = 1 mm, made of a high-frequency dielectric material having double-sided metallization. Relative permittivity ε = 7. The calculated value of the electric capacitance С≅ 22 × 10 ^-12 F. The inductance 12 included in circuit 18 has L≈ 7 × 10 ^-8 GN. The calculated resonance frequency f≅ 120 MHz. The waveform shown in Fig. 14a, obtained using the device 21 for the switching variant of Fig. 13a, shows a clear correspondence of the course of the resonance curve of circuit 18 to the shape determined by classical calculation.

В то же время приведенная на Фиг.14б АЧХ контура 18, включенного по схеме согласно Фиг.13б, резко отличается от АЧХ контура 18 в предшествующем варианте включения наличием резонанса в полосе частот 550-650 МГц, что соответствует почти пятикратному изменению резонансной частоты контура 18.At the same time, the frequency response of circuit 18 shown in FIG. 14b turned on according to the circuit of FIG. 13b differs sharply from the frequency response of circuit 18 in the previous embodiment by the presence of resonance in the frequency band 550-650 MHz, which corresponds to an almost fivefold change in the resonance frequency of circuit 18 .

Так как различие схем по Фиг.13а и Фиг.13б касается только характера подключения конденсатора 19 к фидеру, очевидно, что в случае Фиг.13б, в силу определенных, не вписывающихся в классические положения причин (пояснены ниже), емкость С конденсатора 19 уменьшается в 25 раз.Since the difference between the circuits of Fig.13a and Fig.13b concerns only the nature of the connection of the capacitor 19 to the feeder, it is obvious that in the case of Fig.13b, due to certain reasons that do not fit into the classical provisions (explained below), the capacitance C of the capacitor 19 decreases 25 times.

Кроме того, как было установлено в ходе испытаний устройств по Фиг.13а и Фиг.13б, при замене резистора 20 генератором гармонических колебаний контур 18 в установке по Фиг.13б (см. Фиг.9г) ведет себя как антенное устройство.In addition, as was established during the testing of the devices of Fig.13a and Fig.13b, when replacing the resistor 20 with a harmonic oscillator, the circuit 18 in the installation of Fig.13b (see Fig.9g) behaves like an antenna device.

Введение в схему Фиг.13б общей шины, во-первых, изменяет резонансную частоту контура 18; во-вторых, в зависимости от формы, размеров общей шины и расстояния l ее установки относительно конденсатора 19 изменяет значение КСВ, т.е. КПД контура 18 как антенного элемента.Introduction to the circuit of Fig.13b common bus, firstly, changes the resonant frequency of the circuit 18; secondly, depending on the shape, size of the common bus and the distance l of its installation relative to the capacitor 19 changes the value of the SWR, i.e. Efficiency of circuit 18 as an antenna element.

Причина столь существенного отличия поведения контура 18 в зависимости от способа его подключения к фидеру заключается в различии хода переходного процесса в этом контуре в схемах по Фиг.13а и 13б, определяющего, в конечном итоге, характер установившегося электродинамического состояния в такой волновой системе. Если в схеме по Фиг.13а, при замене нагрузки R генератором ЭДС, включение ЭДС в контур 18 и связанный с этим переходной процесс сводится лишь к образованию стоячих волн в двух последовательно соединенных линиях передачи (L и С), имеющих различные волновые сопротивления, то в схеме по Фиг.13б развитие переходного процесса происходит совершенно иным образом. После включения ЭДС, в начальный интервал времени, развитие волнового процесса в контуре 18 происходит только за счет возникновения во внешнем пространстве электрического поля от пластины 17 конденсатора 19 с размером "а" по оси Z и шириной "в" относительно некоторой общей шины (включая оплетку коаксиала 13). Таким образом, переход в стационарное электродинамическое состояние в контуре 18 в данном случае не сводится только к образованию стоячих волн за счет суперпозиции прямой и отраженной бегущих волн в волновой системе. Бегущие волны в схеме по фиг.13б действуют не только в диэлектрике конденсатора 19, но и во внешнем пространстве, и результат их взаимодействия с образующимися стоячими волнами в конденсаторе 19 как в волновой линии необходимо определять исходя не из уравнений Максвелла, а из уравнений поля (4-6).The reason for such a significant difference in the behavior of circuit 18 depending on how it is connected to the feeder is the difference in the transition process in this circuit in the circuits of Figs 13a and 13b, which ultimately determine the nature of the steady state electrodynamic state in such a wave system. If in the circuit of Fig.13a, when replacing the load R by the EMF generator, the inclusion of the EMF in circuit 18 and the associated transition process is reduced only to the formation of standing waves in two series-connected transmission lines (L and C) having different wave impedances, then in the circuit of FIG. 13b, the development of the transient occurs in a completely different way. After turning on the EMF in the initial time interval, the development of the wave process in circuit 18 occurs only due to the appearance in the external space of the electric field from the plate 17 of the capacitor 19 with a size "a" along the Z axis and a width "b" relative to some common bus (including the braid coaxial 13). Thus, the transition to a stationary electrodynamic state in circuit 18 in this case is not limited to the formation of standing waves due to the superposition of direct and reflected traveling waves in the wave system. The traveling waves in the circuit of Fig.13b act not only in the dielectric of the capacitor 19, but also in the outer space, and the result of their interaction with the generated standing waves in the capacitor 19 as in the wave line must be determined based not on the Maxwell equations, but on the basis of the field equations ( 4-6).

Обратимся к Фиг.12. Если векторы W₁ и W₂ определяются из первого уравнения (4) для динамики развивающихся в объеме конденсатора 11 стоячих волн, а действие в этом объеме бегущих волн совпадает по фазе с полем стоячей волны H_cт(t) (см. Фиг.15а), то взаимодействие компонент бегущих волн: Eσ (t) и Hσ (t) с фактором W с учетом (8) даетTurning to FIG. 12. If the vectors W ₁ and W ₂ are defined by the first equation (4) for developing the dynamics in the volume of the condenser 11, standing waves, and the action of this volume of traveling waves in phase with the standing wave field _CT H (t) (see. Figure 15) , then the interaction of the components of the traveling waves: Eσ (t) and Hσ (t) with the factor W, taking into account (8), gives

где Е_эф и Н_эф - дополнительные компоненты электромагнитного поля, образующиеся под действием фактора W, а l_w - единичный вектор в направлении W.where E _eff and H _eff are additional components of the electromagnetic field generated by the action of the factor W, and l _w is the unit vector in the direction W.

Распределение компонент бегущих волн Еσ и Нσ определяется характером воздействия этих волн на конденсатор 11 как волновую систему. Так как контур 10 включен несимметрично, элемент 12' и обкладка 17' играют роль транслятора бегущих волн, появление которых в области между обкладками 16-17 обязано заряду обкладки 16 под действием однонаправленного тока по направлению W₂.The distribution of the components of the traveling waves Eσ and Hσ is determined by the nature of the effect of these waves on the capacitor 11 as a wave system. Since the circuit 10 is included asymmetrically, the element 12 'and the plate 17' play the role of a traveling wave translator, the appearance of which in the region between the plates 16-17 is due to the charge of the plate 16 under the action of a unidirectional current in the direction of W ₂ .

Диаграмма распределения векторов Е_эф и Н_эф приведена на Фиг.15б.The distribution diagram of the vectors E _eff and H _eff shown in Fig.15b.

Отметим, что величины производных Е_эф и Н_эф по времени в выражениях (10) зависят от параметра к. Из первого уравнения (4) можно установить, что величина к пропорциональна отношению амплитуд полей Е и Н, т.е. интенсивность взаимодействия полей в условиях неинерциальности их движения применительно к рассматриваемому случаю тем выше, чем меньше волновое сопротивление конденсатора 11 (или 19) как линии с распределенными постоянными, т.е. чем меньше толщина d диэлектрического слоя.Note that the time derivatives of E _eff and H _eff in expressions (10) depend on the parameter k. From the first equation (4), it can be established that the quantity k is proportional to the ratio of the amplitudes of the fields E and H, i.e. the intensity of the interaction of the fields under the conditions of noninertiality of their motion as applied to the case under consideration, the higher the lower the wave resistance of the capacitor 11 (or 19) as lines with distributed constants, i.e. the smaller the thickness d of the dielectric layer.

С учетом оговоренных выше фазовых соотношений и принимая во внимание только временную зависимость E(t) и H(t) из первого уравнения (10) следует, что поле Е_эф действует в противофазе с полем Е_ст стоячей волны, т.е. уменьшает величину электрической емкости С конденсатора 11 на частоте резонанса контура 10.In view of the above specified phase relationships and taking into account only the time dependence of E (t) and H (t) of the first equation in (10) it follows that the field E _eff operates in antiphase with the field E _st standing wave, i.e., reduces the value of the electric capacitance C of the capacitor 11 at the resonance frequency of the circuit 10.

Второе уравнение (10) выделяет действие эффективного магнитного поля Н_эф, циркулирующего в плоскости XY. Изменение этого поля во времени, в соответствии с (7) и уравнениями Максвелла, создает поток вектора электрического поля Е_эф*, коллинеарного и синфазного с Еσ

The second equation (10) distinguishes the effect of the effective magnetic field H _eff circulating in the XY plane. The change in this field in time, in accordance with (7) and Maxwell's equations, creates a flux of the electric field vector E _eff *, collinear and in-phase with Еσ

Таким образом, проявление

вызывает действие эффективной ЭДС

, синфазной с контурным током I_к(t).Thus manifestation

causes the effect of effective EMF

in phase with the loop current I _k (t).

Важнейшим обстоятельством в данном случае является тот факт, что действие

вызывает циркуляцию магнитного поля Н_эф* в плоскости XY, синфазного с полем Нσ , что приводит в ходе переходного процесса к нарастанию энергии бегущих волн и их локализации в пространственной области, в которой действует электрическая взаимосвязь контурных элементов.The most important circumstance in this case is the fact that the action

causes the circulation of the magnetic field H _eff * in the XY plane, in phase with the field Hσ, which during the transition process leads to an increase in the energy of traveling waves and their localization in the spatial region in which the electrical relationship of the contour elements acts.

Диаграмма распределения Е_эф* и Н_эф* в ближней зоне контура 10 и объеме конденсатора 11 показана на Фиг.15в.The distribution diagram of E _eff * and H _eff * in the near zone of the circuit 10 and the volume of the capacitor 11 is shown in Fig.15c.

ЭДС ε , как отмечено выше, является тем фактором, проявление которого превращает контур 10 в антенный элемент. Обращаясь к выражению (1) для действующей высоты антенны, записываемому обычно в виде

где

; Q₀ - полный заряд, из предшествующих выкладок можно показать, что действие Е_эф* по оси Z в объеме конденсатора 11 приводит к трансформации соотношения (1) и при l<λ /4 действующая высота h контура - антенны 10 может быть оптимальной, т.е. может быть обеспечено полное согласование контура 10 с фидерным трактом 13. Из диаграммы, представленной на фиг.15в, видно, что параметры контура 10 как антенного элемента должны зависеть как от размера l, так и от размеров и конфигурации общей шины 14.EMF ε, as noted above, is the factor whose manifestation turns the circuit 10 into an antenna element. Turning to expression (1) for the effective height of the antenna, usually written in the form

Where

; Q ₀ is the total charge, from the previous calculations it can be shown that the action of E _eff * along the Z axis in the volume of the capacitor 11 leads to the transformation of relation (1) and for l <λ / 4 the effective height h of the loop - antenna 10 can be optimal, t .e. full coordination of the circuit 10 with the feeder path 13 can be ensured. From the diagram shown in Fig. 15c, it can be seen that the parameters of the circuit 10 as an antenna element should depend on both size l and the size and configuration of the common bus 14.

На фиг.15г, д, е приведены диаграммы распределенимя полей Е_ст, Н_ст, Eσ , Нσ , Е_эф, Н_эф, Е_эф* и Н_эф* для несимметричного контура 18 (см. фиг.9г). Распределение поля Е_эф* в пространстве определяет диаграмму направленности каждого из приведенных выше вариантов антенных элементов (см. Фиг.9).On fig.15g, e, f shows the distribution diagrams of the fields E _st , H _st , Eσ, Hσ, E _eff , H _eff , E _eff * and H _eff * for an asymmetric circuit 18 (see Fig.9g). The distribution of the field E _eff * in space determines the radiation pattern of each of the above options for antenna elements (see Fig.9).

Диаграммы направленности антенных элементов типа приведенных на Фиг.6 и 9г в зависимости от размеров общей шины показаны на Фиг.16а и 16б. Как и диаграмма направленности элементарного вибратора (Фиг.1), отмеченная на фиг.16а и 16б штриховой линией (полуокружность), приведенные диаграммы характеризуются осью "нулевого приема". Для выбранной системы координат в нашем случае это ось Z. Однако следует заметить, что у антенн, соответствующих изобретению, возрастание интенсивности Р приема энергии при отклонении на малый угол α нормали к поверхности конденсатора 11 (или 19) от оси Z происходит с более высоким темпом

, чем у классического вибратора.The radiation patterns of the antenna elements of the type shown in Fig.6 and 9g, depending on the size of the common bus shown in Figa and 16b. Like the radiation pattern of an elementary vibrator (FIG. 1), marked with a dashed line (semicircle) in FIGS. 16a and 16b, the diagrams shown are characterized by an axis of “zero reception”. For the selected coordinate system in our case, this is the Z axis. However, it should be noted that for the antennas corresponding to the invention, an increase in the energy reception intensity P when a small angle α deviates from the normal to the surface of the capacitor 11 (or 19) from the Z axis occurs at a higher rate

than a classic vibrator.

Кроме того, как уже отмечалось, форма и размеры общей шины или элементов, ее заменяющих, а также величина размера l значительно влияют на пространственное распределение Е_эф*, т.е. на вид диаграммы направленности контура 10 (или 18).In addition, as already noted, the shape and dimensions of the common tire or elements replacing it, as well as the size of size l significantly affect the spatial distribution of E _eff *, i.e. on the type of radiation pattern of the contour 10 (or 18).

Таким образом, введение пассивных вибраторов, позволяющих изменять электрическую связь конденсатора 11 (или 19) с общей шиной в схемах по Фиг.6 и Фиг.9г, дает возможность управления диаграммой направленности таких антенных элементов.Thus, the introduction of passive vibrators, allowing you to change the electrical connection of the capacitor 11 (or 19) with a common bus in the circuits of Fig.6 and Fig.9g, makes it possible to control the radiation pattern of such antenna elements.

На Фиг.17 показаны варианты построения сканирующего пеленгатора "нулевого приема" на основе вариантов осуществления, показанных на Фиг.6 и Фиг.9г.On Fig shows the options for constructing a scanning direction finder "zero reception" based on the embodiments shown in Fig.6 and Figg.

На Фиг.17а дан разрез по плоскости XZ устройств по Фиг.6 или Фиг.9г при условии соизмеримости площадей конденсаторов 11 или 19 и общей шины, имеющей прямоугольную форму с размерами сторон порядка (0,3-0,4)λ /4. К серединам двух противоположенных сторон общей шины через управляемые реактивные элементы 24 и 24' вдоль оси Х (или Y) подсоединены стержни-вибраторы 25 и 25' таким образом, чтобы общий размер системы Δ по оси Х или Y отвечал условию Δ ≈ λ /2. Источник управления 26 обеспечивает подачу в разных фазах (полярностях) управляющих сигналов на элементы 24 и 24'.On figa given a section along the XZ plane of the devices of Fig.6 or Fig.9g, provided that the areas of the capacitors 11 or 19 are commensurate and the common bus having a rectangular shape with side sizes of the order of (0.3-0.4) λ / 4. Vibrator rods 25 and 25 'are connected to the midpoints of two opposite sides of the common bus through controlled reactive elements 24 and 24' along the X (or Y) axis so that the total system size Δ along the X or Y axis meets the condition Δ ≈ λ / 2 . The control source 26 provides the supply in different phases (polarities) of the control signals to the elements 24 and 24 '.

На Фиг.17б те же контура, что и в предыдущем случае, работают как антенные элементы относительно общей шины, размеры которой по обеим осям Х и Y значительно превышают размеры конденсатора 11 или 19. В данном случае стержни-вибраторы длиной порядка λ /4 расположены под определенным углом β к плоскости XZ как показано на Фиг.17б. Значение β выбирается из требований обеспечения максимального угла смещения оси "нулевого приема".On figb the same circuit as in the previous case, operate as antenna elements relative to the common bus, the dimensions of which on both axes X and Y are significantly larger than the capacitor 11 or 19. In this case, the vibrator rods of a length of the order of λ / 4 are located at a certain angle β to the XZ plane as shown in Fig.17b. The value of β is selected from the requirements of providing the maximum offset angle of the axis of "zero reception".

На Фиг.18а, б показан ход изменения интенсивности Р приема при действии управляющих сигналов пилообразной формы для исходных направлений нормали к плоскости конденсатора 11 (19): α ₀=0, α ₀=5° относительно оси Z в плоскости XZ и неизменном положении источника сигнала на оси Z. Поляризация вектора электрического поля - горизонтальная (ось X).On figa, b shows the course of the change in the intensity P of the reception under the action of the sawtooth-shaped control signals for the initial directions of the normal to the plane of the capacitor 11 (19): α ₀ = 0, α ₀ = 5 ° relative to the Z axis in the XZ plane and the source is unchanged signal on the Z axis. The polarization of the electric field vector is horizontal (X axis).

На фиг.19 показан вид сигнала Р', соответствующего сигналам, представленным фиг.18, после прохождения ими дифференцирующей цепи CR или RL типа. Как показали измерения, при соотношении сигнал/шум на выходе приемного устройства более 20 дБ точность определения угла α после обработки сигнала согласно Фиг.19 соответствует угловым минутам, что характеризует весьма значительное преимущество заявленных устройств по сравнению с существующими устройствами, у которых для обеспечения точности определения пеленга Δ α ≈ 0,8° разнос в пространстве антенн, число которых не менее двух, имеет величину порядка 15λ .On Fig shows a view of the signal P 'corresponding to the signals represented by Fig, after they pass the differentiating circuit CR or RL type. As the measurements showed, when the signal-to-noise ratio at the output of the receiving device is more than 20 dB, the accuracy of determining the angle α after processing the signal according to Fig. 19 corresponds to angular minutes, which characterizes a very significant advantage of the claimed devices compared to existing devices, for which, to ensure the accuracy of determination bearing Δ α ≈ 0.8 ° the separation in space of antennas, the number of which is not less than two, has a value of the order of 15λ.

На Фиг.20 показаны возможные варианты модификации индуктивных элементов 12 и 12' контуров 10 или 18. Введение параллельно 12 и 12' цепи, содержащей последовательное соединение конденсатора 27 (возможно переменного или управляемого) и дополнительной индуктивности 28, позволяет сделать контур 10 (18) многорезонансным, обеспечивая тем самым возможность работы антенного элемента одновременно на различных участках частотного диапазона (см. Фиг.20а).Figure 20 shows possible modifications of inductive elements 12 and 12 'of circuits 10 or 18. The introduction of a circuit in parallel 12 and 12' containing a series connection of a capacitor 27 (possibly variable or controlled) and an additional inductance 28 allows one to make a circuit 10 (18) multi-resonant, thereby providing the possibility of the antenna element operating simultaneously in different parts of the frequency range (see Fig. 20a).

Фиг.20б демонстрирует возможность введения индуктивной связи М между элементами 12 и 12' в контуре 10 для получения многорезонансной АЧХ.Fig.20b shows the possibility of introducing an inductive coupling M between the elements 12 and 12 'in the circuit 10 to obtain a multi-resonance frequency response.

На фиг.21а, б показаны возможные варианты модификации антенн по фиг.9а, б, в и е за счет введения, связанного с общей шиной, дополнительного вибратора 29 длиной порядка λ /4, играющего роль отражателя, что обеспечивает возможность ослабления уровня приема (передачи) сигналов по полуоси -Y при одновременном усилении по полуоси Y (см. фиг.3б).On figa, b shows possible modifications of the antennas on figa, b, c and e due to the introduction associated with the common bus, an additional vibrator 29 of a length of the order of λ / 4, playing the role of a reflector, which makes it possible to weaken the reception level ( transmission) of signals along the Y-axis with simultaneous amplification along the Y axis (see Fig. 3b).

На фиг.22а, б показаны варианты выполнения малогабаритных антенных устройств, обеспечивающих прием и передачу сигналов в низкочастотном радиодиапазоне: 10-400 МГц. В качестве конденсатора 19 используется отрезок коаксиального кабеля. Отношение величины λ /4 (длина классического вибратора-антенны) к длине l порядка 20 и более. Дополнительным преимуществом антенн по фиг.22 является возможность их перестройки в широком диапазоне частот.On figa, b shows embodiments of small-sized antenna devices that provide reception and transmission of signals in the low-frequency radio range: 10-400 MHz. As a capacitor 19, a length of coaxial cable is used. The ratio of λ / 4 (the length of a classic vibrator-antenna) to a length l of the order of 20 or more. An additional advantage of the antennas of FIG. 22 is the possibility of tuning them over a wide frequency range.

Антенные устройства, выполненные в соответствии с изобретением и содержащие средства для формирования направленного излучения, позволяют получить коэффициент стоячей волны (КСВ) порядка 1,1-1,2 при значениях высоты l расположения конденсатора 11 (19) над общей шиной, в зависимости от способа ориентации 11 (19) (см. Фиг.6-9), в пределах (0,1-0,3)λ /4.Antenna devices made in accordance with the invention and containing means for generating directional radiation make it possible to obtain a standing wave coefficient (SWR) of the order of 1.1-1.2 at values of the height l of the location of the capacitor 11 (19) above the common bus, depending on the method orientation 11 (19) (see Fig.6-9), in the range (0.1-0.3) λ / 4.

Дополнительным преимуществом предлагаемых антенных устройств является то обстоятельство, что в динамике их работы происходит автоматическое согласование контура LC, как нагрузки, с волновым сопротивлением фидера 13 в режиме передачи и оптимальное согласование с входным сопротивлением приемного тракта в режиме приема электромагнитных сигналов.An additional advantage of the proposed antenna devices is the fact that in the dynamics of their work there is an automatic matching of the LC circuit as a load with the wave impedance of the feeder 13 in the transmission mode and optimal matching with the input impedance of the receiving path in the mode of receiving electromagnetic signals.

Полоса пропускания частот антенных устройств, соответствующих изобретению, определяется выбором величины емкости С конденсатора 11 (19) путем изменения линейных размеров его обкладок.The frequency bandwidth of the antenna devices corresponding to the invention is determined by the choice of the capacitance C of the capacitor 11 (19) by changing the linear dimensions of its plates.

Варианты антенных устройств, соответствующих изобретению, могут найти широкое применение при проектировании радиотехнических устройств различного назначения в системах связи, радиолокации, радионавигации и т.д. Так, например, варианты заявленного антенного устройства, показанные на Фиг.9а, б, в, е, включая их возможные модификации, могут быть использованы в радиотелефонах мобильных систем связи. В этом случае модификации типа приведенных на фиг.21а, б обеспечивают защиту пользователя радиотелефона от вредного излучения в режиме передачи сигнала.Variants of antenna devices corresponding to the invention can be widely used in the design of radio devices for various purposes in communication systems, radar, radio navigation, etc. So, for example, variants of the claimed antenna device shown in Figs. 9a, b, c, e, including their possible modifications, can be used in radiotelephones of mobile communication systems. In this case, modifications of the type shown in figa, b provide protection to the user of the radiotelephone from harmful radiation in the signal transmission mode.

Антенны, обеспечивающие “нулевой прием”, могут найти широкое применение как в локационных устройствах, так и аппаратуре авианавигации, учитывая их значительные преимущества в точности определения пеленга излучателя по сравнению с возможностями используемых в настоящее время устройств указанного назначения.Antennas providing “zero reception” can be widely used both in location devices and air navigation equipment, given their significant advantages in the accuracy of determining the bearing of a radiator compared to the capabilities of currently used devices for this purpose.

Экспериментальные конструкции предлагаемых антенных устройств были испытаны в диапазоне рабочих частот от 10 МГц до 2,5 ГГц как в режиме передачи, так и в режиме приема сигналов. Полученные результаты соответствуют приведенным выше техническим данным антенных устройств, соответствующих изобретению.The experimental designs of the proposed antenna devices were tested in the operating frequency range from 10 MHz to 2.5 GHz both in the transmission mode and in the signal reception mode. The results obtained correspond to the above technical data of antenna devices corresponding to the invention.

Claims

1. A method of increasing the effective height of a small-sized antenna device, which consists in providing as an antenna an oscillating circuit with resonance at a given frequency of a transmitted or received electromagnetic signal and consisting of a flat capacitor, the metal plates of which are separated by a dielectric layer of a certain thickness, and at least at least one inductive element, the circuit is asymmetrically connected to the output of the transmitter or to the input of the receiver and placed to ndensator distance l, representing the height of the antenna from common bus conductor, wherein l <λ / 4, where λ - wavelength of received or transmitted signals.

2. The method according to claim 1, characterized in that the flat capacitor is made with the possibility of bending up to giving it a cylindrical shape or torsion to enable the change of radiation pattern.

3. The method according to claim 1, characterized in that as the at least one inductance element, an inductor or a portion of a two-wire line is used.

4. The method according to claim 1, characterized in that the ground surface is used as a common tire.

5. The method according to claim 1, characterized in that the maximum linear size of the capacitor is in the range of 0.1 λ / 4-0.3 λ / 4.

6. The method according to claim 1, characterized in that the said flat capacitor consists of three metal plates: one common, located on one side of the dielectric layer, and two identical, separated from each other by a gap on the other side of the dielectric, and said inductive element made in the form of two identical inductors, one of which is connected by one terminal to one of the separated plates, and the second terminal is connected to a common conductive bus, the area of which is equal to or greater than the area of the common capacitor plate a, located at a distance l <λ / 4 from the capacitor, the second inductor is connected with one terminal to the second split plate, and the second terminal to the central core of the coaxial cable, the braid of which is connected to the common bus, or to the output of the transmitting or input of the receiving devices mounted on a common bus, while providing such a mutual orientation of the circuit elements that the normal to the plane of the capacitor is perpendicular to the plane of the common bus.

7. The method according to claim 6, characterized in that said flat capacitor further comprises a second common lining and an additional dielectric layer superimposed on the divided plates, the second common lining superimposed on the other side of the additional dielectric layer.

8. The method according to claim 1, characterized in that the capacitor and the common bus are located on the same plane or on parallel planes.

9. The method according to claim 1, characterized in that the normal to the plane of the capacitor is parallel to the plane of the common bus.

10. The method according to claim 1, characterized in that the SWR antennas provide no more than a value equal to two at the edges of the bandwidth of the circuit by setting the optimal distance l.

11. The method according to claim 10, characterized in that the optimal distance l is selected from the condition of its inverse proportion to the resonance frequency of the circuit.

12. The method according to claim 1, characterized in that the polarization vector of the electric field of the signals received or transmitted by the antenna has continuous components parallel to the normal to the plane of the capacitor when the normal is circumvented, and components parallel to the plane of the capacitor having a beam structure.

13. The method of controlling the radiation pattern of a small-sized antenna device, which consists in providing an oscillating circuit as an antenna having a resonance at a given frequency of a transmitted or received electromagnetic signal and containing a flat capacitor, the metal plates of which are separated by a dielectric layer of a certain thickness, and at least at least one inductive element, the circuit is asymmetrically connected to the output of the transmitter or to the input of the receiver and the capacitor at a distance l, which is the height of the antenna, from the conductive common bus, with l <λ, / 4, where λ is the wavelength of the received or respectively transmitted signal, with the same level of capacitive coupling of the opposite ends (sides) of the capacitor relative to the common bus to exclude the reception (transmission) of electromagnetic signals whose polarization vector is perpendicular to the normal to the plane of the capacitor, and the direction of zero reception (transmission) is deviated from the specified normal due to p zbalansa levels capacitive coupling opposite ends (sides) of the capacitor on a common bus.

14. The method according to item 13, wherein the area of the common bus is much larger than the capacitor, while ensuring the absence of reception (transmission) of electromagnetic signals from the side of the common bus, opposite the connection surface of the antenna circuit, due to the common bus function of the reflector.

15. The method according to item 13, wherein the metallized surface is used as a common tire, the area of which is selected in the range from values close to the area S of the capacitor to values significantly exceeding the area S.

16. The method according to item 13, characterized in that as a common busbar use a metal rod with a length of the order of λ / 2 or two such rods located at 90 ° to each other in a plane parallel to the plane of the capacitor, and the point corresponding to the middle of the aforementioned rods, is the connection point of the first inductance coil and braiding of the coaxial cable when using it.

17. The method according to claim 6, characterized in that it includes connecting a capacitor to a communication channel with a transmitting or receiving device by directly connecting one of the divided plates to said channel and connecting the second divided plate to one of the terminals of the inductor, the second terminal of which is connected to to a common bus or to a braid of a coaxial cable.

18. The method according to claim 1, characterized in that the capacitor has only two plates, separated by a dielectric layer of thickness d.

19. The method according to claim 1 or 13, characterized in that they determine the area of the capacitor plates from the condition of providing the necessary electrical capacitance that determines the frequency bandwidth of the wave system, taking into account the known values of the signal frequencies, thickness d of the dielectric layer, as well as the degree of influence of the standing interaction process and traveling waves in the antenna system by the value of the dynamic capacitance of the circuit.

20. The method according to claim 1 or 13, characterized in that the antenna operates at several resonant frequencies due to the introduction of additional reactive elements connected in parallel to the inductors, and the use of additional electrical connections due to the effect of mutual induction.

21. A small-sized antenna device containing a flat capacitor, consisting of at least three metal plates: one common, located on one side of the dielectric layer, and two identical, separated from each other by a certain gap, on the other side of the dielectric layer; two identical inductors, one of which is connected by one terminal to one of the separated plates, and the second terminal is to a common conductive bus located at a distance l <λ / 4 from the capacitor, and the second inductor is connected by one terminal to the second divided plate, and the second conclusion is to the central core of the coaxial cable, the braid of which is connected to the common bus, or to the output of the transmitting or input of the receiving devices mounted on the common bus.

22. The device according to item 21, wherein the normal to the plane of the capacitor is perpendicular to the plane of the common bus, and the polarization vector of the electric field of the signals received or transmitted by the antenna has continuous components parallel to the normal to the plane of the capacitor during a round-trip of the normal, and components parallel to the plane a capacitor having a radiation structure.

23. The device according to item 21, wherein the normal to the plane of the capacitor is parallel to the plane of the common bus.

24. The device according to item 21, wherein the capacitor and the common bus are located on the same plane or on parallel planes.

25. The device according to item 23 or 24, characterized in that it is configured to change the antenna pattern by introducing an additional vibrator having a length close to the value λ / 4 connected to a common bus and located in a plane perpendicular to the common bus and the capacitor plane in its geometric center, at a distance of (0.05-0.15) λ / 4 from the common bus, this ensures that the protrusion of the vibrator exceeds the capacitor installation distance l relative to the common bus by an order of magnitude (0.2-0.3 ) λ / 4.

26. The device according to any one of paragraphs.21-24, characterized in that said capacitor comprises four plates, including a second common plate and an additional dielectric layer superimposed on the divided plates.

27. A small-sized antenna device containing a flat capacitor consisting of at least three metal plates: one common, located on one side of the dielectric layer, and two identical, separated from each other by a certain gap, on the other side of the dielectric layer; an inductance coil connected by one terminal to one of the separated plates, and the second terminal to a common conductive bus located at a distance l <λ / 4 from the capacitor, while the second separate plate is connected to the central core of the coaxial cable, the braid of which is connected to a common bus either to the output of the transmitter or to the input of the receiving devices mounted on a common bus.

28. Small-sized antenna device containing a flat capacitor consisting of two metal plates separated by a dielectric layer; an inductance coil connected by one terminal to one of the capacitor plates, and the second terminal to a common conductive bus located at a distance l <λ / 4 from the capacitor, and the second capacitor plate is connected to the central core of the coaxial cable, the braid of which is connected to the common bus, either to the output of the transmitting or to the input of the receiving devices mounted on a common bus.

29. The device according to p. 28, characterized in that the said capacitor has a cylindrical shape and is a piece of coaxial cable, and the inductor is connected to the braid of the cable.

30. The device according to item 21 or 28, characterized in that the common bus is made in the form of a metallized surface, the area of which is in the range from values close to the area S of the capacitor, to values significantly exceeding the area S.

31. The device according to any one of paragraphs.21-24, 27, 28, characterized in that it is configured to change the antenna pattern due to the bending of the capacitor along the axis of the central zone separating the plates at a certain angle or bending under a certain radius of the entire plane of the capacitor up to giving it a cylindrical shape.

32. A small antenna device with a variable radiation pattern, having a direction of zero reception (transmission), variable in two coordinates in space, containing a flat capacitor, consisting of at least three metal plates: one common, located on one side of the dielectric layer, and two identical, separated from each other by a certain gap, on the other side of the dielectric layer; two identical inductors, one of which is connected by one terminal to one of the separated plates, and the second terminal is to a common conductive bus located at a distance l <λ / 4 from the capacitor, and the second inductor is connected by one terminal to the second divided plate, and the second conclusion is to the central core of the coaxial cable, the braid of which is connected to the common bus, or to the output of the transmitting or to the input of the receiving devices mounted on a common bus, the area of which is equal to or greater than the area of the common lining the capacitor, the mutual orientation of the capacitor and the common bus is such that the normal to the plane of the capacitor is perpendicular to the plane of the common bus, providing a direction of zero reception (transmission) of electromagnetic waves, the polarization vector of which lies in a plane perpendicular to the axis that determines the spatial orientation of the antenna, and to the common bus additional vibrators are connected through controlled reactive elements, the degree of interconnection of which with certain sections of the capacitor plane at each time nor determines the orientation of the axis of zero reception (transmission) by the antenna of electromagnetic signals.

33. A small antenna device with a variable radiation pattern, having a direction of zero reception (transmission), variable in two coordinates in space, containing a flat capacitor consisting of two metal plates separated by a dielectric layer; an inductance coil connected by one terminal to one of the plates, and the second terminal to a common conductive bus located at a distance l <λ / 4 from the capacitor, and the second capacitor plate is connected to the central core of the coaxial cable, the braid of which is connected to a common bus, or to the output of the transmitting or to the input of the receiving devices mounted on a common bus, the area of which is equal to or greater than the area of the common lining of the capacitor; in this case, the mutual orientation of the capacitor and the common bus is such that the normal to the capacitor plane is perpendicular to the common bus plane, providing a direction of zero reception (transmission) of electromagnetic waves whose polarization vector lies in a plane perpendicular to the axis that determines the spatial orientation of the antenna, and to the common bus through controlled reactive elements connected additional vibrators, the degree of relationship of which with certain sections of the plane of the capacitor at each moment of time determines The direction of the zero axis of reception (transmission) antenna electromagnetic signals.

34. The device according to p. 32 or 33, characterized in that the capacitor and the common bus are in the form of similar rectangles, the common bus area being two to three times the capacitor area, varactors connected coaxially to the midpoints of the small sides are used as controlled reactive elements the common bus in such a way that the total length of the section from the ends of the vibrators is as close as possible to λ / 2, in order to ensure, under antiphase control of the varactors, changes in the angular position of the axis of zero reception (transmission) in a certain sector e on a plane perpendicular to the surface of the capacitor and passing through the middle of the small sides of the planes of the capacitor and the common bus.

35. The device according to clause 34, wherein the vibrators are located in the same plane at a certain angle to the plane of the common bus and have a length that provides the necessary degree of interconnection with the capacitor for a given value of the sector of change of direction of zero reception (transmission).

36. The device according to p. 32 or 33, characterized in that the common bus area is significantly larger than the capacitor area and has an arbitrary shape to exclude the reception of signals of any polarization from the common bus side opposite to the capacitor location, with the possibility of connecting two additional vibrators through controllable reactive elements located in a plane perpendicular to the plane of the location of the first two vibrators, to change the angle of inclination of the axis of zero reception (transmission) simultaneously in two mutually perpendicular planes.