RU1810987C - Digital transverse filter - Google Patents
Digital transverse filterInfo
- Publication number
- RU1810987C RU1810987C SU914909560A SU4909560A RU1810987C RU 1810987 C RU1810987 C RU 1810987C SU 914909560 A SU914909560 A SU 914909560A SU 4909560 A SU4909560 A SU 4909560A RU 1810987 C RU1810987 C RU 1810987C
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- shift register
- output
- digital
- clock
- transverse filter
- Prior art date
Links
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Использование: радиотехника дл фильтрации сигналов, заданных цифровым кодом в каналах св зи с ограниченной полосой. Сущность изобретени : цифровой трансверсаль- ный фильтр содержит информационный вход 1, регистр 2 сдвига, умножители 3-1 ,...,3-п на весовые коэффициенты, сумматор л, генератор 5 тактовых импульсов, содержащий вход 6 задающей частоты, формирователь 7 импульсов , полосовой фильтр 8 и компаратор 9, и выход 10. 6 ил.Usage: radio engineering for filtering signals defined by a digital code in limited bandwidth communication channels. The inventive digital transverse filter contains information input 1, shift register 2, multipliers 3-1, ..., 3-p by weights, adder l, clock generator 5 containing input 6 of the setting frequency, driver 7 pulses , a band-pass filter 8 and a comparator 9, and an output of 10. 6 ill.
Description
ЮYU
0000
оabout
О 00About 00
VIVI
Изобретение относитс к радиотехнике и может быть использовано дл фильтрации сигналов, заданных цифровым кодом, в каналах св зи с ограниченной полосой пропускани .The invention relates to radio engineering and can be used to filter signals specified by a digital code in limited bandwidth communication channels.
Цель изобретени - уменьшение межсимвольной интерференции.The purpose of the invention is to reduce intersymbol interference.
На фиг. 1 представлена электрическа структурна схема цифрового трансвер- сального фильтра; на фиг. 2-6 -диаграммы, по сн ющие его работу.In FIG. 1 is an electrical block diagram of a digital transverse filter; in FIG. 2-6 diagrams explaining his work.
Цифровой трансверсальный фильтр содержит информационный вход 1, регистр 2 сдвига, умножители 3-1 ...3-п на весовые коэффициенты , сумматор 4, генератор 5 тактовых импульсов, содержащий вход 6 задающей частоты , формирователь 7 импульсов, полосовой фильтр 8 и компаратор 9 и выход 10.The digital transverse filter contains information input 1, shift register 2, weighting factors 3-1 ... 3-p, adder 4, clock pulse generator 5, which contains input 6 of the setting frequency, driver 7 pulses, bandpass filter 8 and comparator 9 and exit 10.
Работает цифровой трансверсальный фильтр следующим образом.The digital transverse filter operates as follows.
Сигнал тактовой частоты поступает на вход б (фиг. 2. а). На выходе формировател 7 импульсов выдел ютс передние фронты тактовых импульсов (фиг. 2УЬ). На выходе полосового фильтра 8 выдел етс синусоидальный сигнал одной из высших гармоник (фиг. 2, в), содержащихс в выходном сигнале формировател 7 импульсов. На выходе компаратора 9 формируетс нова тактова частота (фиг. 2, г),в несколько раз превышающа значение тактовой частоты, поступающей на вход 6. Вследствие этого цифровой сигнал продвигаетс по регистру 2 сдвига со скоростью в К раз большей, чем скорость входного информационного сигнала. При этом за длительность бита входной информации по вл етс возможность получить дополнительные весовые значени сигнала, дающие возможность максимально точно аппроксимировать огибающую вида,Коэффициент увеличени тактовой частоты К равен К 2(п + 1), где п 1, 2, 3,... и т.д. Рекомендуемое значение п 1. При этом тактова частота увеличитс в четыре раза (К 2 (1 + 1). Число битовых интервалов регистра сдвига 2 равно В 1 + 2т, где т 1, 2, 3,... и т.д. Рекомендуемое значение т 2. При этом число битовых интервалов регистра сдвига 2 будет равно п ти (В 1 + +2 + 2). Обща длина регистра сдвига 2 соответственно будет равна d КНЗ.The clock signal is fed to input b (Fig. 2. a). At the output of the pulse shaper 7, leading edges of the clock pulses are allocated (Fig. 2Bb). At the output of the bandpass filter 8, a sinusoidal signal of one of the higher harmonics (Fig. 2, c) contained in the output signal of the pulse shaper 7 is extracted. At the output of the comparator 9, a new clock frequency is generated (Fig. 2d), several times higher than the clock frequency supplied to input 6. As a result, the digital signal advances along shift register 2 at a speed K times greater than the speed of the input information signal . Moreover, for the bit length of the input information, it is possible to obtain additional weighted values of the signal, which make it possible to approximate the envelope of the form as accurately as possible.The coefficient of increase in the clock frequency K is equal to K 2 (n + 1), where n 1, 2, 3, ... etc. The recommended value is n 1. In this case, the clock frequency will increase four times (K 2 (1 + 1). The number of bit intervals of the shift register 2 is B 1 + 2 m, where m 1, 2, 3, ..., etc. The recommended value is t 2. In this case, the number of bit intervals of the shift register 2 will be equal to five (B 1 + 2 + 2). The total length of the shift register 2 will be equal to d SCR.
Дл правильного выбора пол рно- стей и весовых коэффициентов умножителей 3-1,..3-п можно рассмотреть реакцию на положительный перепад сигнала входной информации (фиг. 3), где At - длительность тактового интервала. В случае выполнени услови селективности сигнал на выходе должен быть таким, как это показано на фиг. 4. Рассмотрим сигнал на участке A-F, что соответствует длительности п ти тактовых интервалов, Каждый из участков А-В, В-С, C-D, D-E и E-F делим на интервалы , равные At/K (в нашем случае на четыре части) и осуществл ем дискретизацию по амплитуде на каждом интервале длительностью At/4 (фиг. 5).For the correct choice of the polarity and weight coefficients of 3-1, .. 3-p multipliers, we can consider the reaction to a positive edge of the input information signal (Fig. 3), where At is the duration of the clock interval. If the selectivity condition is met, the output signal should be as shown in FIG. 4. Consider the signal in the AF area, which corresponds to the duration of five clock intervals. We divide each of the AB, B-C, CD, DE, and EF sections into intervals equal to At / K (in our case, four parts) and We take the amplitude sampling on each interval of At / 4 duration (Fig. 5).
Пол рность и ориентировочные значени весовых коэффициентов.полученных на фиг. 5, показаны в таблице.. Более точные значени весовых коэффициентов получают при практической реализации фильтра путем их подбора.The polarity and approximate values of the weights obtained in FIG. 5 are shown in the table. More accurate values of the weighting coefficients are obtained by practical implementation of the filter by their selection.
Как видно из таблицы, при реализации фильтра должны выполн тьс два правила: весовые коэффициенты битовых интервалов , парно симметричных относительно центрального битового интервала C-D,As can be seen from the table, when implementing the filter, two rules must be satisfied: the weighting coefficients of the bit intervals, pairwise symmetric with respect to the central bit interval C-D,
до лжны быть взаимно инверсными. В нашем случае весовые коэффициенты битового интервала D-E инверсны относительно битового интервала В-С, а весовые коэффициенты битового интервала E-F инверсны относительно битового интервала А-В.must be mutually inverse. In our case, the weights of the D-E bit interval are inverse to the B-C bit interval, and the weights of the E-F bit interval are inverse to the A-B bit interval.
Сумма весовых коэффициентов каждого битового интервала (кроме интервала C-D) всегда должна быть равна нулю. В этом случае реакци фильтра на единичный импульсThe sum of the weights of each bit interval (except for the C-D interval) must always be zero. In this case, the response of the filter to a single pulse
показана на фиг, 6.shown in FIG. 6.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU914909560A RU1810987C (en) | 1991-02-07 | 1991-02-07 | Digital transverse filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU914909560A RU1810987C (en) | 1991-02-07 | 1991-02-07 | Digital transverse filter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU1810987C true RU1810987C (en) | 1993-04-23 |
Family
ID=21559610
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU914909560A RU1810987C (en) | 1991-02-07 | 1991-02-07 | Digital transverse filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU1810987C (en) |
-
1991
- 1991-02-07 RU SU914909560A patent/RU1810987C/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Банкет В.Л., Дорофеев В. М. Цифровые методы в спутниковой св зи. - М.: Радио и св зь, 1988, с.63. * |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
SE459624B (en) | TRANSMITTERS DONE TO TRANSMIT THE FREQUENCY MODULATED | |
RU1810987C (en) | Digital transverse filter | |
SU803111A1 (en) | Frequency-modulated signal quality detector | |
SU1149439A1 (en) | Method and device for measuring amplitude-frequency characteristic and characteristic of relative phase progation time in television system | |
SU1336257A2 (en) | Autocorrelation meter of pseudorandom phase-shift-keyed signal parameters | |
SU1078583A1 (en) | Phase modulated signal conditioner | |
SU896771A1 (en) | Device fr measuring the rate of signal manipulation | |
SU1598108A1 (en) | Frequency detector | |
SU902287A1 (en) | Device for measuring clock frequency of pseudorandom sequence | |
SU1464296A2 (en) | Shaper of phase-manipulated signals | |
SU987824A1 (en) | Device for separating the sum of regular pulse trains | |
SU574857A1 (en) | Three-band phase communication system | |
SU1104643A1 (en) | Digital quadrature converter | |
SU1492484A1 (en) | Device for demodulation of phase-shift keyed signal | |
SU1103162A1 (en) | Method of measuring noise of digital filter perform multi-point discrete fourier transform | |
SU809643A1 (en) | Device for receiving signals with combined frequency and relative phase manipulation | |
SU1552354A2 (en) | Device for frequency division of multichannel digital signal | |
SU587635A1 (en) | Multichannel autocorrelation demodulator of second-order phase-difference modulation signals | |
SU622052A1 (en) | Raster interpolator | |
SU1223329A1 (en) | Frequency multiplier | |
SU703826A1 (en) | Multichannel digital filter | |
SU748802A1 (en) | Multichannel rejector filter | |
SU1029389A1 (en) | Frequency multiplier | |
SU1264307A1 (en) | Recursive digital filter | |
SU809666A1 (en) | Adaptive calling device |